JP2003515771A - ２つ又はそれ以上の入力オーディオ信号から少なくとも１つのオーディオ信号を導出する方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 「適応」オーディオマトリックスを用いる多重方向性デコーダは、２つ又はそれ以上の指向的に符号化されたオーディオ入力信号流れ（S1(α), S2 (α),...SN(α)）からの複数の出力オーディオ信号少なくとも１つを導出する。αは源オーディオ信号の符号化された角度である。各出力信号は主方向βとβ１に関連づけられる。各出力信号を発生させるために一対の中間信号（「反優勢」信号）が発生され、デコーダの２つの各隣接主出力方向に対にする反優勢信号を構成する。任意の主（又は優勢）方向に対する反優勢信号は、結合されたものがその優勢方向に関してゼロになるように各係数を有する入力信号が結合されたものである。主方向と関連した出力オーディオ信号を与えるように加算的又は減算的に結合された実質的に等しい大きさを有する一対の信号を与えるために、振幅制御が該２つの反優勢信号に用いられる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【技術分野】

本発明はオーディオ信号処理に関する。特に、本発明は、２つ又はそれ以上の
指向的に符号化されたオーディオ入力信号流れ（又は「信号」又は「チャンネル
」）から少なくとも１つのオーディオ流れ（又は「信号」又は「チャンネル」）
を導出する「適応」（又は「能動」）オーディオマトリックスを用いる「多重指
向性」（又は「多重チャンネル」）オーディオ復号に関する。

【０００２】

【背景技術】

オーディオマトリックス符号化及び復号は先行技術でよく知られる。例えば、
いわゆる「４−２−４」オーディオマトリックス符号化及び復号では、概して同
一の４基本入力及び出力方向（例えば、左、中央、右及び環境又は左前方、右前
方、左後方及び右後方）と関連する、４音源信号は、２つの信号に振幅位相マト
リックス符号化され、そこでは各信号の相対的振幅及び極性がそれらの指向的、
即ち、指向性符号化を表す。同２つの信号は伝送又は記憶され、次いで元の４音
源信号の近似値を回復するために振幅位相マトリックスデコーダによって復号さ
れる。理想的には、各信号間には無限の分離があり、復号された信号は源信号と
同一であるべきである。しかし、マトリックスデコーダの内在的クロストークは
、概して隣接方向と関連する信号間で僅か３ｄBの分離に帰着するに過ぎない。
マトリックス特性が変わらないオーディオマトリックスは、当業界では「受動マ
トリックス」として知られる。能動又は適応マトリックスの「静止」即ち、「休
止」状態は同様にその「受動」マトリックス状態と呼ばれる。

【０００３】 マトリックスデコーダのクロストーク問題を克服するために、復号された信号
間の分離を改良しかつ源信号をより正確に近似するように復号マトリックス特性
を適応的に変えることは先行技術で知られる。そのような能動マトリックスデコ
ーダのよく知られた一例は、米国特許第４，７９９，２６０号に記載された、Do
lby Pro Logic デコーダである。同特許は参照によりそのすべてが本明細書に含
まれる。同特許は、その先行技術である多数の特許を引用し、その多くは各種の
他の適応マトリックスデコーダを記載する。

【０００４】 改良された型の適応マトリックスデコーダは、１９９９年１２月３日に出願さ
れた、James W. Fosgate の米国特許出願第０９/４５４，８１０号及び２０００
年３月２２日に出願された、James W. Fosgate の米国特許出願第０９/５３２，
７１１号（「Fosgate出願」）に記載される。上記Fosgate出願では、デコーダを
単純化しかつデコーダの精度を改良するために適応マトリックスデコーダの中間
信号間の望ましい各関係が用いられる。

【０００５】 Fosgate出願の各デコーダでは、Ｌ_ｔ及びＲ_ｔ(「左全体」及び「右全体」)入
力信号が受信されて４つの出力信号が与えられる。同出力信号は基本方向左、右
、中央及び環境を表し、その各対の方向（左/右、中央/環境）は互いに９０度を
なす方向上に位置する。Ｌ_ｔ及びＲ_ｔ入力信号の相対的大きさ及び極性は指向的
情報を伝える。第1「サーボ」（サーボ機構）はＬ_ｔ及びＲ_ｔに作用し、第２「
サーボ」はＬ_ｔ及びＲ_ｔの和及び差に作用し、各サーボは一対の中間信号を与え
る。各サーボによって与えられた対をなす中間信号は、大きさが制御され、制御
された中間信号がそれぞれのサーボ（従って「サーボ(自動制御)の名称」）によ
って「平等に向けて強制される」、即ち、「等しい大きさに制御される」（しか
しそれらの極性は同一である必要はない）。４つのデコーダ出力信号は、各対の
大きさ制御された「平等に向けて強制される」中間信号を、加算的及び減算的の
双方で、結合することによって発生される。

【０００６】 前記Fosgate出願に開示された４出力デコーダは、Ｌ_ｔ及びＲ_ｔ入力信号に符
号化された特定方向の単一源信号が、符号化された方向に隣接する各方向を表す
２つの出力（又は、符号化された方向がたまたま正確に一出力で表される方向で
ある場合にはその信号出力のみ）のみによって再生される（適切な相対的大きさ
で）と言う意味で「完全」である。

【０００７】 前記Fosgate出願の２番目のものも同様に、等しい大きさに制御された各対の
中間信号から得られる４出力方向以外の各方向に対するデコーダ出力を与える技
術を開示する。しかし、そのような追加のデコーダ出力信号は、前記Fosgate出
願デコーダの基本的４つの出力より大きい、望ましくないクロストークに悩まさ
れる。従って、前記Fosgate出願のデコーダで与えられる改良された性能にもか
かわらず、多重出力を与え得る適応マトリックスデコーダに対する必要性が依然
として残り、各出力が任意の方向を有すると共に前記Fosgate出願の４出力デコ
ーダに対する高度のクロストーク抑制を有するものが望まれる。

【０００８】

【本発明の開示】

本発明は、等しい大きさに制御された対をなす各中間信号の原理が、各対の方
向が互いに９０度である４つの主復号方向を有するオーディオマトリックスデコ
ーダに限られず、その代わりに主復号方向に対応する多重出力を有するマトリッ
クスデコーダにも用いられ得ることを実現することにある。同主復号方向は、各
対の出力信号が互いに９０度をなす軸上にあることを要することなく、任意の、
任意に隔置された、角位置を有する。さらに、本発明は２つ及び３つ以上の指向
的に符号化された（「全体」）入力信号を受信するデコーダに用いられ得る。こ
の実現は、前記Fosgate出願の４出力デコーダと同一の「完全性」をもつ、平等
な大きさに強制される各対の制御された中間信号の結合されたものを用いる新し
いデコーダに帰着する。一度に一方向からの各源に対して、無音であるべき出力
内に殆ど又は全く不要なクロストークはない（即ち、所望の方向に隣接する各方
向を表す２つ以外の出力には信号はない。ただし、所望の方向がたまたま出力の
その方向と一致する時において実質的にその出力のみに信号がある場合を除く）
。

【０００９】 前記Fosgate出願のデコーダでは、「サーボ」で受信された入力信号は前記Fos
gate出願では認識されない内在的特性を有する。即ち、入力信号に符号化された
方向が、サーボから得られたデコーダ出力信号の２つの主（又は基本）方向の１
つに隣接する主（又は基本）デコーダ出力方向の一方ならば、サーボへの２つの
入力信号の一方は実質的にゼロになる。また、入力信号に符号化された方向が、
サーボから得られたデコーダ出力信号の２つの主（又は基本）方向の１つに隣接
する主（又は基本）デコーダ出力方向の他方ならば、サーボへの２つの入力信号
の他方は実質的にゼロになる。

【００１０】 従って、本明細書の図１に示されるデコーダでは、主出力方向は左（L_ｏｕｔ
）、右（R_ｏｕｔ）、中央（C_ｏｕｔ）及び環境（S_ｏｕｔ）である。図１は前記F
osgate出願の２つの図が結合されたもの、即ち、図３（本明細書の図１５）のフ
ィードバック制御回路が組込まれた図６（本明細書の図１８）である。図１の詳
細は、以下の図１５及び１８の記載で詳説される。例えば、主方向出力C_ｏｕｔ
に関して、L_ｔ及びR_ｔ入力が「右」源信号（中央に隣接する主出力方向の一方）
によって方向符号化されるならば、L_ｔ入力はゼロに向かい、L_ｔ及びR_ｔ入力が
「左」源信号（中央に隣接する主出力方向の他方）によって方向符号化されるな
らば、R_ｔ入力はゼロに向かう。サーボ３及び５は、それらのそれぞれの出力振
幅が平等になるように強制制御される。中央出力C_ｏｕｔは各サーボ（L/Ｒサー
ボ３）の一方の各出力を加算的に結合することによって導出される。各対の出力
（Ｃ/Ｓに関してL/Ｒ）の９０度関係のために、中央出力を発生させるのに要す
る「同等性維持」信号は環境出力を発生させるのに要する「同等維持」信号と同
一である。従って、出力方向が互いに９０度をなす軸上の各対の方向である特殊
な４出力の場合に関して、図１デコーダの中央及び環境（又は左及び右）出力信
号のような出力は、別々に導出される（本発明の任意の主方向出力に対する各出
力の各々で行われるような）必要はないが、「同等維持」信号を加算的及び減算
的の双方で結合することによって同等になるよう強制される同一の「同等維持」
信号から導出され得る。

【００１１】 任意の源方向を表す信号は、規則に従って線形、時間不変結合の形で指向的に
２つ（又はそれ以上）の信号又は「チャンネル」に符号化される。例えば、単位
元、即ち、１の振幅を有しかつ任意の方向α度を表す単一源オーディオ信号は、
L_ｔ及びR_ｔ（L_ｔ及びR_ｔのような信号は、しばしが「全体」信号、即ち、「左全
体」及び「右全体」）と呼ばれ、そこでは２つの入力信号がそれらの相対的大き
さ及び極性の形で単一オーディオ源に対する指向的情報を伝える。指向性符号化
は以下の各式によりなされ、そこでαは源信号の意図された指向性角度である（
水平円弧フレーム規準に関して、後方における０度で始まり時計方向に進む）。

【００１２】 Lt(α)＝cos((α-９０)/２)、及び 式１ Rt(α)＝sin((α-９０)/２) 式２ 式１及び２のコサイン及びサイン限定は、上記指向的符号化要件を満たす可能
な無限の関数の１つに過ぎないことが理解されるであろう。それらは容易に理解
され、動かすのが簡単で、内在的に正規化される（二乗されたコサインの平方根
に二乗されたサインを加えると１になる）ので、L_ｔ＋R_ｔのような符号化された
全体信号は、式１及び２の関数のような、本明細書中の各例のコサイン及びサイ
ン関数により表され得る。４：２「真の」符号化マトリックスの出力は式１及び
２に合致する（即ち、虚項又は位相変化のないものでは、L_ｔ=Ｌ＋0.707C＋0.70
7S及びR_ｔ=R＋0.707C-0.707Sのように、４つの主源方向左、中央、右及び環境が
ある）が、前記Fosgate出願デコーダ又は本発明のデコーダのいずれにも、Lt＋R
tを発生させるために４：２符号化が用いられると云う要件はなく、又デコーダ
が４：２マトリックスならば、そのようなどんなデコーダにおいてもデコーダで
４つの主方向が用いられるか又はエンコーダで用いられるものと同一主方向の任
意のものがデコーダで用いられると云う要件はない。符号化された「全体」信号
はあらゆる方法で発生され得る。即ち、例えば、符号化マトリックス（例えば、
同等隔置又は任意の主符号化方向間隔を有する４：２又は５：２マトリックスの
どちらでも）、多数の指向性マイク、複数の信号を受信する一連のパンポット、
多数の離散チャンネル等を含む。デコーダへの入力信号の指向的符号化が連続的
である限り、実際のシステムで事実であるように、本発明は任意の数の復号され
た出力方向を可能にする。

【００１３】 本発明によるデコーダでは、以下に表される一定の資質を条件として、任意の
角間隔を有する一組の任意の主出力方向を選び得る。β１及びβ３がβ２のいず
れかの側でかつβ２に隣接する主出力方向であり、β２が主出力方向の１つであ
ると仮定する。Lt及びRtのような２つの入力信号の場合に関しては、Lt及びRtに
符号化された源信号の方向αがβ１と同一ならば第１結合がゼロになり、またLt
及びRtに符号化された方向がβ３ならば第２結合がゼロになるような、各係数を
有するLt及びRtの一対の線形結合を発生させることが可能である。これらの結合
によって表される信号は、方向β１及びβ３に対する「反優勢」信号と呼ばれ得
る。言い換えると、あらゆる任意の主（又は「優勢」）方向に対する反優勢信号
は、その優勢方向に対して当該結合がゼロになるような各係数を有する入力信号
の結合である。

【００１４】 源方向αに対する任意の主出力方向βに対する反優勢信号（antiβ(α)）、即
ち、デコーダの出力方向の１つは次式から決定され得る。

【００１５】 antiβ(α)＝Ａlβ・Lt(α)＋Ａrβ・Ｒt(α) 式３ 式３は変数(量)αの関数であり、可変方向では源信号が再生されることが意図
される。言い換えると、反β(α)、即ち、antiβ(α)は出力方向βに対する反優
勢(antidominant)結合であるが、それはあらゆる源信号方向αに対する異なった
値をもつ。固定された係数Ａlβ及びＡrβは、αがβと同一角度（即ち、符号化
された源信号の方向が方向βと同一ならば）ならば、antiβ(α)が実質的にゼロ
になるように選ばれる。源が角度βにあると、式３は下式になる。

【００１６】 antiβ(β)＝Ａlβ・Lt(β)＋Ａrβ・Ｒt(β) 式３ａ 可能な公倍数を無視すると、内在的にこの要件を満たすＡlβ及びＡrβの唯一
の値は下式になる。

【００１７】 Ａlβ＝-Ｒt(β)及び Ａrβ＝Lt(β) 又は Ａlβ＝Ｒt(β)及び Ａrβ＝-Lt(β) 明らかにＲt(β)・Lt(β)- L_ｔ(β)・Ｒt(β)≡０なので、従って、式１及び２で
表される実際的場合につき下式が得られる。

【００１８】 Ａlβ＝-sin((β-９０)/２)及び Ａrβ＝cos((β-９０)/２) 又は Ａlβ＝sin((β-９０)/２)及び Ａrβ＝-cos((β-９０)/２) 本明細書の各例ではある反優勢信号は以下の形式で表される。

【００１９】 antiβ(β)＝Ａlβ・Lt(β)- Ａrβ・Ｒt(β)、及び 式３ｂ antiβ(β)＝Ｒtβ・Lt(β)- L_ｔβ・Ｒt(β) 式３ｃ 上記考察から見て、式３ｂ及び３ｃの形式は、式３（上記）及び２２−２５（
下記）で表される反優勢信号の一般的形式に合致することが理解されるであろう
。

【００２０】 式３は、式１及び２で表されるL_ｔ及びＲ_ｔの符号化を代入することによって
下式に書き換えられ得る。

【００２１】 antiβ(α)＝Ａlβ・cos((α-９０)/２)＋Ａrβ・sin((α-９０)/２) 式４ 任意の方向β２に対する出力を発生させるために、方向β１及びβ３、即ち、
２つの隣接出力に対する反優勢信号が用いられる。従って、β１及びβ３と等し
いαに対して式３及び４がゼロに等しいならば、主出力方向β２に関して、２つ
の必要な反優勢信号に対する必要な各係数が与えられる。即ち、 anti１(α)＝Ａlβ1・cos((α-９０)/２)＋Ａrβ１・sin((α-９０)/２)＝０ α＝β1ならば 式５ anti３(α)＝Ａlβ3・cos((α-９０)/２)＋Ａrβ３・sin((α-９０)/２)＝０ α＝β3ならば 式６ 本明細書を通して用いられる、anti１(α)」、anti３(α)及び同様な各式（「
antiβ１(α)」のような）は、「反優勢β1(α)」、「反優勢β3(α)」等に対す
る短縮表現(式)であることが理解されるであろう。

【００２２】 重要な特性は、源方向αがβ１及びβ３と等しいならば各反優勢式はゼロに向
かうと言うことなので、Ａl及びＡrの絶対値は有意ではなく、縮尺率、即ち、尺
度化率（同一尺度化率）が両係数に用いられ得る。以下に述べるように、固定さ
れた縮尺率の使用は、出力方向間の角度が一定でないならば出力ピークが所望の
出力角度で起こることを保証し、また能動マトリックスデコーダが静止又は受動
マトリックス状態（即ち、明確な方向づけがない場合；デコーダが本質的に受動
マトリックスとして機能するようにサーボが弛緩する場合）ならばマトリックス
特性を変えることは有用である。他の種類の尺度化、即ち、符号化された源信号
角度αの関数として振幅の形で反優勢係数を変える適応尺度化が両反優勢信号の
すべての係数に平等に用いられ得る。以下にさらに詳説される、適応尺度化は出
力信号間に一定の制御力（パワー）を維持するのに有用である。

【００２３】 縮尺率がない場合、α＝β1ならば、係数Ａlβ1及びＡrβ1に対する以下の値
によって、anti１(α)に対する「ゼロに向かう」条件は満たされる。

【００２４】 Ａlβ1＝sin((β１-９０)/２)、及び 式７ Ａrβ1＝cos((β１-９０)/２)、及び 式８ α＝β３ならば、anti３(α)に結合に関し、Ａlβ３及びＡrβ３に対する以下の
値による。

【００２５】 Ａlβ３＝sin((β３-９０)/２)，及び 式９ Ａrβ３＝cos((β３-９０)/２) 式１０ 例えば、所望の主方向が31．5°(左後方、LB)、90°(左前方、LF)、180°(中
央、C)、2７0°(右前方、RF)及び328．5°(右後方、RB)である２入力でコーダを
考察しよう。本発明により左後方(31．5°)主方向出力を導出するために、２つ
の反優勢信号、即ち、隣接する左前方（９０度）主方向用の一方及び隣接する右
後方（３２８．５度）主方向用の他方の信号が必要である。左前方用の反優勢信
号は下式で表され得る。

