DE3607610C2

DE3607610C2 - Decoder zum Decodieren von zwei Kanalsignalen in einem stereophonen Tonübertragungssystem

Info

Publication number: DE3607610C2
Application number: DE3607610A
Authority: DE
Inventors: Douglas Evan Mandell; Ioan R Allen; Craig C Todd; Mark F Davis
Original assignee: Dolby Laboratories Licensing Corp
Current assignee: Dolby Laboratories Licensing Corp
Priority date: 1985-03-07
Filing date: 1986-03-07
Publication date: 1997-04-03
Anticipated expiration: 2006-03-08
Also published as: FR2578707A1; GB8605378D0; GB8822178D0; JP2824642B2; FR2578707B1; IT1207068B; AU4791490A; IT8619656A0; GB2208780A; GB2174275B; JPS61251400A; US4799260A; NL8600595A; AU5436586A; GB2208780B; NL192656B; CN1013822B; CA1284112C; NL192656C; DE3607610A1

Description

Die Erfindung betrifft einen Decoder gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Der Decoder gemäß der Erfindung decodiert die Kanalsignale so, daß Richtungswirkungen gesteigert werden.

Bei der Quadrophonie sind die Lautsprecher um die Hörer herum an vier Stellen horizontal im Abstand voneinander angeordnet, um den Klangeindruck des ursprünglichen Programms mit vollem horizontalem Umgebungsschall wiederzugeben. Bei einigen Quadrophoniesystemen sind die Lautsprecher in den vier Ecken des Raums angeordnet, während bei anderen Systemen, bei spielsweise im Kino, nicht alle Lautsprecher in den Ecken plaziert sind. Statt dessen können sie links und rechts in den vorderen Ecken des Kinos, in der Mitte der Bühne und um die Rückwand des Kinos verteilt vorgesehen sein. Die vorn in der linken und rechten Ecke angeordneten Lautsprecher werden nach wie vor als linker und rechter Lautsprecher bezeichnet, während die in der Mitte der Bühne vorn im Kino vorhandenen als Mittenlautsprecher und die an der Rückwand als sogenannte Surround-Lautsprecher oder auch als Raumlautsprecher bezeich net werden. Wenn die über diese Lautsprecher wiedergegebene Aufzeichnung einen realistischen Eindruck des ursprünglichen Programms wiedergeben soll, muß die Aufzeichnung Richtungs informationen enthalten. Bei einigen Quadrophoniesystemen wer den tatsächlich vier gesonderte Eingangskanäle ausgezeichnet. Dies ist als das sogenannte 4-4-4-Format bekannt. Das andere allgemeine Übertragungsverfahren, welches als 4-2-4 bezeichnet wird, verwendet eine Art von Matrixcodierung der vier Schalleingangskanäle in zwei Kanäle, beispielsweise die beiden herkömmlichen Stereoaufzeichnungs kanäle, die dann bei der Wiedergabe in vier Audioaus gangskanäle decodiert werden. Da bei den 4-2-4-Tonsystemen die vier Richtungsaudioeingangssignale mittels des Codierers in zwei Kanalsignale umgewandelt werden, geht ein Teil der Richtungsinformation verloren, so daß der Decoder die Signale nicht vollkommen identisch mit den ursprünglichen Richtungs audioeingangssignalen wiedergeben kann. Infolgedessen kann die Richtungswirkung des quadrophonischen Systems durch das Über sprechen zwischen benachbarten Kanälen und dem wiedergegebenen Tonsignal stark geschmälert werden.

Es sind zahlreiche Versuche unternommen worden, um die Richtungswirkungen bei quadrophonischen 4-2-4-Systemen zu verbessern. Bei einem als "Verstärkungsreiten" (gain riding) bezeichneten Verfahren wird der Nettoschallpegel jedes der vier Lautsprecher ohne Einstellung der relativen Beiträge der beiden Kanalsignale zur Verminderung des Übersprechens einge stellt. Bei einer anderen Methode, der sogenannte "variablen Matrixmethode" werden die vier den Lautsprechern zugeführten Ausgangssignale durch bestimmte mathematische Berechnungen gewonnen, die an den beiden Kanalsignalen vorgenommen werden, um die relativen Beiträge der beiden Kanalsignale zu ändern, damit die Auswirkung des Übersprechens verringert werden kann.

In US-PS 3 825 684 ist ein dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 entsprechender Decoder in Form eines variablen Matrix decoders offenbart, mit dem die Richtungswirkungen eines vier Kanäle umfassenden Wiedergabesystems verbessert werden, bei dem die Lautsprecher in den vier Ecken des Raums angeordnet sind. Zu dem Decoder gehört eine Steuereinheit, die den Phasenunterschied zwischen den beiden Kanalsignalen wahrnimmt und zwei Steuersignale erzeugt, nämlich eines zum Steuern der Trennung zwischen den beiden vorderen Ausgängen und eine zweites zum Steuern der Trennung der beiden hinteren Ausgänge. Die beiden Steuersignale werden außerdem benutzt, um den Pegel der vorderen Aus gangssignale gegenüber den hinteren Ausgangssignalen zu steuern. In Fig. 10 dieser Patentschrift ist z. B. ge zeigt, wie die Trennung zwischen den beiden vorderen Ausgängen durch die Verstärkung f eines variablen Ver stärkers 122 gesteuert wird, die umgekehrt zur Größe der Phasendifferenz zwischen den beiden Kanalsignalen L und R zu variieren scheint. Die Trennung zwischen den bei den hinteren Ausgängen wird durch die Verstärkung b eines variablen Verstärkers 127 gesteuert, die direkt mit der Größe der Phase zwischen L und R zu variieren scheint. In Fig. 25 offenbart diese Druckschrift einen Deco der mit einer Einrichtung zur Erzeugung von vier Steuersigna len, von denen eines dem Logarithmus des Verhältnisses von Summe zu Differenz der Kanalsignale, ein zweites dem Logarithmus des Verhältnisses von Differenz zu Summe der Kanalsignale, ein drittes dem Logarithmus des Verhältnisses des einen Kanalsignals zum anderen Kanalsignal und das vierte dem Logarithmus des Verhältnisses des anderen Kanalsignals zu dem einen Kanalsignal entspricht. Die Steuersignale werden an die variable Matrixanordnung angelegt, die Verstärker mit variabler Verstärkung sowie lineare Signalverknüpfungsnetz werke enthält. Die Verstärker weisen als steuerbare Elemente Feldeffekttransistoren auf. Die Steuersignale können sehr groß, aber auch sehr klein sein. Feldeffekttransistoren wir ken als veränderbare Widerstände, deren Wert, ausgehend von unendlich, abfällt, wenn das Steuersignal einen Schwellenwert durchläuft. Auf der einen Seite dieses Schwellenwerts treten also keine Änderungen auf, das heißt der Feldeffekttransistor stellt praktisch einen geöffneten Schalter dar. Die Betriebs kennlinien von Feldeffekttransistoren sind sehr unterschied lich, was vielfache Schaltungseinstellungen zur Berücksichti gung der tatsächlichen Kennlinien der jeweils eingesetzten Transistoren erfordert, will man einen standardisierten Deco derbetrieb gewährleisten. Derartige individuelle Einstellun gen führen zu einem erheblichen Kostenanstieg.

Aus US-PS 3 944 735 geht ein System zur Richtungsverbes serung hervor, welches gemeinsam mit vorhandenen Matrix decodern verwendet wird, um die Richtungswirkungen der Ausgangssignale dieser Decoder zu steigern. Es enthält keinen eigentlichen 2-4-Matrixdecoder. Statt dessen wer den mit diesem System die vier von einem vorhergehenden quadrophonischen Matrixdecoder erhaltenen Ausgangssig nale modifiziert, um den Richtungsinhalt der Signale aufzubessern, ehe sie den Lautsprechern zugeführt werden. Das System weist einen Detektor auf, der 6, 8 oder 10 Richtungssteuersignale erzeugt, indem er Hüllen bestimm ter Signale vergleicht, die von festen Matrizen aus den Kanalsignalen abgeleitet werden. Der Detektor erzeugt diese Steuersignale unter Anwendung automatischer Ver stärkungssteuerung, um die Abhängigkeit vom Signalpegel zu vermeiden. Gemäß dieser Patentschrift wird ein Pro zessor verwendet, der anhand der Steuersignale die Koef fizienten einer Modifiziermatrix erzeugt, sowie ein Ma trixmodifizierer, der die vier Ausgangssignale des vor hergehenden Matrixdecoders durch Modifizieren der Matrix modifiziert.

Bei vielen Anwendungsfällen der Quadrophonie, z. B. im Kino, kann es erwünscht sein, die Richtungswirkungen nur für Schall innerhalb bestimmter Frequenzbereiche aufzu bessern, beispielsweise für den Sprachfrequenzbereich. Wenn bei einem quadrophonischen Breitbandsystem die nie derfrequente Information, z. B. die Sprache aus einer bestimmten Richtung kommt und der Hintergrundsschall von hoher Frequenz, z. B. Wind, in allen Richtungen auftaucht, kann es vorkommen, daß der hochfrequente Hintergrund ebenso wie die niederfrequenten Sprechsignale alle in Richtung der Sprache gelenkt werden. Dadurch entstehen Schalleindrücke, die vom ursprünglichen Programm abwei chen und unerwünscht sind. Deshalb wäre es wünschenswert, ein System mit aufgeteilten Frequenzbereichen vorzusehen, bei dem das vor stehende Problem abgeschwächt ist.

