DE3607610A1

DE3607610A1 - Decoder

Info

Publication number: DE3607610A1
Application number: DE19863607610
Authority: DE
Inventors: Ioan R. San Francisco Calif. Allen; Mark F. Pacificia Calif. Davis; Douglas Evan Menlo Park Calif. Mandell; Craig C. Muir Beach Calif. Todd
Original assignee: Dolby Laboratories Licensing Corp
Current assignee: Dolby Laboratories Licensing Corp
Priority date: 1985-03-07
Filing date: 1986-03-07
Publication date: 1986-09-18
Anticipated expiration: 2006-03-08
Also published as: GB2174275A; US4799260A; IT8619656A0; CA1284112C; GB2174275B; JP2824642B2; NL192656B; FR2578707B1; AU594939B2; AU5436586A; GB2208780B; CN1013822B; AU611337B2; DE3607610C2; CN86102314A; NL192656C; AU4791490A; GB2208780A; NL8600595A; IT1207068B

Description

O* · 0

Patentanwälte ■ Europ'ean Patent Attorneys

MÜNCHEN

D26 P45 D

DOLBY LABORATORIES LICENSING CORPORATION San Francisco, CaI., U.S.A.

Decoder

Prioritäten: 7. März 1985

26. Februar 1986 U.S.A. - Serial No. 708,982 U.S.A. - Serial No. 833,120

• t » ύ t

* if β · γ* S

Beschreibung Decoder

Die Erfindung betrifft ein Richtungsinformationssystem, bei dem eine Anzahl von Eingangssignalen zur Aufzeichnung oder übertragung in einem Medium in zwei oder mehr Kanalsignalen codiert wird und die Kanalsignale in eine Anzahl von AusgangsSignalen entsprechend den Richtungsinformationseingangssignalen decodiert werden. Der Decoder gemäß der Erfindung decodiert die zwei oder mehr Kanalsignale so, daß Richtungswirkungen gesteigert werden.

Bei der Quadrophonie sind die Lautsprecher um die Hörer herum an vier Stellen horizontal im Abstand voneinander angeordnet, um den Eindruck des ursprünglichen Programms mit vollem horizontalem Umgebungsschall zu erwecken. Bei einigen Quadrophoniesystemen sind die Lautsprecher in den vier Ecken des Raums angeordnet, während sie bei anderen, beispielsweise im Kino nicht alle in den Ecken plaziert sind. Stattdessen können sie links und rechts in den vorderen Ecken des Kinos, in der Mitte der Bühne und um die Rückwand des Kinos verteilt vorgesehen sein. Die vorn in der linken und rechten Ecke angeordneten Lautsprecher werden nach wie vor als linker und rechter Lautsprecher bezeichnet, während die in der Mitte der Bühne vorn im Kino vorhandenen als Mittenlautsprecher oder Centrallautsprecher und die an der Rückwand als sogenannte Umgebungs- oder Atmosphärenlautsprecher, kurz auch als Saallautsprecher bekannt sind. Wenn die über diese Lautsprecher wiedergegebene Aufzeichnung einen realistischen Eindruck des ursprünglichen Programms wiedergeben soll, muß die Aufzeichnung Richtungsinformationen enthalten. Bei einigen Quadraphoniesystemen werden tatsächlich vier gesonderte Eingangskanäle aufgezeichnet. Dies ist· als das sogenannte 4-4-4-Format bekannt. Das andere allgemeine Übertragungsverfahren, welches als 4-2-4 bezeichnet wird, verwendet eine Art von

Matrixcodierung der vier Schalleingangskanäle in zwei Kanäle, beispielsweise die beiden herkömmlichen Stereoaufzeichnungskanäle, die dann bei der Wiedergabe in vier Hörausgangskanäle decodiert werden. Da bei den 4-2-4-Tonsystemen die vier Richtungshöreingangssignale mittels des Coders in zwei Kanalsignale umgewandelt werden, geht ein Teil der Richtungsinformation verloren, so daß der Decoder die Signale nicht vollkommen identisch mit den ursprünglichen Richtungshöreingangssignalen wiedergeben kann. Infolgedessen kann die Richtungswirkung des quadrophonischen Systems durch das Übersprechen zwischen benachbarten Kanälen und dem wiedergegebenen Tonsignal stark geschmälert werden.

Es sind zahlreiche Versuche unternommen worden, um die Richtungswirkungen bei quadrophonischen 4-2-4-Systemen zu verbessern. Bei einem als "Verstärkungsreiten" (gain riding) bezeichneten Verfahren wird der Nettoschallpegel jedes der vier Lautsprecher ohne Einstellung der relativen Beiträge der beiden Kanalsignale zur Verminderung des Übersprechens eingestellt. Bei einer anderen Methode, der sogenannten "variablen Matrixmethode" werden die vier den vier Lautsprechern zugeführten Ausgangssignale durch bestimmte mathematische Berechnungen abgeleitet, die an den beiden Kanalsignalen vorgenommen werden, um die relativen Beiträge der beiden Kanalsignale zu ändern, damit die Auswirkung des ÜberSprechens verringert werden kann.

In US-PS 3 825 684 ist ein variabler Matrixdecoder offenbart, mit dem die Richtungswirkungen eines vier Kanäle umfassenden Wiedergabesystems verbessert werden, bei dem die Lautsprecher in den vier Ecken des Raums angeordnet sind. Zu dem Decoder gehört eine Steuereinheit, die den Phasenunterschied zwischen den beiden Kanalsignalen wahrnimmt und zwei Steuersignale erzeugt, nämlich eins zum Steuern der Trennung zwischen den beiden vorderen Ausgängen und ein zweites zum Steuern der Trennung

der beiden hinteren Ausgänge. Die beiden Steuersignale werden außerdem benutzt, um den Pegel der vorderen Ausgangssignale gegenüber den hinteren Ausgangssignalen zu steuern. In Fig. 10 dieser Patentschrift ist z. B. gezeigt, wie die Trennung zwischen den beiden vorderen Ausgängen durch die Verstärkung f eines variablen Verstärkers 122 gesteuert wird, die umgekehrt zur Größe der Phasendifferenz zwischen den beiden Kanalsignalen L und R zu variieren scheint. Die Trennung zwischen den beiden hinteren Ausgängen wird durch die Verstärkung b eines variablen Verstärkers 127 gesteuert, die direkt mit der Größe der Phase zwischen L und R zu variieren scheint.

Aus US-PS 3 944 735 geht ein System zur Richtungsverbesserung hervor, welches gemeinsam mit vorhandenen Matrixdecodern verwendet wird, um die Richtungswirkungen der Ausgangssignale dieser Decoder zu steigern. Es enthält keinen eigentlichen 2-4-Matrixdecoder. Stattdessen werden mit diesem System die vier von einem vorhergehenden quadrophonischen Matrixdecoder erhaltenen Ausgangssignale modifiziert, um den Richtungsinhalt der Signale aufzubessern, ehe sie den Lautsprechern zugeführt werden. Das System weist einen Detektor auf, der 6, 8 oder 10 Richtungssteuersignale erzeugt, indem er Hüllen bestimmter Signale vergleicht, die von festen Matrizen aus den Kanalsignalen abgeleitet werden. Der Detektor erzeugt diese Steuersignale unter Anwendung automatischer Verstärkungssteuerung, um die Abhängigkeit vom Signalpegel zu vermeiden. Gemäß dieser Patentschrift wird ein Prozessor verwendet, der anhand der Steuersignale die Koeffizienten einer Modifiziermatrix erzeugt, sowie ein Matrixmodifizierer, der die vier Ausgangssignale des vorhergehenden Matrixdecoders durch Modifizieren der Matrix modifiziert.

Bei vielen Anwendungsfällen der Quadrophonie, z. B. im Kino kann es erwünscht sein, die Richtungswirkungen nur

I * «ι · · M β

• /(If·: :

für Schall innerhalb bestimmter Frequenzbereiche aufzubessern, beispielsweise für den Sprechfrequenzbereich. Wenn bei einem quadrophonisehen Breitbandsystem die niederfrequente Information, z. B. die Sprache aus einer bestimmten Richtung kommt und der Hintergrundsschall von hoher Frequenz, z. B. Wind in allen Richtungen auftaucht, kann es vorkommen, daß der hochfrequente Hintergrund ebenso wie die niederfrequenten Sprechsignale alle in Richtung der Sprache gelenkt werden. Dadurch entstehen Schalleindrücke, die vom ursprünglichen Programm abweichen und unerwünscht sind. Deshalb wäre es wünschenswert, ein System mit Bandspaltung vorzusehen, bei dem das vorstehende Problem abgeschwächt ist.

