TWI449442B - 用於無回授之頻域主動矩陣解碼的方法與系統 - Google Patents

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Description

用於無回授之頻域主動矩陣解碼的方法與系統
本發明關係於主動矩陣解碼系統與方法，用以解碼若干音訊輸入信號(例如兩輸入頻道)成為較大數量的音訊輸出信號(例如，五輸出頻道，其可以為全頻輸出頻道)。在一些實施例中，本發明關係於此矩陣解碼系統與方法，其操作於頻域中，及其中主動矩陣元件係在未使用回授下使用所產生之增益控制值加以操縱。
在包含申請專利範圍的本案中，用語“解碼器”與“解碼系統”係被使用為同義詞。
包含申請專利範圍的本案中，對信號或資料執行一操作(例如濾波或轉換)係被廣義地表示在信號或資料、或信號或資料之已處理版本(例如在其上執行操作之前，已經受到初步濾波的信號版本)上直接執行操作。
於包含申請專利範圍的整個案子中，用語“後面”位置(例如後源位置)表示在聽者頭後方之位置，及用語“前面”位置(例如前輸出位置)表示在聽者前方的位置。同樣地，“前”喇叭表示位在收聽者頭前的喇叭及“後”喇叭表示位於收聽者頭後的喇叭。
在包含申請專利範圍的整個案子中，用語“系統”係廣泛地表示一裝置、系統或次系統。例如，實施一解碼器的次系統可以被稱為解碼系統，及包含此一次系統(例如一系統，回應於多輸入產生X輸出信號，其中次系統產生M輸入及其他X-M輸入係由外部源接收)也可以稱為解碼系統。
在包含申請專利範圍的整個案子中，用語以喇叭“播放”信號表示使得喇叭回應於信號產生聲音，包含藉由執行信號之所需放大及/或其他處理。
音訊矩陣解碼器作動以解碼X分立音訊頻道(X輸入信號所決定)成為用於播放的Y頻道(為Y輸出信號所決定)，其中X及Y為整數及Y大於X。輸入頻道有時由大量頻道所矩陣編碼。矩陣編碼/解碼技術的例子包含四聲道立體聲(例如於1973年六月的音訊工程協會的由Bauer,Benjamin等人所描述於“四聲道矩陣透視－在SQ編碼及解碼技術中之進步”)、Ambisonics(例如描述於1974年十二月無線世界的由Michael Gerzpns所述之“環繞音心理音響，設計矩陣及分立環繞音響系統的準則)、杜比Pro Logic II技術(描述於2001年六之Proc.AES的環繞音響19th國際會議的由Kenneth Gundry之“用於環繞音響的新主動矩陣解碼器”)、及杜比Pro Logic技術。
圖1為稱為被動矩陣解碼器類型的簡單傳統2頻道至4頻道解碼器的例子。該被動矩陣解碼器並未想要分析輸入信號而對有關輸入信號編碼(若有的話)作假設。在圖1中，輸入信號左總(Lt)及右總(Rt)係被直接饋入至左(L)輸出及右(R)輸出。中間(C)輸出係藉由在總和元件2中總和輸入信號Lt及Rt並將所得總和信號送至施加有增益的放大器1加以取得。環繞(S)輸出係藉由在減法元件4中產生輸入信號Lt及Rt間之差並在低通濾波器(LPF)3中低通濾波所得之差信號加以取得。
圖2為被稱為主動矩陣解碼器的傳統2頻道至5頻道解碼器的例子。圖2的解碼器包含主動矩陣6。矩陣6係耦接以接收左總(Lt)及右總(Rt)輸入信號，並架構以回應於該輸入信號與來自操縱元件7的控制信號，產生五輸出信號(左輸出“L”、右輸出“R”、中間輸出“C”、左環繞“Ls”、及右環繞“Rs”)。圖2的主動矩陣解碼器在總和元件2中總和輸入信號，並在減法元件4中產生輸入信號的差。來自元件2及4的總和及差信號輸出並未直接饋至輸出頻道(如圖1)。而是，將輸出自元件2及4的總和及差信號與輸入信號Lt及Rt一起送至操縱單元7。回應於這些信號，操縱元件7以允許持續“操縱”解碼矩陣6的方式分析輸入信號。主動矩陣6根據由元件7所送至之操縱控制信號決定輸出頻道混合。
已知在時域中如何以操縱元件實施主動解碼，其使用回授以產生用以控制主動矩陣元件的增益控制信號。例如受讓給杜比實驗室授權公司之美國專利7,280,664及6,920,223描述了此等解碼。
美國專利7,280,664的主動矩陣解碼器包含操縱元件(例如圖16A之元件230)，其包含伺服電路，其使用回授以產生控制信號，用以產生予以為主動矩陣元件所施加之矩陣係數。例如，美國7,280,664的圖16A的元件230可以包含圖17-19的伺服電路，其使用回授以產生控制信號gL、gR、gF、gB、gLB、及gRB。這些增益控制信號係用以產生予以為圖16A的適應矩陣214所施加之更新矩陣係數。例如，圖17的伺服電路回應於音訊信號取樣Lt’及Rt’產生控制信號gL及gR，藉由將信號gL及gR主張為至輸入Lt’及Rt’的回授(並分別在元件242、240、252及250中組合信號gL及gR與輸入Lt’及Rt’)。分別為元件240及250的輸出之(1-gL)Lt’及(1-gR)Rt’係被用以更新控制信號LR的值。信號LR的更新值決定控制信號gL及gR的更新值。
已知在時域中以操縱元件實施主動解碼，並未使用回授以產生用以控制主動矩陣元件的增益控制信號。此主動解碼器係例如描述於受讓給杜比實驗室公司的美國專利4,799,260中。然而，描述於美國專利4,799,260中的主動矩陣解碼係不必決定(依據感覺引動考量)全頻範圍之輸入音訊信號的臨界頻帶加以執行。描述於美國專利4,799,260中的主動矩陣解碼也在未產生不同臨界頻帶的增益控制值下執行，並不必濾波輸入音訊信號，以在不同臨界頻帶中產生輸入次頻帶信號或不必實施每一多臨界頻帶的不同主動矩陣。
於此(一組一或更多音訊信號的全頻率範圍的)表示式“臨界頻帶”表示全頻率範圍的頻帶，其係依據感覺引動考量加以決定。典型地，分割全部可聽頻率範圍的臨界頻帶的寬度，其隨著於全部可聽頻率範圍的頻率增加而增加。
已經建議在時域中，產生用於輸入音訊信號的不同之多數臨界頻帶的增益控值，執行主動矩陣解碼。例如，在表面上表示受讓給數位劇院系統公司的美國專利7,003,467教導實施於時域中之主動矩陣解碼器。解碼器施加帶通濾波器至音訊輸入信號，以產生一組輸入次頻帶信號，各個次頻帶信號表示輸入信號的全頻率範圍的不同頻帶，然後，解碼次頻帶信號。美國專利7,003,467教導次頻帶信號可以組合為更小數量的分群信號，各個表示輸入信號的全頻率範圍的不同臨界頻帶(已知稱為“bark band”類型)，及所分群信號然後可以被解碼。然而，美國專利7,003,467並未教導(及一直到本發明才知道)如何在頻域中實施主動解碼，藉由：濾波輸入音訊信號，以產生輸入次頻帶信號，各個在不同臨界頻帶中，產生獨立用於各個臨界頻帶的增益控制值；及施加同主動矩陣至各個輸入次頻帶信號。美國專利7,003,467並未建議主動音訊信號解碼應實施於頻域中，也未建議如何以有效方式實施頻域主動解碼(例如具有低處理器速度(例如低MIPS)要求)。
對於主動矩陣解碼器有需要解碼輸入音訊信號的不同臨界頻帶，使得調整於每一臨界頻帶中的輸入音訊內容(包含用於解碼該輸入音訊的不同臨界頻帶的增益控制值)，以有效方式完成改良聲音效能，及使得可以以低處理器速度(例如低MIPS)要求相容。本發明之典型實施例完成改良聲音效能(包含較大頻率選擇性，沒有可感覺的瑕疵)，並降低計算要求，藉由解碼頻域輸入音訊的不同臨界頻帶，以調整至各個臨界頻帶中之輸入音訊內容(包含藉由產生用於解碼輸入音訊的不同臨界頻帶的增益控制值)。