【００２６】 antiLF(α)＝sin((90-90)/2)Lt(α)＋cos(90-90)/2)Rt(α) 式１１ 従って、第１反優勢信号は下式になる。

【００２７】 antiLF(α)＝0・Lt(α)＋1・Rt(α)＝Rt(α) 式１２ また、第２反優勢信号は下式になる。

【００２８】 antiRF(α)＝sin((328.5-90)/2)・Lt(α)+cos((328.5-90)/2)・Rt(α) ＝0.827・Lt(α)-0.489・Rt(α) 式１３ 反優勢信号を形成する入力信号の相対的大きさ及び極性を制御する係数は、正
の実数及び負の実数であり、一係数を除きすべてがゼロである。

【００２９】 対をなす反優勢信号は、実質的に等しい大きさを持つ一対の信号を導出するた
めに、次いで閉ループ又は開ループ関数又は装置によって利得改変を受ける。即
ち、anti１(α)の振幅改変版がanti３(α)の振幅改変版(バージョン)と等しいか
又は、少なくとも、反優勢信号の振幅改変版が制御され、それらのそれぞれの大
きさのあらゆる差が低減するようにされるのが望ましい。

【００３０】 任意の特殊の出力信号方向を発生させるのに用いる所望の反優勢信号は、Ｌt
及びＲtのような入力信号を、２つの隣接主方向の各々につき反優勢信号を発生
させるマトリックスに加えることによって発生され得る。前記Fosgate出願の４
出力デコーダでは、過度に反優勢信を号発生させるマトリックスは現れないこと
に注目せよ。前記各出願は、それらに開示されたデコーダのサーボに入る信号が
、事際、隣接主方向に対する反優勢信号であることを理解していない。それは同
信号がたまたまＬt、Ｒt及びＬt＋Ｒtの和と差であることの理由による。

【００３１】 実質的に等しい振幅をもつ一対の信号を与えるために振幅制御を２つの反優勢
信号に用いる関数又は装置は、それが閉ループ又はフィードバックタイプの制御
関数又は装置の如何にかかわらず、本明細書では「サーボ」と称する。サーボは
、アナログ又はデジタルハードウエア又はソフトウエアで実施され得る。本発明
の実際的なアナログ実施形態では、サーボは一対の電圧制御されたアンプ（ＶＣ
Ａ）を含む。本発明のアナログ又はデジタル実施形態における制御は、サーボ出
力の大きさの比が１と比較されるフィードバックシステムによって行われ、サー
ボ内のＶＣＡを制御する誤り信号を発生させ、ほぼ等しい大きさを与えるために
サーボを強制させるようにそれが用いられ得る。その代わりに、本発明のアナロ
グ又はデジタル実施形態では、平等化への強制（促進）は、サーボ入力信号を測
定する開ループフィードフォワードプロセスによって達成され得る。この場合に
は、より小さい入力は実質的に無変化に放置され得るが、より大きい入力は、そ
の大きさがより小さいものに向かうか又はそれと等しくなるように促進するため
に、より小さいものとより大きいものとの比によって大きいほうが減衰される。
各フィードバック制御装置は所望の動的特性を与え得るが、それらはあるデジタ
ル実施形態ではより不便であり得る。本明細書では、デジタル領域における低下
されたサンプリングレートでフィードバック制御を行う技術が開示され、本発明
の代わりの面を構成する。

【００３２】 次いで、反優勢信号の２つの「平等化への強制」バージョンが、加算的又は減
算的に結合される。所望の主出力方向に隣接する各主方向の間隔が1８０度未満
ならば、隣接方向間の２つの弧のより小さい方以内に出力信号方向が位置づけら
れることが意図される極性で信号が結合される。特殊の９０度軸、即ち、４出力
の場合には（例えば、前記Fosgate出願に記載された４出力デコーダ）、２つの
出力信号を得るようにするために各信号は両極性で結合され得る。

【００３３】 デコーダに用いられる２つの信号に符号化された振幅１の単一源オーディオ信
号を有する他の例を考察しよう。９０度の所望の主方向出力に対して隣接主方向
が３０°及び１５０°であると仮定しよう。従って、β２＝９０°、β１＝３０
°及びβ３＝１５０°である。anti１(α)及びanti３(α)対αの各プロットは図
２に示される。anti１(α)は３０°においてゼロに向かいかつanti３(α)は１５
０°においてゼロに向かうことに注意のこと。両反優勢信号は、それらがゼロを
通過する時極性が変わる。

【００３４】 反優勢信号は利得改変にさらされて結果的に生じる改変された信号が、閉ルー
プ又は開ループサーボによってそれらを等しい大きさに向けて強制するように制
御される。上記の非フィードバック開ループ接近手段を用いると、反優勢信号を
平等化に向けて強制するのに要する利得、即ち、anti１(α)に対するhβ1(α)、
anti３(α) に対するhβ3(α)、方向角度αの両関数は下式で表される。

【００３５】

【式９】

【式１０】 上記“if”関数（及び本明細書の他のそのような“if”関数）は以下の構造に
従う。

【００３６】 ｉf（条件、値１、値２） 式１６ 上記式は、同条件が満たされるならば、第１値が適合し、そうでないならば第２
値が適合することを意味する。

【００３７】 既に述べたとおり、式１４及び１５はフィードバック制御用である。これらの
式及び以下に述べる他の式は、フィードバックシステムよりはむしろフィードバ
ック制御システムを表す。それは同式がより簡単かつより容易に理解されるから
である。フィードバックシステムが本質的に同一結果を与えることは理解される
べきである。

【００３８】 方向角度αの関数としての式１４及び１５の利得hβ1(α)及びhβ3(α)は図３
に示される。

【００３９】 それぞれの制御された利得又は減衰関数又は要素、magβ1(α)及びmagβ3(α)
は下式で表される。

【００４０】 magβ1(α)＝hβ1(α)・anti１(α) 式１７ magβ３(α)＝hβ３(α)・anti３(α) 式１８ 図４は、方向角度αの関数としての式１７のmagβ1(α)及び式１８のmagβ３(
α)を表す。制御された利得又は減衰出力magβ1(α)及びmagβ３(α)は、β1〜
β３の範囲を除けば大きさ及び極性は同一であり、そこではそれらは同一大きさ
を有するが極性は逆である。従って、それらを減算することによって（既に述べ
た通り、隣接方向間の２つの弧のうち小さい方以内に出力信号方向を位置づける
と言う意味の極性で各信号は結合される）主方向β２に対する所望の出力が得ら
れる。主方向β２に対する出力は下式で表される。

【００４１】 出力β２(α)＝magβ1(α)- magβ３(α) 式１９ 式１９は、隣接主方向β1及びβ３間の限定された方向角度内を除けばゼロであ
る。出力β２(α)対方向角度αのプロットは図５に示される。従って、背面にお
けるα＝０°から、前方におけるα＝１８０°を経て背面におけるα＝３６０°
に戻る全円周の周りでその指向性符号化がパンされる単一源信号に関して、主方
向β２に対する出力はβ1におけるゼロからβ２におけるか又はその近辺におけ
る最大まで上昇し、β３において再び所望の結果であるゼロまで下降する。従っ
て、β1及びβ３の外側では内在的に源方向からのβ２内へのクロストークはな
い。

【００４２】 Ｎ出力デコーダにたいしてはβ1、β２及びβ３のＮ個対があり、従って、各
出力間に実質的に不要なクロストークがないＮ出力を与えるためには、今述べた
プロセス及び手配がＮ回行われる。

【００４３】 制御された利得又は減衰関数又は要素を制御するためにフィードバックサーボ
を用いる本発明の実際的実施形態では、利得hβ1(α)及び hβ３(α)を直接発生
させないで、その代わりに下式で表される利得ｇβ1(α)及び ｇβ３(α)を発生
させ、 ｇβ1(α)＝１- hβ1(α)、及び 式２０ ｇβ３(α)＝１- hβ３(α) 式２１ 次いで、それらの入力から制御された利得又は減衰関数又は要素の出力を減算す
るのがより便利であり得る。即ち、結果は同等である。ｇβ1(α)及び ｇβ３(
α)対方向角度αのプロットは図６に示される。

【００４４】 既に述べた通り、本発明の原理は３つ以上の入力を受信するデコーダにも同様
に適用され得る。従って、例えば、デコーダに対する３つの入力信号Ｌt、Ｒt及
びＢtが与えられ、同３信号は、説明された対をなす入力信号が表す源信号に対
する指向的情報を伝えるのと類似の方法でそれらの相対的振幅及び極性としての
指向的情報を伝えるようにされ得る。しかし、３つ又はそれ以上の入力信号の場
合には、隣接する反優勢信号が適切な時にゼロになるようにさせる反優勢信号を
選択するのは不十分である。その規準を満たす係数は２組以上存在する。しかし
、所望の結果を与えるのは１つの組のみである（即ち、その指向性符号化が全円
周の周りでα＝０°〜３６０°時計方向にパンされる単一源信号に関して、主方
向β２の出力は、β１におけるゼロからβ２又はその近辺における最大値まで上
昇し、β３において再び０まで下降し、そこではβ１、β２及びβ３は連続的な
主出力方向である）。その代わりに、各係数は、源信号方向αがβ１及びβ２間
にある時は一極性を有し、他のすべてのα値に対して別の相対的極性をもつよう
に各反優勢信号が選択されなければならない。これらの条件は、上記の「ゼロに
なる」結果に帰着する係数の選択による２つの入力信号の場合につき内在的に満
たされる。「ゼロになる」条件を２入力信号に用いることは、実際、今述べた多
重入力信号に対する一極性、他極性条件の特殊な条件である。この状況は次の節
でさらに説明される。

【００４５】 ２つの全信号Ｌt及びＲt（その相対的大きさ及び極性が意図される再生方向を
限定する）を用いるシステムに関しては、上記のコサイン/サイン関係のような
、方向符号化パラメータの合理的かつ連続的選択は、源が全３６０°円周を通し
てパンされるにつれてＬtの符号（記号）は1度しか変わらずかつＲtの記号は一
度しか変わらないことを意味する。従って、反優勢信号のようなＬt_t及びＲtの
任意の線形結合もまたこの属性をもつであろう。符号の変化はゼロを通る（連続
的）関数として起こらなければならないので、一反優勢信号につき、それがゼロ
の値をもつ時点、即ち、対応する主方向において一回の符号変化が起こることに
なる。従って、一対の反優勢信号を考察すると、各反優勢信号が１つの相対的極
性をもつところではただ1つの弧（切片）が内在的に存在することが可能であり
、それらの優勢信号は同円周の残りの部分に対し反対の極性をもつであろう。等
しい振幅に向けて強制されて加算的又減算的に結合された後では、従って、唯１
つのゼロでない（非ゼロ）弧が存在するであろう。

【００４６】 ３つ以上の全信号を用いるシステムに関して、各信号それ自体の、さらに特定
的には、反優勢信号を形成する各線形結合物の、符号は２度以上変化し得る。従
って、他と交替する、一極性の多重弧及び出力における多重非ゼロ弧の可能性が
ある。図７は、６０°及び１８０°（少なくとも１つの他の組の係数がほぼその
結果をもたらすことに注目のこと）におけるゼロ出力に対して選ばれた一組の係
数を有する、３入力全信号から得られた一対の反優勢信号を示す。その意図はこ
れらの角度間に一出力を与えるが、他の場所には与えないと言うことである。図
８は平等化に向けて強制される反優勢信号の振幅制御されたバージョンを示す。
同２つの相対的極性は、円周の周りにおける源信号のパン中に数回変わり、従っ
て図９に示されるように、追加（この場合の）は２つの非ゼロ弧、即ち、約１２
０°における最大振幅を有する所望のもの及び約３００°における最大振幅を有
する不要のものを与える。

【００４７】 図７の反優勢信号antiＬＢ(α)は、６０°及び２４０°においてゼロを通過し
、一方反優勢信号antiＣ(α)は、０°及び１８０°においてゼロを通過する。従
って、これらの反優勢信号、即ち、図８に示されるＬ１(α)及びＬ２(α)は、４
つのすべての角度においてゼロになる（Ｌ１及びＬ２は同一大きさであるが、同
一又は逆極性のものであり得る）。Ｌ１又はＬ２は、それが導出される（Ｌ１は
antiＬＢから、またＬ２はantiＣから導出される）反優勢信号がゼロになるか又
は他の反優勢信号がゼロになってサーボが大きな減衰を導入するかのいずれかの
理由でゼロになる。

【００４８】 同一の３つの全信号から得られた各係数の異なった選択で、３００°区域の不
要な出力が避けられる。この第２組の係数については、図１０、１１及び１２（
図１０、１１及び１２と図７，８及び９とを比較のこと）に示されるように、反
優勢信号はなおゼロを通過して２度以上符号を変化させるが、発生されている（
６０°及び１８０°において）主出力のいずれかの側の所望の各角度において起
こる変化を除けば、これらの変化は同一角度（３００°）において起こる。これ
を異なるように表現すると、所望の２つの点（６０°及び１８０°）を除くすべ
てに対して、信号がゼロを横切って（この場合３００°において）平等化に向け
て強制される。その結果は、加算後には所望の、６０°及び１８０°間の非ゼロ
弧及び他の方向からの不要なクロストークのないもののみしかないことである。

【００４９】 ３つ以上の全信号があるならば、反優勢信号を導出するために係数を選択する
上での追加の制限があることに帰結する。それらの信号は、２つの隣接する主方
向におけるものを除き、２つの反優勢信号の相対的極性変化が同一角度において
起こらなければならず、各信号につき、唯１つのゼロ交差が他の信号に対する有
限な値と一致するようにさせることを保証しなければならない。すべての他のゼ
ロ交差は、他の信号に対するゼロ値と一致しなければならない。これは等しい振
幅に向けた強制及び結合後には唯１つの非ゼロ弧のみが存在することを保証する
。

【００５０】 従って、２つの入力オーディオ信号の場合に関して本発明は、２つの入力オー
ディオ信号Ｓ１(α)及びＳ２ (α)からの複数の出力オーディオ信号の１つを導
出する方法において、該出力オーディオ信号は主方向β２と関連し、該入力オー
ディオ信号は方向αを有するオーディオ信号源信号で符号化される方法を意図す
る。以下の形式の２つの反優勢オーディオ信号が発生される： 反優勢β１(α)＝ＡＳ１β１・Ｓ１(α)＋ＡＳ２β１・Ｓ２(α) 式２２ 及び 反優勢β３(α)＝ＡＳ１β３・Ｓ１(α)＋ＡＳ２β３・Ｓ２(α) 式２３ 一方の反優勢信号における該角度β１は、該出力オーディオ信号の該主方向β２
に隣接する該２つの主方向の一方の角度であり、他方の反優勢信号における該角
度β３は、該出力オーディオ信号の該主方向β２に隣接する該２つの主方向の他
方の角度である。該係数ＡＳ１β１及びＡＳ２β１は、αがβ１である時該一方
の反優勢信号が実質的にゼロになるように選択され、該係数ＡＳ１β３及びＡＳ
２β３は、αがβ３である時該他方の反優勢信号が実質的にゼロになるように選
択される。実質的に等しい大きさを有する一対の信号を与えるために該２つの反
優勢信号に振幅制御を用い、該出力オーディオ信号を発生させるために該振幅制
御された反優勢オーディオ信号を加算的又は減算的に結合されせる。

【００５１】 ２つ又はそれ以上の入力オーディオ信号に対して本発明は、２つ又はそれ以上
の入力信号（Ｓ１(α)，．．．Ｓｎ(α)）から複数の出力オーディオ信号の１つ
を導出する方法において、該出力オーディオ信号は主方向β２と関連し、該入力
オーディオ信号は方向αを有するオーディオ源信号で符号化される方法を意図す
る。以下の形式の２つの反優勢信号が発生される：

【式１１】

【式１２】 そこでは、Ｎは入力オーディオ信号の数であり、β１は、該出力オーディオ信号
の該主方向β２に隣接する該２つの主方向の一方の角度であり、β３は、該出力
オーディオ信号の該主方向β２に隣接する該２つの主方向の他方の角度であり、
係数ＡＳｎβ１及びＡＳｎβ３は、αがβ１及びβ３間に位置する時該優勢信号
が一方の相対的極性をもちかつαのすべての他の値に対して他の相対的極性をも
つように選択される。該２つの優勢オーディオ信号の相対的振幅を制御し、それ
らの振幅の平等化が推進されるようにし、該出力オーディオ信号を与えるために
該振幅制御された反優勢オーディオ信号を加算的又は減算的に結合される。

【００５２】 ２つの入力オーディオ信号に関して本発明は、同様に２つの入力オーディオ信
号Ｓ１(α)及びＳ２(α)からの複数の出力オーディオ信号の１つを導出する方法
において、該出力オーディオ信号は主方向β２と関連し、該入力オーディオ信号
は方向αを有するオーディオ信号源信号で符号化される方法を意図する。下記形
式で反優勢オーディオ信号が発生される： 反優勢β１(α)＝ＡＳ１β１・Ｓ１(α)＋ＡＳ２β１・Ｓ２(α) 及び 反優勢β３(α)＝ＡＳ１β３・Ｓ１(α)＋ＡＳ２β３・Ｓ２(α) 一方の反優勢信号における該角度β１は、該出力オーディオ信号の該主方向β２
に隣接する該２つの主方向の一方の角度であり、他方の反優勢信号における該角
度β３は、該出力オーディオ信号の該主方向β２に隣接する該２つの主方向の他
方の角度である。該係数ＡＳ１β１及びＡＳ２β１は、αがβ１である時該一方
の反優勢信号が実質的にゼロになるように選択され、該係数ＡＳ１β３及びＡＳ
２β３は、αがβ３である時該他方の反優勢信号が実質的にゼロになるように選
択される。実質的に等しい大きさを有する一対の信号を与えるために該２つの反
優勢信号に振幅制御を用い、該対の信号が以下の形式をもつようにし、 反優勢β(α)・(１‐ｇ) そこではｇは、振幅制御要素又は関数の利得又は減衰であり、第２対の信号が以
下の形式を持つ。