Keins der vorstehend genannten Systeme zur Richtungsverbesserung für 4-2-4-Quadrophoniedecoder ist vollkommen zufriedenstellend. Deshalb ist es wünschenswert, Systeme zu entwickeln, die bei einfacherer Schaltung bessere Möglichkeiten zur Richtungsaufarbeitung bieten.

Mit dem Decoder gemäß der Erfindung werden mindestens zwei Kanalsignale in einem Richtungsinformationssystem decodiert, in welchem mindestens vier Eingangssignale, welche Richtungsinformationen enthalten, in den zwei oder mehr Kanalsignalen codiert worden sind. Zu dem Decoder gehört eine erste Einrichtung, die mindestens ein erstes dominierendes Signal erzeugt, welches im wesentlichen zum Logarithmus des Verhältnisses der Amplituden eines Paares der Kanalsignale proportional ist. Diese erste Signalerzeugereinrichtung des Decoders stellt beispielsweise zwischen dem Paar der Kanalsignale fest, ob die Amplitude eines Signals diejenige des anderen beherrscht. Der Decoder weist außerdem eine zweite Einrichtung auf, die mindestens ein zweites dominierendes Signal erzeugt, welches im wesentlichen proportional ist zum Logarithmus des Verhältnisses der Amplituden der Summe und der Differenz zwischen dem genannten Kanalsignalpaar. Die zweite Signalerzeugereinrichtung stellt

z. B. zwischen zwei Signalen, von denen eins der Summe des Kanalsignalpaares und das andere der Differenz zwischen ihnen gleicht, fest, ob die Amplitude des einen Signals die andere beherrscht. Der Decoder weist ferner eine Matrixeinrichtung auf, die auf die zwei oder mehr Kanalsignale und die mindestens zwei dominierenden Signale der beiden Signalerzeugereinrichtungen unter Erzeugung einer Anzahl von Ausgangssignalen anspricht. Wenn die erste Signalerzeugereinrichtung oder die zweite Signalerzeugereinrichtung feststellt, daß ein Kanalsignal das andere beherrscht oder die Amplitude der Summe dieser Kanalsignale über deren Differenz dominiert, oder umgekehrt, werden die erzeugten dominierenden Signale benutzt, um das Richtungsinformationssystem über die Matrixeinrichtung so zu lenken, daß die Richtungsauswirkungen in den Ausgangssignalen verbessert werden.

Aufgrund der Feststellung der Dominanz zwischen Paaren von Kanalsignalen und zwischen der Summe und der Differenz zwischen diesen beiden Signalen in jedem dieser Paare als Verhältnisse zwischen deren Amplituden ist die Wahrnehmfähigkeit des Decoders nicht an ein gegebenes Bezugsniveau gebunden. Stattdessen kann der Decoder Richtungsinformationen in den beiden oder mehr Kanalsignalen, wie vorstehend beschrieben, selbst bei sehr niedrigen Signalpegeln feststellen. Durch die Wahrnehmung der Dominanz zwischen Signalpaaren in Form von Logarithmen der Amplitudenverhältnisse läßt sich die Dominanz zweckmässigerweise in Dezibel ausdrücken.

Wenn alle Kanalsignale von solcher Art sind, daß keine signifikante Dominanz zwischen ihnen oder zwischen der Summe und der Differenz zwischen Paaren von Kanalsignalen festgestellt wird, wird zum Aufrechterhalten des vorhergehenden Lenkungs- oder Steuermusters eine Verzögerungsschaltung im Decoder angesteuert, die eine große Zeitkonstante hat. Der spezielle Algorithmus der im Decoder gemäß der Erfindung verwendeten Matrixeinrichtung

• Jb- \ I :*

bewirkt eine Verringerung des Übersprechens und weckt einen wirklichkeitsnahen Eindruck hervor, daß die Richtungsinformationen aus den richtigen Winkelpositionen kommen.

Gemäß der Erfindung werden ferner die Kanalsignale jeweils durch eine Trenneinrichtung in einen hochfrequenten Anteil, der Frequenzkomponenten oberhalb einer Trennfrequenz hat, und einen niederfrequenten Anteil geteilt, der Frequenzkomponenten unterhalb der Trennfrequenz hat. Die hochfrequenten Anteile der Kanalsignale werden von einem ersten Decoder und die niederfrequenten Anteile der Kanalsignale von einem zweiten Decoder decodiert. Die entsprechenden Ausgangssignale der beiden Decoder werden dann addiert, um die Gesamtausgangssignale zu ergeben. Der Frequenzbereich der für einen bestimmten Ausgangskanal bestimmten Signale wird wahrgenommen. Dann wird die Trennfrequenz wenn nötig geändert, so daß sie mit dem oberen Ende dieses Frequenzbereichs zusammenfällt. Das ermöglicht es, Signalkomponenten im Frequenzbereich des jeweiligen Ausgangskanals und darunter anders zu lenken als Signalkomponenten höherer Frequenzen. Auf diese Weise können Sprechsignale und Hintergrundschall im Sprechfrequenzbereich getrennt vom hochfrequenten Hintergrundschall gesteuert werden.

Im bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist das oben beschriebene Merkmal wie folgt verwirklicht. Die Amplituden der hochfrequenten Anteile der zwei oder mehr Kanalsignale werden mittels einer Vergleichseinrichtung verglichen, die ein erstes Dominanzsignal erzeugt, welches anzeigt, ob die für den bestimmten Ausgangskanal beabsichtigten Signale die für die anderen Kanäle bestimmten Signale bei Frequenzen oberhalb der Trennfrequenz dominieren. Die Vergleichseinrichtung vergleicht außerdem die niederfrequenten Anteile der Kanalsignale und erzeugt ein zweites Dominanzsignal, welches anzeigt, ob die für den bestimmten Ausgangskanal

do *** ο · * -j I

beabsichtigten Signale die für die anderen Kanäle bestimmten Signale bei Frequenzen unterhalb der Trennfrequenz dominieren. Die zwei Dominanzsignale werden von einer zweiten Vergleichseinrichtung verglichen, die ein Ausgangssignal zum Steuern der Trenneinrichtung liefert. Folglich schwankt die Trennfrequenz der Trenneinrichtung so, daß die Amplitude des zweiten Dominanzsignals ein im wesentlichen konstantes großes Verhältnis gegenüber der des ersten Dominanzsignals innehat.

Ein weiteres Merkmal der Erfindung beruht auf der Feststellung, daß die niederfrequenten Komponenten der Kanalsignale einfach gleichmäßig zwischen zwei oder mehreren der Decoderausgänge, z. B. dem linken, mittleren und rechten Ausgangskanal verteilt werden können. Zu diesem Zweck werden die niederfrequenten Komponenten der Kanalsignale von einem Tiefpaßfilter in einer gesonderten Bahn parallel zum veränderlichen Matrixdecoder weitergeleitet und Teile derselben dann einfach gleichmäßig zu den Ausgängen des Decoders addiert.

Im folgenden ist die Erfindung mit weiteren vorteilhaften Einzelheiten anhand schematisch dargestellter Ausführung sbei spie Ie näher erläutert. In den Zeichnungen zeigt:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Decodersystems zur Erläuterung der Erfindung;

Fig. 2A ein Schema der hypothetischen Stellungen von vier Lautsprechern zur Erläuterung der Kurven gemäß Fig. 2B, 3 und 4;

Fig. 2B eine graphische Darstellung von vier Kanalausgängen als Funktion der Richtungsinformationen in den beiden Kanaleingangssignalen;

Fig. 3 eine graphische Darstellung der Schwankung der Steuerspannungen als Funktion der Richtungsinformationen in den Kanalsignalen; Fig. 4 eine graphische Darstellung des Abweichwinkels zwischen dem wahrgenommenen Winkel und der Rieh-

tung der Kanalausgänge aufgetragen über den codierten Richtungen der Informationen;

Fig. 5A und 5B ein Blockschaltbild bzw. Schaltschema für zwei alternative Schaltkreise, die den Logarithmus des Verhältnisses der Amplituden der beiden Signale liefern;

Fig. 6 ein Schaltschema einer Schwellendetektorschaltung des Decoders gemäß Fig. 1;

Fig. 7A ein Schaltschema einer variablen Verzögerungsschaltung für den Decoder gemäß Fig. 1;

Fig. 7B ein SchaItschema einer speziellen Anwendung der Verzögerungsschaltung gemäß Fig. 7A;

Fig. 7C ein Schaltschema einer variablen Verzögerungsschaltung für den Decoder gemäß Fig. 1 zur Erläuterung des bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung;

Fig. 7D ein Schaltschema einer speziellen Anwendung der Verzögerungsschaltung gemäß Fig. 7C;

Fig. 8 ein Blockschaltbild einer Matrixschaltung für einen Decoder mit variabler Matrix zur Erläuterung eines alternativen Ausführungsbeispiels der Erfindung;

Fig. 9 ein Blockschaltbild eines Decoders mit variabler Matrix und Bandspaltung zur Darstellung eines weiteren Merkmals der Erfindung;

Fig. 10 ein detaillierteres Blockschaltbild eines Decoders mit variabler Matrix und Bandspaltung zur Erläuterung einer Ausführungsform des Decoders gemäß Fig. 9 und eines weiteren Merkmals der Erfindung.