Wie sich aus der voranstehenden Erörterung des Standes der Technik ergibt, ist keines der bekannten Systeme zur Rich tungsverbesserung für 4-2-4 Quadrophoniedecoder vollkommen zufriedenstellend.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, einen Decoder zu schaf fen, der bei einfacherem Schaltungsaufbau bessere Möglichkei ten zur Richtungsaufarbeitung bietet, ohne aufwendige Ein stellungen zu erfordern.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit einem Decoder gemäß Patentanspruch 1 gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Zur Vermeidung der Notwendigkeit individueller Schaltungsju stierungen zur Anpassung an Streuungen unterliegende Kennli nien von Bauteilen, geht die Erfindung von der Erzeugung von Steuersignalen für eine variable Matrixanordnung aus, wobei die Steuersignale selbst eine Schwellenwertcharakteristik beinhalten, was die Verwendung von spannungsgesteuerten Ver stärkern oder Multiplizierern erlaubt, deren Verstärkung in beiden Richtungen geändert werden kann und die ohne Justie rung vorhersehbare Eigenschaften aufweisen.

Aufgrund der Feststellung der Dominanz zwischen Paaren von Kanalsignalen und zwischen der Summe und der Diffe renz zwischen diesen beiden Signalen in jedem dieser Paare als Verhältnisse zwischen deren Amplituden ist die Wahrnehmfähigkeit des Decoders nicht an ein gegebenes Bezugsniveau gebunden. Statt dessen kann der Decoder Rich tungsinformationen in den beiden Kanalsignalen, wie vorstehend beschrieben, selbst bei sehr niedrigen Sig nalpegeln feststellen. Durch die Wahrnehmung der Domi nanz zwischen Signalpaaren in Form von Logarithmen der Amplitudenverhältnisse läßt sich die Dominanz zweckmäßigerweise in Dezibel ausdrücken.

Wenn alle Kanalsignale von solcher Art sind, daß keine signifikante Dominanz zwischen ihnen oder zwischen der Summe und der Differenz zwischen Paaren von Kanalsigna len festgestellt wird, wird zum Aufrechterhalten des vorhergehenden Lenkungs- oder Steuermusters eine Verzö gerungsschaltung im Decoder angesteuert, die eine große Zeitkonstante hat. Der spezielle Algorithmus der im De coder gemäß der Erfindung verwendeten Matrixeinrichtung bewirkt eine Verringerung des Übersprechens und ruft einen wirklichkeitsnahen Eindruck hervor, da die Rich tungsinformationen aus den richtigen Winkelpositionen kommen.

Im folgenden ist die Erfindung mit weiteren vorteilhaf ten Einzelheiten anhand schematisch dargestellter Aus führungsbeispiele näher erläutert. In den Zeichnungen zeigt:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Decoders zur Er läuterung der Erfindung;

Fig. 2A ein Schema der hypothetischen Stellungen von vier Lautsprechern zur Erläuterung der Kurven gemäß Fig. 2B, 3 und 4;

Fig. 2B eine graphische Darstellung der Amplituden von vier Kanalaus gangssignalen als Funktion der Richtungsinformationen in den beiden Kanaleingangssignalen;

Fig. 3 eine graphische Darstellung der Schwankung der Steuerspannungen als Funktion der Richtungsin formationen in den Kanalsignalen;

Fig. 4 eine graphische Darstellung des Abweichungswinkels zwischen dem wahrgenommenen Winkel und der Rich tung der Kanalausgangssignale, auftragen über den co dierten Richtungen der Informationen;

Fig. 5A und 5B ein Blockschaltbild bzw. Schaltschema für zwei alternative Schaltkreise, die den Loga rithmus des Verhältnisses der Amplituden der bei den Signale liefern;

Fig. 6 ein Schaltschema einer Schwellendetektorschal tung des Decoders gemäß Fig. 1;

Fig. 7A ein Schaltschema einer variablen Verzögerungs schaltung für den Decoder gemäß Fig. 1;

Fig. 7B ein Schaltschema einer speziellen Anwendung der Verzögerungsschaltung gemäß Fig. 7A;

Fig. 7C ein Schaltschema einer variablen Verzögerungs schaltung für den Decoder gemäß Fig. 1 zur Erläu terung des bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung;

Fig. 7D ein Schaltschema einer speziellen Anwendung der Verzögerungsschaltung gemäß Fig. 7C;

Fig. 8 ein Blockschaltbild einer Matrixschaltung für einen Decoder mit variabler Matrix zur Erläute rung eines alternativen Ausführungsbeispiels der Erfindung;

Fig. 9 ein Blockschaltbild eines Decoders mit variabler Matrix und aufgeteilten Frequenzbereichen zur Darstellung eines weiteren Merkmals der Erfindung; und

Fig. 10 ein detaillierteres Blockschaltbild eines Deco ders mit variabler Matrix und aufgeteilten Frequenzbereichen zur Erläuterung einer Ausführungsform des Decoders gemäß Fig. 9 und eines weiteren Merkmals der Er findung.

In Fig. 1 ist ein Decoder mit variabler Matrix als Block schaltbild dargestellt, der gemäß der Erfindung die Richtungswirkungen der decodierten Signale verbessern soll. Abgesehen von dem noch zu beschreibenden Verzöge rungsmerkmal zeigt Fig. 1 das bevorzugte Ausführungsbei spiel der Erfindung. Wie aus Fig. 1 hervorgeht, weist der Decoder 10 Verstärker 12, 14, Summierer 16, 18 und logarithmische Umsetzer 22 und 24 auf die die Differenz der Logarithmen von Zähler und Nenner der in der Figur angegebenen Brücke bilden. Zwei Signale L_T und R_T stellen zwei Kanalsignale dar, die in einem nicht gezeigten Codierer aus vier Signalen so abgeleitet wurden, daß die beiden Kanal signale mit den Richtungen der vier Eingangssignale in Beziehung stehende Richtungsinformationen enthalten. Das hier beschriebene Ausführungsbeispiel spricht am besten an, wenn vier Eingangssignale L, C, R und S so codiert wurden, daß die L-Signale von L_T, die R-Signale von R_T, die C- oder (L_T + R_T)- Signale von phasengleichen Komponenten in L_T und R_T, und S- oder (L_T - R_T)-Signale von phasenverschobenen Komponenten in L_T und R_T getragen sind.

Wie aus Fig. 1 hervorgeht, werden die beiden Kanalsignale über die Verstärker 12, 14 Bandpaßfiltern 15 zugeleitet und dann an den logarithmischen Umsetzer 22 angelegt (in welchem die gefilterten Signale von Gleichrichtern 102, 104 gemäß Fig. 5A, 5B gleichgerichtet werden). Ein kleiner Bruchteil k der Größe des Signals L_T wird zur Größe R_T addiert, und ein kleiner Bruchteil k der Größe des Signals R_T wird zur Größe von L_T addiert. Der Ausdruck D_LR wird entsprechend dem Ausdruck im Umsetzer 22 errechnet. Der Grund für das absichtsvolle Einführen geringer Übersprechsignale wird weiter unten erläutert.

Nach dem Filtern werden die Kanalsignale auch an die Summierer 16, 18 angelegt, von denen der Summierer 16 ein Ausgangssignal P liefert, welches der Summe der beiden Kanalsignale gleicht, während der Summierer 18 ein Ausgangssignal M liefert, welches der Differenz zwischen den beiden Kanalsignalen gleicht. Die Ausgangssignale werden dann an den logarithmischen Umsetzer 24 angelegt. Ein kleiner Bruchteil k der Größe des Signals M wird zur Größe von P addiert und ein kleiner Bruchteil k der Größe des Signals P wird zur Größe von M addiert. Der Wert D_CS wird dann anhand des in Fig. 1 im Umsetzer 24 gezeigten Ausdrucks berechnet.

Die Umsetzer 22 und 24 liefern also die Ausgangssignale D_LR bzw. D_CS. In der folgenden Erläuterung werden die eingeführten kleinen Übersprechsignale zunächst ignoriert. Das Ausgangssignal D_LR ist also der Logarithmus zur Basis a des Verhältnisses der Amplituden L_T zu R_T, und das Ausgangssignal D_CS gleicht dem Logarithmus der Basis a des Verhältnisses zwischen der Amplitude der Summe P = L_T + R_T und der Amplitude von deren Differenz M. Die Signale D_LR und D_CS sind Maße, ausgedrückt als Amplituden, für die Dominanz zwischen L_T und R_T und zwischen deren Summe und Differenz und werden nachfolgend als Dominanzsignale bezeichnet.