【００５３】 反優勢β(α)・ｇ 各信号の第２対は、出力オーディオ信号を与えるために主出力方向β２に対す
る受動マトリックス成分と加算又は減算的に結合される。

【００５４】 ２つ又はそれ以上の入力信号に関して本発明は、２つ又はそれ以上の入力信号
（Ｓ１(α)，．．．Ｓｎ(α)）から複数の出力オーディオ信号の１つを導出する
方法において、該出力オーディオ信号は主方向β２と関連し、該入力オーディオ
信号が方向αを有するオーディオ源信号で符号化される方法を意図する。以下の
形式の２つの反優勢信号が発生される：

【式１３】 及び

【式１４】 そこでは、Ｎは入力オーディオ信号の数であり、β１は、該出力オーディオ信号
の該主方向β２に隣接する該２つの主方向の一方の角度であり、β３は、該出力
オーディオ信号の該主方向β２に隣接する該２つの主方向の他方の角度である。
係数ＡＳｎβ１及びＡＳｎβ３が、αがβ１とβ３間に位置する時該優勢信号が
一方の相対的極性をもちかつαのすべての他の値に対して他の相対的極性をもつ
ように選択される。実質的に等しい大きさをもつ第１対の信号及び第２対の信号
を与えるために該２つの反優勢信号に振幅制御を用い、第１及び第２対の信号が
それぞれ、 反優勢β(α)・(１‐ｇ) 反優勢β(α)・ｇ の形式をもち、ｇが振幅制御要素又は関数の利得又は減衰であり、該出力信号を
与えるために該主方向β２に対し該受動マトリックス成分を発生させ、該第２対
の信号を該主出力方向β２に対する該受動マトリックス成分と加算的又は減算的
に結合される。

【００５５】 本発明はまた、本明細書に開示された方法及び各種の実施形態を実施する装置
も意図する。

【００５６】 本発明の各面は円形平面環境に関して記載され、そこでは基準点が円の中心で
ありかつ円の平面は水平であるが、本発明が他の環境、即ち、隣接方向が限定さ
れるように各方向が階層を有すると言う条件で、各角度が球に関連するような他
の環境にも適用されることが理解されるであろう。

【００５７】 本発明は入力信号を復号する条件で記載され、そこでは各信号の相対的振幅及
び極性が指向的符号化を表すようにされているが、本発明によるデコーダが離散
的２チャンネル又は多重チャンネル再生用に初めから記録されたデータ（資料）
から好ましい指向的効果を発生させるためにも有用である。

【００５８】 当業者は、ハードウエア及びソフトウエア実施形態と、アナログ及びデジタル
実施形態との一般的同等性を理解するであろう。従って、本発明はアナログハー
ドウエア、デジタルハードウエア、ハイブリッドアナログ/デジタルハードウエ
ア及び/又はデジタル信号処理を用いて実施され得る。

【００５９】

【本発明を実施する最良の態様】

図１３乃至１８及びそれらに関する説明は、図１乃至６及びそれらに関する、
前記Fosgate特許出願の説明に基づくものである。図１３乃至１８の以下の説明
は、前記Fosgate出願に記載された４出力、２入力デコーダのさらなる詳細を与
える。これらのデコーダのある面は本発明に関連し、本発明の開示の一部分を構
成する。

【００６０】 受動復号マトリックスが機能的かつ図式的に図１３に示される。以下の各式は
、各出力を入力Ｌ_t及びＲ_t（「左全」及び「右全」）に関連づける。

【００６１】 Ｌout＝Ｌt 式２６ Ｒout＝Ｒt 式２７ Ｃout＝1/2（Ｌt＋Ｒt） 式２８ Ｓout＝1/2（Ｌt−Ｒt） 式２９ 中央出力は各入力の和であり、環境出力は各入力間の差である。さらに、双方
が縮尺（尺度化）を有する。即ち、この尺度化は，任意であり、説明を簡単にす
るために１/２に選ばれている。他の尺度化の各値が可能である。Ｃout出力は、
１/２の縮尺率（尺度化率）でＬ_t及びＲ_tを線形結合器２に加えることによって
得られる。Ｓout出力はそれぞれ＋１/２及び-１/２の縮尺率でＬ_t及びＲ_tを線形
結合器４に加えることによって得られる。

【００６２】 図１３の受動マトリックスは、このように２対のオーディオ信号を発生させる
。即ち、第１対はＬout及びＲout、第２対はＣout及びＳoutである。この例では
、受動マトリックスの基本出力方向は、「左」、「中央」、「右」及び「環境」
と呼ばれる。隣接基本出力方向は互いに９０度をなす軸上に、これらの方向標語
（ラベル）に対して、左は中央及び環境に隣接し、また環境は左及び右に隣接す
る等、相互に隣接するように位置する。

【００６３】 受動マトリックスデコーダは、一定の関係（例えば、図１３では、Ｃoutは常
に1/2(Ｒout＋Ｌout)である）により、ｍオーディオ信号からｎオーディオ信号
を導出する（そこではｎはｍより大きい）。対照的に、能動マトリックスデコー
ダは、可変関係によりｎオーディオ信号を導出する。能動マトリックスを構成す
る一方法は、信号依存した信号成分を受動マトリックスの出力信号と結合するこ
とである。例えば、図１４に機能的かつ図式的に示すように、受動マトリックス
出力の可変的に尺度化されたバージョンを与える４つのＶＣＡ（電圧制御された
アンプ）６、８、１０及び１２は、線形結合器１４、１６、１８及び２０内で変
化していない受動マトリックス出力（即ち、結合器２及び４の２つの出力と共に
２つの入力それ自体）と加算される。各ＶＣＡは、それらの入力がそれぞれ受動
マトリックスの左、右、中央及び環境出力から導出されるので、それらの利得は
gl、gr、gc及びgs（すべてが正）と呼ばれ得る。各ＶＣＡ出力信号は、相殺信号
を構成し、クロストークを抑制することによってマトリックスデコーダの指向的
性能を向上させるために、相殺信号が導出される各方向からのクロストークを有
する、受動的に得られた出力と結合される。

【００６４】 図１４の装置では、受動マトリックスの各路がなお存在することに注目のこと
。各出力は、それぞれの受動マトリックス出力に２つのＶＣＡの出力を加えて結
合されたものである。各ＶＣＡ出力は、隣接基本出力方向を表す各出力でクロス
トーク成分が起こることを考慮して、それぞれの受動マトリックス出力に対して
所望のクロストーク相殺を与えるために選択されかつ尺度化される。例えば、中
央信号は、受動的に復号される左及び右信号内にクロストークをもち、また環境
信号は受動的に復号される左及び右信号内にクロストークをもつ。従って、左信
号出力は、受動的に復号される中央及び環境信号から導出される相殺信号成分と
結合されなければならならず、他の４つの出力についても同様である。図１４に
おいて各信号が尺度化され、極性化されて結合される方法は、所望のクロストー
ク抑制を与える。それぞれのＶＣＡ利得をゼロから１（図１４の尺度化に対する
例）の範囲で変えることによって、受動的に復号される出力の望ましくないクロ
ストーク成分は抑制され得る。

【００６５】 図１４の装置は以下の式を有する： Ｌout＝Ｌt-gc・1/2・(Ｌt+Ｒt)-gs・1/2・(Ｌt-Ｒt) 式３０ Ｒout＝Ｒt-gc・1/2・(Ｌt+Ｒt)+gs・1/2・(Ｌt-Ｒt) 式３１ Ｃout＝1/2・(Ｌt+Ｒt)-gl・1/2・Ｌt-gr・1/2Ｒt 式３２ Ｓout＝1/2・(Ｌt-Ｒt)-gl・1/2・Ｌt+gr・1/2Ｒt 式３３ すべてのＶＣＡがゼロの利得をもつとすれば、同装置は受動マトリックスと同
一であろう。すべてのＶＣＡ利得のあらゆる等しい値に対して、図１４の装置は
一定の尺度化に加えて受動マトリックスと同一である。例えば、すべてのＶＣＡ
が０．１の利得をもつとすれば： Ｌout＝Ｌt-0.05・1/2・(Ｌt+Ｒt)-0.05・(Ｌt-Ｒt)＝0.9Ｌt Ｒout＝Ｒt-0.05・(Ｌt+Ｒt)+0.05・(Ｌt-Ｒt)＝0.9Ｒt Ｃout＝1/2・(Ｌt+Ｒt)-0.05・Ｌt-0.05・Ｒt＝0.9・1/2・(Ｌt+Ｒt) Ｓout＝1/2・(Ｌt-Ｒt)-0.05・Ｌt+0.05・Ｒt＝0.9・1/2・(Ｌt-Ｒt) 結果は率０．９によって尺度化された受動マトリックスである。従って、以下
に述べる、静止ＶＣＡ利得の正確な値は決定的ではないことは明らかであろう。

【００６６】 一例を考察してみよう。基本出力方向(左、右、中央及び環境)のみに関して、
それぞれの入力はＬtのみ、Ｒtのみ、Ｌt＝Ｒt(同一極性)及びＬt＝-Ｒt(逆極性
)、また対応する所望の出力は、Ｌoutのみ、Ｒoutのみ、Ｃoutのみ及びＳoutの
みである。理想的には、各々の場合において唯一の出力は一信号を与えるべきで
あり、残りのものは何も与えるべきではない。

【００６７】 検査により、所望の基本出力方向に対応する方向が１の利得を持ち、残りのも
のが１より遥かに小さくなるようにＶＣＡが制御され得るならば、所望の一つを
除くすべての出力において、ＶＣＡ信号は不要な出力を相殺するであろうことは
明らかである。既に述べた通り、図１４の構成では、ＶＣＡ出力は、隣接する基
本出力方向（その中に受動マトリックスはくロストークをもつ）のクロストーク
成分を相殺するように作動する。

【００６８】 従って、例えば、Ｒt＝Ｌt＝(大体)１になるように両入力が等しい同位相信号
で供給され、その結果gc＝１でありかつgl、gr及びgsがすべてゼロ又はゼロに近
くなるならば以下が得られる： Ｌout＝１-１・1/2・(１+１)-0・1/2・(１-１)＝0 Ｒout＝１-１・1/2・(１+１)+0・1/2 (１-１)＝0 Ｃout＝1/2・(１+１)-0・1/2・１-0.・/2・１＝１ Ｓout＝1/2・(１-１)-0・1/2・１+0・1/2・１＝0 唯一の出力は所望のＣoutからである。同様な計算で、同じことが他の３つの
基本出力方向の1つからのみの信号の場合に当てはまることが立証されるであろ
う。

【００６９】 式３０、３１、３２及び３３は以下のように同等に表し得る： Ｌout＝1/2・(Ｌt+Ｒt)・(1-gc)+1/2・(Ｌt-Ｒt)・(1-gs) 式３４ Ｃout＝1/2・Ｌt・(1-gl)+1/2・Ｒt・(1-gr) 式３５ Ｒout＝1/2・(Ｌt+Ｒt)・(1-gc)-1/2・(Ｌt-Ｒt)・(1-gs) 式３６ Ｓout＝1/2・Ｌt・(1-gl)-1/2・Ｒt・(1-gr) 式３７ この構成では、各出力は２つの信号が結合されたものである。Ｌout及びＲout
は、入力信号の和及び差と、和及び差ＶＣＡの利得との双方を必要とする（ＶＣ
Ａの入力は中央及び環境方向から導出され、同対の方向は左及び右方向に対して
９０度をなす）。Ｃout及びＳoutは、実際の入力信号と、左及び右ＶＣＡの利得
とを必要とする（ＶＣＡのそれぞれの入力は左及び右方向から導出され、同対の
方向は中央及び環境方向に対して９０度をなす）。

【００７０】 基本出力方向に対応しない源信号方向を考察すると、そこではＲtには、極性
は同一であるが減衰された、Ｌtと同一の信号が供給される。この条件は、左及
び中央基本出力方向間のどこかに置かれた信号を表し、従って、Ｌout及びＣout
から出力出力を伝えるべきであり、Ｒout又はＳoutからは殆ど又は全く伝えるべ
きではない。

【００７１】 Ｒout又はＳoutに対するこのゼロ出力は、２つの項の大きさは等しいが極性が
逆であるならば達成され得る。

【００７２】 Ｒoutに対するこの相殺のための関係は以下の式で表される。

【００７３】 ［1/2・(Ｌt+Ｒt) (1-gc)］の大きさ＝［1/2・(Ｌt-Ｒt)・(1-gs)］ 式３８ Ｓoutにつき対応する関係は以下の式で表される。

【００７４】 ［1/2・Ｌt・(1-gl)］の大きさ＝［1/2・Rt・(1-gr)］ 式３９ 任意の隣接する２つの基本出力方向間でパンされた源信号を考察すると、同一
の２つの関係を示すであろう。言い換えると、入力信号が任意の隣接する２つの
基本出力方向間でパンされた源信号を表すならば、これらの大きさの関係は、音
がこれらの隣接する２つの基本方向に対応する出力から現れると共に他の２つの
出力が何も伝えないことを保証するであろう。その結果を実質的に達成するため
に式３４−３７の各々の２つの項の大きさは平等化に向けて強制されるべきであ
る。これは能動マトリックス内の２対の信号の相対的大きさを等しく保つことを
追求することによって達成され得る： ［(Ｌt+Ｒt) (1-gc)］の大きさ＝［(Ｌt-Ｒt)・(1-gs)］ 式４０ 及び ［Ｌt・(1-gl)］の大きさ＝［Rt・(1-gr)］ 式４１ 式４０及び４１に示される所望の関係は、式３８及び３９のものと同一である
が、尺度化が省略される。各信号が結合される極性及びそれらの尺度化は、図１
４の結合器１４、１６、１８及び２０におけるように、それぞれの出力が得られ
る時が管理され得る。

【００７５】 不要なクロストーク信号成分の相殺に関する上記考察及び基本出力方向に対す
る要件から本説明で用いられる尺度化に関してＶＣＡに対する最大利得は１であ
るべきことが推論され得る。静止、限定されていないか又は「方向づけられてい
ない」条件下では、各ＶＣＡは小さい利得を用い、受動マトリックスを効果的に
提供すべきである。対をなすＶＣＡの一方の利得がその静止値から１に向けて上
昇することを要するならば、対の他方は静止利得に止まるか又は逆方向に移動し
得る。便利でかつ実際的な一関係は、対の利得の積を一定に保つことである。ｄ
Ｂで表される利得がＶＣＡ制御電圧の線形関数であるアナログＶＣＡを用いるこ
とで、制御電圧が対の２つに平等に（しかし実効的に逆極性で）加えられるなら
ば、これはたまたま自動的に起こり得る。他の代替案は、対の利得の和を一定に
保つことである。実施態様は、アナログ成分を用いるよりはむしろデジタル又は
ソフトウエアの形にされ得る。

【００７６】 従って、例えば、静止利得が１/ａならば、各対の２つの利得間の実際的関係
は以下に示すようなそれらの積となり得る。

【００７７】 gl・gr＝１/ａ^２、及び gc・gs＝１/ａ^２ “ａ”に対する典型的な値は１０〜２０の範囲に入るであろう。 図１５は、図１４の左及び右ＶＣＡ（それぞれ、６及び１２）に対するフィード
バック導出される制御システムを機能的かつ図式的に示す。フィードバック導出
される制御システムは２つのＶＣＡと共に一種の「サーボ」を構成する（既に述
べた通り）。それは、Ｌt及びＲt入力信号を受け取り、中間信号Ｌt・(1-gl)及び
Ｒt・(1-gr)を導出するためにそれらを処理し、同中間信号の大きさを比較し、大
きさのあらゆる差に応答して誤り信号を発生させる。誤り信号は、ＶＣＡを通し
て大きさの差を低減させるようにさせる。そのような結果を達成する一方法は、
それらの大きさを導出するために中間信号を整流し、２つの大きさ信号を比較器
にかけ、例えば、Ｌt信号の増大でglが増大しかつgrが減少するような極性を用
いて、比較器の出力でＶＣＡの利得を制御することである。回路値（又はデジタ
ル又はソフトウエア実施形態におけるそれらの同等値）は、比較器出力がゼロの
時静止アンプ利得が１（例えば、１/ａ）未満になるように選ばれる。

【００７８】 アナログ領域において比較関数を実施する実際的方法は、比較器がそれらの比
を決定するよりはむしろそれらを減算するように２つの大きさを対数領域に変換
することである。多くのアナログＶＣＡは制御信号の指数に比例する各利得を有
し、それらが内在的かつ便宜的に対数に基礎付けられた比較器の制御出力の真数
をとるようにされる。しかし、対照的にデジタルで実施されるならば、２つの大
きさを分割し、結果的に得られたものを直接乗数又は除数としてＶＣＡ関数に用
いるのがより便利であり得る。

【００７９】 さらに特定すると、図１５に示されるように、Ｌt入力は「左」ＶＣＡ６及び
線形結合器２２の一方に加えられ、そこでそれには＋１の尺度化が用いられる。
左ＶＣＡ６出力は、-１（従って減算器を構成）の尺度化を用いて結合器２２に
加えられ、結合器２２の出力は全波整流器２４に加えられる。Ｒt入力は「右」
ＶＣＡ１２及び線形結合器２６の一方に加えられ、そこでそれには＋１の尺度化
が用いられる。右ＶＣＡ１２出力は、-１（従って減算器を構成）の尺度化を用
いて結合器２６に加えられ、結合器２６の出力は全波整流器２８に加えられる。
整流器２４及び２８出力は、それぞれオペアンプ３０の非反転及び反転入力に加
えられ、差動増幅器として作動する。アンプ３０出力は誤り信号と同種の制御信
号を与え、同制御信号は反転することなくＶＣＡ６の利得制御入力に加えられ、
また極性反転してＶＣＡ１２の利得制御入力に加えられる。誤り信号は、その大
きさが平等化されるべき２つの信号の大きさが異なることを示す。誤り信号は、
中間信号の大きさの差を低減させるためにＶＣＡを正しい方向でＶＣＡを“方向
づける”。結合器１６及び１８への出力はＶＣＡ６及び１２出力からとられる。
従って、各中間信号の一成分のみが出力結合器、即ち、‐Ｌt・gl及び-Ｒt・grに
加えられる。