一直到本發明才知道，如何實施一感覺引動音訊矩陣解碼器，其將N(例如N=2)音訊輸入頻道轉換為M(M大於N)全頻音訊輸出頻道，包含藉由將輸入信號轉換為頻域(當輸入信號並未完全於頻域時)，將所得輸入頻率分量送至主動矩陣元件，其回應於此產生頻率分量的M輸出串流，並操縱主動矩陣元件，而不使用回授。也不知如何使用功率比的操作決定的準則，來實施操縱(在一組臨界頻帶中的每一臨界頻帶，產生頻域輸入音訊)，包含以非線性方式整形及縮放功率比。
在一群實施例中，本發明為感覺引動的主動矩陣解碼器，架構以解碼N串流的輸入頻率分量，該分量表示N音訊輸入信號(輸入頻道)，以產生M串流的輸出頻率分量，其決定M音訊輸出信號(典型地，全頻輸出頻道)，其中M及N為整數及M大於N。解碼器包含主動矩陣次系統，該次系統被架構以回應於N串流的輸入頻率分量(表示N音訊輸入信號)產生M串流的輸出頻率分量，其決定M音訊輸出信號；及一控制次系統，耦接至主動矩陣次系統並架構以回應於輸入頻率分量產生增益控制值，而不使用回授，並將增益控制值送至主動矩陣次系統，用以在產生輸出頻率分量時操縱主動矩陣元件。控制次系統被架構以回應於輸入頻率分量產生功率比，該等功率比包含用於一組臨界頻帶中之各個臨界頻帶的至少一功率比(用於每一方塊的輸入頻率分量)，並藉由以非線性方式整形功率比(並選用地縮放及平滑功率比)，而回應於功率比而產生增益控制值。
典型地，主動矩陣次系統施加多組矩陣係數，各組矩陣係數係用於各別不同的臨界頻帶。例如，在一些實施例中，各個臨界頻帶的增益控制值決定不同組的矩陣係數，用以為主動矩陣次系統所施加至輸入頻率分量中，其轉換頻率柱是在臨界頻帶內。在屬於臨界頻帶之一的各個轉換頻率柱內(各個方塊的輸入頻率分量)的輸入頻率分量係為用於對應該臨界頻帶的臨界頻帶的該矩陣係數所矩陣相乘。
在一些實施例中，解碼器也包含一輸入轉換次系統，其架構以將N輸入信號由時域轉換為頻域，藉以回應於N輸入信號產生N串流輸入頻率分量。在一些實施例中，解碼器也包含一輸出轉換次系統，其架構以將輸出頻率分量串流由頻域轉換為時域，藉以回應於該輸出頻率分量產生M輸出信號。典型地，N=2及M=5。典型地，控制次系統被架構以(每方塊輸入頻率係數)產生用於該組臨界頻帶中的各個臨界頻帶的一對功率比，並由該功率比產生用於各個該臨界頻帶(用於每一方塊的輸入頻率係數)的五增益控制值。例如，在一些實施例中，其中解碼器被架構以解碼兩音訊輸入信號以產生五音訊輸出信號(左頻道輸出信號、右頻道輸出信號、中間頻道輸出信號、右環繞頻道輸出信號、及左環繞頻道輸出信號)，各對功率比包含：左及右頻道功率量測值的比及前與後頻道功率量測值的比。較佳地，臨界頻帶將操縱劃分為頻率區係根據心理音響學。
在一些實施例中，本發明為矩陣解碼方法，用以解碼N音訊輸入信號，以決定M音訊輸出信號(典型為全頻輸出頻道)，其中M及N為整數，及M大於N，該方法包含步驟：
(a)操作一主動矩陣次系統，以回應於表示N音訊輸入信號的N串流輸入頻率分量，產生決定M音訊輸出信號的M串流輸出頻率分量；
(b)不使用回授，由輸入頻率分量決定功率比，該功率比包含用於一組臨界頻帶中之各個臨界頻帶的至少一功率比；
(c)不使用回授，藉由非線性方式整形功率比，由該等功率比，決定每一臨界頻帶的增益控制值；及
(d)在執行步驟(a)的同時，使用該增益控制值，操縱該主動矩陣元件。
在一些實施例中，步驟(c)包含未使用回授縮放及平滑該等功率比的步驟。典型地，N=2及M=5，步驟(b)包含步驟有決定用於各個該臨界頻帶的兩功率比(用於各個方塊的輸入頻率係數)及步驟(c)包含步驟有決定用於各個臨界頻帶的五增益控制值(用於各個方塊的輸入頻率係數)。在一些實施例中，該方法也包含以下步驟的至少之一：將音訊輸信號由時域轉換為頻域，以產生多串流的輸入頻率分量；並將該串流輸出頻率分量由頻域轉換為時域，藉以產生M音訊輸出信號。
在典型實施例中，所發明之解碼器為包含通用或特殊目的處理器，其被規劃有軟體(或韌體)及/或被架構以執行發明方法的一實施例。在一些實施例中，本發明解碼器為通用目的處理，耦接以接收表示音訊輸入信號的輸入資料並被(以適當軟體)規劃以藉由執行本發明方法實施例，回應於該輸入資料產生該音訊輸出信號的輸出資料。在其他實施例中，本發明解碼器藉由(例如以規劃)適當地架構一可架構音訊數位信號處理器(DSP)加以實施。音訊DSP可以為傳統音訊DSP，其可以架構(例如為適當軟體或韌體所規劃，或回應於控制資料可架構)以對輸入音訊執行各種操作之一者。在操作中，已經被架構以依據本發明執行主動矩陣解碼的音訊DSP係耦接以接收多數音訊輸入信號，及除了解碼外，該DSP典型地對輸入音訊執行各種操作。依據本發明各種實施例，音訊DSP可操作以在被架構(例如規劃)以藉由對輸入音訊信號執行該方法，而回應於輸入音訊信號產生輸出音訊信號後，執行本發明實施例。本發明之態樣也包含一系統，架構(例如被規劃)以執行本發明方法的任一實施例，及一電腦可讀取媒體(例如碟片)，其儲存實施本發明方法實施例之碼。
本發明的很多實施例係技術上可行。為熟習於本技藝者所了解本案如何實施。本發明之系統、方法與媒體的實施例將參考圖3至9加以說明。
圖3為本發明主動矩陣解碼系統實施例之方塊圖。圖3系統包含時域至頻率轉換級10，耦接並架構以接收時域輸入信號“左總”(Lt)並藉由對輸入信號Lt執行時間至頻率域轉換(例如分立傅氏轉換，但也可以修改分立餘弦轉換、或在正交鏡相濾波排轉換、或另一時域至頻域轉換)產生頻率分量Lt’。頻率分量Lt’包含次組，各個在不同頻率柱(頻率轉換柱)。圖3系統也包含時域至頻域轉換級11，耦接並架構以接收時域輸入信號“右總”(Rt)並藉由對輸入信號Rt執行時間至頻率域轉換(例如分立傅氏轉換，但也可以為修改分立餘弦轉換、或正交鏡相濾波排轉換、或另一時域至頻域轉換)產生頻率分量Rt’。頻率分量Rt’包含次組，各個在不同頻率柱(頻率轉換柱)。在各個頻率柱的頻率分量Lt’及Rt’係在適應解碼矩陣16及操縱元件17中分開分析並處理。
主動(適應)解碼矩陣16被架構以回應於來自操縱元件17與輸入頻率分量Lt’及Rt’的控制信號，產生五順序的輸出頻率分量，在圖3中被指明為左輸出資料L’(表示來自左前來源之聲音)、右輸出資料R’(表示來自右前來源之聲音)、中間輸出資料C’(表示來自中間前來源的聲音)、左環繞輸出資料Ls’(表示來自左後來源的聲音)、及右環繞輸出資料Rs’(表示來自右後來源的聲音)。
各個頻率分量Lt’係在總和元件14被總和以對應頻率分量Rt’，以產生一順序頻率分量Ft’(於此稱為“前頻道”頻率分量)。在減法元件14中，對應頻率分量Lt’被減去各個頻率分量Rt’，以產生一順序頻率分量Bt’(以下稱“後頻道”頻率分量)。頻率分量Lt’及Rt’可以受到簡單處理，以表示沿著左至右軸的信號支配，並為操縱元件17所使用以產生一順序功率比值，其決定增益控制值gL及gR。頻率分量Ft’及Bt’可以受到簡單處理，以表示沿著前至後軸(垂直於左至右軸)的信號支配並被操縱元件17所使用以產生一順序的功率比值，其決定增益控制值gF及gB。當輸入音訊信號表示主要來自一來源方向(例如左前)聲音(在臨界頻帶中)時，操縱元件產生與表示主要來自另一來源方向(例如右後)聲音不同組的增益控制值(用於臨界頻帶)。