Wenn eines der Signale R_T, M sehr klein wird, kann eines oder mehrere der Dominanzsignale, die logarithmische Verhältnisse sind, in denen R_T und M in den Nennern stehen, theoretisch sehr groß werden. Praktisch liegt allerdings in den meisten Decodern Rauschen vor, und diese Störungen werden zu den Signalen R_T, M in den Nennern der Verhältnisse addiert, um die Dominanzsignale D_LR, D_CS zu bestimmen. Somit bestimmt das im Decoder vorhandene Rauschen die Merkmale der Richtungs steuerung des Decoders. Da das Rauschen willkürlich sein kann, werden dadurch die Steuermerkmale von willkürlichen Faktoren beeinflußt, was unerwünscht ist. Das gleiche gilt, wenn die Signale L_T, P sehr klein sind. Um eine solche unerwünschte willkürliche Lenkung zu vermeiden, werden geringe Übersprech signale mit Absicht eingeführt. Wenn also L_T, R_T, P oder M sehr klein ist, liegt das entsprechende Dominanzsignal nahe beim Verhältnis ±log_ak. Als Wert von k kann dabei ca. 0,1 zufriedenstellend sein.

Für das Signal D_LR liegt eine Verzögerungsschaltung in Form eines Widerstands 42 und Kondensators 44 vor, während ein Widerstand 46 und Kondensator 48 eine Verzögerungsschaltung für das Signal D_CS bildet. Die beiden Verzögerungsschaltungen werden mittels Schaltern 52, 54 ein- oder ausgeschaltet, die von einer Schwellendetektor schaltung 56 gesteuert sind. Die Aufgaben dieser Ver zögerungsschaltungen, Schalter und der Schwellenschaltung werden nach der Beschreibung der Betriebsweise des Decoders 10 näher erläutert. Für das Signal D_LR ist eine Glättungs schaltung aus einem Widerstand 62 und Kondensator 64 vorge sehen und für das Signal D_CS eine Glättungsschaltung aus einem Widerstand 66 und einem Kondensator 68. Bei einem Aus führungsbeispiel hat jede dieser beiden Glättungsschaltungen eine Zeitkonstante von ca. 20 Millisekunden.

Nach dem Durchlaufen der Glättungsschaltung wird das Signal D_LR zwei Halbwellengleichrichtern 82, 84 mit entgegengesetzten Polaritäten zugeführt. Wenn L_T eine größere Amplitude hat als R_T, wird das Signal D_LR vom Gleichrichter 84 gesperrt, aber vom Gleichrichter 82 durchgelassen. Das vom Gleichrichter 82 durchgelassene Signal wird dann von einem Invertierer 89 invertiert und ergibt das Signal E_L. Wenn umgekehrt R_T eine größere Amplitude hat als L_T, wird das Signal D_LR vom Gleich richter 84 durchgelassen, aber vom Gleichrichter 82 gesperrt. Auf diese Weise liefern die beiden Gleichrichter 82 und 84 zwei Richtungssteuersignale E_L und E_R. Hierbei handelt es sich um den invertierten Wert des Dominanzsignals D_LR, wenn dieses positiv ist, bzw. um dessen Wert selbst, wenn es negativ ist. Durch Invertieren des Ausgangssignals des Gleichrichters 82 bei einem positiven Wert für D_LR sind beide Steuersignale E_L, E_R negative Signale. In ähnlicher Weise erzeugen Halbwellen gleichrichter 86, 88 mit entgegengesetzter Polarität und ein mit dem Gleichrichter 86 verbundener Invertierer 89 negative Richtungssteuersignale E_C und E_S aus dem Dominanzsignal D_CS nach dessen Glättung, wobei E_C dem Wert von D_CS entspricht, wenn dieses Signal negativ ist, und E_S dem invertierten Wert von D_CS entspricht, wenn dieses Signal positiv ist.

Die Dominanzsignale D_LR und D_CS und die Richtungssteuersignale E_L, E_C, E_R und E_S sind kurz zusammengefaßt von folgender Art:

worin P = L_T + R_T, M = L_T - R_T, k eine Konstante ist, die viel kleiner ist als 1, und a eine Konstante ist.

Der Algorithmus zum Gewinnen der vier Ausgangssignale L′, R′, C′ und S′ aus den Richtungssteuersignalen E_L, E_C, E_R, E_S und den beiden Kanalsignalen soll nunmehr näher erläutert werden. Jedes der beiden Signale R_T und L_T wird mit einer ersten Kon stante multipliziert, die durch einen Term potenziert ist, der einem der mit einer zweiten Konstante b multiplizierten Steuersignale E_L, E_R, E_C oder E_S entspricht. Als erste Kon stante kann zweckmäßigerweise a gewählt werden, die Basis der logarithmischen Umsetzer 22, 24, wobei aber statt dessen auch andere Konstanten gewählt werden können. Die exponentiellen Ausdrücke in den Multiplikationen lassen sich wie folgt wiedergeben:

F_X = a^b.E _x, worin X = L, R, C oder S.

Ein Vektor V ist durch [1 F_L F_C F_R F_S] definiert. Dann ergibt sich das Ausgangssignal L′ durch folgende Gleichung:

worin G_L eine 5 × 2 Matrix bezeichnet, die unter anderem zur Verbesserung der Richtungsschallwirkung eingesetzt und im weiteren Text noch eingehender erläutert wird. Ähnlich werden die Ausgangssignale C′, R′ und S′ durch folgende Gleichungen bestimmt:

Fig. 8 ist ein Blockschaltbild einer Matrixschaltung 300 für einen Decoder und zeigt ein alternatives Ausführungsbeispiel der Erfindung, welches eine unmittelbare Ausführung der vorstehenden Matrixgleichung ist. Während die Matrixschaltung 300 gemäß Fig. 8 die Arbeitsweise der Erfindung deutlicher in Form der obigen Matrixgleichungen zeigt, ist sie nicht so vorteilhaft wie die Matrixschaltung 100 gemäß Fig. 1, und zwar aus folgenden Gründen. Aus Fig. 8 geht hervor, daß die vier Richtungssteuersignale E_L, E_C, E_R und E_S von den Gleich richtern 82-88 (siehe Fig. 1) jeweils an eine Multiplizier schaltung 302, 304, 306, 308 angelegt werden, wo sie jeweils mit einer Konstante b multipliziert werden. Die Produkte b·E_L, b·E_C, b·E_R und b·E_S werden an eine jeweilige von vier Potenzierschaltungen 312, 314, 316, 318 angelegt, welche die Potenzen a^b·EL, a^b·EC, a^b·ER bzw. a^b·ES einer Konstante a bilden, bei der es sich zweckmäßigerweise um die von den logarithmischen Umsetzern 22, 24 verwendete Basis a handelt. Die Potenzierschaltungen 312-318 liefern Ausgangssignale F_L, F_C, F_R, F_S an eine Matrixmultiplizierschaltung 320, welche die Multiplikation V × G_X durchführt, worin X entweder L, C, R oder S ist. Die Matrixmultiplizierschaltung 320 liefert Ausgangssignale, welche die an die vier Ausgänge anzulegenden Anteile der Kanalsignale bestimmen. Diese Signale werden an acht Vier-Quadranten-Multiplizierschaltungen 322, 324, 326, 328, 330, 332, 334, 336 angelegt. Die Ausgangssi gnale jeweils zweier dieser Vier-Quadranten-Multiplizier schaltungen werden in Verknüpfungsnetzwerken 338, 340, 342 und 344 summiert, was die vier Ausgangssignale L′, C′, R′ und S′ ergibt.

Aus der vorstehenden Beschreibung geht hervor, daß die Matrixschaltung 300 eine Signalverarbeitung gemäß den Matrixgleichungen für die vier Ausgangssignale bewirkt. Allerdings ist die Matrixschaltung 300 im Vergleich zu der unten zu beschreibenden Matrixschaltung 100 gemäß Fig. 1 nicht so vorteilhaft, da sie Vier-Quadranten-Multiplizierschaltungen aufweist, die kompliziert und teuer sind. Im Fall von Fig. 1 hingegen brauchen die Multiplizierschaltungen 71-78 nur Zwei- Quadranten-Multiplizierschaltungen zu sein.

Die Ergebnisse der Matrixmultiplikationen in den obigen Decodiergleichungen werden auch vom Decoder 10 gemäß Fig. 1 erhalten. Statt vier getrennte Potenzierschaltungen 312-318 und acht Multiplizierschaltungen 322-336 zu benutzen, können die beiden Funktionen kombiniert werden. Durch die Verwendung von Multiplizierschaltungen oder spannungsgesteuerten Ver stärkern, deren Verstärkung zu einer Exponentialfunktion a^b·Ex einer angelegten Steuerspannung E_X (X = L, R, C oder S) proportional ist, kann diese Potenzierung durch dasselbe Element, das die Multiplikation mit L_T bzw. R_T bewirkt, vor genommen werden. Ein solcher exponentiell ansprechender, spannungsgesteuerter Verstärker steht von der Firma Philips unter der Nummer TDA1074A zur Verfügung.