In Fig. 1 ist ein Decoder mit variabler Matrix als Blockschaltbild dargestellt, der gemäß der Erfindung die Richtungswirkungen der decodierten Signale verbessern soll. Abgesehen von dem noch zu beschreibenden Verzögerungsmerkmal zeigt Fig. 1 das bevorzugte Ausführungsbeispiel der Erfindung. Wie aus Fig. 1 hervorgeht, weist der Decoder 10 Puffer 12, 14, Summierer 16, 18 und dif-

ferentielle logarithmische Umsetzer 22 und 24 auf. Zwei Signale L_ und R„, stellen zwei Kanalsignale dar, die in einem nicht gezeigten Coder aus vier Signalen so abgeleitet wurden, daß die beiden Kanalsignale mit den Richtungen der vier Eingangssignale in Beziehung stehende Richtungsinformationen enthalten. Das hier beschriebene bevorzugte Ausführungsbeispiel spricht am besten an, wenn vier Eingangssignale L, C, R und S so codiert wurden, daß die L-Signale von L_T, die R-Signale von R_T, die P- oder L_T + R_,-Signale von phasengleichen Komponenten in L_T und R_T und M- oder L₁₃, - R_T~Signale von phasenverschobenen Komponenten in L_ und R_T getragen sind.

Wie aus Fig. 1 hervorgeht, werden die beiden Kanalsignale über die Puffer 12, 14 Bandpaßfiltern 15 zugeleitet und dann an den differentiellen logarithmischen Umsetzer 22 angelegt (in welchem die gefilterten Signale von Gleichrichtern 102, 104 gemäß Fig. 5A, 5B gleichgerichtet werden) . Ein kleiner Bruchteil k der Größe des Signals L₁-wird zur Größe R_T addiert, und ein kleiner Bruchteil k der Größe des Signals R wird zur Größe von L_T addiert. Der Ausdruck D_LR wird entsprechend dem Ausdruck im Umsetzer 22 errechnet. Der Grund für das absichtsvolle Einführen geringer übersprechsignale wird weiter unten klar.

Nach dem Filtern werden die Kanalsignale auch an die Summierer 16, 18 angelegt, von denen der Summierer 16 ein Ausgangssignal P liefert, welches der Summe der beiden Kanalsignale gleicht, während der Summierer 18 ein Ausgangssignal M liefert, welches der Differenz zwischen den beiden Kanalsignalen gleicht/ die Ausgangssignale werden dann an den logarithmischen Umsetzer 24 angelegt. Ein kleiner Bruchteil k der Größe des Signals M wird zur Größe von P addiert und ein kleiner Bruchteil k der Größe des Signals P zur Größe von M. Der Wert D_cg wird dann anhand des Ausdrucks im Umsetzer 24 berechnet.

Die Umsetzer 22 und 24 liefern also die Ausgangssignale ⁰LR ^bzw· ^Dcs* ^In ^^er f°l9^en<^^en Erläuterung werden die eingeführten kleinen übersprechsignale zunächst ignoriert. Das Ausgangssignal D_LR ist also der Logarithmus der Base a, wobei a eine Konstante ist, des Verhältnisses der Amplituden von L zu R~, und D_cg gleicht dem Logarithmus der Base a des Verhältnisses zwischen der Amplitude der Summe P von L und R„ und der Amplitude von deren Differenz M. Die Signale D-_R und D-,- sind Maße, ausgedrückt als Amplituden, der Dominanz zwischen L_T und R_ und zwischen deren Summe und Differenz und werden nachfolgend als Dominanzsignale bezeichnet.

Wenn eines der Signale R-,, M sehr klein wird, kann eins oder mehrere der Domihanzsignale, die logarithmische Verhältnisse mit R^ und M in den Nennern sind, theoretisch sehr groß werden. Praktisch liegt allerdings in den meisten Decodern Rauschen vor, und diese Störungen werden zu den Signalen R„, M in den Nennern der Verhältnisse addiert, um die Dominanzsignale D-_R, D zu bestimmen. Anders ausgedrückt, das im Decoder vorhandene Rauschen bestimmt die Merkmale der Richtungssteuerung des Decoders. Da das Rauschen willkürlich sein kann, werden dadurch die Steuermerkmale von willkürlichen Faktoren beeinflußt, was unerwünscht ist. Das gleiche gilt, wenn die Signale L , P sehr klein sind. Um eine solche unerwünschte willkürliche Lenkung zu vermeiden, werden geringe Übersprechsignale mit Absicht eingeführt. Wenn also L_T, R_T, P oder M sehr klein ist, liegt das entsprechende Dominanzsignal nahe beim Verhältnis +log k. Als Wert von k kann dabei ca. 0,1 zufrieden-

stellend sein.

Für das Signal D_„ liegt eine Verzögerungsschaltung in Form eines Widerstands 42 und Kondensators 44 vor, während ein Widerstand 46 und Kondensator 48 eine Verzögerungsschaltung für das Signal D_cg bildet. Die beiden Verzögerungsschaltungen werden mittels Schaltern 52,

ein- oder ausgeschaltet, die von einer Schwellendetektorschaltung 56 gesteuert sind. Die Aufgaben dieser Verzögerungsschaltungen, Schalter und der Schwellenschaltung werden nach der Beschreibung der Betriebsweise des Decoders 10 näher erläutert. Für das Signal D__R ist eine Glättungsschaltung aus einem Widerstand 62 und Kondensator 64 vorgesehen und für das Signal D_cg eine Glättungsschaltung aus einem Widerstand 66 und einem Kondensator 68. Bei einem Ausführungsbeispiel hat jede dieser beiden Glättungsschaltungen eine Zeitkonstante von ca. 20 Millisekunden .

Nach dem Glätten durch die Glättungsschaltung wird das Signal D zwei Halbwellengleichrichtern 82, 84 mit entgegengesetzten Polaritäten zugeführt. Wenn L_T eine grössere Amplitude hat als R , wird das Signal D-_R vom Gleichrichter 84 gesperrt, aber vom Gleichrichter 82 durchgelassen. Das vom Gleichrichter 82 durchgelassene Signal wird dann von einem Inverter 89 invertiert und ergibt das Signal E^. Wenn umgekehrt R™ eine größere Amplitude hat als L_T, wird das Signal D_LR vom Gleichrichter 84 durchgelassen, aber vom Gleichrichter 82 gesperrt. Auf diese Weise liefern die beiden Gleichrichter 82 und 84 zwei Richtungssteuersignale E_T und E_x,. Hierbei han-

Jj K

delt es sich um den umgekehrten Wert des Dominanzsignals D_ρ, wenn dieses positiv ist, und um diesen Wert, wenn es negativ ist. Durch Invertieren des Ausgangssignals des Gleichrichters 82 bei einem positiven Wert für D__R sind beide Steuersignale E₁., E_n negative Signale. In

Xj £\

ähnlicher Weise liefern Halbwellenglexchrichter 86, 88 von entgegengesetzter Polarität und ein mit dem Gleichrichter 86 verbundener Inverter 89 negative Richtungssteuersignale E_ und E_ aus dem Dominanz signal D_,_o nach dessen Glättung, wobei E„ dem Wert von D^ entspricht, wenn dies Signal negativ ist, und E_g dem umgekehrten Wert von D , wenn dieses Signal positiv ist.