頻率分量Ft’及Bt’及頻率分量Lt’及Rt’被送至操縱元件17。回應於此，操縱元件17分析在各個臨界頻帶中的頻率分量Lt’及Rt’，以產生用以架構各個臨界頻帶的矩陣16的增益控制值gL、gR、gF、gLB及gRB(並送至適應解碼矩陣列16)。回應於用於各個頻帶的增益控制值gL、gR、gF、gB、gLB、及gRB，適應矩陣16產生分量順序L’、R’、C’、Ls’、及Rs’的(在各個此臨界頻帶中的各個頻率柱)頻率分量。各個次組在不同頻帶的所有次組的各個分量順序L’、R’、C’、Ls’、Rs’可選用地在後處理級18受到後處理。級18的輸出在頻域至時域轉換級20受到頻域至時域轉換(典型為逆短時分立傅氏轉換或“iSTDFT”，但也可以是逆修改分立餘弦轉換、或在正交鏡相濾波排中之轉換，或另一頻域至時域轉換)。五分立時域信號(左頻道輸出信號L’、右頻道輸出信號R’、中間頻道輸出信號C’、左環繞頻道輸出信號Ls’、及右環繞頻道輸出信號Rs’)由級20輸出。
因此，圖3系統轉換兩時域音訊輸入信號(Lt、Rt)為頻域資料成為轉換頻率柱，用以分析及處理。系統之控制路徑(包含示於圖3中之元件12、13、14、15及17)由頻域資料產生一組臨界頻帶的各頻帶的功率量測值，並使用它們以產生用以架構適應矩陣16的增益控制值。除了控制路徑外之圖3系統的元件有時於此被稱為“信號路徑”。系統之控制路徑藉由在濾波器12及13中帶通濾波該頻域資料，而整形頻域資料。回應於該濾波頻域資料，決定頻率分量Ft’及Bt’。分量Ft’表示總和信號Ft(於此稱為“前頻道”或“前”信號)。分量Bt’表示差信號Bt(於此稱為“後頻道”或“後”信號)。頻率分量Ft’及Bt’與表示濾波輸出信號Lt及Rt的濾波頻率分量被轉換為臨界頻帶功率值(用於各個臨界頻帶的功率量測值)，這些係用以產生用於各個臨界頻帶的增益控制值gL、gR、gF、gB、gLB及gRB。
圖3的控制路徑或信號路徑均未包含回授。相反地，控制路徑取決於臨界頻帶功率值的非線性表示的分析。主動解碼矩陣16係被操縱於臨界頻帶內，以產生輸出頻道資料(包含用於各個輸出頻道的各個轉換頻率柱中的頻率分量)。矩陣16將表示兩頻道輸入音訊的頻率分量(Lt’、Rt’)乘以適當混合矩陣係數，及所得輸出頻道頻率分量在級18中受到選用後處理，然後，在級20中被轉換回時域。
在較佳實施例中，(用於每一方塊的輸入頻率分量)用於主動矩陣16的增益控制值係使用以非線性(在例如圖5及6中之電路38及58)整形的功率比(參考圖5及6所述之電路元件37及57所產生的功率比對)，並選用地縮放(例如在圖5及6中之電路38及58)及平滑化(例如在圖5及6之元件33、43、45、46、53、63、65及66)。用於各個方塊的輸入頻率分量之功率比係被產生用於各個臨界頻帶。臨界頻帶根據心理音響學將該操縱分割為多數頻率區。藉此，操縱具有較大頻率選擇性，而沒有感覺瑕疵。因此，主動矩陣係使用臨界頻帶而不是轉換柱加以操縱。
在圖3系統的典型實施中，轉換電路10及11將分立輸入音訊(Lt及Rt)取樣由時域轉換為頻域，藉由對各個輸入信號Lt及Rt的每組m連續方塊取樣施加短時分立傅氏轉換(STDFT)，並具有k頻率柱及b臨界頻帶。典型地，在各個組輸入音訊取樣的每兩連續方塊間有重疊(例如50%的重疊)。典型地，b為範圍由20至40的整數。典型地，為各個電路10及11所轉換的各個方塊輸入音訊係由1024(或512)取樣的輸入音訊構成。典型地，回應於各個此方塊的電路10及11的輸出係為一組512(或256)柱的頻率分量(例如一組頻率分量，其各具有不同的512或256頻率)。
圖3的主動矩陣16係被架構以對在各個臨界頻帶中的輸入頻率係數執行矩陣乘法，使用b組矩陣係數，各組矩陣係數用於b臨界頻帶的不同頻帶。(用於臨界頻帶的)各組矩陣係數可以包含如圖4所示標記的七十個係數。在被架構以回應於兩輸入頻道送出五個以上輸出頻道的圖3及4之實施例變化例中，為各個臨界頻帶之主動矩陣所用之各個組矩陣係數將典型由七十個以上係數構成。
主動矩陣16典型被架構以施加不同組矩陣係數至輸入音訊的頻率分量，其轉換頻率柱係在各個不同臨界頻帶內。在屬於臨界頻帶之一的各個轉換頻率柱中的(各個方塊之輸入頻率分量的)頻率分量係被用於對應該臨界頻帶的臨界頻帶的矩陣係數所矩陣乘法。
為各個臨界頻帶的元件16所施加之矩陣包含固定部(為圖4的矩陣係數a1至a10所決定)及一可變部(由圖4的係數b1至g10及為元件17所送至矩陣16的增益控制值所決定)。各個矩陣的固定部係無關於送至矩陣16的增益控制值。各個矩陣的可變部係取決於增益控制值。各個方塊m及臨界頻帶b，操縱元件17產生一組增益控制值gL、gR、gF、gB、gLB及gRB，這些增益控制值被施加至第b組矩陣係數(用於第b臨界頻帶的矩陣16的矩陣係數)，以計算用於第b臨界頻帶的混合矩陣值v 1，....v 10，如於公式(1)所示。
各個臨界頻帶的任意適當選擇之矩陣係數(a1，b1，c1，...及g10)將為熟習於本技藝者所知。典型地，矩陣係數將被選擇使得(用於具有相對高頻的臨界頻帶)矩陣係更擴散，以擴散更高頻聲音，及(用於具有相對低頻的臨界頻帶)定位更低頻聲音(例如，使得當為喇叭所播放之為系統所產生之輸出信號可以在收聽者旁於各地點“掃描”低頻聲音。
為了產生用於各個方塊(第m方塊)及各個臨界頻帶(第b頻帶)的頻率分量L’、R’、C’、Ls’、及Rs’，在頻帶中的輸入信號係數(Lt’、Rt’)係被矩陣乘以兩列五行矩陣(其係數為用於頻帶的公式1的混合矩陣值v 1，....v 10)如於公式2所示：
在本發明系統的實施法中，後處理級(例如圖3之後處理級18)提供至少部份以下之使用者可控制特性：以相關或無關方式，濾波一些或所有輸出音訊頻道；將部份或所有輸出音訊頻道彼此混合，或與外部來源混合；組合音訊頻道，以降低輸出頻道所總數；藉由複製一或更多輸出頻道，擴充輸出頻道的總數；及相位逆轉一或更多輸出音訊頻道，以補償降頻變動。因此，雖然如圖3所示之後處理級18具有五輸入頻道及五輸出頻道，但本發明的其他實施法中，可以具有比五輸出頻道更多或更少。在本發明系統的其他實施法中，後處理級被省略及自主動矩陣(例如矩陣16)輸出的頻率分量係被傳送至系統輸出，或直接送至頻域至時域轉換級(例如級20)。
在一些實施例中，本發明系統包含電路，其架構以施加可調增益至各個輸出頻道的各個臨界頻帶(例如，不同獨立可調增益至各個頻帶)。例如，級18可以包含此增益調整電路。
圖3的操縱元件17包含三個次系統：如圖5所示之左/右控制電路；如圖6所示之前/後控制電路；及如圖7所示之環繞控制電路。
圖5的左/右控制電路包含共軛元件30及40，乘法元件31及41、分帶元件32及42、平滑元件33及43、減法元件34、相加元件35及36、除法元件37及整形平滑及縮放電路38，連接如所示並操作如下。已濾波頻率元件Lt’及Rt’的共軛複數(來自圖3的濾波器12及13)係產生於元件30及40。由元件30及40輸出之已濾波頻率分量Lt’及Rt’係分別被乘以元件31及41中之個別共軛複數，以每柱為基礎地取得功率量測值。