Gemäß Fig. 1 weist die Matrixschaltung 100 acht Multiplizier schaltungen 71-78 auf, die jeweils zwei Eingänge haben. Das Kanalsignal L_T wird an die Multiplizierschaltungen 71-74 angelegt und das Kanalsignal R_T an die Eingänge der Multi plizierschaltungen 75-78. Die Richtungssteuersignale E_C, E_S bzw. E_L, E_R werden dann an die restlichen Eingänge der Multi plizierschaltungen 74, 78 bzw. 72, 76 (bzw. 71, 75 bzw. 73, 77) angelegt. Die Multiplizierschaltungen 71, 72, 73, 74 multiplizieren L_T mit F_L, F_S, F_R bzw. F_C, und die Multiplizierschaltungen 75, 76, 77, 78 multiplizieren R_T mit F_L, F_S, F_R bzw. F_C. Die Multiplizierschaltungen 71-78 multi plizieren die beiden Kanalsignale L_T, R_T mit Exponential funktionen der Richtungssteuersignale E_L, E_C, E_R, E_S, um acht Produktsignale an die Ausgangsmatrixschaltung 90 zu liefern. Die beiden Kanalsignale L_T und R_T werden auch an die Aus gangsmatrixschaltung 90 angelegt, die daraufhin eine gewichtete Summe der zehn Signale in Übereinstimmung mit den vorstehenden Decodiergleichungen erzeugt, um vier Ausgangs signale L′, C′, R′, S′ zu liefern, die dann die Ausgangs signale des Decoders 10 sind. Diese vier Ausgangssignale sind dieselben wie diejenigen des Decoders gemäß Fig. 8.

In den vorstehenden Matrixgleichungen liefert die Matrix V Richtungsinformationen, die aus den beiden Kanalsignalen L_T, R_T in der vorstehend beschriebenen Weise abgeleitet sind. Vier Matrizen G_L, G_R, G_C, G_S, bestimmen, wie diese Informationen zur Verbesserung der Richtungseigenschaften der Ausgangssi gnale benutzt werden, wobei diese vier Matrizen nachfolgend als G_X-Matrizen bezeichnet sind, worin X für L, R, C oder S steht. Da ein Teil der Richtungsinformationen beim Codieren verlorengeht, reichen die in L_T, R_T und in der Matrix V ent haltenen Richtungsinformationen nicht aus, um die Richtungs eigenschaften der Ausgangssignale L′, R′, C′, S′ vollständig zu bestimmen. Bei von der Matrix V gegebener gleicher Richtungsinformation können also die vier Ausgangssignale einen Bereich von Werten annehmen. Die G_X-Matrizen schränken jedes Ausgangssignal auf nur einen einzigen Wert ein, der einem gegebenen Wert für jede der Komponenten der Matrix V entspricht. Ferner bestimmen und steuern die G_X-Matrizen die Richtungsschallwirkungen der vier Ausgänge.

Aus der obigen Beschreibung wird klar, daß weitere Bedingungen festgesetzt werden müssen, um die Werte der vier Ausgangs signale bei von der Matrix V gelieferten bestimmten Richtungsinformationen vollständig zu definieren. Diese Bedingungen lassen sich dadurch festlegen, daß die An teile von L_T und R_T, die an jedem der vier Ausgänge bei bestimmten Werten von L_T, R_T, P = L_T+R_T und M = L_T-R_T vorhanden sind, spezifiziert werden. Durch diese Bedingungen werden die Koeffizienten der G_X-Matrizen so festgelegt, daß die obigen vier Matrixgleichungen unter Verwendung solcher G_X-Matrizen die gewünschten An teile von L_T, R_T an den Ausgängen bei den jeweiligen Werten von L_T, R_T, P, M liefern. Beim bevorzugten Aus führungsbeispiel werden diese Bedingungen mittels der folgenden Matrixgleichung festgelegt:
Q × G_X = H_X, wobei X entweder L, R, C oder S ist und Q eine 5 × 5 Matrix ist sowie H_X 5 × 2 Matrizen bezeichnet.

Es folgt ein Satz von H_X-Matrizen, die die Anteile von L_T und R_T in den vier Ausgangskanälen entsprechend fünf Sätzen von Werten für L_T, R_T, P, M angeben:

Die fünf Sätze von Werten für L_T, R_T, P, M sind wie folgt:

1. Die Größen von L_T und R_T sind gleich, ebenso wie von P, M. Folglich ist F_X = 1, wobei X entweder L, R, C oder S ist. Die V-Matrix ist [1 1 1 1 1]. Dies ist als ungesteuerte Bedingung bekannt, da V keine Richtungssteuerinformation enthält.
2. L_T ist ungleich null, und R_T ist null, und P, M haben gleiche Amplituden. Dies läßt sich als Steuern nach links bezeichnen. Die V-Matrix ist [1 0 1 1 1].
3. L_T+R_T ist ungleich null, und L_T-R_T ist null. L_T, R_T haben gleiche Amplituden. Die V-Matrix ist [1 1 0 1 1].
4. R_T ist ungleich null, und L_T ist null. Dies läßt sich als Steuern nach rechts bezeichnen. Die V-Matrix ist [1 1 1 0 1].
5. L_T-R_T ist ungleich null, aber L_T-R_T ist null. L_T und R_T haben die gleichen Amplituden. Die V-Matrix ist [1 1 1 1 0].

Die Q-Matrix wird durch Anordnen der vorstehenden fünf V- Matrizen übereinander wie folgt gebildet:

G_L läßt sich dann aus der Gleichung Q × G_L = H_L ableiten, wobei die Koeffizienten von H_L die vorstehend aufgeführten Werte annehmen. Die Werte in der ersten Reihe von H_L sind also die Anteile von L_T und R_T, die im L′-Ausgangssignal während der ungesteuerten Bedingung vorhanden sind, oder L′ = 1/√2 L_T + OR_T, und das ergibt L′ = L_T/√2. Die Werte in der zweiten Reihe von H_L sind die Anteile von L_T, R_T, die im L′-Ausgangs signal während der oben genannten zweiten Bedingung vorhanden sind, so daß L′ = 1L_T + OR_T = L_T. Die dritte bis fünfte Reihe von H_L stellen die Anteile von L_T, R_T dar, die im L′-Ausgangs signal während der vorstehend erläuterten Bedingungen 3, 4 bzw. 5 vorhanden sind. Die anderen drei Matrizen H_C, H_R, H_S geben die Anteile von L_T, R_T an, die in C′, R′ bzw. S′ während der vorstehend genannten fünf Bedingungen vorhanden sind, und zwar im wesentlichen so wie vorstehend für H_L beschrieben.

Unter Verwendung der vorstehenden Werte für Q und H_X können die Koeffizienten für G_X erhalten werden, die nachfolgend aufgeführt sind:

Mit dem obigen Satz von G_X-Matrizen verbessern die Ma trixgleichungen V × G_X [L_T, R_T] = X′ (wobei X′ entweder L′, C′, R′ oder S′ ist) die Richtungseigenschaften der vier Ausgangssignale in Übereinstimmung mit der von L_T, R_T gelieferten Richtungsinformation. Aus der vorstehen den Beschreibung ist ersichtlich, daß zwei Konstanten a und b in den Matrixgleichungen V × G_X [L_T, R_T] = X′ enthalten sind. Allerdings verschwindet die Konstante a aus den Gleichungen, da die Potenzierung mit den acht Multiplikatoren die logarithmische Umwandlung seitens der Um setzer 22, 24 aufhebt. Die Konstante b hängt von den Verstärkungen in den verschiedenen Stufen der Steuer schaltung im Decoder ab. Für den obigen Satz von Werten für G_X können die Richtungseigenschaften der Ausgangssignale optimiert werden, wenn b ca. 0,839 ist. Es liegt auf der Hand, daß sich der optimale Wert für b mit den Wer ten für die H_X-Matrizen ändert.

Statt der obigen Werte kann ein alternativer Satz von H_X-Matrizen verwendet werden, wobei X entweder L, C, R oder S ist, und zwar wie folgt:

Wenn der obige Satz von H_X-Matrizen zum Decodieren der beiden Kanalsignale verwendet wird, ist die Konstante b vorzugsweise ca. 1,303.

Es werden Panoramawinkel benutzt, um scheinbare Schall orte innerhalb eines von einem Kreis begrenzten, hypo thetischen Zuhörerbereichs wiederzugeben, der die vier in Fig. 2A gezeigten hypothetischen Lautsprecherstellungen enthält. Dem linken Lautsprecher ist die Stellung 0° zu geteilt, der mittlere hat die Stellung 90°, der rechte 180° und der Raumlautsprecher 270°. Damit schiene bei einem Umschwenken von 0° bis 180° eine Tonquelle beim lin ken Lautsprecher zu beginnen und im Uhrzeigersinn um den Kreis herum zur Mitte und dann nach rechts weiterzulau fen. Soll eine Tonquelle beispielsweise von links zur Mitte schwenken, so ist es wünschenswert, wenn die Aus gangssignale des rechten und des Raumlautsprechers auf sehr niedrigem Pegel verharren, damit sie die Lokalisierung des Tons nicht stören. Der vorstehend genannte Satz von Werten für b und G_X führt zu sehr niedrigen Übersprech pegeln. Das zeigt sich beispielsweise anhand von Fig. 2B, aus der hervorgeht, daß das Übersprechen von Lautspre chern, die an einem Rundumschwenken nicht beteiligt sind, eine maximale Amplitude von ca. -35 dB hat. Fig. 3 zeigt Werte von Steuersignalen F_L, F_C und F_R bei Panora mawinkeln von 0° bis 180°. Fig. 4 zeigt, daß die deco dierte Winkelabweichung, bei der es sich um die Winkel abweichung zwischen dem codierten Winkel des Schalls, aufgetragen über dem wahrgenommenen Winkel des decodier ten Schalls handelt, nur ca. 2,5° bei einem Bereich von 180° ausmacht.