【００８０】 定常状態信号条件のために大きさの差は、十分なループ利得を与えることによ
って無視できる量まで低減され得る。しかし、本質的なクロストーク相殺を達成
するために大きさの差をゼロ又は無視できる量まで低減させる必要はない。例え
ば、ｄB差を率１０だけ低減させるのに十分なループ利得は、理論的に、３０ｄB
低下よりよい、最悪の場合のクロストークに帰着する。動的条件に対して、フィ
ードバック制御装置の時定数は、ある意味で少なくとも大抵の信号条件に対して
本質的に聴取不能である平等に向けて大きさを強制するように選択されるべきで
ある。時定数の選択の詳細は本発明の範囲を超えるものである。

【００８１】 回路パラメータが約２０ｄＢの負フィードバックを与えるように選ばれ、ＶＣ
Ａば１を超えて上昇しないようにするのが望ましい。ＶＣＡ利得は、ある小さな
値（例えば、１より遥かに小さい１/ａ^２）から、図１４、１６及び１７の装置
と関連して本明細書に記載された各尺度化例の１まで上昇するが、それを超えな
い。負フィードバックのために、図１５の配列は、整流器に入る信号をほぼ等し
く保つように作動するであろう。

【００８２】 利得が小さいならば正確な利得は決定的ではないので、他方が１に向けて上昇
する時はいつでも対の一方の利得を小さい値に強制する他の任意の関係は同様な
受容可能な結果を生じさせるであろう。

【００８３】 図１４の中央及び環境ＶＣＡ（それぞれ８及び１０）に対するフィードバック
制御されたシステムは、実質的に図１５の配列と同一であるが、記載されるよう
に、Ｌ_ｔ及びＲ_ｔは受信しないがそれらの和及び差を受信し、ＶＣＡ６及び１２
（それぞれの中間信号を構成する）からのその出力を結合器１４及び２０に加え
る。

【００８４】 従って、精度に対する特殊な要件のない回路要素を用いと同時に、信号路と一
体化された簡単な制御路を用いた広く多様な入力信号条件下で、高度のクロスト
ーク相殺が達成され得る。フィードバック導出される制御システムは、受動マト
リックスからの各対のオーディオ信号を処理するために作動し、各対の中間オー
ディオ信号内の中間オーディオ信号の相対的振幅の大きさが平等に向けて強制さ
れるようにする。

【００８５】 図１５に示されるフィードバック導出される制御システムは、整流器２４及び
２８への入力を平等に向けて逆に強制するように２つのＶＣＡ６及び１２の利得
を制御する。これらの２つの項が平等に向けて強制される程度は、各整流器、そ
れらに続く比較器３０及び各ＶＣＡの利得/制御関係の諸特性に依存する。ルー
プ利得が大きいほど、平等性はより近接するが、平等に向けた強制は、これらの
要素の特性に関係なく起こる（勿論各信号の極性がレベル差を低減させるように
されることが前提である）。実際に、比較器は無限の利得はもたないが有限の利
得をもつ減算器として実現され得る。

【００８６】 各整流器が線形、即ち、それらの出力が入力の大きさに直接比例するならば、
比較器又は減算器は信号電圧又は電流差の関数である。その代わりに、各整流器
がそれらの入力の大きさの対数、即ち、ｄＢで表されたレベルに応答するならば
、比較器入力で行われる減算は入力レベルの比を取るのと同等である。これは、
同結果がそれなら絶対信号レベルとは無関係で、ｄＢで表わされる信号の差のみ
に依存するので有利である。より近い人の知覚を反映するさせるためにｄＢで表
わされた源信号を考察すると、これは他の事項が同等ならループ利得は大きさに
無関係であることを意味し、従って平等に向けての強制の度合いもまた絶対大き
さには無関係であることを意味する。ある非常に低いレベルにおいて、勿論、対
数整流器は正確に作動するのを止め、従って入力閾値があり、それ未満では平等
に向けの強制は終わるであろう。しかし、結果は、高入力信号レベルに対する極
端に高ループ利得を要することなく、７０又はそれ以上のｄＢ範囲に亘る制御が
維持され得るが、ループの安定性に対する潜在的問題が結果的に生じることであ
る。

【００８７】 同様に、ＶＣＡ６及び１２はそれらの制御電圧（即ち、乗数又は除数）に直接
又は逆比例する利得を有し得る。これは、利得が小さいならば、制御電圧の小さ
な絶対変化はｄＢで表わされる大きな変化を生じさせるであろう。例えば、この
フィードバック導出される制御システム構成で必要とされるような、最大利得１
のＶＣＡ及び０〜１０ボルト変化する制御電圧Ｖｃを考察すると、利得はＡ＝０
．１・Ｖｃで表わし得るようにされる。Ｖｃがその最大に近いならば、例えば、
９９００から１０００ｍＶへの１００ｍＶの変化は、20・log（10000/9900）、即
ち、約０．０９ｄＢの利得変化を与える。Ｖｃが遥かに小さいならば、例えば１
００から２００ｍＶへの変化は、20・log（200/100）、即ち、約６ｄＢの利得変
化を与える。その結果、実効ループ利得、従って応答比率は、制御信号が大きい
か又は小さいかに依存して極端に変わるであろう。

【００８８】 この問題は、そのｄＢ利得が制御電圧に比例するか又は、異なった表現を用い
ると、その電圧又は電流利得が制御電圧の指数又は真数に依存する各ＶＣＡを用
いることによって除去され得る。１００ｍＶのような小さな制御電圧の変化は、
それなら制御電圧がその範囲内にあればどこでも同一のｄＢ利得変化を与えるで
あろう。そんな装置は、各アナログＩＣとして容易に入手し得る。またその特性
又はそれに近似するものはデジタル実施形態で容易に達成され得る。

【００８９】 従って、望ましい実施形態は対数整流器及び指数的に制御される利得アンプを
用い、入力レベル及び２つの入力信号の比率の広範囲に亘ってより一様に近い平
等に向けた強制を与える。

【００９０】 人の聴覚では方向の知覚が周波数に対して一定ではないので、人の方向感覚に
最も貢献する周波数を強調し、不適当な方向づけにつながるものの強調を止める
ように、整流器に入る信号にある周波数加重を用いるのが望ましい。従って、実
際的実施形態では、図１５の整流器２４及び２８が経験的に得られたフィルタに
よって先行され、低周波数及び非常に高い周波数を減衰させる応答を与え、可聴
範囲の中央をおおってなだらかに上昇する応答を与える。これらのフィルタは出
力信号の応答は変えず、フィードバック導出される制御システムの制御信号及び
ＶＣＡ利得を変えるに過ぎない。

【００９１】 図１４及び１５の結合されたものと同等の装置、即ち、配列が図１６に機能的
かつ図式的に示される。 図１４及び１５の結合されたものとの相違は、相殺成
分が導出される受動マトリックスからＬt及びＲt入力信号を受信する代わりに、
各出力結合器はＬt及びＲt入力信号に応答して受動マトリックス出力信号成分を
発生させことである。同配列は図１４及び１５の結合されたものと同一の結果を
与えるが、加算係数が本質的に受動マトリックスにおけるのと同一であることを
前提とする。図１６は、図１５に関連して述べたフィードバック装置を組み入れ
る。

【００９２】 さらに特定すると、図１６では、Ｌt及びＲt入力信号は、図１３の受動マトリ
ックス構成におけるように結合器２及び４を含む受動マトリックスに最初に加え
られる。Ｌt入力は、同様に受動マトリックス「左」出力であり、「左」ＶＣＡ
３２に加えられ、尺度化＋１で線形結合器３４の一入力に加えられる。左ＶＣＡ
３２出力は尺度化‐１（従って減算器を構成する）で結合器３４に加えられる。
Ｒ_ｔ入力は、同様に受動マトリックス「右」出力であり、「右」ＶＣＡ４４に加
えられ、尺度化‐１で線形結合器４６の一入力に加えられる。右ＶＣＡ４４出力
は尺度化‐１（従って減算器を構成する）で結合器４６に加えられる。結合器３
４及び４６の出力はそれぞれＬt・(1-gl)及びＲt・(1-gr)であり、これらの信号の
大きさを等しく保つか又はそれらを平等に向けて強制することが望ましい。Ｌt・
(1-gl)及びＲt・(1-gr)であり、これらの信号の大きさを等しく保つか又はそれら
を平等に向けて強制することが望ましい。その結果を達成させるために、これら
の信号は図１５に示されかつそれに関して記載されたようなフィードバック回路
に加えられのが望ましい。フィードバック回路はそこでＶＣＡ３２及び４４の利
得を制御する。

【００９３】 さらに、なお図１６を参照して、結合器２からの受動マトリックスの「中央」
出力は「中央」ＶＣＡ３６及び尺度化＋１で線形結合器３８の一入力に加えられ
る。中央ＶＣＡ３６出力は尺度化‐１（従って減算器を構成する）で結合器３８
に加えられる。結合器４からの受動マトリックスの「環境」出力は「環境」ＶＣ
Ａ４０及び尺度化＋１で線形結合器４２の一入力に加えられる。環境ＶＣＡ４０
出力は尺度化‐１（従って減算器を構成する）で結合器４２に加えられる。結合
器３８及び４２の出力はそれぞれ1/2・(Ｌt+Ｒt)・(1-gc)及び1/2・(Ｌt-Ｒt)・(1-g
ｓ)であり、これらの信号の大きさを等しく保つか又はそれらを平等に向けて強
制することが望ましい。その結果を達成させるために、これらの信号は図１５に
示されかつそれに関して記載されたようなフィードバック回路に加えられのが望
ましい。フィードバック回路はそこでＶＣＡ３８及び４２の利得を制御する。

【００９４】 出力信号Ｌout、Ｃout、Ｓout及びＲoutは結合器４８、５０、５２及び５４に
よって発生される。相殺信号成分及び受動マトリックス信号成分を与えるように
入力信号の一方又は双方を与えるために、各結合器は２つのＶＣＡの出力（同出
力はその大きさが等しく保たれるように追及される中間信号の成分を構成する）
を受信する。さらに特定すると、入力信号Ｌ_ｔは、＋１の尺度化でＬout結合器
４８に、＋１/２の尺度化でＣout結合器５０に及び＋１/２の尺度化でＳout結合
器５２に加えられる。入力信号Ｒ_ｔは、＋１の尺度化でＲout結合器５４に、＋
１/２の尺度化でＣout結合器５０に及び‐１/２の尺度化でＳout結合器５２に加
えられる。左ＶＣＡ出力３２は、‐１/２の尺度化でＣout結合器５０に及び同様
に‐１/２の尺度化でＳout結合器５２に加えられる。右ＶＣＡ出力４４は、‐１
/２の尺度化でＣout結合器５０に及び＋１/２の尺度化でＳout結合器５２に加え
られる。中央ＶＣＡ出力３６は、‐１の尺度化でＬout結合器４８に及び‐１の
尺度化でＲout結合器５４に加えられる。環境ＶＣＡ出力４０は、‐１の尺度化
でＬout結合器４８に及び＋１の尺度化でＲout結合器５４に加えられる。

【００９５】 各種の図面において、例えば、図１４及び１５において、相殺信号が受動マト
リックスと対抗しないことが初めに現れ得る（例えば、若干の相殺信号が、受動
マトリックス信号が加えられるのと同一極性で結合器に加えられる）ことが注目
されるであろう。しかし、作動中、相殺信号が有意になれば、それは受動マトリ
ックス信号と対抗しない極性をもつであろう。

【００９６】 図１４と１５の組合せ及び図１６と同等の他の配列が図１７に機能的かつ図式
的に示される。図１７構成では、等しく保たれるべき各信号は、各ＶＣＡの制御
のために各出力導出結合器及び各フィードバック回路に加えられる信号である。
これらの信号は各受動マトリックス出力成分を含む。対照的に、図１６の配列で
は、各フィードバック回路から各出力結合器に加えられる信号はＶＣＡ出力信号
であり、受動マトリックス成分を排除する。従って、図１６（及び図１４及び１
５の結合では）では、受動マトリックス成分はフィードバック回路の出力と明示
的に結合されなければならない、しかし一方図１７では、フィードバック回路の
出力は受動マトリックス成分を含むのでそれ自体で十分である。図１７配列では
、ＶＣＡ出力（その各々は中間信号の成分のみを構成する）よりはむしろ中間信
号出力が出力結合器に加えられることが同様に注目されるであろう。それにもか
かわらず、図１６及び図１７（図１４及び１５の結合と共に）構成は同等であり
、加算係数が正確ならば、図１７の出力は図１６からのもの（及び図１４及び１
５の結合）と同一である。

【００９７】 図１７では、受動マトリックス出力を処理することによって、３４、３５、３
６及び３７の中間信号、Ｌout＝［1/2・(Ｌt+Ｒt)・(1-gc)］、［1/2・(Ｌt-Ｒt)・(
1-gs)］、［1/2・Ｌt・(1-gl)］及び［1/2・Ｒt・(1-gr)］が得られ、その後所望の
出力を導出するために加算及び減算がなされる。同信号は、図１５に関して既に
述べたように、同様に整流器及び２つのフィードバック回路の比較器に供給され
、フィードバック回路は、各対の信号を等しく保つように作動するのが望ましい
。図１５のフィードバック回路は、図１７構成に用いられるように、出力結合器
へのそれらの出力をＶＣＡ６及び１２からよりはむしろ結合器２２及び２６の出
力からとらせる。

【００９８】 なお図１７を参照して、結合器２及び４と、ＶＣＡ３２、３６、４０及び４４
と、結合器３４、３８、４２及び４６との間の結線は、図１６における配列と同
一である。図１６及び１７の両装置において、結合器３４、３８、４２及び４６
の出力は２つのフィードバック制御回路に加えられるのが望ましい（ＶＣＡ３２
及び４４に対する制御信号生させるために結合器３４及び４４の出力は、そのよ
うな第１回路に、ＶＣＡ３６及び４０に対する制御信号生させるために結合器３
８及び４２の出力は、そのような第２回路に）。図１７における結合器３４の出
力、Ｌ_t・(1-gl)信号は、＋１の尺度化でＣout結合器５８に加えられかつ‐１の
尺度化でＳout結合器６０に加えられる。結合器４６の出力、Ｒ_t・(1-gr)信号は
、＋１の尺度化でＣout結合器５８に加えられかつ‐１の尺度化でＳout結合器６
０に加えられる。結合器３８の出力、1/2・(Ｌ_t+Ｒ_t)・(1-gc)信号は、＋１の尺度
化でＬout結合器５６に加えられかつ＋１の尺度化でＲout結合器６２に加えられ
る。結合器４２の出力、1/2・(Ｌ_t‐Ｒ_t)・(1-gs)信号は、＋１の尺度化でＬout結
合器５６に加えられかつ‐１の尺度化でＲout結合器６２に加えられる。

【００９９】 理想的には、実際的回路の欠点は別にして、デコーダの「大きさを等しく保つ
」構成は、既知の相対的振幅及び極性でＬt及びＲt入力に供給される任意の源は
、所望の出力から信号を与えかつ他の出力からは無視できる信号しか与えないと
言う意味で、「完全」である。「既知の相対的振幅及び極性」とは、Ｌt及びＲt
入力が一基本出力方向又は各基本出力方向間の一点における源信号を表すことを
意味する。

【０１００】 再び式３４、３５、３６及び３７を考察すると、ＶＣＡを組入れる各可変利得
回路の総合利得は（１−ｇ）の形式の減算的配列であることが分かるであろう。
各ＶＣＡ利得は小さな値から１まで変わり得るが１を超えることはできない。対
応的に、可変利得回路利得（１−ｇ）は１に非常に近い値からゼロまで変わり得
る。従って、図１７は図1８のようにように書き換えられ、そこではすべてのＶ
ＣＡ及び関連する減算器が唯一のＶＣＡによって置き換えられ、その利得は図１
７の各ＶＣＡのものとは逆方向に変わり得るようにされる。従って、すべての可
変利得回路利得（１−ｇ）（例えば、利得「ｇ」をもち、その出力が図１４/１
５、１６及び１７におけるように受動マトリックス出力から減算される一ＶＣＡ
によって実施される）は、対応する可変利得回路利得「ｈ」（例えば、利得「ｈ
」をもち、受動マトリックス出力に作用する一独立ＶＣＡによって実施される）
によって置き換えられる。利得（１−ｇ）の特性が利得「ｈ」と同一でありかつ
フィードバック回路が必要な各対信号の大きさ間の平等性を維持するように作動
すとすれば、図１８の構成は図1７の構成と同一でありまた同一出力を与えるで
あろう。実際、開示されたすべての構成、即ち、図１４/１５、１６、１７及び
１８の構成は互いに同等である。

【０１０１】 図１８の構成は、すべての先行構成と同等でありかつ全く同一に機能するが、
各受動マトリックス成分は出力には明示的に現れず、潜在的であることに注目の
こと。先行構成の静止、即ち、方向づけられていない条件では、各ＶＣＡ値は小
さな値に低下する。図１８構成では、対応する静止条件は、すべてのＶＣＡ利得
ｈが最大、即ち1又はそれに近いところまで上昇した時に起こる。

【０１０２】 さらに特定的に図１８を参照すると、同様に入力信号Ｌtと同一である、受動
マトリックスの「左」出力は、中間信号Ｌt・hlを発生させるために利得hlをもつ
「左」ＶＣＡ６４に加えられる。同様に入力信号Ｒ_tと同一である、受動マトリ
ックスの「右」出力は、中間信号Ｒt・hrを発生させるために利得hrをもつ「右」
ＶＣＡ７０に加えられる。結合器２からの受動マトリックスの「中央」出力は、
中間信号1/2(Ｌ_t+Ｒ_t)・hcを発生させるために利得hcをもつ「中央」ＶＣＡ６６
に加えられる。結合器４からの受動マトリックスの「環境」出力は、中間信号1/
2(Ｌ_t+Ｒ_t)・hsを発生させるために利得hsをもつ「環境」ＶＣＡ６８に加えられ
る。既に述べた通り、ＶＣＡ利得ｈはＶＣＡ利得ｇに対して逆に作動し、ｈ利得
特性が（１−ｇ）利得特性と同一になるようにされる。