圖3系統組合在各個k轉換柱(典型k=512或k=256)中之頻率分量成為臨限頻帶更小數量b的元件(例如b=20帶或b=40帶)。典型地，為各個電路10及11所轉換之各個方塊輸入音訊包含1024(或512)取樣之輸入音訊，及回應於各個此方塊的各個電路10及11的輸出係為一組512(或256)柱頻率分量。
元件32組合自元件31輸出的功率量測值(給各個頻率柱)成為用於一組臨界頻帶的各個之功率量測值(例如以臨界或可聽濾波規格)。元件42組合自元件41輸出的(每一頻率柱)功率量測值成為各個臨界頻帶的功率量測。將柱分為臨限頻帶較佳模擬人類可聽系統，即耳蝸(cochlea)。藉由施加適當濾波(至各個臨界頻帶)，各個元件32及42加權在頻率柱中之功率量測值並藉由總和為該頻帶的濾波所決定的加權功率量測值，而產生用於各個臨界頻帶的功率量測值。
典型地，不同濾波器被應用至各個臨界頻帶，及這些濾波器展現大約圓化指數形並均勻分隔在等矩形頻帶(ERB)規格上。ERB規格係為一量測法，用以近似可聽濾波器的頻寬與間隔的心理音響。圖8描繪具有一ERB間距的適當組濾波器，造成總共40臨限頻帶b，用以施加至各個1024頻率柱k的功率量測中。將功率量測值分帶為臨限頻帶協助免在輸出資料中之可聽見瑕疵，如果系統以每柱為基礎動作時則會發生可聽見瑕疵。
臨界分帶的功率量測值然後相對於時間(即整個相鄰方塊)被平滑化(於元件33及43)，以在元件33產生一平滑功率量測值Plt’(m,b)用於各個方塊m及臨限頻帶b，及在元件43中，產生一平滑功率量測值Prt’(m,b)用於各個方塊m及臨限頻帶b。
因此，對於各個方塊輸入頻率分量Lt’，元件32將在k頻率柱的頻率分量轉換為b臨限頻帶功率量測值Plt’，一個用於各個臨限頻帶。同樣地，對於各個方塊的輸入頻率分量Rt’，元件42將在k頻率柱中之頻率分量轉換為b臨限頻帶功率量測值，一個用於各個臨限頻帶。功率量測值Plt’使用單極平滑元件33加以平滑化，以相對於DFT方塊大小m具有適當時間常數及頻帶數b。功率量測值Prt’係使用單極平滑元件43加以平滑化，以相對於DFT方塊大小m具有一適當時間常數，及頻帶數b。在元件33及43中之功率量測值Prt’及Plt’的平滑化平滑了在元件37的輸出所主長的功率比。在本發明的其他實施例中，用以產生操縱主動矩陣的增益控制值的功率比係以其他方式加以平滑。
再者，對於各個方塊的輸入頻率分量與各個臨限頻帶，功率量測值的總和(Plt’+Prt’)係被產生於元件35，及功率量測值的差(Plt’-Prt’)係被產生於元件34。在元件36中，將一小偏移A1加入各個總和(Plt’+Prt’)，以避免在除法中的誤差。在元件37中，各個差(Plt’-Prt’)係為用於相同頻帶與方塊的和(Plt’+Prt’+A1)所除，以取得正規功率比。正規功率比因此為左及右頻道功率量測值的比。表示在元件37中所決定的功率比的信號(對於各個方塊與臨限頻帶)係被送至電路38。
電路38對決定於元件37中之功率比執行縮放與整形。電路38包含兩分支，各個包含六級。第一分支產生用於各個臨界頻帶與方塊的增益控制值gL(m,b)。第二分支產生用於各個臨界頻帶與方塊的增益控制值gR(m,b)。第一分支的第一級加入小偏移值A2至各個功率比。第二分支的第一級由偏移值A2減去各個功率值。第一分支的第二級將第一分支的第一級輸出乘以係數A3，及第二分支的第二級將第二分支的第一級的輸出乘以相同係數A3。第一分支的第三級指數化第一分支的第二級的各個輸出值X(m,b)以產生值XA4 (m,b)=PL(m,b)。典型地，係數A4係等於3(或實質等於3的數)。當A4=3時，藉由將X(m,b)乘以其本身及將積乘以X(m,b)及積乘以X(m,b)，第一分支的第三級指數化各個值X(m,b)。自第一分支的第三級輸出的值係以臨界頻帶至帶方式在帶間平滑元件45中被平滑化，以保持相鄰頻帶不會有大量的差。第二分支的第三級指數化第二分支之第二級的各個輸出值Y(m,b)，以產生值YA4 (m,b)=Pr(m,b)。在帶間平滑化元件46中自第二分支的第三級輸出的值係以臨界頻率帶至帶方式被平滑化，以保持相鄰頻帶不會有大量的差。表示所得值Pl(m,b)及Pr(m,b)之信號係被傳送至圖7的環繞控制電路。因此，第三級以非線性A4修改來自第二級的輸出值，藉以用非線性方式整形功率比(元件37)。
第一分支的第四級將第一分支的第三級的輸出乘以係數A5及第二分支的第四級將第二分支的第三級的輸出乘以相同係數A5。第一分支的第四級將偏移值A6加入至第一分支的第四級的輸出，及第二分支的第五級將相同偏移值A6加入至第二分支的第四級的輸出。第一分支的第六級將一偏移值A7加入至第一分支的第五級輸出，以產生用於各個臨界頻帶及方塊的增益控制值gL(m,b)。第二分支的第六級將相同偏移值A7加入至第二分支的第五級輸出，以產生增益控制值gR(m,b)，用於各個臨界頻帶與方塊。
因此，電路38縮放、平滑、及整形功率比，而不使用回授。更明確地說，圖5電路未使用回授，由輸入頻率分量，產生增益控制值gL(m,b)及gR(m,b)。增益控制值gL(m,b)及gR(m,b)被送至矩陣16。在圖5電路的較佳實施例中，值A1、A2、A3、A4、A5及A6係如下用於典型頻帶中：A1=0.001、A2=1.001、A3=0.499、A4=3、A5=0.95、及A6=0.01。對於各個頻帶的值A1、A2、A3、A4、A5及A6的特定選擇較佳地取決於其所應用之頻帶，這些係為熟習於本技藝者在得知本案說明的方式進行。
圖6的前/後控制電路包含共軛元件50及60、乘法元件51及61、帶化元件52及62、平滑元件53及63、減法元件54、相加元件55及56、除法元件57及整形及縮放電路58，並連接如所示並操作如下。過濾頻率分量Ft’及Bt’的共軛複數(由圖3的元件14及15)係被產生於元件50及60中。自元件50及60輸出的已過濾頻率分量Ft’及Bt’係在元件51及61中分別被乘上其個別共軛複數，以取得每柱為基礎的功率量測值。
元件52將(用於各個頻率柱的)來自元件51的功率量測值組(例如以臨界或可聽濾波規格)合成用於一組臨界頻帶的各頻帶之功率量測值。元件62組合(用於各個頻率柱的)自元件61輸出的功率量測值成為各個臨界頻帶的功率量測值。各個元件52及62藉由施加適當濾波器於其中(各個臨界頻帶)而加權頻率柱中之功率量測值並藉由總和為該頻帶的濾波器所決定的加權功率量測值，而產生各個臨界頻帶的功率量測值。典型地，不同濾波器被應用至各個臨界頻帶，及這些濾波器與為圖5的上述元件32及42所施加者相同。
臨界分帶功率量測值然後(於元件53及63)被相對於時間平滑化(即沿著相鄰方塊)，以在元件53中，產生用於各個方塊m及臨界頻帶b的平滑功率量測值Pft’(m,b)，及在元件63中，產生用於各個方塊m及臨界頻帶b的平滑功率量測值Pbt’(m,b)。