Die Dominanzsignale D_LR und D_cg und die RichtungsSteuersignale E₁. , E,-,, E₀ und E₀ sind kurz zusammengefaßt von

Jj L. K O

folgender Art:

⁰LR ^{= l09}a

CS

worin P = L₁ + R_T, M = L_T - R₁₃, und k = eine Konstante, die viel kleiner ist als 1, wobei a eine Konstante ist

^Er =

0;

⁰LR'

cs-

0;

0; D_cs^o

Der Algorithmus zum Ableiten der vier Ausgänge L¹, R¹, C und S¹ aus den Richtungssteuersignalen E., Ep, E_R, E_ und die beiden Kanalsignale sollen nunmehr näher erläutert werden. Jedes der beiden Signale R₁- und L_T wird mit einer ersten Konstante multipliziert, erhoben zur Potenz entsprechend einer zweiten Konstante b, mal eines der Steuersignale E₁., E_n, E-, oder E₀. Als erste Konstante kann zweckmäßigerweise a gewählt werden, die Base der logarithmischen Umsetzer 22, 24, wobei erwähnt sei, daß stattdessen auch andere Konstanten gewählt werden können. Die exponentiellen Ausdrücke in den Multiplikationen lassen sich wie folgt bestimmen:
F_x = a^b'^EX, worin X = L, R, C oder S.

Ein Vektor V wird bestimmt durch |1 F- F-, F_ F₀ 7 · Dann ergibt sich der Ausgang L¹ durch folgende Gleichung:

A3·

VXG₁ X

R_

- L¹

worin G_T eine 5x2 Matrix ist. Ähnlich werden die Ausgänge C, R¹ und S¹ durch folgende Gleichungen bestimmt:

V	X	^GR	X	^lt
				^RT
V	X	^Gc	X	^lt
				>
V	X	^Gs	X

S¹

Fig. 8 ist ein Blockschaltbild einer Matrixschaltung 300 für einen Decoder und zeigt ein alternatives Ausführungsbeispiel der Erfindung, welches eine unmittelbare Ausführung der vorstehenden Matrixgleichungen ist. Während die Matrixschaltung 300 gemäß Fig. 8 die Arbeitsweise der Erfindung deutlicher in Form der obigen Matrixgleichungen zeigt, ist sie nicht so vorteilhaft wie die Matrixschaltung 100 gemäß Fig. 1, und zwar aus folgenden Gründen. Aus Fig. 8 geht unter Hinweis auf Fig. 1 hervor, daß die vier Richtungssteuer signale E,., E_, E_R und Eg von den Gleichrichtern 82-88 jeweils an eine Multiplizierschaltung 302, 304, 306, 308 angelegt werden, wo sie jeweils mit einer Konstante b multipliziert und dann an vier Potenzierschaltungen 312, 314, 316, 318 angelegt werden, wo sie mit einer Base a potenziert werden, bei der es sich zweckmäßigerweise um die gleiche Base wie bei den logarithmischen Umsetzern 22, 24 handelt. Die Potenzierschaltungen 312-318 liefern Ausgange F_T, F

an eine Matrixmultiplizierschaltung 320, welche

die Multiplikation V χ G„ durchführt, worin X entweder

• rtf U „

L, C, R oder S ist. Die Matrixmultiplizierschaltung 320 liefert Ausgangssignale, welche die an die vier Ausgänge anzulegenden Anteile der Kanalsignale bestimmen. Diese Signale werden an vier Quadrantenmultiplizierschaltungen 322, 324, 326, 328 angelegt, wo sie mit L^, R multipliziert werden, um die vier Ausgänge L¹, C, R¹, S¹ zu ergeben.

Aus der vorstehenden Beschreibung geht hervor, daß die Matrixschaltung 300 den Matrixgleichungen für die vier Ausgänge dicht folgt. Allerdings ist die Matrixschaltung 300 im Vergleich zu der unten zu beschreibenden Matrixschaltung 100 gemäß Fig. 1 nicht so vorteilhaft, da sie vier Quadrantenmultiplizierschaltungen aufweist, die kompliziert und teuer sind. Im Fall von Fig. 1 hingegen brauchen die Multiplizierschaltungen 71-78 nur zwei Quadrantenmultiplizierschaltungen zu sein.

Die Matrixmultiplikationen in den obigen Decodiergleichungen werden auch vom Decodersystem 10 gemäß Fig. 1 durchgeführt. Statt getrennte Potenzierschaltungen 312-318 und Multiplizierschaltungen 322-328 zu benutzen, können nunmehr die beiden Funktionen kombiniert werden. Durch die Verwendung von Multiplizierschaltungen oder spannungsgesteuerten Verstärkern, deren Verstärkung zur Potenz einer angelegten Steuerspannung proportional ist, kann diese Potenzierung in den Multiplikationsprozeß eingeschlossen werden. Ein solcher exponentiell ansprechender, spannungsgesteuerter Verstärker steht von der Firma Phillips unter der Nummer TDA1074A zur Verfügung.

Gemäß Fig. 1 weist die Matrixschaltung 100 acht Multiplizierschaltungen 71-78 auf, die jeweils zwei Eingänge haben. Das Kanalsignal L wird an die Multiplizierschaltungen 71-74 angelegt und das Kanalsignal R„ an die Eingänge der Multiplizierschaltungen 75-78. Die Richtungssteuersignale E_, E„ werden dann an die restlichen Eingänge der Multiplizierschaltungen 74, 78 bzw. 72, 76

angelegt. Die Multiplizierschaltungen 71, 72, 73, 74 multiplizieren L_T mit F_L, P_g, F_R bzw. F_c und die Multiplizierschaltungen 75, 76, 77, 78 multiplizieren R_T mit ^FL' ^FS' ^FR ^bzw· ^Fc* ^{Die Multi}P^{lizierscnaltun}g^en 71-78 multiplizieren die beiden Kanalsignale L , R_T mit Signalen, die potenzierte Funktionen der Richtungssteuersignale Ε_τ , Ε~, E-,, E₀ sind, um acht Produktsignale an die

JLj l_ K O

Ausgangsmatrixschaltung 90 zu liefern. Die beiden Kanalsignale L_T und R_ werden auch an die Ausgangsmatrixschaltung 90 angelegt, die daraufhin eine gewichtete Summe der zehn Signale in Übereinstimmung mit den vorstehenden Decodiergleichungen erzeugt, um vier Ausgänge L¹, C, R¹, S¹ zu liefern, die dann die Ausgangssignale des Decoders 10 sind.

In den vorstehenden Matrixgleichungen liefert die Matrix V Richtungsinformationen, die aus den beiden Kanalsignalen L_T, R_T in der vorstehend beschriebenen Weise abgeleitet sind. Vier Matrizen G_T , G„, G-,, G„ bestimmen, wie

J_l K C b

diese Informationen zur Verbesserung der Richtungseigenschaften der Ausgangssignale benutzt werden, wobei diese vier Matrizen nachfolgend als G_v-Matrizen bezeichnet sind, worin X für L, R, C oder S steht. Da ein Teil der Richtungsinformationen beim Codieren verlorengeht, reichen die in L , R_ und in der Matrix V enthaltenen Richtungsinformationen nicht aus, um die Richtungseigenschaften der Ausgänge L¹, R¹, C, S¹ vollständig zu bestimmen. Bei von der Matrix V gegebener gleicher Richtungsinformation können also die vier Ausgänge einen Bereich von Werten annehmen. Die G -Matrizen schränken jeden Ausgang auf nur einen einzigen Wert ein, der einem gegebenen Wert für jede der Komponenten der Matrix V entspricht. Ferner bestimmen und steuern die G_v-Matrizen die Richtungsschallwirkungen der vier Ausgänge.

Aus der obigen Beschreibung wird klar, daß weitere Bedingungen festgesetzt werden müssen, um die Werte der vier Ausgänge bei von der Matrix V gelieferten bestimmten

β * ο

2δ

Richtungsinformationen vollständig zu definieren. Diese Bedingungen lassen sich dadurch festlegen, daß die Anteile von L_, und R_,, die an jedem der vier Ausgänge bei bestimmten Werten von L_, R , P oder L^+R™ und M oder L„-R_T vorhanden sind, spezifiziert werden. Durch diese Bedingungen werden die Koeffizienten der Gy-Matrizen so festgelegt, daß die obigen vier Matrixgleichungen unter Verwendung solcher Gy-Matrizen die gewünschten Anteile von L_T, R_ an den Ausgängen bei den jeweiligen Werten von L_, R™, P, M liefern. Beim bevorzugten Ausführungsbeispiel werden diese Bedingungen mittels der folgenden Matrixgleichung festgelegt:

Q χ G_x = Η_χ , worin X entweder L, R, C oder S ist und Q eine 5x5 Matrix sowie Η_χ 5 χ 2 Matrizen.