【０１０３】 前記Fosgate出願の基本４出力、２入力、９０度出力方向デコーダにつき記載
したので、本発明によるデコーダのさらなる詳細につき詳説する。

【０１０４】 図１９は、２つ又はそれ以上の入力信号Ｓ1(α),Ｓ2(α)...Ｓn(α)から基本
方向β2を表わす出力信号を導出する本発明によるデコーダの構成図を示す。同
図では、各入力信号は、１つ又はそれ以上のオーディオ信号源に関してそれらの
相対的大きさ及び極性の形で指向性情報を伝える。方向β2に対する出力は、複
数のデコーダ出力の１つであり、各出力は主（又は基本）方向をもつ。各入力信
号は、方向β1及びβ3、即ち、方向β2に隣接する２つの主出力方向、に対する
一対の反優勢信号を導出するマトリック１０２に加えられる。マトリックス１０
２によって発生される対をなす反優勢信号はサーボ１１２に加えられる。サーボ
１１２は、反優勢信号の大きさを平等に向けて強制（平等化を推進）するために
反優勢信号対の大きさ制御されたバージョン（改良版）に作用する。デコーダ出
力β2は、加算又は減算的のいずれかで、対をなす「強制平等化される」反優勢
信号の大きさ制御版を結合させることによって発生される。既に述べと通り、所
望の主出力方向に隣接する各主方向が１８０度未満ならば、当該隣接する方向間
の２つの弧のより小さい方以内に出力信号方向を位置づけると言う極性方向（向
き）で結合される。

【０１０５】 サーボ１１２は、閉ループ又はフィードバック式方法又は開ループフィードバ
ック式方法のいずれかで作動する。従って、サーボ１１２では、制御装置１０８
は、その入力としてサーボ１１２出力信号（実線で示される）又はその入力とし
てサーボ１１２出力信号（破線で示される）のいずれかを受信し得る。サーボ１
１２は、第１及び第２制御された利得又は減衰された関数又は要素１０４及び１
０６を含むように構成され得る。簡単のために、関数又は要素１０４及び１０６
（図面全体を通して他のそのような制御される利得又は減衰関数又は要素に加え
て）図式的に電圧制御されるアンプ（ＶＣＡ）として示される。制御される利得
又は減衰関数又は要素は、各々電圧制御されるアンプ（ＶＣＡ）又はそれらのデ
ジタル同等物（ハードウエア、ファームウエア又はソフトウエアの形の）であり
得る。関数又は要素１０４の利得は制御装置１０８の一出力で制御される。関数
１０６の利得は、他の制御装置１０８出力で制御される。制御された利得又は減
衰関数又は要素１０４及び１０６は対の反優勢信号を受信する。

【０１０６】 開示された実施形態の各種の要素及び関数（例えば、マトリックス、整流器、
比較器、結合器、可変アンプ又は減衰器等）は、アナログ又はデジタル領域のい
ずれかにおけるハードウエア又はソフトウエアの形で実施され得ることは理解さ
れるべきである。

【０１０７】 サーボ１１２のアナログ又はデジタル実施形態の制御はフィードバックシステ
ムによってなされ、同システムではサーボ出力の大きさの比は１と比較され、サ
ーボ１１２内の制御された利得又は関数又は要素の対を制御する誤り信号を発せ
させるのに用いられ、近似的に等しい大きさを与えるようにサーボを強制するよ
うにする。

【０１０８】 その代わりに、サーボ１１２のアナログ又はデジタル実施形態では、平等化へ
の強制は、サーボ入力信号を測定する開ループフィードバックプロセスによって
達成され得る。この場合には、より小さい入力は実質的に不変であり、同時によ
り大きいものは、より小さい方に向けるか又はそれと等しくなるようにその大き
さを強制するために、より大きい方はより小さい方に対する比だけ減衰される。

【０１０９】 ２つの「平等化へ強制された」反優勢信号版は、そこで線形結合器１１０にお
いて加算又は減算的のいずれかで結合される。所望の主出力方向に隣接する主方
向が１８０度未満ならば、当該出力信号方向を隣接方向間の２つの弧間の小さい
方内に置くと言う極性方向で各信号が結合される。

【０１１０】 式１４乃至１９及び図３−５を含む上記検討が図１９の配列と関連する。

【０１１１】 同一要素又は関数につき同一の参照番号が図１９−２３全体を通して用いられ
る。

【０１１２】 図１９サーボ配列に対する代わりのものが図２０に示される。そのような代替
物は式２０及び２１を含む上記検討で言及されている。その検討及びそれと関連
する図６が、図２０の配列と関連する。図１９の１０４及び１０６（各々が利得
ｈを与える）は、各々が減算器（１１８及び１２２）と組合って、制御された利
得又は減衰関数又は要素１１６及び１２０（各々が１−ｈの利得を与える）に置
き換えられ、結合された関数及び減算器利得の各々が、図１９の配列におけるよ
うにそのまま残る。減算器１１８は、各反優勢信号の１つから制御された利得又
は減衰関数又は要素１１６出力を減じ、減算器１２２は、他の反優勢信号から関
数１１２出力を減じる。図２０の配列を本明細書の図１４/１５及び１６と比較
のこと。

【０１１３】 デジタル領域における低減されたサンプリングレート（標本化率）でフィード
バック制御を達成する技術は図２１に示される。当該配列は、図１９配列方法の
形の減算器なしで構成された要素又は関数１０４及び１０６で示されているが、
図２０の減算的配列が用いられ得ることは理解されるであろう。

【０１１４】 図２１を参照すると、各入力は第１マトリックス１０２及び、マトリックス１
０２と同一の特性をもち得る、第２マトリックス１０２ に加えられる。図１９
の配列におけるように、マトリックス１０２によって発生された反優勢信号は、
制御された利得又は減衰関数又は要素１０４及び１０６に加えられ、その出力は
線形結合器１１０で加算又は減算的に結合され、出力β2を与えるようにする。
マトリックス１０２の出力は制御された利得又は減衰関数１０４と１０６及び図
１９の配列におけるように相互接続される制御力１０８の一部である。しかし、
破線１３０以内の作動のあるもの又はすべては、マトリックス１０２及び関数１
０４及び１０６におけるより低いサンプリングレートで行われ得る。関数１０４
及び１０６に対する制御信号は、これらの関数のみならず同様に補間器及び/又
は平滑器１３２にも加えられ、それは制御された利得又は減衰関数又は要素１０
４及び１０６を制御するために同制御信号を用いる前により低いビットレート制
御信号を補間及び/又は平滑化する。破線１３４以内の要素のすべてが本実施形
態のサーボを構成する。選択的に、ある程度の「将来への備え」を与えかつ破線
内の関数又は要素の遅延を補償するために、マトリックス１０２への入力の前に
遅延時間が設けられ得る（しかしマトリックス１０２への路には遅延はない）。

【０１１５】 図２２は多重出力を発生させる一般的装置を示す。各入力信号が１つ又はそれ
以上のオーディオ信号源に対してそれらの相対的大きさ及び極性で指向性情報を
伝える２つ又はそれ以上の入力信号（Ｓ１(α)，Ｓ２(α)，．．．Ｓｎ(α)）が
、各主出力方向（出力1、出力２、．．．出力N）に隣接する主出力方向に対する
一対の反優勢信号を導出するマトリックス１３６に加えられる。マトリックス１
３６によって発生された各対の反優勢信号は、サーボ１１４、１１４、１１４’
’等に加えられる。図１９、２０及び/又は２１装置の方法におけるように、実
質的に等しい大きさを有する一対の信号を与えるために各サーボは一対の反優勢
信号に作用する。各デコーダ出力は、次に既に述べた方法で、反優勢信号の対を
なす「平等化に向けて強制された」版を加算又は減算的に結合することによって
発生される。簡単にするために、制御可能利得又は減衰関数又は要素に対する制
御は示さない。

【０１１６】 図２２のトポロジーに対する代替案が図２３に示され、そこでは出力マトリッ
クス１５２が与えられ、各サーボの出力は、減算器（図２２が図２０配列を用い
る場合）の出力から又は制御された利得又は減衰関数又は要素（図２２が図１９
配列を用いる場合）からの出力の代わりに、制御された利得又は減衰関数又は要
素（図２０の減算的代替案を用いる構成の）の出力からとられる。図２２配列が
図２０サーボ構成を用いる場合のように明示的にかつそれが図１９サーボ構成を
用いる場合のように潜在的に単位利得路を与える代わりに、図２３の代替案は、
出力マトリックス１５２への入力信号の別の供給により単位利得を与える。

【０１１７】 図２２及び図２３のトポロジー間の差を見る別の方法は、図２２配列では受動
マトリックスは潜在的であるが、それに反して図２３配列ではマトリックスは顕
在的（即ち、出力マトリックス）であることである。簡単のために、これは前記
Fosgate出願におけるように２入力４出力「９０度」システムであると想定する
。さらに出力１はＬout出力と想定する。必要な隣接反優勢信号は、あらゆる追
加の共通尺度化を無視して、中央前方及び中央背面に対するものである。即ち、
(Ｌt-Ｒt)/２及び(Ｌt+Ｒt)/２である。等しい大きさをもつ一対の信号を得るた
めにそれらは式１‐gs及び１‐gcでそれぞれ乗算され、次に加算され、(1-gs)・(
Lt-Rt)/2＋(1-gc)・(Lt+Rt)/2を与える。これは部分的に乗算されて、L_t-gs・(Lt-
Rt)/2-gc・(Lt+Rt)/2を与えるようにされる（ここで、乗算されてないＲ_t項は相
殺するが、より複雑なシステムではより多くの項があるであろう）。項gs(．．
．)及びgc(．．．)は受動マトリックスＬ_tを増大（実際には、縮小させる）させ
る相殺項と考えられ得る。

【０１１８】 同一仮定を用いて図２３を検討しよう。平等化へ強制される反優勢信号は同一
である。出力マトリックスは、Ｌt及びにＲtに加えてＶＣＡ出力gs・(Lt-Rt)/2及
びgc・(Lt+Rt)/2を受信し、図２２におけると同一のＬout信号を与えるために、
加算/減算される。出力マトリックスは受動マトリックス（この例では、Ｌtに対
して丁度１、Ｒtに対してゼロ）に対する必要な係数を用い、その結果を相殺項
と結合する。従って、それらはサーボ内の代わりに出力マトリックス内で用いら
れるが、結果は同じである。

【０１１９】 各対の反優勢信号を発生させるために、図２２及び２３実施形態では同一入力
マトリックス１０２が用いられる。図２３では、反優勢信号はサーボ１４２、１
４２’、１４２’’等に用いられる。図１４/１５及び１６の方法で、各減算器
の出力が平等化に向けて強制されるように、制御された利得又は減衰関数又は要
素が制御され、一方サーボ出力が制御された利得又は減衰関数又は要素出力から
とられる。簡単のために、制御された利得又は減衰関数又は要素に対する制御は
示されてない。マトリックス１５２は、入力信号から受動マトリックス成分を引
き出し、図１４/１５及び１６の方法でそれらをサーボからの相殺成分と適切に
結合させる。

【０１２０】 定電力適応尺度化 上記例では、所望の主方向出力は９０°でありかつ隣接主方向は３０°及び１
５０°（即ち、 β2＝９０°、β1＝３０°及びβ3＝１５０°）である。図２乃至６はその例に
関する。本発明の他の面を理解するのを支援するために、その例の一拡張につき
考察しよう。の例では所望の第２主方向出力β3は隣接方向β2及びβ4を有し、
そこではβ4は２１０°である。従って、 β4＝２１０に対して以下の式が得られる。

【０１２１】 anti2(α)＝Rt(β2)・Lt(α)- Lt(β2)・Rt(α)、及び 式４２ anti4(α)＝Rt(β4)・Lt(α)- Lt(β4)・Rt(α) 式４３ 利得修正される反優勢信号を等しい大きさに向けて強制するために要する利得
は、下式で表され得る。

【０１２２】

【式１５】

【式１６】 それぞれの制御された利得又は減衰関数又は要素（即ち、各サーボ）magβ2及
びmagβ4は下式で表され得る。

【０１２３】 magβ2(α)＝ｈβ2(α)・anti2(α)、及び 式４６ magβ4(α)＝ｈβ4(α)・anti4(α) 式４７ 従って、主方向β3に対する出力は下式で表され得る。

【０１２４】 出力β3＝magβ4(α)- magβ2(α) 式４８ 出力β2(α)（図５参照）及び出力β3対方向角度αのプロットは図２４に示さ
れる。図２４の検査は、その指向的符号化が９０度又は１５０度の単一源信号は
、適切な出力から単位源電力を与えることを立証する。しかし、出力β2及び出
力β4は約０．５、即ち、６ｄB下方で交差することを示す。従って、その指向的
符号化角度αの単一源信号は１２０度（即ち、２つの主方向間の中間にパンされ
る）、そのＬt及びＲt電力も同様に合計１になる（上記正規化された定義により
）単一源信号は、両出力から約６ｄＢ下方に現れるであろう。２つの等しい電力
が３ｄＢの増加を与えるように加算されるので、概して一定大きさは、２つの出
力からのレベルが３ｄＢ下方であることのみを要する。言い換えると、定レベル
源がパンされるにつれて、源が２つの主方向間にある場合見掛けのレベルは下が
るであろう。

【０１２５】 制御され得る関数又は要素利得を修正すると同時に方向に関するそれらの相対
的変化を保持することによって、即ち、各関数又は一対の要素の双方に可変尺度
化を加えることによって、このレベル変化の影響は、低減され得るか又は実際に
他の変化が導入され得る。この特定の例では、主方向において０ｄＢから+３ｄ
Ｂ間の中途まで変化する尺度化を要する。一方法は、下式に従って、符号化され
た角度αの関数として変化する追加の乗数を発生させることである。

【０１２６】

【式１７】 hβ1及びhβ3は０及び１間にあるように強制され、またそれらの一方又は他方
が常に１になるので、この関数は平方根２及び１間、即ち、各主方向間の中間＋
３ｄB及び主方向における０ｄB間で変化する。従って、それは所望の３ｄBだけ
中間点においてレベルを増加させる。出力 β２に対して、改変された等しい大きさ項は下式で表される。

【０１２７】 ｍagβ1(α)＝multβ2(α)・hβ1(α)・anti1(α)及び 式５０ ｍagβ3(α)＝multβ2(α)・hβ3(α)・anti3(α) 式５１ 新しいoutputβ2は、 outputβ2＝ｍagβ3(α)- ｍagβ1(α) 式５２ 同様にoutputβ3に対して：

【式１８】 ｍagβ2(α)＝multβ3(α)・hβ2(α)・anti2(α)及び 式５４ ｍagβ4(α)＝multβ3(α)・hβ4(α)・anti4(α) 式５５ 新しいoutputβ3は、 outputβ3＝ｍagβ4(α)- ｍagβ2(α) 式５６

【０１２８】 改変された出力β2(α)及び改変された出力β4(α)対方向角αのプロットは、
図２５に示される。図２５の検査は、乗数がこの特殊の対をなす出力を約-３ｄB
において交差させ、見掛けの定音量（音の大きさ）を与えることを示す。他の主
方向に対しては、異なった乗算関数が必要となり得る。乗数は、可変利得又は減
衰関数又は要素（即ち、両関数又は要素に同一乗数を用いて）を用いることによ
って上記の通り等量項に用いられ得る。その代わりに、さらに制御された利得又
は減衰関数又は要素によって、それは出力信号に用いられ得る（即ち、強制等利
得改変された反優勢信号の結合に続いて）。１つ又はそれ以上の選択された信号
に影響させるように、各反優勢信号又はそれらの大きさ制御された版の双方が実
質的に平等に影響されることを前提として、可変尺度化もまた他の要素又は関数
に用いられ得る。概して、出力信号のすべてが影響されるので、可変尺度化を入
力信号に用いることは不適当であろう。

【０１２９】 非一様増分の主方向を用いる６つの出力 最大信号出力位置を制御する固定尺度化 上記例では所望の主方向は一様な増分で隔置される。本発明をよりよく理解し
かつ本発明の他の面（即ち、主出力方向間の間隔が一様でない場合に、所望の出
力角度で最大信号出力を位置づける）の理解を助長するために、６つの主出力方
向が非一様な角隔置で得られる他の例を考察しよう。式１及び２に限定されるよ
うに２つの入力信号Ｌt及びＲtがありかつ角度、β1、β2、．．．β6で６つの
出力又は主方向があると仮定する。以下にさらに説明されるように、これらの６
つの出力は左後方(β1)、左前方(β2)(９０°)、中央前方(β3)(１８０°)、右
前方(β4)(２７０°)、右後方(β5)及び背面後方(β6)(３６０°)に対応する。

【０１３０】 この例では、以下に説明される常数k1及びk2を用いて、各出力の２つのみ、即
ち、β1及びβ2に対して計算が改変された。これは、β1及びβ2に対する最大出
力は、数度離れるよりはむしろ正確に主方向において起こることを保証すると云
う効果をもつ。主方向β4及びβ5は、β1及びβ2出力への改変効果を例示するた
めに改変されない。

【０１３１】 ３つの隣接主出力方向β1、β2及びβ3を考察しよう。左後方をＬt及びＲt間
の５ｄＢの大きさの差と限定すると下式が得られる。

【０１３２】

【式１９】 βlb＝31.298° 従って、左前方に対して、隣接主方向はβ＝βlb及びβ＝１８０°即ち、 β1＝βlb、 β2＝９０°及び β3＝１８０°である。

【０１３３】 第１反優勢信号がある。即ち、Ｌ_t及びＲ_tのanti1と、α＝β1の時ゼロを通過
する適切な係数との結合されたものが下式で表される。

【０１３４】 anti1(α)＝Rt(β1)・Lt(α)- Lt(β1)・Rt(α) 式５８ 同様に、第２反優勢信号がある。即ち、Ｌ_t及びＲ_tのanti3ａと、α＝β3の時
ゼロを通過する適切な係数との結合されたものが下式で表される。

【０１３５】 anti3ａ(α)＝Rt(β3)・Lt(α)- Lt(β3)・Rt(α) 式５９ 次に、反優勢信号anti3を発生させるために、反優勢信号anti3を率(係数)k1だ
け尺度化する： anti3ａ(α)＝k1 anti3ａ(α) 式６０ αが主出力角β2と同一の時、anti1及びanti3の大きさを実質的に等しく（１
の比率）するために率k1を選択する：