Es soll nun der Zweck der beiden Verzögerungsschal tungen beschrieben werden, die den Widerstand 42, den Kon densator 44 sowie den Widerstand 46 und den Kondensator 48 und die beiden Schalter 52, 54 aufweisen. Die beiden Dominanzinformationen liefernden Signale D_LR, D_CS werden an die Schwellendetektorschaltung 56 angelegt. Wird bei beiden Dominanzsignalen festgestellt, daß sie unterhalb einer bestimmten, festgelegten Schwelle liegen, bedeu tet dies, daß keine Dominanzsignale wahrgenommen wurden, was wiederum anzeigt, daß von den beiden Kanalsignalen keine Richtungsinformationen zur Verfügung stehen. Unter solchen Umständen kann es wünschenswert sein, die während einer vorhergehenden Zeitspanne angelegte Richtungslenkung beizubehalten. Wenn also die Schwellendetektorschaltung 56 feststellt, daß alle Dominanzsignale unterhalb der Schwelle liegen, werden die Schalter 52 und 54 veranlaßt, aus einer Stellung 94 in eine Stellung 96 umzuschalten, um die Signale von den beiden Verzögerungsschaltungen abzugreifen. Die Ausgangssignale L′, C′, R′ und S′ werden deshalb während einer durch die Zeitkonstanten der beiden Verzögerungsschaltungen bestimmten Zeitspanne auf ihrem gegenwärtigen Niveau erhalten.

Fig. 5A und 5B zeigen zwei alternative Schaltkreise für jeden der logarithmischen Umsetzer 22, 24. Wie aus Fig. 5A hervor geht, werden die beiden Eingangssignale (entweder L_T, R_T oder P und M) von Vollweggleichrichtern 102, 104 gleichgerichtet. Kleine Anteile k der gleichgerichteten Signale werden als Übersprechsignale mittels Schwächungsgliedern 130 und Summierern 132 addiert und die entstehenden Signale an zwei logarithmische Schaltungen 106, 108 angelegt, deren Ausgangs signale an einen Summierer 110 gelangen, der die Differenz zwischen den Ausgangssignalen der Schaltungen 106 und 108 liefert. Fig. 5b ist ein Schaltschema eines logarithmischen Umsetzers zur Erläuterung des bevorzugten Ausführungsbeispiels der Umsetzer 22, 24. Das Signalpaar (L_T, R_T oder P, M) wird von den Gleichrichtern 102, 104 gleichgerichtet. Dann werden kleine Bruchteile k der gleichgerichteten Signale addiert und die summierten Signale an die Emitter von zwei bipolaren Transistoren 112 bzw. 114 angelegt. Die Emitter der Transis toren 112 und 114 sind auch mit dem positiven bzw. negativen Eingang eines Operationsverstärkers 116 verbunden, dessen Ausgang über einen Widerstand 122 mit der Basis des Transistors 114 verbunden ist, wobei die Basis des Transistors 114 über einen Widerstand 124 auch an eine feste Bezugsspan nung angeschlossen ist, wodurch ein Dämpfungsglied gebildet ist. Die Basis des Transistors 112 ist im wesentlichen an die gleiche feste Bezugsspan nung angeschlossen.

Der Operationsverstärker 116 ist bestrebt, die Emitter der beiden Transistoren 112 und 114 auf gleicher Span nung zu halten. Aus Gründen der Einfachheit werden in der folgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf Fig. 5B die eingeführten Übersprechanteile ausgelassen. Da die Transistoren 112 und 114 gleich gewählt sind, ist bei gleichen Größen von L_T und R_T die Ausgangsspannung an einem Knotenpunkt 120 im wesentlichen gleich der Be zugsspannung. Sind die Größen von L_T und R_T so, daß der durch den Transistor 112 und Gleichrichter 102 abgezoge ne Strom zunimmt, dann wird die Spannung am Emitter des Transistors 112 stärker negativ. Durch Verringerung der Spannung an der Basis des Transistors 114 bewirkt der Operationsverstärker 116, daß sich das Potential des Emitters des Transi stors 114 an das des Emitters des Transistors 112 anpaßt. Des halb sinkt die Ausgangsspannung des Umsetzers am Knoten punkt 120 im Verhältnis zur Bezugsspannung an der Basis der Transistoren 112, 114. Wenn andererseits die Größe von R_T gegenüber der von L_T zunimmt, so daß der durch den Transistor 114 abgezogene Strom steigt, hat dies zur Folge, daß die Spannungsdifferenz zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 114 zunimmt. Die Span nung am Emitter des Transistors 112 bleibt unverändert. Der Operationsverstärker 116 bewirkt, daß das Emitterpotential des Transistors 114 sich an das des Transistors 112 an paßt, so daß die Spannung am Emitter des Transistors 114 gleichfalls unverändert bleibt. Wenn also der Kollektor strom durch den Transistor 114 zunimmt, steigt die Aus gangsspannung am Knotenpunkt 120, damit die Spannung an der Basis des Transistors 114 zunehmen kann. Die Aus gangsspannung am Knotenpunkt 120 schwankt als Logarith mus des Kollektor-Emitter-Stroms durch den Transistor 114. Deshalb ist die Ausgangsspannung am Knotenpunkt 120 proportional zum Logarithmus des Verhältnisses zwischen den Amplituden von L_T und R_T.

In Fig. 6 ist ein Schaltschema der in Fig. 1 gezeigten Schwel lendetektorschaltung 56 dargestellt. Wie aus Fig. 6 hervor geht, wird ein Knotenpunkt 150 von einer hier nicht gezeigten äußeren Quelle auf einer Bezugsspannung gehalten, die der gemäß Fig. 5B gleich ist. In der folgenden Beschreibung der Fig. 6 sind Spannungen, die größer sind als die am Knotenpunkt 150, als positive Spannungen bezeichnet, während kleinere Spannungen negative Spannungen genannt werden. Mittels Dioden 152, 154 und Widerständen 156, 158, 162, 164 und einer Gleich spannungsquelle 166 wird ein Knotenpunkt 170 auf fester, kleiner, positiver Spannung oberhalb der Bezugsspannung am Knotenpunkt 150 gehalten und ein Knotenpunkt 172 auf feste, kleine, negative Spannung unterhalb der Bezugsspannung am Knotenpunkt 150 gebracht. Die Spannungen an den Knotenpunkten 170, 172 legen die Schwellenspannungen für die Schwellendetek torschaltung 156 fest. Das Signal D_LR wird an den negativen bzw. positiven Eingang von Vergleichsschaltungen 174, 176 angelegt. Der positive Eingang der Vergleichsschaltung 174 ist mit dem Knotenpunkt 170 verbunden und der negative Eingang der Vergleichsschaltung 176 an den Knotenpunkt 172 angeschlossen. Wenn das Signal D_LR positiv und größer ist als das am Knoten punkt 170, gibt die Vergleichsschaltung 174 ein Ausgangssignal niedrigen Pegels ab. Wenn das Signal D_LR negativ und geringer ist als das am Knotenpunkt 172, gibt die Vergleichsschaltung 176 in ähnlicher Weise ein Ausgangssignal niedrigen Pegels ab. Die Ausgänge der Vergleichsschaltungen 174 und 176 sind zusammengeschlossen. Es kann auch eine andere ähnliche Schaltung benutzt werden, um festzustellen, ob das Signal D_CS unterhalb bestimmter fester Schwellen liegt. Wenn das Signal D_CS oberhalb der in einem solchen Schaltkreis festgelegten Schwellen liegt, werden die Ausgangssignale von Vergleichs schaltungen 178, 180 auf niedrigen Pegel gelegt. Die vier Vergleichsschaltungen 174, 176, 178, 180 sind alle an den Ausgängen miteinander verbunden, so daß das Überschreiten eines der festgelegten Schwellenwerte durch die Dominanzsi gnale D_LR, D_CS, was das Vorhandensein von Dominanzinformationen anzeigt, zur Folge hat, daß die Ausgangssignale der Vergleichsschaltungen auf niedrigen Pegel gebracht werden, was bedeutet, daß sich die Schalter 52, 54 in der Stellung 94 befinden. Sobald also Dominanzinformationen vorliegen, werden beide Verzögerungs schaltungen abgeschaltet. Liegt keine Dominanzinformation vor, das heißt liegen die Dominanzsignale innerhalb der durch die Schaltung gemäß Fig. 6 festgelegten Schwellen, befinden sich alle Ausgangssignale der Vergleichsschaltungen 174, 176, 178, 180 auf hohem Pegel. Infolgedessen erhalten die Schalter 52, 54 ein hohes Signal, wodurch sie in die Stellung 96 umgelegt werden, was die beiden Verzögerungsschaltungen einschaltet, so daß das vorher bestehenden Richtungsmuster aufrechterhalten bleibt.