因此，對於各個方塊頻率分量Ft’，元件52將在k頻率柱中之頻率分量轉換成b臨界帶功率量測值Pft’，一個用於各個臨界頻帶。對於各個方塊的頻率分量Bt’，元件62將在k頻率柱中之頻率分量轉換為b臨界帶功率量測值Pbt’，一個用於各個臨界頻帶。功率量測值Pft’使用相對於DFT方塊大小m具有適當時間常數的單極平滑元件53平滑化。功率量測值Pbt’使用相對於DFT方塊大小m具有適當時間常數的單極平滑元件63加以平滑化。在元件53及63中的功率量測值Pbt’及Pft’的平滑化平滑了在元件57的輸出的功率比。在本發明之其他實施例中，用以產生操縱主動矩陣的增益控制值的功率比可以被其他方式平滑化。
再者，對於各個方塊的輸入頻率分量與各個臨界頻帶，功率量測值的總和(Pft’+Pbt’)係被產生於元件55中，及功率量測值的差(Pft’-Pbt’)被產生於元件54中。在元件56中，小偏移A1被施加至各個總和(Pft’+Pbt’)，以避免在除法中之錯誤。在元件57中，各個差(Pft’-Pbt’)係為用於相同帶與方塊的總和(Pft’+Pbt’+A1)所除，以取得正規功率比。正規功率比因此為前及後頻道功率量測值的比。表示(用於各個方塊與臨界頻帶的)在元件57中決定的功率比的信號係被送至電路58。
電路58對在元件57中決定的順序功率比執行縮放、平滑及整形。電路58包含兩分支，各個包含六級。第一分支產生用於各個臨界頻帶與方塊的增益控制值gF(m,b)。第二分支產生用於各個臨界頻帶與方塊的增益控制值gB(m,b)。第一分支的第一級加入小偏移值A2至各個功率比。第二分支的第一級由偏移值A2減去各個功率值。第一分支的第二級將第一分支的第一級輸出乘以係數A3，及第二分支的第二級將第二分支的第一級的輸出乘以相同係數A3。第一分支的第三級指數化第一分支的第二級的各個輸出值X(m,b)以產生值XA4 (m,b)=Pf(m,b)。典型地，係數A4係等於3(或實質等於3的數)。當A4=3時，藉由將X(m,b)乘以其本身及將積乘以X(m,b)及積乘以X(m,b)，第一分支的第三級指數化各個值X(m,b)。自第一分支的第三級輸出的值係以臨界頻帶至帶方式在帶間平滑元件65中被平滑化，以保持相鄰頻帶不會有大量的差。第二分支的第三級指數化第二分支之第二級的各個輸出值Y(m,b)，以產生值YA4 (m,b)=Pb(m,b)。在帶間平滑化元件66中，自第二分支的第三級輸出的值係以臨界頻率帶至帶方式被平滑化，以保持相鄰頻帶不會有大量的差。表示所得值Pf(m,b)及Pb(m,b)之信號係被傳送至圖7的環繞控制電路。因此，第三級以非線性A4修改來自第二級的輸出值，藉以用非線性方式整形功率比(元件57)。
第一分支的第四級將第一分支的第三級的輸出乘以係數A5及第二分支的第四級將第二分支的第三級的輸出乘以相同係數A5。第一分支的第五級將偏移值A6加入至第一分支的第四級的輸出，以產生用於各個臨界頻帶與方塊的增益控制值gF(m,b)。第二分支的第五級將相同偏移值A6加入至第二分支的第四級的輸出，以產生用於各個臨界頻帶與方塊的增益控制值gB(m,b)。因此，電路僅縮放及整形功率比，而未使用回授。更明確地說，圖6電路由輸入頻率分量產生增益控制值gF(m,b)及gB(m,b)，而未使用回授。增益控制值gF(m,b)及gB(m,b)被送至矩陣16。在圖6電路的較佳實施例中，值A1、A2、A3、A4、A5及A6係如下用於典型頻帶中：A1=0.001、A2=1.001、A3=0.499、A4=3、A5=0.95、及A6=0.01。對於各個頻帶的值A1、A2、A3、A4、A5及A6的特定選擇較佳地取決於其所應用之頻帶，這些係為熟習於本技藝者在得知本案說明的方式進行。
圖7的環繞控制電路回應於來自圖5及圖6的電路的PL(m,b)、Pr(m,b)、Pf(m,b)、及Pb(m,b)值，產生增益控制值gLB(m,b)及gRB(m,b)。圖7的電路包含減法元件68及69、乘法元件70、73、80及83、及比較元件71、72、74、81、82及84，並連接如所示。在操作中，元件68回應於用於各個方塊及臨界頻帶的值PL(m,b)及Pr(m,b)輸出差值LR(m,b)=Pl(m,b)-Pr(m,b)，及元件69回應於用於各個方塊及臨界頻帶的值Pf(m,b)及Pb(m,b)，輸出差值FB(m,b)=Pf(m,b)-Pb(m,b)。
在左後(gLB)路徑中，各個值LR(m,b)在元件70中被逆轉(在元件70中被乘以值B1=-1)。在右後(gRB)路徑中，各個值FB(m,b)在元件80中被乘以值B2。
在左後路徑中，比較元件71輸出現行逆轉LR(m,b)及FB(m,b)值之較大者(最大值)，及比較元件72輸出元件71的輸出之較小者(最小者)及常數B3。元件73藉由乘以常數B4縮放元件72的輸出。比較元件74輸出常數B5的輸出及元件73的縮放輸出之較小者(最小者)。元件74的輸出為用於現行方塊與電路頻帶的增益控制值gLB(m,b)。一順序的增益控制值gLB(m,b)係由元件74的輸出送至元件16，一個用於各個方塊與臨限頻帶。
在右後路徑中，比較元件81輸出現行LR(m,b)值及現行逆轉FB(m,b)值之較大者，及比較元件82輸出元件81的輸出與常數B3之較小者(或最小者)。元件83藉由將之乘以常數B4而縮放元件82的輸出。比較元件84輸出常數B5的輸出與元件83的縮放輸出中之較小者(最小者)。元件84的輸出為用於現行方塊與臨界頻帶的增益控制值gLB(m,b)。一順序增益控制值gRB(m,b)係被由元件84的輸出送至元件16，一個用於各個方塊與臨界頻帶。
在圖7電路的較佳實施例中，值B1、B2、B3、B4及B5係如下作為典型頻帶：B1=-1、B2=0.61、B3=0.0、B4=-2.1、及B5=0.99。對於各個頻帶之值B1、B2、B3、B4及B5的特定選擇較佳取決於它們所施加之頻帶，以熟習於本技藝者在本案中之已知方式進行。
在另一群實施例中，本發明為矩陣解碼方法，用以解碼N音訊輸入信號，以決定M音訊輸出信號(典型地，全頻輸出頻道)，其中M大於N，該方法包含步驟：
(a)操作主動矩陣次系統，以回應於表示該N音訊輸入信號的N串流輸入頻率分量，產生決定該M音訊輸出信號的M串流輸出頻率分量；
(b)不使用回授，由該輸入頻率分量決定功率比，該功率比包含在一組臨界頻帶的各個臨界頻帶的至少一功率比；
(c)藉由不使用回授以非線性方式整形該等功率比，由該等功率比決定各個該臨界頻帶的增益控制值；及
(d)於執行步驟(a)的同時，使用該增益控制值，操縱該主動矩陣元件。
在一些實施例中，步驟(c)包含步驟有不使用回授，縮放及平滑該等功率比。典型地，N=2及M=5，步驟(b)包含決定用於各個該臨界頻帶的(各方塊輸入頻率係數)的兩功率比的步驟，及步驟(c)包含決定(各個方塊的該等輸入頻率係數)的五增益控制值的步驟。在一些電施例中，該方法更包含至少以下之一的步驟：將音訊輸入信號由時域轉換為頻域，以產生輸入頻率分量的串流；及將輸出頻率分量串流由頻域轉為時域，藉以產生M音訊輸出信號。
圖9為解碼系統(解碼器)120的方塊圖，其係為可程式音訊DSP，其被架構以執行本發明方法的實施例。系統120包含可程式DSP電路122(系統120的主動矩陣解碼次系統)耦接以接收音訊輸入信號(例如參考圖3所述之兩輸入信號Lt及Rt類型)。電路122被架構以回應於來自控制介面121的控制資料加以架構，以執行本發明方法的實施例，即回應於音訊輸入信號，產生多數輸出音訊信號(例如由圖3系統的所產生之左輸出“L”、右輸出“R”、中間輸出“C”、左環繞輸出“Ls”及右環繞輸出“Rs”)。為了規劃系統120，適當軟體被由外部處理器傳送至控制介面121，及介面121回應於適當控制資料被傳送至電路122，以架構電路122執行本發明方法。