【式２０】 k1＝0.693 anti1(α)及びanti3(α)対αのプロットは図２６に示される。anti1(α)は３
０°でゼロになり、anti3(α)は１８０°でゼロになる。anti3(α)を尺度化する
効果は明らかである（そのピークの大きさは１ではなくて０．６９３である）。
両反優勢信号ともにゼロを通過するとき極性が変わる。

【０１３６】 次いで、反優勢信号anti1及びanti3は、既に述べたように、閉ループサーボ又
はその他の方法で等しい大きさに向けて強制されるように制御される。例えば、
より小さいものは実質的に変化されず（１の利得）、より大きいものはより小さ
いものと等しくなるように強制するために減衰される。必要な減衰は、より大き
い入力大きさに対するより小さいものの比率である。必要な利得、即ち、anti1
に対するh13及びanti3に対するh31（例えば、h13は、anti1のおおきさをanti3の
ものと等しくするために用いられるべき利得である）、即ち、方向角αの両関数
は下式で表される：

【式２１】 ここでδは、ゼロ又はゼロの対数による除算を避ける、１０^-10のような非常
に小さい数である。

【０１３７】 従って、制御された利得又は減衰関数又は要素は下式である。

【０１３８】 mag13(α)＝h13(α)・anti1(α)、及び 式６３ mag31(α)＝h31(α)・anti3(α) 式６４ mag13(α)及びmag31(α)対符号化された源信号αの角度のプロットは、図２７
に示される。出力mag13(α)及びmag31(α)は、それらの大きは同一であるが極性
が反対になる、範囲α＝β1〜α＝β3を除けば、大きさ及び極性は同一である。
その限られた範囲を除けば同出力を減算することによってゼロが得られる。図２
８のmag31(α)- mag13(α)対符号化された源信号角度αのプロットに示されるこ
の差は、β1及びβ3間の主方向である、方向β2に対応する出力である。背面に
おけるα＝０°から、前方におけるα＝１８０°を通り、背面におけるα＝３６
０°に戻る、全円周周りの一回のパンに関して、この出力はα＝β1の時のゼロ
からβ2における最大まで上昇し、次いでβ3において再びゼロまで下降する。率
k1なしでは、正確にβ2において最大は起こらないであろう。

【０１３９】 同様な方法で、他の５つの主出力方向を導出し得る。そうすることにおいて各
反優勢信号は２つの主出力信号に対して用いられ、例えば、anti2はβ1及びβ3
の双方における出力に用いられる。

【０１４０】 主方向出力β3＝１８０°の導出 β２：＝９０ β３：＝１８０ β４：＝２７０ anti2(α)：＝Rt(β2)・Lt(α)- Lt(β2)・Rt(α) 式６５ anti4(α)：＝Rt(β4)・Lt(α)- Lt(β4)・Rt(α) 式６６

【式２２】

【式２３】 mag24(α)：＝h24(α) ・anti2(α) 式６９ mag42(α)：＝h42(α) ・anti4(α) 式７０

【０１４１】 主方向出力β4＝２７０°の導出 β３：＝１８０ β４：＝２７０ β５：＝３６０−β1b anti3(α)：＝Rt(β3)・Lt(α)- Lt(β3)・Rt(α) 式７１ anti5(α)：＝Rt(β5)・Lt(α)- Lt(β5)・Rt(α) 式７２

【式２４】

【式２５】 mag35(α)：＝h35(α) ・anti3(α) 式７５ mag53(α)：＝h53(α) ・anti5(α) 式７６

【０１４２】 主方向出力β5＝３６０-β1b°の導出 β４：＝２７０ β５：＝３６０−β1b β６：＝３６０ anti4(α)：＝Rt(β4)・Lt(α)- Lt(β4)・Rt(α) 式７７ anti6(α)：＝Rt(β6)・Lt(α)- Lt(β6)・Rt(α) 式７８

【式２６】

【式２７】 mag46(α)：＝h46(α) ・anti4(α) 式８１ mag64(α)：＝h64(α) ・anti6(α) 式８２

【０１４３】 主方向出力β6＝３６０°の導出 β５：＝３６０−β1b β６：＝３６０ β1：＝β1b anti5(α)：＝Rt(β5)・Lt(α)- Lt(β5)・Rt(α) 式８３ anti1(α)：＝Rt(β1)・Lt(α)- Lt(β1)・Rt(α) 式８４

【式２８】

【式２９】 mag51(α)：＝h51(α) ・anti5(α) 式８７ mag15(α)：＝h15(α) ・anti1(α) 式８８

【０１４４】 主方向出力β1＝β1bの導出 β６：＝３６０ β１：＝β1b β２：＝９０ anti6(α)：＝Rt(β6)・Lt(α)- Lt(β6)・Rt(α) 式８９ anti2a(α)：＝(Rt(β2)・Lt(α)- Lt(β2)・Rt(α)) 式９０

【０１４５】 β1において及びanti6の大きさが等しいところで、anti2を与えるために
率k2だけanti2aを尺度化する。

【式３０】 k2＝0.55 anti2(α)：＝k2・anti2a(α) 式９２

【式３１】

【式３２】 mag62(α)：＝h62(α) ・anti6(α) 式９５ mag26(α)：＝h26(α) ・anti2(α) 式９６

【０１４６】 結果的に得られた６つの出力はｄBで表され得る。隣接主方向において任意に
選ばれた各項の極性に依存して、ある出力では等しい大きさ項が同一極性をもち
、他においては逆極性をもつ。 以下のように、各主方向が同一レベルで現れるようにｄB量は正規化され得る。

【０１４７】 左前方 out2_α：＝mag31(α)- mag13(α) 式９７

【式３３】 中央前方 out3_α：＝mag42(α)- mag24(α) 式９９

【式３４】 右前方 out4_α：＝mag53(α)- mag35(α) 式１０１

【式３５】 右後方 out5_α：＝mag64(α)- mag46(α) 式１０３

【式３６】 中央後方 out6_α：＝mag51(α)+ mag15(α) 式１０５

【式３７】 左後方 out1_α：＝mag62(α)+ mag26(α) 式１０７

【式３８】

【０１４８】 図２９では、ｄBの出力が符号化された源信号角αに対してプロットされる。
改変された各出力は、β1(31．298°)及びβ2(90°)においてそれらの最大量を
もつが、一方対応する改変されなかった出力β4及びβ5は、隣接出力がゼロにな
るところではそれらの最大量はもたない（例えば、改変されなかったoutdb4はou
tdb5がゼロになる２７０°の代わりに約２４５°においてピークに達する）。

【０１４９】 所望の受動マトリックスに対する反優勢信号尺度化 他方に対して一方の反優勢信号の固定した尺度化を用いることは、出力方向間
の角度が一様でない場合所望の出力角度において出力ピークが起こることを保証
するのみならず、能動マトリックスデコーダがその静止又は受動マトリックス状
態（即ち、明確な方向操作がない時；デコーダが本質的に受動マトリックスとし
て機能するようにサーボが「緩やかになる」時）にある時マトリックス特性を変
えるためにも同様に有用である。しかし、方向ピークを達成するために固定した
相対的尺度化を用いることは受動マトリックス特性に影響をあたえ、その逆も又
同じであることに注目すべきである。従って、そのような尺度化の実施は工学デ
ザイン上の兼合いを要する。多くの場合において、特に正確な方向ピークを達成
するより受動マトリックス特性が聴覚的により重要であると考えられる。実際的
オーディオ再生システムでは、スピーカはしばしばデコーダ出力と同一方向角度
では物理的に配置されていないので、正確な方向ピークの達成はあまり重要では
ないと考えられる。

【０１５０】 他方に対して一方の反優勢信号の固定された尺度化は、少なくとも１つの反優
勢信号出力に関して、入力反優勢マトリックス（図１９、２０、２２及び２３の
マトリックス１０２並びに図２１のマトリックス１０２及び１０２）を変えるか
又はそれを可変利得又は減衰関数又は要素に用いる前に、少なくとも反優勢信号
の信号振幅を変えることによって達成され得る。

【０１５１】 所望の受動マトリックス特性を与える目的で次に尺度化を取り上げると、方向
操作されてない状態で起こるように、制御された利得又は減衰関数又は要素の各
利得ｈが１に近い（又は、等価的に両利得が１と比べて小さい）ならば、出力は
尺度化された反優勢信号の和（又は差）から成る。従って、特に相対的尺度化に
おいて、尺度化を変えることによって、受動マトリックスを変えることができる
。即ち、サーボが「緩やかになる」時、各反優勢信号の大きさを制御しかつそれ
らを平等化に向けて強制する前に、反優勢信号に用いられる各尺度化によって受
動マトリックスが選択され得る。以下は、左後方、左前方、中央、右前方及び右
後方の主出力を有する５出力デコーダの左後方出力に対するそのような尺度化の
一例である。

【０１５２】 ５出力デコーダの左後方出力を考察しよう。関心のある３つの出力方向は従っ
て、βlb及び各隣接出力である。一貫性のために、それらをβ1、β2及びβ3と
呼ぶ。そこではβ1は右後方、β2は左後方及びβ3は左前方に対応する。βlbを
３１度と仮定する。従って、 β1＝３６０-βlb、 β2＝βlb、及び β3＝９０ β1及びβ3における隣接主方向に対して尺度化係数k1及びk3を用いると：

【式３９】

【式４０】

【０１５３】 各同等な大きさ利得が等しいか又は１に近いならば： ＬＢpass(α)＝反優勢β1(α)＋反優勢β3(α) 式１１１ 各反優勢信号に対する代入でこれは下式で表され得る： ＬＢpass(α)＝Ａ・Ｌt(α)＋Ｂ・Ｒt(α) 式１１２ そこでは、

【式４１】 及び

【式４２】

【０１５４】 受動マトリックスが、比率ｃ（１２ｄＢに対して０．２５、５ｄBに対して０
．５６）に対応する差を与えるべきであるならば： Ｂ/Ａ＝-ｃ 式１１５ ｋの絶対値は任意であるが、それらの比は有意である。当該比をK2/K1＝Kと呼
ぶ。 ｃ＝０．５６に関して：

【式４３】 k＝0.977 同様に、ｃ＝０．２５に対してk＝０．７０７ 従って、方向づけ操作を妨げることなく所望の受動マトリックスにつき尺度化
が選択され得る。

【０１５５】 ３入力チャンネル 本発明をよりよく理解しかつ本発明の他面の理解を助長するために（即ち、３
つ以上の入力を有するデコーダ）他の例を考察する。そこでは６つの主出力方向
、即ち、後方（Ｂ）、左後方（ＬＢ）、左（Ｌ）、中央（Ｃ）、右（Ｒ）及び右
後方（ＲＢ）が一様な角間隔（各出力は互いに６０°をなす）で３つの入力信号
から得られる。

【０１５６】 角度αからの単一源信号に対して、方向は３つの入力信号Ｌt、Ｒt及びＢtに
符号化され得る：

【式４４】

【式４５】

【式４６】

【０１５７】 ３つの入力「全」信号の上記定義で、図３０に示されるように、３つの信号対
符号化された源信号αのプロットから明らかなように極性転換はない。

【０１５８】 ０度における後方Ｂから開始して、各出力主方向が６０度増分において定めら
れる。各隣接主方向は、それぞれ０及び１２０度におけるＢ及びＬである。従っ
て、必要とされるものは、単一源信号の符号化された方向が出力Ｂ及びＬと同一
角度になる時においてゼロになる、入力全信号の結合されたものである。図３０
から、Ｒtは０乃至１２０度の範囲全体を通してゼロなので、ＬＢの導出はＬt及
びＢtのみを要すると期待されることが注目される。２入力チャンネルの場合に
ついては、ｘ・Ｌt−ｙ・Ｂtから成る適切な結合が期待され、そこではｘ及びｙは
、ゼロが必要となる各方向においてそれぞれＢt及びＬtに用いられる係数である
。従って下式が得られる。

【０１５９】 antiＬＢ1(α)＝Ｂt(0)・Ｌt(α)- Ｌt(0)・Ｂt(α) 式１２０ 及び antiＬＢ2(α)＝Ｂt(120)・Ｌt(α)- Ｌt(120)・Ｂt(α) 式１２１ 符号化された信号αの角度に対するantiＬＢ1(α)及び antiＬＢ2(α) の各絶
対値は図３１に示される。既に述べた通り、等しい大きさの２つの信号を与える
ために、制御された利得又は減衰関数又は要素を用いてこれらの反優勢信号に作
用することが必要である。これは、大きさを平等化に向けて強制する利得を発生
させることによって達成され得る：

【式４７】

【式４８】

【０１６０】 従って、等しい振幅の２つの項は下記で表される。

【式４９】

【式５０】

【０１６１】 符号化された信号αの角度に対するＬＢ1(α)及び ＬＢ2(α) のプロットは図
３２に示される。２デバイダーの平方根は単に最終最大単位元を作るためである
。下式のＬＢ出力は、図３３の符号化された源信号αの角度に対してプロットさ
れる。

【０１６２】 ＬＢout(α)＝ＬＢ1(α)-ＬＢ2(α) 式１２６ さて、Ｌ出力（１２０度）を検討しよう。Ｌに隣接する出力はＬＢ（６０°）
及びＣ（１８０°）である。Ｌは３つの全入力信号に含まれる。しかし、一隣接
方向出力ＬＢは、Ｌt及びＢtにのみ含まれ、一方これに対して他の隣接出力方向
Ｃは、Ｌt及びＲtにのみ含まれる。従って、何かに相殺させるためには、３つの
すべての入力信号、即ち、Ｌt、Ｒt及びＢtの結合されたものを用いることを要
する。一例として（多分同要件を満たす他の各係数がある）：

【式５１】 及び

【式５２】

【０１６３】 符号化された源信号αに対する、antiＬ1(α)及びantiＬ2(α)及びＬ出力導出
に要する２つの反優勢信号の各プロットが図３４に示される。

【０１６４】 等しい大きさを強制するのに要する各利得は：

【式５３】 及び

【式５４】

【０１６５】 平等な項は下式で表される。 L1(α)＝gl1(α)・antiＬ1(α)及び 式１３１ L2(α)＝gl2(α)・antiＬ2(α) 式１３２

【０１６６】 左出力を与える結合は下式で表される。 Ｌout(α)＝Ｌ1(α)＋Ｌ2(α) 式１３３ 符号化された源信号αに対する、Ｌ1(α)及びＬ2(α)のプロットは図３５に示
される。符号化された源信号αに対する、Ｌout(α)のプロットは図３６に示さ
れる。

【０１６７】 同様にＢ出力に対しては：

【式５５】

【式５６】

【式５７】

【式５８】 Ｂ1(α)：＝gb1(α) ・antiB1(α) 式１３８ Ｂ2(α)：＝gb2(α) ・antiB2(α) 式１３９ Ｂ_out(α)：＝B1(α) + B2(α) 式１４０

【０１６８】 符号化された源信号αに対するＢ1(α)及びＢ2(α) のプロットは図３７に
示される。符号化された源信号αに対するＢout(α)のプロットは図３８に示さ
れる。

【０１６９】 同様にＣ出力に対しては：

【式５９】

【式６０】

【式６１】

【式６２】 C1(α)：＝gc1(α) ・antiC1(α) 式１４５ C2(α)：＝gc2(α) ・antiC2(α) 式１４６ C_out(α)：＝C2(α) - C1(α) 式１４７

【０１７０】 符号化された源信号αに対するＣ1(α)及びＣ2(α) のプロットは図３９に示
される。符号化された源信号αに対するＣout(α)のプロットは図４０に示され
る。

【０１７１】 残りの２つの出力（Ｒ及びＲＢ）に対しても同様な計算がされ得る。ｄＢに変
換後上記計算された４つの出力は、符号化された源信号αに対してプロットされ
て図４１に示される。

【０１７２】 反優勢信号に対する係数の計算 反優勢信号内のゼロの存在及び数 オーディオ信号源を角度αとして表すならば、デコーダに対して入力信号の方
向を符号化する正規化された各関数は周期的であろう。例えば、３０°及び３０
°＋３６０°は同一方向を表す。

【０１７３】 ２つの入力信号の場合を検討すると、そこでは正規化された関数の相対的振幅
及び極性によって方向が伝えられる。他がゼロならば（例えば、Ｌt＝１及びＲt
＝０である、左前方）、有限のゼロでない値をもつために１つの方向のみが１つ
の関数を必要とし、その時点において当該有限関数の極性は方向と無関係である
（例えば、再び左前方に対して、Ｌt＝＋１又は-１かどうかには差がない）。可
能なすべての方向が各関数の半周期によって伝えられ得ることは明らかである。
即ち、他の半分は、両係数が反対極性を用いるが、従って同一相対的極性で、単
にすべての指向的符号化を単に反復するに過ぎない。言い換えると、２つの入力
信号に対して、各関数はα/２であり、式１及び２は一共通選択を例示するであ
ろう。全周期ではゼロを２回通過しなければならないので、源方向が全周期を通
してパンされるにつれて、各関数の半周期はゼロを一度通過するのみであろう。
半優勢信号のような入力信号の線形結合されたものは、従って、図２に示される
ように、ゼロを一度だけ通過するに過ぎないであろう。

【０１７４】 ３つ以上の入力信号があるならば、指向的関数はより多くのゼロを示し得る。
例えば、式１１７-１１９に示される対称的な場合における３入力信号の場合に
関しては、各関数の半周期は可能な方向の全周期は占めず、その２/３のみを占
めるに過ぎない。言い換えると、各関数は３/２・α/２又は３α/４のものであり
、また半周期は精々２つのゼロをもつに過ぎないであろう。 従って、周期的入力信号の線形結合によって得られた周期的反優勢信号も同様に
僅かに２つのゼロもつに過ぎないであろう。

【０１７５】 概して、Ｎ入力信号が、曖昧さがないように（特定の組の相対的大きさ及び極
性が一方向のみを伝えるように）選ばれた周期的関数を用いて方向を表とすれば
、それらから構成される反優勢信号は、Ｎα/４で周期的であり、精々Ｐ個のゼ
ロを有するに過ぎないであろう。ここでＰは、Ｎが奇数ならば一整数に丸められ
るＮ/２である。