Es folgt ein Satz von H_v-Matrizen, die die Anteile von L_ und IL in den vier Äusgangskanälen entsprechend fünf

_r, P, M angeben:

Sätzen von Werten für L_T,

ff

1 /6

- 1

1 _1_

Je Je

i ι Je Je~

JL

Die fünf Sätze von Werten für L_,, R₁-, P, M sind wie folgt:

- 1 v/3*

- 1

1. Die Größen von L-, und R„ sind gleich, ebenso wie von P, M. Folglich F_v = 1, worin X entweder L, R, C oder S.

Die V-Matrix ist [j 1 1 1 1J . Dies ist als ungesteuerte Bedingung bekannt, da V keine RichtungsSteuerinformation enthält.

2. L_T ist ungleich null, und R_T ist null, und P, M haben gleiche Amplituden. Dies läßt sich als Steuern nach links bezeichnen. Die V-Matrix ist [i O 1 1 ij .

3. L_T+R ist ungleich null, und I^-R^, ist null. L_T, R_T haben gleiche Amplituden. Die V-Matrix ist [i 10 1 λ]

4. R_ ist ungleich null, und L_T ist null. Dies läßt sich als Steuern nach rechts bezeichnen. Die V-Matrix ist [1110 1].

5. L-R ist ungleich null, aber L^+R™ ist null. L_T und R~ haben die gleichen Amplituden. Die V-Matrix ist [1 1 1 10].

Die Q-Matrix wird durch Anordnen der vorstehenden fünf V-Matrizen übereinander wie folgt gebildet:

1	1	1	1	1
1	O	1	1	1
1	1	O	1	1
1	1	1	O	1
1	1	1	1	O

G₁ läßt sich dann aus der Gleichung QxG-. = H₁ ableiten, worin die Koeffizienten von H₁. die vorstehend auf-

JLj

geführten Werte annehmen. Die erste Reihe von H- sind also die Anteile von L_T und R_, die im L'-Ausgang während der ungesteuerten Bedingung vorhanden sind, oder L¹ = 1/\|"2 L_T + 0R_T, und das ergibt L¹=^/^. Die zweite Reihe von H- sind die Anteile von L^₁, R , die im L'-Ausgang während der oben genannten zweiten Bedingung vorhanden sind, so daß L¹ = 1L_ + 0R„ = L™. Die dritte bis fünfte Reihe von H, sind die Anteile von L , R , die im L'-Ausgang während der vorstehend erläuterten Bedingungen 3, 4 bzw. 5 vorhanden sind. Die anderen drei Matrizen Η«, H_R, Hg geben die Anteile von L₁-, R an, die in C, R¹ bzw. S¹ während der vorstehend genannten fünf Bedingungen vorhanden sind, im wesentlichen so wie gerade

ft fr β €'

•·**·36 0-7 M

für H_T beschrieben.

Li

Unter Verwendung der vorstehenden Werte für Q und H

können die Koeffizienten für nachfolgend aufgeführt sind:

X erhalten werden, die

0.	273	0	408	^Gc⁼
0.	293	0
0.	299	0.	408
0.	130	0	273
0.	299	-0.	130
0		Q.	299	^Gs⁼
0		' 0.	293
0.	408	0.	299
0		-0.
0.	408	0.

0	.193	0.	193	.193
0	.5	-0.	,077	.077
0	.207	-0.	,207	.092
0	.077	0.	,5	.5
0	.092	0.092	.207
0	.193	-0,
0	.5	0,
0	.092	-0
•0	.077	-0
0	.207	0

Mit dem obigen Satz von G_v-Matrizen verbessern die Matrixgleichungen V χ G [l™, RmJ = X¹, worin X¹ entweder L¹, C, R¹ oder S¹ ist, die Richtungseigenschaften der vier Ausgangssignale in Übereinstimmung mit der von L_T, R_T gelieferten Richtungsinformation. In der vorstehenden Beschreibung ist zu sehen, daß zwei Konstanten a und b in den Matrixgleichungen VxGf L_T, IL ] -X¹ enthalten sind. Allerdings verschwindet die Konstante a aus den Gleichungen, da die Potenzierung mit den acht Multiplikatoren die logarithmische Umwandlung der Umsetzer 22, 24 aufhebt. Die Konstante b hängt von den Verstärkungen in den verschiedenen Stufen der Steuerschaltung im Decoder ab. Für den obigen Satz von Werten für G„ können die Richtungseigenschaften der Ausgänge optimiert werden, wenn b ca. 0,8 39 ist. Es liegt auf der Hand, daß sich der optimale Wert für b mit den Werten für die H -Matrizen ändert.

Statt der obigen Werte kann ein alternativer Satz von H_x~Matrizen verwendet werden, wi
oder S ist, und zwar wie folgt:

H_x~Matrizen verwendet werden, worin X entweder L, C, R

ft Λ

oc9 ·

4> * ftV β *

J-

JL

*2-Ji.

Z-

O \

Wenn der obige Satz von H -Matrizen zum Decodieren der beiden Kanalsignale verwendet wird, ist die Konstante b vorzugsweise ca. 1,303.

Es werden Panoramawinkel benutzt, um scheinbare Schallorte innerhalb eines von einem Kreis begrenzten, hypothetischen Zuhörbereichs wiederzugeben, der die vier in Fig. 2A gezeigten hypothetischen Lautsprecherstellungen enthält. Dem linken Lautsprecher ist die Stellung 0° zugeteilt, der mittlere hat die Stellung 90°, der rechte 180° und der Saallautsprecher 270°. Damit schiene bei einem Umschwenk von 0° bis 180° eine Tonquelle beim linken Lautsprecher zu beginnen und im Uhrzeigersinn um den Kreis herum zur Mitte und dann nach rechts weiterzulaufen. Soll eine Tonquelle beispielsweise von links zur Mitte schwenken, so ist es wünschenswert, wenn die Ausgänge des rechten und des Saallautsprechers auf sehr niedrigem Pegel verharren, damit sie die Lokalisierung des Tons nicht stören. Der vorstehend genannte Satz von Werten für b und G führt zu sehr niedrigen Übersprechpegeln. Das zeigt sich beispielsweise anhand von Fig. 2B, aus der hervorgeht, daß das Übersprechen von Lautsprechern, die an einem Rundumschwenken nicht beteiligt sind, eine maximale Amplitude von ca. -35 dB hat. Fig. 3 zeigt Werte von Steuersignalen F , F und F-, bei Panoramawinkeln von 0° bis 180°. Fig. 4 zeigt, daß die decodierte Winkelabweichung, bei der es sich um die Winkelabweichung zwischen dem codierten Winkel des Schalls aufgetragen über dem wahrgenommenen Winkel des decodierten Schalls handelt, nur ca. 2,5° bei einem Bereich von 180° ausmacht.

Es sollen nun die Aufgaben der beiden Verzögerungsschaltungen beschrieben werden, die den Widerstand 42, Kondensator 44 sowie den Widerstand 46 und Kondensator 48 und die beiden Schalter 52, 54 aufweisen. Die beiden DominanzInformationen liefernden Signale D_T_, D__o werden

XjK Lo

an die Schwellendetektorschaltung 56 angelegt. Wird von beiden DominanzSignalen festgestellt, daß sie unterhalb einer bestimmten, „festgelegten Schwelle liegen, bedeutet dies, daß keine Dominanzsignale wahrgenommen wurden, was wiederum anzeigt, daß von den beiden Kanalsignalen

keine Richtungsinformationen zur Verfügung stehen. Unter solchen Umständen kann es wünschenswert sein, die während einer vorhergehenden Zeitspanne angelegte Richtungslenkung beizubehalten. Wenn also die Schwellendetektorschaltung 56 den Zustand feststellt, bei dem alle Dominanzsignale unterhalb der Schwelle liegen, werden die Schalter 52 und 54 veranlaßt, aus einer Stellung 94 in eine Stellung 96 umzuschalten, um die beiden Verzögerungsschaltungen einzuschließen. Die Ausgänge L¹, C, R¹ und S¹ werden deshalb während einer durch die Zeitkonstanten der beiden Verzögerungsschaltungen bestimmten Zeitspanne auf ihrem gegenwärtigen Niveau erhalten.