Statt die Verzögerung durch Ein- und Ausschalten einzuführen, wie vorstehend beschrieben, ist auch eine veränderliche Verzö gerung möglich, die sich mit dem Grad der Dominanzinformation ändert. Eine solche Möglichkeit ist in den Fig. 7A, 7B darge stellt. Gemäß Fig. 7A wird das Dominanzsignal D_LR von einem Gleichrichter 202 gleichgerichtet und von einem Verstärker 204 verstärkt. Das gleichgerichtete und verstärkte Signal wird zu einem von D_CS abgeleiteten, ähnlichen Signal addiert und dann benutzt, um zwei veränderliche Widerstände 206 und 207 zu ändern, damit die eingeführten Verzögerungen geändert werden. Die Verzögerung sollte in umgekehrtem Verhältnis zur Summe der Größen der Signale D_LR und D_CS stehen. Die in Fig. 1 gezeigten Bauelemente 42, 44, 46, 48, 52, 54, 56, 62, 64, 66, 68 können durch den Schaltkreis gemäß Fig. 7A ersetzt werden, bei dem ein Ausgang 230 an die Gleichrichter 82, 84 und ein Ausgang 232 an die Gleichrichter 86, 88 angeschlossen ist.

Fig. 7B zeigt ein spezielles Ausführungsbeispiel der in der Verzögerungsschaltung gemäß Fig. 7A verwendeten veränderlichen Widerstände, wobei gleiche Teile mit den gleichen Bezugszei chen gekennzeichnet sind. Die veränderlichen Wi derstände 206 und 207 können so verwirklicht sein, wie es in Fig. 7B dargestellt ist, wobei ein Transkonduktanz verstärker (beispielsweise von der Firma RCA, Teil Nr. CA3080) als Operationsverstärker benutzt wird. Am posi tiven Eingang dieses Verstärkers liegt entweder D_LR oder D_CS an, und der negative Eingang ist mit dem Verknüp fungspunkt von zwei Widerständen 208 und 210 verbunden. Ein solcher Schaltkreis hat einen maximalen Widerstand, welcher der Summe der beiden Widerstände gleicht, und einen minimalen Widerstand, welcher durch die maximale Verstärkung des Verstärkers bestimmt ist. Ein Anteil der Spannungsdifferenz zwischen dem positiven Eingang und dem Ausgang wird vom Verstärker 212 verstärkt und dem Verbraucher, im vorliegenden Fall einem Kondensator 216 als ein Strom zur Verfügung gestellt. Bei Erhöhen der Steilheit des Verstärkers nimmt die Stärke des dem Ver braucher bei einem bestimmten Spannungsunterschied zwi schen den Knotenpunkten 220 und 222 zugeführten Stroms zu, was den wirksamen Widerstand verringert, der den Ver braucher treibt.

Fig. 7C zeigt das bevorzugte Ausführungsbeispiel zum Än dern der Verzögerung mit der Größe der Dominanzsignale. Bei einem Ersatz der vorstehend aufgezählten Bauelemente 42 bis 68 durch die Schaltung gemäß Fig. 7C wird aus Fig. 1 das bevorzugte Ausführungsbeispiel eines Decoders mit variabler Matrix gemäß der Erfindung. Die veränder liche Verzögerungsschaltung gemäß Fig. 7C ähnelt der in Fig. 7A gezeigten, und gleiche Teile sind in beiden Figuren mit den gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet. Wie im Fall von Fig. 7A werden die beiden Dominanzsignale gleichgerichtet und verstärkt und dann addiert, um an einem Knotenpunkt 218 ein Steuersignal zum Steuern des Widerstandswerts von zwei veränderlichen Widerständen 250 zu erhalten. Statt wie im Fall von Fig. 7A mit einem ein fachen Kondensator verbunden zu sein, sind die Regelwi derstände gemäß Fig. 7C jeweils mit zwei Kondensatoren 254, 258 und zwei Widerständen 256, 260 verbunden. An den Widerstand 260 ist auch das Eingangssignal D_LR oder D_CS angelegt. Da die beiden Wege zur Verzögerung der beiden Dominanzsignale identisch sind, reicht es, die Verzögerung von D_LR zu beschreiben.

Wenn in den Kanalsignalen Richtungsinformation enthalten ist, hat das Steuersignal am Knotenpunkt 218 eine relativ hohe Amplitude. Hierdurch verringert sich der Widerstandswert der regelbaren Widerstände 250, und der Kondensator 254 wird geladen. Der Kondensator 254 hat eine verhältnismäßig kleine Kapazität, so daß seine Spannung rasch auf das Dominanzsignal anspricht. Diese Spannung wird von einem Verstärker 252 weitergeleitet, danach von den Gleichrichtern 82, 84 gleich gerichtet und dann an die Matrixschaltung 100 weitergegeben, wie vorstehend anhand von Fig. 1 beschrieben. Während des Aufladens des Kondensators 254 wird auch ein Kondensator 258 über einen die Widerstände 250, 256 aufweisenden ersten Weg und einen zweiten Weg über den Widerstand 260 aufgeladen. Der Kondensator 258 hat jedoch eine große Kapazität, so daß seine Spannung einen Durchschnittswert des Dominanzsignals anzeigt. Wenn in den Kanälen wenig oder keine Dominanzinformation enthalten ist, sinkt das Steuersignal am Knotenpunkt 218 auf null oder in die Nähe von null. Infolgedessen nehmen die Widerstandswerte der veränderlichen Widerstände 250 einen großen Wert an, so daß diese im wesentlichen offene Strompfade bilden. Der Kondensator 254 wird über den Widerstand 256 rasch entladen, so daß an den Ausgängen 230, 232 die Spannungen an den Kondensatoren 258 in beiden Zweigen des Schaltkreises gemäß Fig. 7C anliegen.

Wenn wenig oder keine Dominanzinformation zur Verfügung steht, hat das Dominanzsignal D_LR im wesentlichen den Wert null oder nahezu null. Folglich wird der Kondensator 258 durch die Widerstände 260 entladen. Wenn also die Kanäle lange genug keine Richtungsinformationen enthalten, werden die Kondensato ren 258 vollständig entla den, was zur Folge hat, daß der Decoder 10 in einen im wesentlichen ungesteuerten Zustand zurückkehrt.

Fig. 7D ist eine Ausführungsform von veränderlichen Wi derständen 250 unter Verwendung eines Transkonduktanzverstär kers 264. Gleiche Bauelemente in den Fig. 7C, 7D sind mit gleichen Bezugszeichen versehen. Der Ausgang des Verstärkers 252 ist zum invertierenden Eingang des Steil heitsverstärkers zurückgeleitet, so daß der Verstärker zu einem steuerbaren Widerstand wird, dessen Widerstandswert sich umgekehrt zu einem am Knotenpunkt 218 anliegenden Steuersignal ändert.

In der vorstehenden Beschreibung wird davon ausgegangen, daß nur zwei Kanalsignale aufgezeichnet und decodiert werden. Es liegt auf der Hand, daß bei einer Aufzeich nung von mehr als zwei Kanalsignalen die Erfindung in ähnlicher Weise die Richtungsqualitäten verbessert. Bei einer Aufzeichnung von mehr als zwei Kanalsignalen kön nen diese paarweise gruppiert werden und jedes Paar in der gleichen Weise behandelt werden wie L_T, R_T in der vorstehenden Beschreibung.

Die Beschreibung ging bisher davon aus, daß die vier Aus gangssignale L′, R′, C′ und S′ an Lautsprecher angelegt werden, die beispielsweise im Kino für den Hintergrund angeordnet sind. Die Erfindung läßt sich aber auch zu Hause verwenden, um eine Wiedergabe entsprechend codier ter Aufzeichnungen über vier Kanäle zu ermöglichen, ein schließlich von Filmen auf Videokassetten oder Video platten oder sonstigen Medien für den Hausgebrauch. Wenn ein geeigneter Satz von G_X-Matrizen gewählt wird, kann der Decoder auch so ausgelegt werden, daß er Signale zur Ansteuerung von Lautsprechern liefert, die in den Ecken eines Raums angeordnet sind. All diese Möglichkeiten der Ausle gung liegen im Rahmen der Erfindung.