在操作中，被架構以執行依據本發明之主動矩陣解碼的音訊DSP(例如圖9的系統120)係耦接以接收N音訊輸入信號，及除了解碼外，DSP典型對輸入音訊(或其處理版)執行各種操作。例如，圖9的系統120可以實施以在處理次系統123(在電路122的輸出)中執行其他操作。依據本發明之各種實施例，音訊DSP可操作以在被組態(例如規劃)後，執行本發明方法實施例，以藉由對輸入音訊信號執行方法，而回應於輸入音訊信號產生輸出音訊信號。
在一些實施例中，本發明系統為或包含一般目的處理器，用以接收或產生表示多音訊輸入頻道的輸入資料，並被以軟體(或韌體)規劃及/或被組態(例如回應於控制資料)，以在輸入資料上執行各種操作之一，包含本發明方法之實施例。此一般目的處理器將典型耦接至輸入裝置(例如滑鼠及/或鍵盤)、記憶體、及顯示裝置。例如，圖3系統可以實施於一般目的處理器中，輸入Lt及Rt係為表示編碼左及右音訊輸入頻道的資料，及輸出L、C、R、Ls及Rs為表示解碼輸出音訊信號的輸出資料。傳統數位至類比轉換器(DAC)可以操作此輸出資料，以產生用以為實體喇叭所播放的類比版輸出音訊信號。
雖然本發明之特定實施例及本發明之應用已經被描述，但可以為熟習於本技藝者所了解，對於此所述之實施例及應用的很多變化可以在不脫離本發明所述及申請專利範圍所主張的範圍下加以完成。應了解的是，雖然本發明之某些形式已經被顯示與描述，但本發明並不限於所述或所示之特定實施例或所述之特定方法。
1．．．放大器
2．．．總和元件
3．．．低通濾波器
4．．．減法元件
6．．．主動解碼矩陣
7．．．操縱元件
10．．．時域至頻域轉換級
11．．．時域至頻域轉換級
14．．．總和元件
15．．．減法元件
16．．．主動解碼矩陣
17．．．操縱元件
18．．．後處理級
20．．．頻域至時域轉換級
30．．．共軛元件
31．．．乘法元件
32．．．分帶元件
33．．．平滑元件
34．．．減法元件
35．．．相加元件
36．．．相加元件
37．．．除法元件
38．．．整形平滑及縮放電路
40．．．共軛元件
41．．．乘法元件
42．．．分帶元件
43．．．平滑元件
50．．．共軛元件
51．．．乘法元件
52．．．分帶元件
53．．．平滑元件
54．．．減法元件
55．．．相加元件
56．．．相加元件
57．．．除法元件
58．．．整形及縮放電路
60．．．共軛元件
61．．．乘法元件
62．．．分帶元件
63．．．平滑元件
65．．．帶間平滑元件
66．．．帶間平滑元件
68．．．減法元件
69．．．減法元件
70．．．乘法元件
71．．．比較元件
72．．．比較元件
73．．．乘法元件
74．．．比較元件
80．．．乘法元件
81．．．比較元件
82．．．比較元件
83．．．乘法元件
84．．．比較元件
120．．．解碼系統
121．．．控制介面
122．．．可程式DSP電路
123．．．處理次系統
圖1為傳統音訊矩陣解碼器的方塊圖。
圖2為另一傳統音訊矩陣解碼器的方塊圖。
圖3為本發明主動矩陣解碼器系統實施例的方塊圖。
圖4為圖3的解碼器的適應矩陣16的實施法方塊圖。
圖5為圖3的元件17的左/右控制電路實施法的方塊圖。
圖6為圖3的元件17的前/後控制電路實施法的方塊圖。
圖7為圖3之元件17的環繞控制電路實施法的方塊圖。
圖8用於圖3解碼器(例如圖5的元件32及42)的實施法中之濾波器圖，以分群頻率分量於k=1024傅氏轉換柱為濾波頻率分量的b=40臨界頻帶。
圖9為本發明解碼系統實施例之音訊數位信號處理器(DSP)的方塊圖。
10．．．時域至頻域轉換級
11．．．時域至頻域轉換級
14．．．總和元件
15．．．減法元件
16．．．主動解碼矩陣
17．．．操縱元件
18．．．後處理級
20．．．頻域至時域轉換級

Claims (20)

  1. 一種用以解碼N音訊輸入信號以決定M音訊輸出信號的矩陣解碼方法，其中M及N為整數及M大於N，該方法包含步驟：(a)操作主動矩陣次系統，以回應於表示該N音訊輸入信號的N串流輸入頻率分量，產生決定該M音訊輸出信號的M串流輸出頻率分量；(b)不使用回授，由該等輸入頻率分量決定功率比，該功率比包含在一組臨界頻帶的各個臨界頻帶的至少一功率比；(c)藉由不使用回授以非線性方式整形該等功率比，由該等功率比決定各個該等臨界頻帶的增益控制值；及(d)於執行步驟(a)的同時，使用該等增益控制值，操縱該主動矩陣元件。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中步驟(c)包含不使用回授，縮放及平滑該等功率比的步驟。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中N=2及M=5，步驟(b)包含決定對於各個該等臨界頻帶的各方塊的輸入頻率係數的兩功率比的步驟，及步驟(c)包含對於各個該臨界頻帶，決定各個方塊的該等輸入頻率係數的五增益控制值的步驟。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之方法，更包含步驟：將該等音訊輸入信號由時域轉換為頻域，以產生該等 串流之該輸入頻率分量。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之方法，更包含步驟：將該等音訊輸入信號由時域轉換為頻域，以產生該等串流之該輸入頻率分流；及將該等串流之輸出頻率分量由頻域轉換為時域，藉以產生該M音訊輸出信號。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中N=2及M=5，步驟(a)包含產生五串流的輸出頻率分量的步驟，五串流包含左頻道輸出串流、右頻道輸出串流、中間頻道輸出串流、右環繞頻道輸出串流、及左環繞頻道輸出串流，及步驟(b)包含決定對於各個該等臨界頻帶的各個方塊之該等輸入頻率係數的一對功率比的步驟，各個該對功率比包含左及右頻道功率量測值的比及前及後頻道功率量測值的比。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之方法，其中步驟(a)、(b)、(c)及(d)係藉由操作一音訊數位信號處理器加以執行，該音訊數位信號處理器包含該主動矩陣次系統及耦接至該主動矩陣次系統的控制次系統，及步驟(b)與(c)係藉由操作該控制次系統以由該等輸入頻率分量決定該等功率比及決定該等增益控制值加以執行。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中該以非線性方式整形該等功率比包含指數化由該等功率比之至少一者決定的至少一值的步驟。