Fig. 5A und 5B zeigen zwei alternative Schaltkreise für jeden der differentiellen logarithmischen Umsetzer 22, 24. Wie aus Fig. 5A hervorgeht, werden die beiden Eingangssignale (entweder L„, R oder P und M) von Vollweggleichrichtern 102, 104 gleichgerichtet. Kleine Anteile k der gleichgerichteten Signale werden als Übersprechsignale mittels Schwächungsgliedern 130 und Summierern 132 addiert und die entstehenden Signale an zwei logarithmische Schaltungen 106, 108 angelegt, deren Ausgangssignale an einen Summierer 110 gelangen, der die Differenz zwischen den Ausgängen der Schaltungen 106 und liefert. Fig. 5B ist ein Schaltschema eines differentiellen logarithmischen Umsetzers zur Erläuterung des bevorzugten Ausführungsbeispiels für Umsetzer 22, 24. Das Signalpaar (L , R oder P, M) wird von den Gleichrichtern 102, 104 gleichgerichtet. Dann werden kleine Bruchteile k der gleichgerichteten Signale addiert und die summierten Signale an die Emitter von zwei bipolaren Transistoren 112 bzw. 114 angelegt. Die Emitter der Transistoren 112 und 114 sind auch mit dem positiven bzw. negativen Eingang eines Operationsverstärkers 116 verbunden, dessen Ausgang über einen Widerstand 122 mit der Basis des Transistors 114 verbunden ist, wobei von der Basis des Transistors 114 ein Widerstand 124 an eine feste Bezugsspannung angeschlossen ist, wodurch ein

Dämpfungsglied gebildet ist. Die Basis des Transistors 112 ist im wesentlichen an die gleiche feste Bezugsspannung angeschlossen.

Der Operationsverstärker 116 ist bestrebt, die Emitter der beiden Transistoren 112 und 114 auf gleicher Spannung zu halten. Aus Gründen der Einfachheit werden in der folgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf Fig. 5B die eingeführten übersprechfraktionen ausgelassen. Da die Transistoren 112 und 114 gleich gewählt sind, ist bei gleichen Größen von L^ und R_ die Ausgangsspannung an einem Knotenpunkt 120 im wesentlichen gleich der Bezugsspannung. Sind die Größen von L_ und R_ so, daß der durch den Transistor 112 und Gleichrichter 102 abgezogene Strom zunimmt, dann wird die Spannung am Emitter des Transistors 112 stärker negativ. Durch Verringerung der Spannung an der Basis des Transistors 114 bewirkt der Operationsverstärker 116, daß der Emitter des Transistors 114 sich an den des Transistors 112 anpaßt. Deshalb sinkt die Ausgangsspannung des Umsetzers am Knotenpunkt 120 im Verhältnis zur Bezugsspannung an der Basis der Transistoren 112, 114. Wenn andererseits die Größe von Rm gegenüber der von L_T zunimmt, so daß der durch den Transistor 114 abgezogene Strom steigt, hat dies zur Folge, daß die Spannungsdifferenz zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 114 zunimmt. Die Spannung am Emitter des Transistors 112 bleibt unverändert. Der Operationsverstärker 116 bewirkt, daß der Emitter des Transistors 114 sich an den des Transistors 112 anpaßt, so daß die Spannung am Emitter des Transistors gleichfalls unverändert bleibt. Wenn also der Kollektorstrom durch den Transistor 114 zunimmt, steigt die Ausgangsspannung am Knotenpunkt 120, damit die Spannung an der Basis des Transistors 114 zunehmen kann. Die Ausgangsspannung am Knotenpunkt 120 schwankt als Logarithmus des Kollektor-Emitter-Stroms durch den Transistor 114. Deshalb ist die Ausgangsspannung am Knotenpunkt proportional zum Logarithmus des Verhältnisses zwischen den Amplituden von L₁₃, und R₁-.

In Fig. 6 ist ein Schaltschema der in Pig. 1 gezeigten Schwellendetektorschaltung 56 dargestellt. Wie aus Fig. hervorgeht, wird ein Knotenpunkt 150 von einer hier nicht gezeigten äußeren Quelle auf einer Bezugsspannung gehalten, die der gemäß Fig. 5B gleich ist. In der folgenden Beschreibung unter Hinweis auf Fig. 6 sind Spannungen, die größer sind als die am Knotenpunkt 150, als positive Spannungen bezeichnet, während die geringeren negative Spannungen genannt werden. Mittels Dioden 152, 154 und Widerständen 156, 158, 162, 164 und einer Gleichspannungsquelle 166 wird ein Knotenpunkt 170 auf fester, kleiner, positiver Spannung oberhalb der Bezugsspannung am Knotenpunkt 150 gehalten und ein Knotenpunkt 172 auf fester kleiner,negativer Spannung unterhalb der Bezugsspannung am Knotenpunkt 150. Die Spannungen an den Knotenpunkten 170, 172 legen die Schwellenspannungen für die Schwellendetektorschaltung 156 fest. Das Signal D_TR wird an den negativen bzw. positiven Eingang von Vergleichsschaltungen 174, 176 angelegt. Der positive Eingang der Vergleichsschaltung 174 ist mit dem Knotenpunkt 170 verbunden und der negative Eingang der Vergleichsschaltung 176 mit dem Knotenpunkt 172. Wenn das Signal D positiv und größer ist als das am Knotenpunkt 170, verursacht die Vergleichsschaltung 174, daß der Ausgang herabgezogen wird. Wenn das Signal D₁. „ negativ und geringer ist als das am Knotenpunkt 172, veranlaßt die Vergleichsschaltung 176 in ähnlicher Weise, daß der Ausgang herabgezogen wird. Die Ausgänge der Vergleichsschaltungen 174 und 176 sind zusammengeschlossen. Es kann auch eine andere ähnliche Schaltung benutzt werden, um festzustellen, ob das Signal ϋ_,_σ unterhalb bestimmter fester Schwellen liegt. Wenn das Signal D_cg oberhalb der in einem solchen Schaltkreis festgelegten Schwellen liegt, werden die Ausgänge von Vergleichsschaltungen 178, 180 herabgezogen. Die vier Vergleichsschaltungen 174, 176, 178 und 180 sind alle an den Ausgängen miteinander verbunden, so daß das Überschreiten eines der festgelegten Schwellenwerte durch die Dominanzsignale D__,, D„_o,

(14 » · <» β W « ft Q **

I β « 9 ίϊ ■-- Cf 9 ·

I · « β β

was das Vorhandensein von Dominanzinformationen anzeigt, zur Folge hat, daß die Ausgänge der Vergleichsschaltungen herabgezogen werden, was bedeutet, daß sich die Schalter 52, 54 in der Stellung 94 befinden. Sobald also Dominanzinformationen vorliegen, werden beide Verzögerungsschaltungen abgeschaltet. Liegt keine Dominanzinformation vor, so daß die Dominanzsignale innerhalb der durch die Schaltung gemäß Fig. 6 festgelegten Schwellen liegen, wird keiner der Ausgänge der Vergleichsschaltungen 174, 176, 178, 180 herabgezogen. Infolgedessen erhalten die Schalter 52, 54 ein hohes Signal, wodurch sie in die Stellung 96 umgelegt werden, was die beiden Verzögerungsschaltungen einschaltet, damit das vorher bestehende Richtungsmuster aufrechterhalten bleibt.

Statt die Verzögerung durch Ein- und Ausschalten einzuführen, wie vorstehend beschrieben, ist auch eine veränderliche Verzögerung möglich, die sich mit dem Grad der Dominanzinformation ändert. Eine solche Möglichkeit ist in den Fig. 7A, 7B dargestellt. Gemäß Fig. 7A wird das Dominanzsignal D_LR von einem Gleichrichter 202 gleichgerichtet und von einem Verstärker 204 verstärkt. Das gleichgerichtete und verstärkte Signal wird zu einem von D abgeleiteten, ähnlichen Signal addiert und. dann benutzt, um zwei veränderliche Widerstände 206 und 207 zu ändern, damit die eingeführten Verzögerungen geändert werden. Die Verzögerung sollte in umgekehrtem Verhältnis zur Summe der Größen der Signale D_ _. und D_n- stehen. Die in Fig. 1 gezeigten Bauelemente 42, 44, 46, 48, 52, 54, 56, 62, 64, 66, 68 können durch den Schaltkreis gemäß Fig. 7A ersetzt werden, bei dem ein Ausgang 230 an die Gleichrichter 82, 84 und ein Ausgang 232 an die Gleichrichter 86, 88 angeschlossen ist.