Fig. 9 ist ein Blockschaltbild eines Decodersystems mit variabler Matrix und Aufteilung des Frequenzbereichs in zwei Teilbänder gemäß der Erfindung. Wie Fig. 9 zeigt, weist das Decodersystem 400 zwei Decoder 10 auf, die gemäß der Beschreibung von Fig. 1, jedoch modifiziert gemäß Fig. 7C, ausgelegt sein können. Die beiden Kanalsignale L_T, R_T werden je weils durch Übergangsfilter 406 und 408 geleitet. Die bei den Übergangsfilter haben vorzugsweise die gleiche Über gangsfrequenz. Die Frequenzkomponenten von L_T, R_T ober halb der Übergangsfrequenz werden in einen Decoder 402 zur Gewinnung der hochfrequenten Komponenten der Ausgangs signale L′, C′, R′, S′ eingegeben. Die niederfrequenten Komponenten von L_T, R_T, d. h. Komponenten mit Frequenzen unterhalb der Übergangsfrequenz, werden in einen Decoder 404 eingegeben, um die niederfrequenten Komponenten des Ausgangssignals zu gewinnen. Ein Summierer 412 addiert dann die hoch- und niederfrequenten Komponenten von L′, um das Ausgangssignal L′ zu liefern. In ähnlicher Weise addieren jeweils Summierer 414-418 die entsprechenden hoch- und niederfrequenten Komponenten, um die Ausgangs signale C′, R′ und S′ zu schaffen.

In Anwendungsfällen wie beim Kino kann es wünschenswert sein, nur die Richtungsempfindlichkeit von Sprechsigna len von Schauspielern zu verbessern, aber nicht diejenige von Musik oder sonstigen Hintergrundgeräuschen. Sprechsignale liegen typischerweise im niederfrequenten Bereich und sind im allgemeinen für den Mittenlaut sprecher bestimmt. So kann es wünschenswert sein, die Übergangsfrequenz der beiden Filter so zu wählen, daß die für den Mittenlautsprecher bestimmten Signale nur vom Decoder 404 und nicht vom Decoder 402 decodiert werden. Damit werden Sprechsignale und Hintergrundsig nale im Frequenzbereich der Sprechsignale allein vom De coder 404 verarbeitet, um die Richtungswirkungen der Sprechsignale zu verbessern, ohne daß gleichzeitig fälschlicherweise die hochfrequenten Hintergrundsigna le gesteuert werden. Hierdurch entsteht ein wirklichkeits näherer Eindruck der ursprünglichen Szenerie, bei dem die Sprechsignale ursprünglich vorn von der Bühne kommen, während Hintergrundtöne von vielen Richtungen ausgehen.

Die Übergangsfrequenz oder -frequenzen der beiden Filter 406, 408 können je nach den Dominanzbedingungen in L_T, R_T geändert werden. Ein wünschenswertes Ergebnis des Deco dersystems 400 besteht darin, daß die gemeinsame Über gangsfrequenz der beiden Filter am oberen Ende des Fre quenzbandes von Signalen liegt, die für den Mittenlaut sprecher bestimmt sind. Die beiden Kanalsignale werden also einem Detektor 420 zugeführt, der das Frequenzband von für den Mittenlautsprecher bestimmten Signalen wahrnimmt. Der Detektor 420 liefert ein Steuersignal, welches an die beiden Filter angelegt wird, um die Über gangsfrequenz so zu verschieben, daß sie stets im wesent lichen mit dem oberen Ende des Frequenzbandes von für den Mittenlautsprecher bestimmten Signalen zusammenfällt.

Eine vorteilhafte Ausgestaltung der Schaltung gemäß Fig. 9 beruht auf der Erkenntnis, daß bei einer Verschiebung der Übergangsfrequenz der beiden Filter so, daß das in der vorstehend beschriebenen Weise aus den niederfrequen ten Anteilen von L_T, R_T abgeleitete Dominanzsignal D_CS ein großes konstantes Verhältnis (z. B. 10 : 1) zum Domi nanzsignal D_CS hat, welches aus den hochfrequenten An teilen dieser Kanalsignale abgeleitet ist, die meisten der für den Mittenlautsprecher beabsichtigten Signal komponenten in niederfrequenten Bereichen unterhalb der Übergangsfrequenz liegen. Unter diesen Bedingungen fällt die Übergangsfrequenz etwa mit dem oberen Ende des für den Mittenlautsprecher bestimmten Frequenzbandes zusam men.

Da die die Dominanz des Mittenkanals oder des Raumkanals anzeigenden Signale D_CS sowohl für den niederfrequenten als auch für den hochfrequenten Anteil der Kanalsignale ohne weiteres von den Decodern 402 und 404 zur Verfügung stehen, läßt sich das Decodersystem 400 gemäß Fig. 9 leicht durch die Nutzung der bereits von den Decodern gemäß Fig. 10 gelieferten Signale verwirklichen. So lie fert der Decoder 402 ein mit D_HPCS bezeichnetes Dominanz signal, welches die Dominanz, falls vorhanden, in den hochfrequenten Anteilen des Mitten- und Raum kanals anzeigt. Das entsprechende Dominanzsignal für den niederfrequenten Teil, nämlich D_LPCS, wird vom Deco der 404 zur Verfügung gestellt. Das Dominanzsignal D_LPCS wird von einem Dämpfungsglied 432 gedämpft und dann vom Dominanzsignal D_HPCS subtrahiert. Die Differenz wird daraufhin an einen spannungsgesteuerten Verstärker 436 angelegt. Das Dominanzsignal D_LPCS wird durch einen Halbwellengleichrichter und eine Filterschaltung 434 ge leitet, so daß die Verstärkung des Verstärkers 436 durch das Vorhandensein der vorherrschenden Mitte im Signal D_LPCS gesteuert wird. Das Ausgangssignal des Verstärkers 436 wird zu einer konstanten Spannung Vset addiert und dann zum Verschieben der Übergangsfrequenz an die beiden Filter 406, 408 angelegt.

Wenn sich der Frequenzbereich der für den Mittenkanal be stimmten Signale ändert, was eine Änderung der Wer te der beiden Dominanzsignale D_HPCS und D_LPCS verursacht, ändert sich dadurch der Wert des an die Filter 406, 408 angelegten Steuersignals. Das verursacht eine Änderung der Übergangsfrequenz der beiden Filter, wodurch wieder um die Werte der beiden Dominanzsignale geändert werden, um ein konstantes Verhältnis zwischen den beiden Signalen aufrechtzuerhalten. Ein Verhältnis von 10 : 1 zwischen D_LPCS und D_HPCS kann zufriedenstellend sein. Wenn es im niederfrequenten Bereich nur wenig oder kein Vorherr schen der Mitte gibt, so daß das Signal D_LPCS klein ist, wäre es wünschenswert, die Übergangsfrequenz nicht zu verschieben. In diesem Fall ist die Größe des an den Ver stärker 436 angelegten Signals D_LPCS klein, was die Ver stärkung dieses Verstärkers auf null oder nahezu null reduziert, womit die Verschiebung der Übergangsfrequenz aufhört. An die beiden Filter wird eine konstante Span nung Vset angelegt, um die Übergangsfrequenz beim Fehlen der Dominanz von Signalen für den Mittenkanal im nieder frequenten Bereich auf einen bestimmten Wert einzustellen.

Nach dem Decodieren durch die Decoder 402, 404 werden die hochfrequenten und niederfrequenten Teile jedes Ausgangs signals mittels eines der vier Summierer 442-448 addiert, um vier Ausgangssignale L′, C′, R′ und S′ zu liefern. Da bei ist es aus weiter unten angegebenen Gründen vorzuzie hen, sehr niederfrequente Signalkomponenten auf einige der Kanäle zu verteilen. Aus diesem Grund werden die Aus gangssignale L′, C′ und R′ von Filtern 452-456 gefiltert, deren Grenzfrequenzen der eines Tiefpaßfilters 474 ange paßt sind.

Fig. 10 zeigt ein weiteres Merkmal der Erfindung, welches von der Feststellung ausgeht, daß es bei sehr niederfrequen ten Signalen, z. B. Signalen unterhalb 150 Hz, für Hö rer schwierig ist, die Richtungen solcher Signale zu lo kalisieren, selbst wenn diese Signale aus nur einer ein zigen Richtung kommen. Aus diesem Grund besteht keine Notwendigkeit, den Richtungscharakter sehr niederfrequen ter Signale zu steigern. Außerdem können sehr niederfre quente Signale bei Anwendung einer Steuerung auf einen Lautsprecher konzentriert werden und Überlastung hervor rufen. Aus diesen Gründen ist es erwünscht, diese nieder frequenten Signalkomponenten gleichmäßig zu verteilen. Wie Fig. 10 zeigt, werden die Kanalsignale von einem Sum mierer 472 addiert und von dem schon erwähnten Tiefpaß filter 474 mit niedriger Grenzfrequenz (z. B. 150 Hz) gefiltert. Dann werden die sehr niederfrequenten Signal komponenten von einem Dämpfungsglied 476 abgeschwächt und zu den Ausgangssignalen L′, C′, R′ mit Hilfe von Summie rern 482, 484, 486 addiert. Die Abschwächung des Dämp fungsgliedes 476 ist so gewählt, daß die sehr niederfre quenten Signale auf ein Drittel ihres vorhergehenden Ni veaus abgeschwächt werden. So werden die sehr niederfre quenten Signale gleichmäßig auf die Ausgangskanäle L′, C′, R′ verteilt und eine Überlastung eines einzigen Laut sprechers, beispielsweise des Lautsprechers für den Kanal C′, wird vermieden.