  9. 一種主動矩陣解碼器，架構以解碼表示N音訊輸入信號的N串流輸入頻率分量，以產生決定M音訊輸出信號的M串流輸出頻率分量，其中M及N為整數及M大於N，該解碼器包含：主動矩陣次系統，架構以回應於該N串流輸入頻率分量，產生決定該M音訊輸出信號的該M串流輸出頻率分量；及控制次系統，耦接至該主動矩陣次系統並架構以不使用回授，回應於該等輸入頻率分量產生增益控制值，及將該等增益控制值送至該主動矩陣系統，用以在產生該等輸出頻率分量時操縱該主動矩陣元件，其中該控制次系統被架構以：回應於該等輸入頻率分量產生功率比，該等功率比包含在一組臨界頻帶中之各個臨界頻帶的各個方塊之該等輸入頻率分量的至少一功率比，並藉由在未使用回授下以非線性方式整形該等功率比，而由該等功率比產生該等增益控制值，及其中該等增益控制值包含多數次組，各個次組用於該等臨界頻帶的一不同臨界頻帶。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之解碼器，其中該控制次系統係架構以藉由不使用回授，縮放及平滑該等功率比以由該等功率比產生該等增益控制值。
  11. 如申請專利範圍第9項所述之解碼器，其中該主動矩陣次系統被架構以施加多組矩陣係數至該等輸入頻率分量，各個組矩陣係數用於該等臨界頻帶的一不同臨界頻 帶。
  12. 如申請專利範圍第11項所述之解碼器，其中對於各個該等臨界頻帶的該等增益控制值決定該多組矩陣係數的一不同組矩陣係數，用以為該主動矩陣次系統所施加至頻率在該各個該等臨界頻帶內的輸入頻率分量的矩陣係數。
  13. 如申請專利範圍第9項所述之解碼器，更包含：輸入轉換次系統，架構以將該N輸入信號由時域轉換為頻域，藉以回應於該N輸入信號，產生該N串流輸入頻率分量。
  14. 如申請專利範圍第13項所述之解碼器，其中對於各個該等臨界頻帶的該等增益控制值決定該多組矩陣係數的一不同組矩陣係數，用以為該主動矩陣次系統所施加至轉換頻率柱在該各個該等臨界頻帶內的輸入頻率分量的矩陣係數。
  15. 如申請專利範圍第9項所述之解碼器，更包含：輸出轉換次系統，架構以將該等串流之輸出頻率分量由頻率轉換為時域，藉以回應於該等輸出頻率分量產生該M輸出信號。
  16. 如申請專利範圍第9項所述之解碼器，其中N=2及M=5，該控制次系統被架構以產生對於各個方塊的該等輸入頻率係數的一對功率比給在該組臨界頻帶內的各個臨界頻帶，並由該等功率比產生對於各個方塊的該等輸入頻率係數的五增益控制值給各個臨界頻帶。
  17. 如申請專利範圍第16項所述之解碼器，其中該解碼器被架構以解碼兩串流的輸入頻率分量，以產生決定五音訊輸出信號的五串流的輸出頻率分量，該五音訊輸出信號包含左頻道輸出信號、右頻道輸出信號、中間頻道輸出信號、右環繞輸出信號、及左環繞頻道輸出信號，及各個該對功率比包含左及右頻道功率量測值的比及前及後頻道功率量測值的比。
  18. 如申請專利範圍第9項所述之解碼器，其中該控制次系統被架構以藉由指數化由該等功率比之至少一者決定的至少一值，由該等功率比產生該等增益控制值。
  19. 如申請專利範圍第9項所述之解碼器，其中該解碼器為音訊數位信號處理器。
  20. 如申請專利範圍第9項所述之解碼器，其中該解碼器為音訊數位信號處理器，包含被架構以實施該主動矩陣次系統與該控制次系統的電路。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI738106B (zh) * 2018-11-05 2021-09-01 弗勞恩霍夫爾協會 用於提供處理後的音訊信號表示的設備、音訊信號處理器、音訊解碼器、音訊編碼器、方法及電腦程式

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9324337B2 (en) 2009-11-17 2016-04-26 Dolby Laboratories Licensing Corporation Method and system for dialog enhancement
US8804971B1 (en) 2013-04-30 2014-08-12 Dolby International Ab Hybrid encoding of higher frequency and downmixed low frequency content of multichannel audio
DE102013019297A1 (de) 2013-11-19 2015-05-21 Fei Company Phasenplatte für ein Transmissionselektronenmikroskop
CN107004427B (zh) * 2014-12-12 2020-04-14 华为技术有限公司 增强多声道音频信号内语音分量的信号处理装置
US9820073B1 (en) 2017-05-10 2017-11-14 Tls Corp. Extracting a common signal from multiple audio signals
JP2023551090A (ja) * 2020-10-07 2023-12-07 クラング 音を出力する方法及びスピーカ
JP2024507535A (ja) 2021-02-25 2024-02-20 ドルビー ラボラトリーズ ライセンシング コーポレイション バイノーラル・オーディオのための仮想化器
WO2023059838A1 (en) 2021-10-08 2023-04-13 Dolby Laboratories Licensing Corporation Headtracking adjusted binaural audio
CN116155623B (zh) * 2023-04-17 2023-08-15 湖南大学 一种基于电网频率特征嵌入的数字音频加密方法及系统

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6920223B1 (en) * 1999-12-03 2005-07-19 Dolby Laboratories Licensing Corporation Method for deriving at least three audio signals from two input audio signals
US7280664B2 (en) * 2000-08-31 2007-10-09 Dolby Laboratories Licensing Corporation Method for apparatus for audio matrix decoding

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5046098A (en) 1985-03-07 1991-09-03 Dolby Laboratories Licensing Corporation Variable matrix decoder with three output channels
US4799260A (en) * 1985-03-07 1989-01-17 Dolby Laboratories Licensing Corporation Variable matrix decoder