Fig. 7B zeigt ein spezielles Ausführungsbeispiel der in der Verzögerungsschaltung gemäß Fig. 7A verwendeten Regelwiderstände, wobei gleiche Teile mit den gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet sind. Die veränderlichen Wi-

derstände 206 und 207 können so verwirklicht sein, wie das in Fig. 7B dargestellt ist, wobei ein Steilheitsverstärker beispielsweise von der Firma RCA, Teil Nr. CA3080 als Operationsverstärker benutzt wird. Am positiven Eingang dieses Verstärkers liegt entweder D_LR oder D an, und der negative Eingang ist mit der Verknüpfungsstelle von zwei Widerständen 208 und 210 verbunden. Ein solcher Schaltkreis hat den maximalen Widerstand, welcher der Summe der beiden Widerstände gleicht und den minimalen Widerstand, welcher durch die maximale Verstärkung des Verstärkers bestimmt ist. Ein Anteil der Spannungsdifferenz zwischen dem positiven Eingang und dem Ausgang wird vom Verstärker 212 verstärkt und dem Verbraucher, im vorliegenden Fall einem Kondensator 216 als ein Strom zur Verfügung gestellt. Bei Erhöhen der Steilheit des Verstärkers nimmt die Menge des dem Verbraucher bei einem bestimmten Spannungsunterschied zwischen den Knotenpunkten 220 und 222 zugeführten Stroms zu, was den wirksamen Widerstand verringert, der den Verbraucher treibt.

Fig. 7C zeigt das bevorzugte Ausführungsbeispiel zum Ändern der Verzögerung mit der Größe der Dominanzsignale. Bei einem Ersatz der vorstehend aufgezählten Bauelemente 42 bis 68 durch die Schaltung gemäß Fig. IC wird aus Fig. 1 das bevorzugte Ausführungsbeispiel eines Decoders mit variabler Matrix gemäß der Erfindung. Die veränderliche Verzögerungsschaltung gemäß Fig. 7C ähnelt der in Fig. 7A gezeigten, und gleiche Teile sind in beiden Figuren mit den gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet. Wie im Fall von Fig. 7A werden die beiden Dominanzsignale gleichgerichtet und verstärkt und dann addiert, um an einem Knotenpunkt 218 ein Steuersignal zum Steuern des Widerstandes von zwei veränderlichen Widerständen 250 zu erhalten. Statt wie im Fall von Fig. 7A mit einem einfachen Kondensator verbunden zu sein, sind die Regelwiderstände gemäß Fig. 7C jeweils mit zwei Kondensatoren 254, 258 und zwei Widerständen 256, 260 verbunden. An

den Widerstand 260 ist auch der Eingang D oder D angeschlossen. Da die beiden Wege zur Verzögerung der beiden Dominanzsignale identisch sind, reicht es, einen zu beschreiben, nämlich D

Wenn in den Kanalsignalen Richtungsinformation enthalten ist, hat das Steuersignal am Knotenpunkt 218 eine bedeutende Amplitude. Hierdurch verringert sich der Widerstand der regelbaren Widerstände 250_; und der Kondensator 254 wird geladen. Der Kondensator 254 hat eine verhältnismässig kleine Kapazität, so daß seine Spannung rasch auf das Dominanzsignal anspricht. Diese Spannung wird von einem Puffer 252 weitergegeben, um von den Gleichrichtern 82, 84 gleichgerichtet und dann an die Matrixschaltung 100 weitergegeben zu werden, wie vorstehend unter Hinweis auf Fig. 1 beschrieben. Während des Aufladens des Kondensators 254 wird auch ein Kondensator 258 über einen die Widerstände 250, 256 aufweisenden ersten Weg und einen zweiten Weg über den Widerstand 266 aufgeladen. Der Kondensator 258 hat jedoch eine große Kapazität, so daß seine Spannung einen Durchschnittswert des Dominanzsignals anzeigt. Wenn in den Kanälen wenig oder keine Dominanzinformation enthalten ist, sinkt das Steuersignal am Knotenpunkt 218 auf null oder in die Nähe von null. Infolgedessen nehmen die Widerstände der veränderlichen Widerstände 250 auf einen großen Wert zu, so daß diese im wesentlichen offene Schaltkreise herstellen. Der Kondensator 254 wird über den Widerstand 256 rasch entladen, so daß die Ausgänge 230, 232 die Spannungen an den Kondensatoren 258 in beiden Zweigen des Schaltkreises gemäß Fig. 7 C darstellen.

Wenn wenig oder keine Dominanzinformation zur Verfügung steht, hat das Dominanzsignal D_To im wesentlichen den

JjK.

Wert null oder nahezu null. Folglich wird der Kondensator 258 durch die .Widerstände 266 entladen. Wenn also die Kanäle lange genug keine Richtungsinformationen enthalten, werden die Kondensatoren 258 vollständig entla-

• β

• ♦ <

• ft G

den, was zur Folge hat, daß der Decoder 10 in einen im wesentlichen ungesteuerten Zustand zurückkehrt.

Fig. 7D ist eine Ausfuhrungsform von veränderlichen Widerständen 250 unter Verwendung eines Steilheitsverstärkers 264. Gleiche Bauelemente in den Fig. 7C, 7D sind mit gleichen Bezugszeichen versehen. Der Ausgang eines Puffers 252 wird zum invertierenden Eingang des Steilheitsverstärkers zurückgeleitet, so daß der Verstärker zu einem Regelwiderstand wird, dessen Widerstandswert sich umgekehrt zu einem am Knotenpunkt 218 anliegenden Steuersignal ändert.

In der vorstehenden Beschreibung wird davon ausgegangen, daß nur zwei Kanalsignale aufgezeichnet und decodiert werden. Es liegt auf der Hand, daß bei einer Aufzeichnung von mehr als zwei Kanalsignalen die Erfindung in ähnlicher Weise die Richtungsqualitäten verbessert. Bei einer Aufzeichnung von mehr als zwei Kanalsignalen können diese paarweise gruppiert werden und jedes Paar in der gleichen Weise behandelt werden wie L₇ R in der vorstehenden Beschreibung.

Die Beschreibung ging bisher davon aus, daß die vier Ausgangssignale L¹, R¹, C und S¹ an Lautsprecher angelegt werden, die beispielsweise im Kino für den Hintergrund angeordnet sind. Die Erfindung läßt sich aber auch zu Hause verwenden, um eine Wiedergabe entsprechend codierter Aufzeichnungen über vier Kanäle zu ermöglichen, einschließlich von Filmen auf Videokassetten oder Videoplatten oder sonstigen Medien für den Hausgebrauch. Wenn ein geeigneter Satz von G_x-Matrizen gewählt wird, kann der Decoder auch so ausgelegt werden, daß er Signale zum Antrieb von Lautsprechern liefert, die in den Ecken eines Raums angeordnet sind. All diese Möglichkeiten der" Auslegung liegen im Rahmen der Erfindung.

Fig. 9 ist ein Blockschaltbild eines Decodersystems mit variabler Matrix und Bandspaltung oder Bandteilung gemäß der Erfindung. Wie Fig. 9 zeigt, weist das Decodersystem 400 zwei Decoder 10 auf, die wie unter Hinweis auf Fig. beschrieben aber modifiziert gemäß Fig. VC^ausgelegt sein können. Die beiden Kanalsignale L , R werden jeweils durch Übergangsfilter 406 und 408 geleitet. Die beiden Übergangsfilter haben vorzugsweise die gleiche Übergangsfrequenz. Die Frequenzkomponenten von Iw R oberhalb der Übergangsfrequenz werden in einen Decoder 402 zur Ableitung der hochfrequenten Komponenten der Ausgangssignale L', C, R¹, S¹ eingegeben. Die niederfrequenten Komponenten von L₁^, R_, d.h. Komponenten mit Frequenzen unterhalb der Übergangsfrequenz werden in einen Decoder 404 eingegeben, um die niederfrequenten Komponenten des Ausgangssignals abzuleiten. Ein Summierer 412 addiert dann die hoch- und niederfrequenten Komponenten von L', um das Ausgangssignal L¹ zu liefern. In ähnlicher Weise addieren jeweils Summierer 414-418 die entsprechenden hoch- und niederfrequenten Komponenten, um die Ausgangssignale C, R¹ und S¹ zu schaffen.