Durch das Trennen der sehr niedrigen Frequenzen zum De codieren kann der Frequenzbereich der vom Decoder 10 ge mäß Fig. 1 decodierten Signale begrenzt werden, wenn der Decoder 10 in das System gemäß Fig. 10 eingebaut wird. Aus diesem Grund werden die Kanalsignale zunächst von den Bandpaßfiltern 15 gemäß Fig. 1 gefiltert, ehe sie an die logarithmischen Umsetzer 22, 24 angelegt werden. Hiermit werden die Anforderungen an den Decoder 10 herabgesetzt und die Qualität des Decodierens verbessert.

Claims

1. Decoder zum Decodieren von zwei Kanalsigna len in einem stereophonen Tonübertragungssystem, in welchem vier Eingangssignale, die stereophone Information enthalten, in zwei Kanalsignale codiert sind, umfassend
eine Einrichtung (12, 14, 15, 22) zur Erzeugung eines ersten Dominanzsignals D_LR, das im wesentlichen proportional ist dem Logarithmus des Verhältnisses der Amplituden eines Paares der Kanalsignale L_T, R_T,
eine Einrichtung (12, 14, 15, 16, 18, 24) zum Erzeugen eines zweiten Dominanzsignals D_CS, das im wesentlichen proportional ist dem Logarithmus des Verhältnisses der Amplituden von Summe und Differenz zwischen dem Paar von Kanalsignalen,
eine Einrichtung (42-48, 52-56, 62-68, 82-89) zur Ablei tung von Steuersignalen aus den Dominanzsignalen, und
eine variable Matrixanordnung, die als Reaktion auf die Kanalsignale und die Steuersignale vier Ausgangssignale erzeugt, deren Richtungswirkungen erhöht sind, wobei die variable Matrixanordnung Verstärker mit veränderbarer Verstär kung und lineare Verknüpfungsnetzwerke enthält, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Ableitung von Steuersignalen aus den Domi nanzsignalen vier Steuersignale erzeugt, von denen das erste und das zweite Steuersignal E_L bzw. E_R von dem ersten Domi nanzsignal D_LR abgeleitet werden, das erste Steuersignal E_L den Wert Null aufweist, wenn D_LR kleiner als Null ist, das zweite Steuersignal E_R den Wert Null aufweist, wenn D_LR größer als oder gleich Null ist, das erste Steuersignal E_L einen Wert gleich dem von D_LR in einer ersten Polarität aufweist, wenn D_LR größer als oder gleich Null ist und das zweite Steuer signal E_R einen Wert gleich dem von D_LR in der anderen Polari tät aufweist, wenn D_LR kleiner als Null ist, und wobei das dritte und das vierte Steuersignal E_C bzw. E_S von dem zweiten Dominanzsignal D_CS abgeleitet werden, das dritte Steuersignal E_C einen Wert von Null aufweist, wenn D_CS kleiner als Null ist, das vierte Steuersignal E_S einen Wert von Null aufweist, wenn D_CS größer als oder gleich Null ist, das dritte Steuer signal E_C einen Wert gleich dem von D_CS in einer ersten Pola rität aufweist, wenn D_CS größer als oder gleich Null ist und das vierte Steuersignal E_S einen Wert gleich dem von D_CS in der anderen Polarität aufweist, wenn D_CS kleiner als Null ist, wobei die Ausgangssignale gegeben sind durch wobei V eine Matrix des Typs (1, 5) [1 F_L F_C F_R F_S] ist, G_Lz, G_R, G_C und G_S Koeffizienten-Matrizen des Typs (5, 2) sind, die so ausgewählt sind, daß die Richtungseigenschaften der Ausgangssignale erhöht sind, a und b Konstanten sind und F_L, F_C, F_R und F_S gegeben sind durch:F_L = aF_C = aF_R = aF_S = a

2. Decoder nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Dominanzsignal der Beziehung genügt und das zweite Dominanzsignal der Beziehung genügt wobei L_T, R_T das Paar von Kanalsignalen ist,
P = L_T + R_T, M = L_T - R_T;
a eine Konstante und
k eine kleine Konstante sind.

3. Decoder nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich net, daß der Wert von b ungefähr 0,839 ist, wobei die erste Polarität von D_LR und die erste Polarität von D_CS die negative Polarität sind und die Koeffizienten der G Matrizen etwa sind:

4. Decoder nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Mittelwertbildungsschaltung (42, 44, 46, 48) und einen von einer Schwellwertdetektorschaltung (56) nach Maßgabe der Amplituden der Dominanzsignale gesteuerten Schalter (52, 54) derart, daß ein Mittelwert der Dominanzsignale über eine zurückliegende Zeitperiode an die Matrixanordnung angelegt wird, wenn festge stellt wird, daß die Amplituden der Dominanzsignale unterhalb eines vorbestimmten Schwellwertes liegen, so daß, wenn diese Bedingung erfüllt ist, die Richtungsverbesserungen von dem Mittelwert bestimmt werden.

5. Decoder nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Mittelwertbildungseinrichtung (206, 207, 216) zum Anlegen eines Mittelwertes der Dominanzsignale über eine zurückliegende Zeitperiode an die Matrixanordnung, so daß die Richtungsver besserung der Ausgangssignale durch die Matrixanordnung nach Maßgabe des Mittelwertes erfolgt.

6. Decoder nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittelwertbildungseinrichtung zwei unterschiedliche Zeit konstanten aufweist, von denen eine Zeitkonstante benutzt wird, wenn wenigstens eines der Dominanzsignale eine Amplitude aufweist, die größer als ein Schwellenwert ist, und die andere Zeitkonstante benutzt wird, wenn keines der Dominanzsignale eine Amplitude oberhalb des Schwellenwertes aufweist.

7. Decoder nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittelwertbildungseinrichtung umfaßt:
eine veränderbare Widerstandsanordnung (206, 207; 250), deren Widerstand sich gegenläufig zu den Amplituden der Domi nanzsignale verändert und die zwischen die erste oder die zweite Dominanzsignalerzeugungseinrichtung und die Matrixan ordnung geschaltet ist, und
eine Impedanzanordnung (216, 254, 258), die gemeinsam mit der Widerstandsanordnung ein Tiefpaßfilter bildet.

8. Decoder nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Impedanzanordnung umfaßt:
einen ersten und einen zweiten Kondensator (254, 258), die in Reihe zwischen Masse und einen ersten Punkt in der Ver bindung zwischen der veränderbaren Widerstandsanordnung (250) und der Matrixanordnung geschaltet sind,
wobei die veränderbare Widerstandsanordnung (250) einen Ladeweg für den ersten Kondensator bildet, die veränderbare Widerstandsanordnung (250) und ein erster Widerstand (256) einen Ladeweg für den zweiten Kondensator bilden, und der erste Kondensator (254) eine Kapazität aufweist, die sehr viel kleiner als die des zweiten Kondensators (258) ist, so daß die Spannung über dem ersten Kondensator schneller als die über dem zweiten Kondensator auf Änderungen der Amplituden der Dominanzsignale anspricht und, wenn die Amplituden der Domi nanzsignale ansteigen, hauptsächlich das Ausgangssignal der Mittelwertbildungseinrichtung bestimmt, wodurch ermöglicht wird, daß der Decoder die Dominanzsignale zur Steuerung des Decoders verwendet.

9. Decoder nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch einen zweiten Widerstand (260) zur Entladung des zweiten Kondensa tors (258), derart daß, wenn die Amplituden der beiden Dominanzsignale auf im wesentlichen Null abnehmen, der erste Kondensator (254) über den ersten Widerstand (256) in einer kürzeren Zeit als der zweite Kondensator entladen wird, so daß die Richtungsverbesserung der Ausgangssignale durch die Matrixanordnung im wesentlichen von der Spannung über dem zweiten Kondensator bestimmt wird, bevor der zweite Kondensa tor (258) entladen wurde, und keine Richtungsverbesserung ausgeübt wird, wenn der zweite Kondensator im wesentlichen entladen wurde.

10. Decoder nach Anspruch 1, ferner gekennzeichnet durch
eine Tiefpaßfilteranordnung (474), die Frequenzkomponen ten der beiden Kanalsignale hindurch läßt, die unterhalb einer vorbestimmten Frequenz liegen, und
eine Einrichtung (482-486) zum Addieren eines vorbe stimmten Anteils der von der Tiefpaßfilteranordnung durchge lassenen Komponenten zu jedem der vier Ausgangssignale, so daß die Frequenzkomponenten gleichmäßig unter den Ausgangssignalen verteilt sind.

11. Decoder nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Addieren ein Dämpfungsglied (476), welches die von der Tiefpaßfilteranordnung (474) durchgelas senen Signalkomponenten auf etwa 1/3 des Pegels der nicht abgeschwächten Signalkomponenten dämpft, und vier Summierer (482, 484, 486) aufweist, die die abgeschwächten Signalkomponen ten zu jedem der vier Ausgangssignale des Decoders addieren.