【０１７６】 等しい大きさに向けて強制される信号中のゼロ サーボの各出力は、概してゼロ及び１間にある、正の数を乗じられた各入力信
号の１つである。従って、出力におけるゼロ値は２つの原因で起こり得る。

【０１７７】 ａ）サーボ入力、即ち、一反優勢信号は、それ自体ゼロであり得る。概して、
反優勢信号がゼロを通過すると、それは極性を変える（図２、７及び１０参照）
。この場合には、サーボ出力はその入力と同一極性をもたなければならならない
ので、出力もまたそれがゼロを通過する時極性を変える。例えば、図４を見よ。
３０°においてmagβ１はゼロを通過して正から負に変わる。同様に、１５０°
においてmagβ3はゼロを通過して正から負に変わる。これをタイプIゼロと呼ぶ
。

【０１７８】 ｂ）その代わりに、サーボ利得（ＶＣＡ、乗算器等）がゼロ（又はそれに近く
）になるので、サーボ出力はゼロ（又はそれに近く）になり得る。この場合には
、対応するサーボ入力はゼロではなく、それ故に入力又は出力の極性変化はない
。再び、図４では、３０°においてmagβ3はゼロになるが、常に正（それは水平
線軸を横切らない）であり、１５０°においては、magβ１はゼロになるが負に
止まる。これをタイプIIゼロと呼ぶ。

【０１７９】 反優勢信号内のゼロ 何処かよそで説明されたように、等しい大きさに向けて強制された２つの信号
の結合(加算又は減算)が、一区分の方向に亘る有限の出力を与えるためでありか
つ円周の残部に亘って実質的に何もないならば、それらは所望の区分に亘って１
つの相対的極性をもち、その外側では逆の相対的極性をもたなければならない。
図４に例示されるように、２つの入力信号をもつシステムに関して、各信号には
２つのゼロがあり、一方は対応する反優勢信号（上記ａ）におけるように）のゼ
ロから結果として生じ、他方は他の反優勢信号（上記ｂ）におけるように）から
のものである。従って、全円周の周りの一パンには２つのみの相対的極性変化し
かあり得ないか又は、言い換えると、円周は２つの区分からなり、一方が１つの
相対的極性をもち、他方が他のものをもつ。結合後、そこでは有限の出力をもつ
１つのみの区分しかあり得ず、他方のものは実質的に出力を与えない。

【０１８０】 しかし、３つ以上の入力信号に対しては、一出力のために結合された対をなす
信号は、各種類の２つ以上のゼロを有し、それでは潜在的に結合がゼロでないと
ころでは２つ以上の区分があり得る。

【０１８１】 図８及び１１を比較すると、ゼロでない出力をもつ唯一の区分に対する要件は
、結合されるべき信号の各々は、ゼロに近づくが上記タイプIIにおけるような軸
は横切らない１つの方向をもたなければならないことを意味する。

【０１８２】 図８においてＬ2はゼロになるが、６０及び２４０°において軸を２回横切る
ことはなく、またＬ1はゼロになるが、０（又は３６０）及び１８０°において
軸を２回横切ることはない。従って、加算は、６０と１８０（所望のとおり）間
及び同様に２４０と３６０°間で有限な出力を与える（減算は、同様に０と６０
及び１８０と２４０°間で有限出力を与えるであろう。）。

【０１８３】 これを図１１と対照すると、Ｌ1及びＬ2はそれぞれ1つの角度を有し、そこに
おいてのみ関数はゼロに近づくが軸を横切らずかつ極性を変えない。Ｌ1及びＬ2
がゼロに近づく他のすべての角度において、それらは同一角度で近づきかつ共に
極性を変え、それらの相対的極性が変わらないようにする。従って、逆極性の場
合における加算又は同極性の場合における減算は、Ｌ1及びＬ2が軸を横切らない
ところの各角度間の一区分を除けば、実質的に出力を与えない。

【０１８４】 有限の出力を与える区分の各境界において、結合される各信号の一方はゼロに
近づくが極性を変えず、他方はゼロを通過し、従って極性を変える。即ち、それ
らの相対的極性が変わり、境界の一方側上では実質的に相殺（殆ど又は全く出力
はない）すると共に他方側ではそれらは結合して所望の有限出力を与えるように
なる。言い換えると、各境界において一方の信号はタイプIゼロを有しかつ他方
がタイプIIゼロを有する。他のすべてのゼロはタイプIでなければならず、相対
的極性が変わらずかつ相殺が続くように同時に起こらなければならない。

【０１８５】 サーボ出力のタイプIゼロは対応する反優勢信号のゼロと同時に起こるので、
一有限区分にとって、各境界角度（当該隣接方向、そこでは一方の出力がタイプ
Iゼロを有しかつ他方がタイプIIゼロを有するであろう）におけるものを除き反
優勢信号のすべてのゼロが同時に起こらなければならない。

【０１８６】 これを異なるように表現すると、各反優勢信号（サーボ入力）はゼロを通過し
て数個所で極性を変えるであろう。一箇所は境界（一隣接方向）にあるが、他の
境界において反優勢信号はゼロ（サーボ出力はタイプIIゼロを有するであろう）
であってはならない。他のすべてのゼロは、当該対の他の反優勢信号のゼロと同
時に起こらなければければならない。

【０１８７】 さらに別の方法で表現すると、出力を与える区分が唯１つしかないならば、反
優勢信号はその区分内に１つの相対的極性を有し、その外側に逆の相対的極性を
有するであろう。

【０１８８】 反優勢信号の係数 係数Ａ1，Ａ2，．．ＡＮを用いることによってＮ入力信号Ｓ1(α)，Ｓ2(α)，
．．ＳＮ(α)から構成される反優勢信号は下式で表され得る。

【式６３】

【０１８９】 上記で示されるように、反優勢信号はαの特定の値に対してゼロにならなけれ
ばならない。一対の反優勢信号の和又は差が、所望の区分を通して有限でなけれ
ばならずかつ他のどこでもゼロでなければならにとすれば、各反優勢信号は実際
上その区分の一方端及びそれに加えて同対の他の反優勢信号が他の端を除いてゼ
ロになる他のすべての点においてゼロにならなければならない。反優勢信号がゼ
ロになることを要する角度は精々下記Ｐに過ぎないであろう。 γ¹，γ²，．．．γ^P

【０１９０】 次いで、これらの各々において、下式に表されるように反優勢信号はゼロであ
る。 Aniti(λ1)＝Aniti(λ2)＝０，等

【０１９１】 従って、下記連立方程式Ｐが構成され得る。

【０１９２】

【式６４】

【式６５】

【０１９３】 下式まで及ぶ

【式６６】

【０１９４】 各γ角度（例えば、それらが対称性により推論され得る）の値が既に知られて
いるならば、これらのＰ方程式はＮ未知数、即ち、係数Ａを含む。これらの絶対
値は任意（それらの相対的値につきのみ注意する）なので、その１つを任意に設
定してＮ-１独立係数のみにすることが可能である。

【０１９５】 他の情報が利用不能ならば、各係数の値を求めるのに十分な方程式の数はＮ＝
２及びＮ＝３に対するもののみであることは明らかである。しかし、実際上現実
のシステムは対称性（例えば、前方/後方軸）もち、検査によってある係数は同
一数値を有し、従って、変数の数が減らされて方程式が解き得るようにされる。

【０１９６】 γの値が未知ならば、関心のあるすべての反優勢信号につき等価の方程式を書
くことが可能であり、これらの確かに知られている（各反優勢信号に対して我々
は明らかに現実の方向につきγを知っている）「変数」を挿入し、再び対称性に
よってあらゆる等価のγ角度及び係数が推論され、従って、未知数が減らされ得
る。

【０１９７】 結論 本発明の他の変形及び改変並びにその各種の面の実施は当業者にとって明らか
でありかつ記載されこれら特定の実施形態によって本発明が限定されないことは
理解されるべきである。従って、本明細書に開示されかつ請求された本発明の根
底をなす基本原理の趣旨及び範囲内に入るあらゆる改変、変更又は同等物のすべ
てが本発明に含まれることが意図される。

【０１９８】 当業者は、ハードウエア及びソフトウエア実施形態並びにアナログ及びデジタ
ル実施形態の一般的同等性を認めるであろう。従って、本発明は、アナログハー
ドウエア、デジタルハードウエア、ハイブリッドアナログ/デジタルハードウエ
ア及び/又はデジタル信号処理によって実施され得る。ハードウエア要素は、ソ
フトウエア及び/又はファームウエアで関数として実行され得る．従って、開示
された実施形態の各種の要素及び関数（例えば、マトリックス、整流器、比較器
、結合器、可変アンプ又は減衰器等）は、アナログ又はデジタル領域のいずれか
においてハードウエア又はソフトウエアで実施され得る。

【図面の簡単な説明】

【図１】 図１は、本発明を理解するのに有用な能動オーディオマトリックスデコーダの
機能的構成図である。

【図２】 図２は、２信号に符号化された振幅１の単一源オーディオ信号が本発明のデコ
ーダに用いられる場合に対する理想化されたグラフであり、２反優勢信号(anti
１(α)及びanti３(α))対α、即ち、本発明によるデコーダによって受信される
入力信号に符号化された源信号の意図する指向性角度をプロットする。

【図３】 図３は、２信号に符号化された振幅１の単一源オーディオ信号が本発明のデコ
ーダに用いられる場合に関する理想化されたグラフであり、αに対して、主方向
指向的方向出力信号を発生させるのに用いられる一対の制御された利得又は減衰
関数又は要素の利得hβ1(α)及びhβ3 (α)をプロットする。

【図４】 図４は、２信号に符号化された振幅１の単一源オーディオ信号が本発明のデコ
ーダに用いられる場合に対する理想化されたグラフであり、制御された利得又は
減衰出力magβ1(α)及びmagβ3 (α)(即ち、同等性に向けて強制される大きさ制
御された反優勢信号)対αをプロットする。

【図５】 図５は、２信号に符号化された振幅１の単一源オーディオ信号が本発明のデコ
ーダに用いられる場合に関する理想化されたグラフであり、出力β２(α)対方向
角度αをプロットする。

【図６】 図６は、理想化されたグラフであり、図３にプロットされた利得関数に対して
代わりの(ｇβ1(α)及びgβ3(α)をプロットする。

【図７】 図７は、３信号に符号化された振幅１の単一源オーディオ信号が本発明による
デコーダに用いられかつ第１組(不正確な)の係数が優勢信号に対して選択される
場合に関する理想化されたグラフであり、方向角度α対、３つの全信号から得ら
れた一対の反優勢信号、antiＬＢ(α)及びantiＣ(α)をプロットする。

【図８】 図８は、３信号に符号化された振幅１の単一源オーディオ信号が本発明による
デコーダに用いられかつ第１組(不正確な)の係数が優勢信号に対して選択される
場合に関する理想化されたグラフであり、制御された利得又は減衰出力L1(α)及
びL2α)対方向角度αをプロットする。

【図９】 図９は、３信号に符号化された振幅１の単一源オーディオ信号が本発明による
デコーダに用いられかつ第１組(不正確な)の係数が優勢信号に対して選択される
場合に関する、出力Lout(α)対方向角度αをプロットする。

【図１０】 図１０は、３信号に符号化された振幅１の単一源オーディオ信号が本発明によ
るデコーダに用いられかつ第２(正確な)組の係数が反優勢信号に対して選択され
る場合に関する理想化されたグラフであり、方向角度αに対し、３つの全入力信
号から得られた一対の反優勢信号、antiＬＢ(α)及びantiＣ(α)をプロットする
。

【図１１】 図１１は、３信号に符号化された振幅１の単一源オーディオ信号が本発明によ
るデコーダに用いられかつ第２(正確な)組の係数が反優勢信号に対して選択され
る場合に関する理想化されたグラフであり、制御された利得又は減衰出力L1(α)
及びL2α)対方向角度αをプロットする。

【図１２】 図１２は、３信号に符号化された振幅１の単一源オーディオ信号が本発明によ
るデコーダに用いられかつ第２(正確な)組の係数が反優勢信号に対して選択され
る場合に関する理想化されたグラフであり、出力Lout(α)対方向角度αをプロッ
トする。

【図１３】 図１３は、本発明を理解するのに有用な先行技術の受動復号マトリックスの機
能的構成図である。

【図１４】 図１４は、本発明を理解するのに有用な先行技術の能動マトリックスデコーダ
の機能的構成図であり、そこでは可変的に尺度化された受動マトリックス出力の
バージョンが線形結合器の変化されていない受動マトリックスと加算される。

【図１５】 図１５は、図１４の左及び右ＶＣＡ及び和及び差ＶＣＡ及び図１６、１７及び
１８実施形態のＶＣＡ用のフィードバック導出される制御システムの機能的構成
図である。

【図１６】 図１６は、図１４及び１５の結合物と同等な装置を示す機能的構成図であり、
そこでは相殺成分が導出される受動マトリックスから受動マトリックス出力信号
成分を受信する代わりに、出力結合器がＬt及びＲt入力信号に応答してそれらを
発生させる。

【図１７】 図１７は、図１４、１５及び１６の結合物と同等な装置を示す機能的構成図で
ある。図１７構成では、等しく維持されるべき信号は、出力導出結合器及びＶＣ
Ａの制御用フィードバック回路に用いられる信号である。即ち、フィードバック
回路の出力は受動マトリックス成分を含む。

【図１８】 図１８は、図１４、１５、１６及び１７の結合物と同等な装置を示す機能的構
成図であり、そこではＶＣＡ及び減算器によって与えられる可変利得回路利得(1
-ｇ)は、利得がＶＣＡ及び減算器構成の各ＶＣＡのものと逆方向に変わるＶＣＡ
によって置き換えられる。この実施形態では、出力の受動マトリックス成分は内
在的である。他の実施形態では、出力の受動マトリックス成分は明示的である。

【図１９】 図１９は、２つ又はそれ以上の入力信号Ｓ1(α)、Ｓ2(α)、．．．ＳＮ(α)か
ら主方向β2を表す出力信号を導出する、本発明によるデコーダの機能的構成図
であり、そこでは入力信号が、１つ又はそれ以上のオーディオ信号に対してそれ
らの相対的大きさ及び極性の形で指向的情報を伝える。

【図２０】 図２０は、代わりのサーボ装置を用いる図１９のデコーダの改変されたバージ
ョンの機能的構成図である。

【図２１】 図２１は、デジタル領域において低減されたサンプリングレートでフィードバ
ック制御を行う技術を用いる本発明によるデコーダの機能的構成図である。

【図２２】 図２２は、２つ又はそれ以上の入力信号Ｓ1(α)、Ｓ2(α)、．．．ＳＮ(α)か
ら主方向１、２、．．．Ｎを表す複数の出力信号を導出する、本発明によるデコ
ーダの機能的構成図であり、そこでは入力信号が、１つ又はそれ以上のオーディ
オ信号に対してそれらの相対的大きさ及び極性の形で指向的情報を伝える。

【図２３】 図２３は出力マトリックスをもつ代わりのトポロジーを用いる図２２のデコー
ダの改変されたバージョンの機能的構成図である。

【図２４】 図２４は、２つの信号に符号化された振幅１の単一源オーディオ信号が本発明
によるデコーダに用いられる場合及び、例えば、複数の出力信号間に一定の影響
力を与えるために、符号化された源信号角度の関数として出力信号の振幅を可変
的に尺度化することに関連する本発明の追加の面を例示する理想化されたグラフ
であり、本発明の一定な影響力面を用いることなく、出力β２(α)及び出力β３
(α)対方向角度αをプロットする。

【図２５】 図２５は、２つの信号に符号化された振幅１の単一源オーディオ信号が本発明
によるデコーダに用いられる場合及び、例えば、複数の出力信号間に一定の影響
力を与えるために、符号化された源信号角度の関数として出力信号の振幅を可変
的に尺度化することに関連する本発明の追加の面を例示する理想化されたグラフ
であり、本発明の一定な影響力面を用いて、出力β２(α)及び出力β３(α)対方
向角度αをプロットする。

【図２６】 図２６は、主方向が一様でない増分で隔置される６つの出力を有する本発明に
よるデコーダに対する、本発明の尺度化の一面を理解するのに有用な理想化され
たグラフであり、反優勢信号anti1(α)及びanti3(α)対αをプロットする。

【図２７】 図２７は、主方向が一様でない増分で隔置される６つの出力を有する本発明に
よるデコーダに対する、本発明の尺度化の一面を理解するのに有用な理想化され
たグラフであり、制御された大きさmag13(α)及びmag31(α)対符号化された源信
号の角度αをプロットする。

【図２８】 図２８は、主方向が一様でない増分で隔置される６つの出力を有する本発明に
よるデコーダに対する、本発明の尺度化の一面を理解するのに有用な理想化され
たグラフであり、信号ピークの位置上の尺度化率の効果を理解するのに有用な、
mag31(α)-mag13(α)対符号化された源信号の角度αの理想化されたプロットで
ある。

【図２９】 図２９は、主方向が一様でない増分で隔置される６つの出力を有する本発明に
よるデコーダに対する、本発明の尺度化の一面を理解するのに有用な理想化され
たグラフであり、改変された出力β１及びβ２対改変された出力β４及びβ５上
の尺度化率の効果を示す、デコーダのdB出力対符号化された源信号角度αの理想
化されたプロットである。

【図３０】 図３０は、本発明の他の面、即ち、３つ以上の入力チャンネルを有するエンコ
ーダを理解するのに有用な理想化されたグラフであり、３つの入力信号対符号化
された源信号角度αをプロットする。

【図３１】 図３１は、本発明の他の面、即ち、３つ以上の入力チャンネルを有するエンコ
ーダを理解するのに有用な理想化されたグラフであり、符号化された源信号角度
αに対してプロットされた、左後方出力、antiＢ1(α)及びantiＢ2(α)に対する
２つの反優勢信号の絶対値を示す。

【図３２】 図３２は、本発明の他の面、即ち、３つ以上の入力チャンネルを有するエンコ
ーダを理解するのに有用な理想化されたグラフであり、符号化された源信号角度
αに対してプロットされた、左後方出力、antiＢ1(α)及びantiＢ2(α)に関して
等しい大きさにつき制御された改変された反優勢信号を示す。