US5274740A (en) 1991-01-08 1993-12-28 Dolby Laboratories Licensing Corporation Decoder for variable number of channel presentation of multidimensional sound fields
ATE138238T1 (de) 1991-01-08 1996-06-15 Dolby Lab Licensing Corp Kodierer/dekodierer für mehrdimensionale schallfelder
JPH05191886A (ja) 1992-01-16 1993-07-30 Matsushita Electric Ind Co Ltd サラウンドマイクロホンシステム
US5796844A (en) 1996-07-19 1998-08-18 Lexicon Multichannel active matrix sound reproduction with maximum lateral separation
US5870480A (en) * 1996-07-19 1999-02-09 Lexicon Multichannel active matrix encoder and decoder with maximum lateral separation
US5862228A (en) 1997-02-21 1999-01-19 Dolby Laboratories Licensing Corporation Audio matrix encoding
US6970567B1 (en) 1999-12-03 2005-11-29 Dolby Laboratories Licensing Corporation Method and apparatus for deriving at least one audio signal from two or more input audio signals
TW510143B (en) * 1999-12-03 2002-11-11 Dolby Lab Licensing Corp Method for deriving at least three audio signals from two input audio signals
US7003467B1 (en) 2000-10-06 2006-02-21 Digital Theater Systems, Inc. Method of decoding two-channel matrix encoded audio to reconstruct multichannel audio
US7583805B2 (en) 2004-02-12 2009-09-01 Agere Systems Inc. Late reverberation-based synthesis of auditory scenes
CA2992125C (en) * 2004-03-01 2018-09-25 Dolby Laboratories Licensing Corporation Reconstructing audio signals with multiple decorrelation techniques and differentially coded parameters
US7787631B2 (en) * 2004-11-30 2010-08-31 Agere Systems Inc. Parametric coding of spatial audio with cues based on transmitted channels
MX2007015118A (es) 2005-06-03 2008-02-14 Dolby Lab Licensing Corp Aparato y metodo para codificacion de senales de audio con instrucciones de decodificacion.
JP4835298B2 (ja) 2006-07-21 2011-12-14 ソニー株式会社 オーディオ信号処理装置、オーディオ信号処理方法およびプログラム
WO2010037427A1 (en) * 2008-10-03 2010-04-08 Nokia Corporation Apparatus for binaural audio coding
US9324337B2 (en) 2009-11-17 2016-04-26 Dolby Laboratories Licensing Corporation Method and system for dialog enhancement

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6920223B1 (en) * 1999-12-03 2005-07-19 Dolby Laboratories Licensing Corporation Method for deriving at least three audio signals from two input audio signals
US7280664B2 (en) * 2000-08-31 2007-10-09 Dolby Laboratories Licensing Corporation Method for apparatus for audio matrix decoding

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI738106B (zh) * 2018-11-05 2021-09-01 弗勞恩霍夫爾協會 用於提供處理後的音訊信號表示的設備、音訊信號處理器、音訊解碼器、音訊編碼器、方法及電腦程式
US11804229B2 (en) 2018-11-05 2023-10-31 Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. Apparatus and audio signal processor, for providing processed audio signal representation, audio decoder, audio encoder, methods and computer programs
US11948590B2 (en) 2018-11-05 2024-04-02 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Apparatus and audio signal processor, for providing processed audio signal representation, audio decoder, audio encoder, methods and computer programs

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