【図３３】 図３３は、本発明の他の面、即ち、３つ以上の入力チャンネルを有するエンコ
ーダを理解するのに有用な理想化されたグラフであり、符号化された源信号角度
αに対してプロットされた、左後方出力、ＬＢout(α)を示す。

【図３４】 図３４は、本発明の他の面、即ち、３つ以上の入力チャンネルを有するエンコ
ーダを理解するのに有用な理想化されたグラフであり、符号化された源信号角度
αに対して、左出力、antiＬ1(α)及びantiＬ2(α)を導出するのに用いられる２
つの反優勢信号をプロットする。

【図３５】 図３５は、本発明の他の面、即ち、３つ以上の入力チャンネルを有するエンコ
ーダを理解するのに有用な理想化されたグラフであり、符号化された源信号角度
αに対して、左出力、Ｌ1(α)及びＬ2(α)に対して等しい大きさにつき制御され
る、改変された反優勢信号をプロットする。

【図３６】 図３６は、本発明の他の面、即ち、３つ以上の入力チャンネルを有するエンコ
ーダを理解するのに有用な理想化されたグラフであり、符号化された源信号角度
αに対してプロットされた左出力、Ｌ1(α)及びＬ2(α)を示す。

【図３７】 図３７は、本発明の他の面、即ち、３つ以上の入力チャンネルを有するエンコ
ーダを理解するのに有用な理想化されたグラフであり、符号化された源信号角度
αに対して、左後方出力、Ｂ1(α)及びＢ2(α)に関して等しいおおきさにつき制
御される、改変された反優勢信号をプロットする。

【図３８】 図３８は、本発明の他の面、即ち、３つ以上の入力チャンネルを有するエンコ
ーダを理解するのに有用な理想化されたグラフであり、符号化された源信号角度
αに対してプロットされた後方出力、Ｂout(α)を示す。

【図３９】 図３９は、本発明の他の面、即ち、３つ以上の入力チャンネルを有するエンコ
ーダを理解するのに有用な理想化されたグラフであり、符号化された源信号角度
αに対して、中央前方出力、Ｃ1(α)及びＣ2(α)に関して等しい大きさに制御さ
れる改変された反優勢信号をプロットする。

【図４０】 図４０は、本発明の他の面、即ち、３つ以上の入力チャンネルを有するエンコ
ーダを理解するのに有用な理想化されたグラフであり、符号化された源信号角度
αに対してプロットされた中央前方出力Ｃout(α)を示す。

【図４１】 図４１は、本発明の他の面、即ち、３つ以上の入力チャンネルを有するエンコ
ーダを理解するのに有用な理想化されたグラフであり、符号化された源信号角度
αに対して、ｄＢへの変換後4つの出力をプロットする。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (31)優先権主張番号 ０９／６０２，５８５ (32)優先日 平成12年６月21日(2000．6．21) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ，ＴＲ)，ＯＡ(ＢＦ ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ， ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，Ｇ Ｍ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ， ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ， ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，Ｂ Ｚ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ ，ＤＭ，ＤＺ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ， ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，Ｊ Ｐ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ， ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＭＺ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，Ｒ Ｏ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ， ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者 フォスゲイト、ジェイムス・ダブリュ アメリカ合衆国、ユタ州 84032、ヒーバ ー・シティ、イー・1200エス 4750、ピ ー・オー・ボックス 564 Ｆターム(参考） 5D045 DA20

Claims (16)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ２つの入力オーディオ信号Ｓ１(α)及びＳ２ (α)からの複数の
   出力オーディオ信号の１つを導出する方法において、該出力オーディオ信号は主
   方向β２と関連し、該入力オーディオ信号は方向αを有するオーディオ信号源信
   号で符号化される方法であって、 反優勢β１(α)＝ＡＳ１β１・Ｓ１(α)＋ＡＳ２β１・Ｓ２(α) 反優勢β３(α)＝ＡＳ１β３・Ｓ１(α)＋ＡＳ２β３・Ｓ２(α) の形式で２つの反優勢オーディオ信号を発生させ、 一方の反優勢信号における該角度β１は、該出力オーディオ信号の該主方向β２
   に隣接する該２つの主方向の一方の角度であり、他方の反優勢信号における該角
   度β３は、該出力オーディオ信号の該主方向β２に隣接する該２つの主方向の他
   方の角度であり、該係数ＡＳ１β１及びＡＳ２β１は、αがβ１である時該一方
   の反優勢信号が実質的にゼロになるように選択され、該係数ＡＳ１β３及びＡＳ
   ２β３は、αがβ３である時該他方の反優勢信号が実質的にゼロになるように選
   択されるようにし、 実質的に等しい大きさを有する一対の信号を与えるために該２つの反優勢信号
   に振幅制御を用い、 該出力オーディオ信号を発生させるために該振幅制御された反優勢オーディオ
   信号を加算的又は減算的に結合させることから成る出力オーディオ信号導出方法
   。
2. 【請求項２】 ２つ又はそれ以上の入力信号（Ｓ１(α)，．．．Ｓｎ(α)）から
   複数の出力オーディオ信号の１つを導出する方法において、該出力オーディオ信
   号は主方向β２と関連し、該入力オーディオ信号は方向αを有するオーディオ源
   信号で符号化される方法であって、 【式１】 及び 【式２】 の形式の２つの反優勢信号を発生させ、 Ｎは入力オーディオ信号の数であり、β１は、該出力オーディオ信号の該主方向
   β２に隣接する該２つの主方向の一方の角度であり、β３は、該出力オーディオ
   信号の該主方向β２に隣接する該２つの主方向の他方の角度であり、係数ＡＳｎ
   β１及びＡＳｎβ３は、αがβ１及びβ３間に位置する時該優勢信号が一方の相
   対的極性をもちかつαのすべての他の値に対して他の相対的極性をもつように選
   択されるようにし、 該２つの優勢オーディオ信号の相対的振幅を制御し、それらの振幅の平等化が
   強制されるようにし、 該出力オーディオ信号を与えるために該振幅制御された反優勢オーディオ信号
   を加算的又は減算的に結合することから成る出力オーディオ信号導出方法。
3. 【請求項３】 ２つの入力オーディオ信号Ｓ１(α)及びＳ２ (α)からの複数の
   出力オーディオ信号の１つを導出する方法において、該出力オーディオ信号は主
   方向β２と関連し、該入力オーディオ信号は方向αを有するオーディオ信号源信
   号で符号化される方法であって、 反優勢β１(α)＝ＡＳ１β１・Ｓ１(α)＋ＡＳ２β１・Ｓ２(α) 反優勢β３(α)＝ＡＳ１β３・Ｓ１(α)＋ＡＳ２β３・Ｓ２(α) の形式で反優勢オーディオ信号を発生させ、 一方の反優勢信号における該角度β１は、該出力オーディオ信号の該主方向β２
   に隣接する該２つの主方向の一方の角度であり、他方の反優勢信号における該角
   度β３は、該出力オーディオ信号の該主方向β２に隣接する該２つの主方向の他
   方の角度であり、該係数ＡＳ１β１及びＡＳ２β１は、αがβ１である時該一方
   の反優勢信号が実質的にゼロになるように選択され、該係数ＡＳ１β３及びＡＳ
   ２β３は、αがβ３である時該他方の反優勢信号が実質的にゼロになるように選
   択されるようにし、 実質的に等しい大きさを有する一対の信号を与えるために該２つの反優勢信号
   に振幅制御を用い、該対の信号が以下の形式をもつようにし、 反優勢β(α)・(１‐ｇ) そこではｇは、振幅制御要素又は関数の利得又は減衰であり、第２対の信号が以
   下の形式を持つようにし、 反優勢β(α)・ｇ 該主方向β２に対する該受動マトリックス成分を発生させ、 該出力オーディオ信号を与えるために該第２対の信号を該主出力方向β２に対
   する該受動マトリックス成分と加算的又は減算的に結合することから成る出力オ
   ーディオ信号導出方法。
4. 【請求項４】 ２つ又はそれ以上の入力信号（Ｓ１(α)，．．．Ｓｎ(α)）から
   複数の出力オーディオ信号の１つを導出する方法において、該出力オーディオ信
   号は主方向β２と関連し、該入力オーディオ信号が方向αを有するオーディオ源
   信号で符号化される方法であって、 【式３】 及び 【式４】 の形式の２つの反優勢信号を発生させ、 そこでＮは入力オーディオ信号の数であり、β１は、該出力オーディオ信号の
   該主方向β２に隣接する該２つの主方向の一方の角度であり、β３は、該出力オ
   ーディオ信号の該主方向β２に隣接する該２つの主方向の他方の角度であり、係
   数ＡＳｎβ１及びＡＳｎβ３が、αがβ１とβ３間に位置する時該優勢信号が一
   方の相対的極性をもちかつαのすべての他の値に対して他の相対的極性をもつよ
   うに選択されるようにし、 実質的に等しい大きさをもつ第１対の信号及び第２対の信号を与えるために該
   ２つの反優勢信号に振幅制御を用い、第１及び第２対の信号がそれぞれ 反優勢β(α)・(１‐ｇ) 反優勢β(α)・ｇ の形式をもち、ｇが振幅制御要素又は関数の利得又は減衰であるようにし、 該出力信号を与えるために該主方向β２に対し該受動マトリックス成分を発生
   させ、該第２対の信号を該主出力方向β２に対する該受動マトリックス成分と加
   算的又は減算的に結合させることから成る出力オーディオ信号導出方法。
5. 【請求項５】 該第２反優勢信号に関して該第１反優勢信号の該相対的振幅を実
   質的に固定した定数だけ尺度化することをさらに含む、請求項１乃至４のいずれ
   か１つの方法。
6. 【請求項６】 該入力オーディオ信号に符号化されたオーディオ源信号の該角度
   αに関して該第1及び第２反優勢信号を可変的に尺度化することをさらに含む、
   請求項１乃至４のいずれか１つの方法。
7. 【請求項７】 該振幅制御された反優勢信号が結合されると言う意味は、該隣接
   主方向β１及びβ２間の２つの弧より小さい方以内に該出力信号方向を位置づけ
   る極性である、請求項１又は２の方法。
8. 【請求項８】 該第２対の信号が該受動マトリックス成分と結合されると言う意
   味は、該隣接主方向β１及びβ２間の２つの弧より小さい方以内に該出力信号方
   向を位置づける極性である、請求項１又は２の方法。
9. 【請求項９】 ２つの入力オーディオ信号Ｓ１(α)及びＳ２ (α)からの複数の
   出力オーディオ信号の１つを導出する装置において、該出力オーディオ信号は主
   方向β２と関連し、該入力オーディオ信号は方向αを有するオーディオ信号源信
   号で符号化される装置であって、 前記２つの入力オーディオ信号を受信する反優勢マトリックスであって、 反優勢β１(α)＝ＡＳ１β１・Ｓ１(α)＋ＡＳ２β１・Ｓ２(α) 及び 反優勢β３(α)＝ＡＳ１β３・Ｓ１(α)＋ＡＳ２β３・Ｓ２(α) の形式で２つの反優勢オーディオ信号を発生させるマトリックスであって、 一方の反優勢信号における該角度β１は、該出力オーディオ信号の該主方向β２
   に隣接する該２つの主方向の一方の角度であり、他方の反優勢信号における該角
   度β３は、該出力オーディオ信号の該主方向β２に隣接する該２つの主方向の他
   方の角度であり、該係数ＡＳ１β１及びＡＳ２β１は、αがβ１である時該一方
   の反優勢信号が実質的にゼロになるように選択され、該係数ＡＳ１β３及びＡＳ
   ２β３は、αがβ３である時該他方の反優勢信号が実質的にゼロになるように選
   択されるマトリックスと、 該２つの反優勢信号及び受信しかつ実質的に等しい大きさを有する一対の信号
   を与える一対の可変アンプ又は減衰器を含むサーボと、 該出力オーディオ信号を発生させるために該振幅制御された反優勢オーディオ
   信号を加算的又は減算的に結合する結合器とから成る出力オーディオ信号導出装
   置。
10. 【請求項１０】 ２つ又はそれ以上の入力信号（Ｓ１(α)，．．．Ｓｎ(α)）か
    ら複数の出力オーディオ信号の１つを導出する装置において、該出力オーディオ
    信号は主方向β２と関連し、該入力オーディオ信号は方向αを有するオーディオ
    源信号で符号化される装置であって、 前記２つの入力信号を受信し、 【式５】 及び 【式６】 の形式の２つの反優勢信号を発生させるマトリックスであって、Ｎは入力オーデ
    ィオ信号の数であり、β１は、該出力オーディオ信号の該主方向β２に隣接する
    該２つの主方向の一方の角度であり、β３は、該出力オーディオ信号の該主方向
    β２に隣接する該２つの主方向の他方の角度であり、係数ＡＳｎβ１及びＡＳｎ
    β３は、αがβ１及びβ３間に位置する時該優勢信号が一方の相対的極性をもち
    かつαのすべての他の値に対して他の相対的極性をもつように選択される反優勢
    信号マトリックスと、 該２つの反優勢信号を受信しかつ実質的に等しい大きさを有する一対の信号を
    与える一対の可変アンプ又は減衰器を含むサーボと、 該出力オーディオ信号を発生させるために該振幅制御された反優勢オーディオ
    信号を加算的又は減算的に結合する結合器とから成る出力オーディオ信号導出装
    置。
11. 【請求項１１】 ２つの入力オーディオ信号Ｓ１(α)及びＳ２ (α)からの複数
    の出力オーディオ信号の１つを導出する装置において、該出力オーディオ信号は
    主方向β２と関連し、該入力オーディオ信号は方向αを有するオーディオ信号源
    信号で符号化される装置であって、 前記２つの入力信号を受信し、 反優勢β１(α)＝ＡＳ１β１・Ｓ１(α)＋ＡＳ２β１・Ｓ２(α) 及び 反優勢β３(α)＝ＡＳ１β３・Ｓ１(α)＋ＡＳ２β３・Ｓ２(α) の形式で反優勢オーディオ信号を発生させる反優勢マトリックスであって、一方
    の反優勢信号における該角度β１は、該出力オーディオ信号の該主方向β２に隣
    接する該２つの主方向の一方の角度であり、他方の反優勢信号における該角度β
    ３は、該出力オーディオ信号の該主方向β２に隣接する該２つの主方向の他方の
    角度であり、該係数ＡＳ１β１及びＡＳ２β１は、αがβ１である時該一方の反
    優勢信号が実質的にゼロになるように選択され、該係数ＡＳ１β３及びＡＳ２β
    ３は、αがβ３である時該他方の反優勢信号が実質的にゼロになるように選択さ
    れる反優勢マトリックスと、 該２つの反優勢信号を受信し、実質的に等しい大きさをもつ第１及び第２対の
    信号を与える一対の可変アンプ又は減衰器を含むサーボであって、該第１対の信
    号が 反優勢β(α)・(１‐ｇ) の形式をもち、そこでｇは振幅制御要素又は関数の利得又は減衰であり、該第２
    対の信号が、 反優勢β(α)・ｇ の形式をもつサーボと、 前記２つの入力オーディオ信号を受信する受動マトリックスであって、該主方
    向β２に対する該受動マトリックス成分を発生させる受動マトリックスと、 出力オーディオ信号を与えるために該第２対の信号を該主出力方向β２に関し
    て該受動マトリックス成分と結合する結合器とから成る出力オーディオ信号導出
    装置。
12. 【請求項１２】 ２つ又はそれ以上の入力信号（Ｓ１(α)，．．．Ｓｎ(α)）か
    ら複数の出力オーディオ信号の１つを導出する装置において、該出力オーディオ
    信号は主方向β２と関連し、該入力オーディオ信号は方向αを有するオーディオ
    源信号で符号化される装置であって、 前記２つの入力信号を受信し、 【式７】 及び 【式８】 の形式の２つの反優勢信号を発生させる反優勢マトリックスであって、そこでＮ
    は入力オーディオ信号の数であり、β１は、該出力オーディオ信号の該主方向β
    ２に隣接する該２つの主方向の一方の角度であり、β３は、該出力オーディオ信
    号の該主方向β２に隣接する該２つの主方向の他方の角度であり、係数ＡＳｎβ
    １及びＡＳｎβ３は、αがβ１及びβ３間に位置する時該優勢信号が一方の相対
    的極性をもちかつαのすべての他の値に対して他の相対的極性をもつように選択
    される反優勢マトリックスと、 該２つの反優勢信号を受信し、実質的に等しい大きさをもつ第１及び第２対
    の信号を与える一対の可変アンプ又は減衰器を含むサーボであって、該第１対の
    信号が 反優勢β(α)・(１‐ｇ) の形式をもち、そこでｇは振幅制御要素又は関数の利得又は減衰であり、該第２
    対の信号が、 反優勢β(α)・ｇ の形式をもつサーボと、 前記２つの入力オーディオ信号を受信する受動マトリックスであって、該主
    方向β２に対する該受動マトリックス成分を発生させる受動マトリックスと、 出力オーディオ信号を与えるために該第２対の信号を該主出力方向β２に関
    して該第２対の信号と該受動マトリックス成分とを加算的又は減算的に結合する
    結合器とから成る出力オーディオ信号導出装置。
13. 【請求項１３】 該第２反優勢信号に関して実質的に固定された定数だけ尺度化
    するために該第１反優勢信号を該第１及び/又は第２反優勢信号を受信するアン
    プ又は減衰器をさらに含む、請求項９乃至１２のいずれか１つの装置。
14. 【請求項１４】 該入力オーディオ信号に符号化されたオーディオ源信号の方向
    αに関して該第１及び第２反優勢信号を尺度化するために該第１及び第２反優勢
    信号を受信する可変アンプ又は減衰器をさらに含む、請求項９乃至１２のいずれ
    か１つの装置。
15. 【請求項１５】 前記結合器は、該隣接主方向β１及びβ２間の２つの弧のより
    小さい方以内に該出力信号方向を位置づける極性で該振幅制御された反優勢信号
    を結合する、請求項９又は１０の装置。
16. 【請求項１６】 前記結合器は、該隣接主方向β１及びβ２間の２つの弧のより
    小さい方以内に該出力信号方向を位置づける極性で該第２対の信号を受動マトリ
    ックス成分と結合する、請求項１１又は１２の装置。