In Anwendungsfällen wie beim Kino kann es wünschenswert sein, nur die Richtungsempfindlichkeit von Sprechsignalen von Schauspielern zu verbessern aber nicht von Musik oder sonstigen Hintergrundsgeräuschen. Sprechsignale liegen typischerweise im niederfrequenten Bereich und sind im allgemeinen für den mittleren oder Centrallautsprecher bestimmt. So kann es wünschenswert sein, die Übergangsfrequenz der beiden Filter so zu wählen, daß die für den Centrallautsprecher bestimmten Signale nur vom Decoder 404 und nicht vom Decoder 402 decodiert werden. Damit werden Sprechsignale und Hintergrundssignale im Frequenzbereich der Sprechsignale allein vom Decoder 404 verarbeitet, um die Richtungswirkungen der Sprechsignale zu verbessern, ohne daß gleichzeitig fälschlicherweise die hochfrequenten Hintergrundssignale gesteuert werden. Hierdurch entsteht ein wirklichkeits-

näherer Eindruck des ursprünglichen Programms, bei dem die Sprechsignale ursprünglich vorn von der Bühne kommen, während Hintergrundstöne von vielen Richtungen ausgehen.

Die Übergangsfrequenz oder -frequenzen der beiden Filter 406, 408 können je nach den Dominanzbedingungen in L , R„ geändert werden. Ein wünschenswertes Ergebnis des Decodersystems 400 besteht darin, daß die gemeinsame Übergangsfrequenz der beiden Filter am oberen Ende des Frequenzbandes von Signalen liegt, die für den Centrallautsprecher bestimmt sind. Die beiden Kanalsignale werden also einem Detektor 420 zugeführt, der das Frequenzband von für den Centrallautsprecher bestimmten Signalen wahrnimmt. Der Detektor 420 liefert ein Steuersignal, welches an die beiden Filter angelegt wird, um die Übergangsfrequenz so zu verschieben, daß sie stets im wesentlichen mit dem oberen Ende des Frequenzbandes von für den Centrallautsprecher bestimmten Signalen zusammenfällt,

Eine bestimmte Verwirklichung der Schaltung gemäß Fig. beruht auf der Erkenntnis, daß bei einer Verschiebung der Übergangsfrequenz der beiden Filter so, daß das in der vorstehend beschriebenen Weise aus den niederfrequenten Anteilen von L , R abgeleitete Dominanz signal Dp₁, ein großes konstantes Verhältnis (z. B. 10:1) zum Dominanzsignal O_nc hat, welches aus den hochfrequenten Anteilen dieser Kanalsignale abgeleitet ist, die meisten der für den Centrallautsprecher beabsichtigten Signalkomponenten in niederfrequenten Bereichen unterhalb der Übergangsfrequenz liegen. Unter diesen Bedingungen fällt die Übergangsfrequenz etwa mit dem oberen Ende des für den Centrallautsprecher bestimmten Frequenzbandes zusammen.

Da die die Dominanz des Centralkanals oder des Saalkanals anzeigenden Signale D_cs sowohl für den niederfrequenten als auch für den hochfrequenten Anteil der Kanalsignale ohne weiteres von den Decodern 402 und 404 zur Verfügung

stehen, läßt sich das Decodersystem 400 gemäß Fig. 9 leicht durch die Nutzung der bereits von den Decodern gemäß Fig. 10 gelieferten Signale verwirklichen. So liefert der Decoder 402 ein mit ^D _Hp_CS bezeichnetes Dominanzsignal, welches die Dominanz, falls eine vorhanden ist, in den hochfrequenten Anteilen des Central- und Saalkanals anzeigt. Das entsprechende Dominanzsignal für den niederfrequenten Teil, nämlich D_Lp_CS wird vom Decoder 404 zur Verfügung gestellt. Das Dominanzsignal D₁.-^

Ii ir Üb

wird von einem Dämpfungsglied 4 32 geschwächt und dann vom Dominanzsignal D_Hp_CS subtrahiert. Die Differenz wird daraufhin an einen spannungsgesteuerten Verstärker 436 angelegt. Das Dominanzsignal ^D _LPCS wird durch einen Halbwellengleichrichter und eine Filterschaltung 434 geleitet, so daß die Verstärkung des Verstärkers 436 durch das Vorhandensein der vorherrschenden Mitte im Signal D_rn_. gesteuert wird. Das Ausgangssignal des Verstärkers

Ijir L-o

436 wird zu einer konstanten Spannung Vset addiert und dann zum Verschieben der Übergangsfrequenz an die beiden Filter 406, 408 angelegt.

Wenn der Frequenzbereich der für den Centralkanal bestimmten Signale sich ändert, was eine Änderung der Werte der beiden Dominanz signale 0-,_Ώ__ο und D_Tr,„_o verursacht,

XlJrL-O Ij ir L-O

ändert sich dadurch der Wert des an die Filter 406, 408 angelegten Steuersignals. Das verursacht eine Änderung der Ubergangsfrequenz der beiden Filter, wodurch wiederum die Werte der beiden Dominanzsignale geändert werden, um ein konstantes Verhältnis zwischen den beiden Signalen aufrechtzuerhalten. Ein Verhältnis von 10:1 zwischen D₁.-.--, und D₁.-.,,-, kann zufriedenstellend sein. Wenn es im

ij Jr L-ο HIrL-O

niederfrequenten Bereich nur wenig oder kein Vorherrschen der Mitte gibt, so daß das Signal D .. klein ist, wäre es wünschenswert, die Ubergangsfrequenz nicht zu verschieben. In diesem Fall ist die Größe des an den Verstärker 4 36 angelegten Signals D_T___C klein, was die Ver-Stärkung dieses Verstärkers auf null oder nahezu null reduziert, womit die Verschiebung der Übergangsfrequenz

aufhört. An die beiden Filter wird eine konstante Spannung Vset angelegt, um die Übergangsfrequenz beim Fehlen der Dominanz von Signalen für den Centralkanal im niederfrequenten Bereich auf einen bestimmten Wert einzustellen,

Nach dem Decodieren durch die Decoder 40 2, 404 werden die hochfrequenten und niederfrequenten Teile jedes Ausgangssignals mittels eines der vier Summierer 442-448 addiert, um vier Ausgangssignale L¹, C, R¹ und S¹ zu liefern. Dabei ist es aus weiter unten angegebenen Gründen vorzuziehen / sehr niederfrequente Signalkomponenten unter einigen der Kanäle zu verteilen. Aus diesem Grund werden die Ausgangssignale L¹, C und R¹ von Filtern 452-456 gefiltert, deren Grenzfrequenzen der eines Tiefpaßfilters 474 angepaßt sind.

Fig. 10 zeigt ein weiteres Merkmal der Erfindung, welches von der Beobachtung ausgeht, daß bei sehr niederfrequenten Signalen, z. B. Signalen unterhalb 150 Hz es für Hörer schwierig ist, die Richtungen solcher Signale zu lokalisieren, selbst wenn diese Signale aus nur einer einzigen Richtung kommen. Aus diesem Grund besteht keine Notwendigkeit, den Richtungscharakter sehr niederfrequenter Signale zu steigern. Außerdem können sehr niederfrequente Signale bei Anwendung einer Steuerung auf einen Lautsprecher konzentriert werden und Überlastung hervorrufen. Aus diesen Gründen ist es erwünscht, diese niederfrequenten Signalkomponenten gleichmäßig zu verteilen. Wie Fig. 10 zeigt, werden die Kanalsignale von einem Summierer 472 addiert und von dem schon erwähnten Tiefpaßfilter 474 mit niedriger Grenzfrequenz (z. B. 150 Hz) gefiltert. Dann werden die sehr niederfrequenten Signalkomponenten von einem Dämpfungsglied 476 geschwächt und zu den AusgangsSignalen L¹, C, R¹ mit Hilfe von Summierern 482, 484, 486 addiert. Die Abschwächung des Dämpfungsgliedes 476 ist so gewählt, daß die sehr niederfrequenten Signale auf ein Drittel ihres vorhergehenden Niveaus abgeschwächt werden. So werden die sehr niederfre-

quenten Signale gleichmäßig unter den Ausgangskanälen L¹, C, R¹ verteilt und eine Überlastung eines einzigen Lautsprechers, beispielsweise des Lautsprechers für den Kanal C' wird vermieden.

Durch das Trennen der sehr niedrigen Frequenzen zum» Decodieren kann der Frequenzbereich der vom Decoder 10 gemäß Fig. 1 decodierten Signale begrenzt werden, wenn der Decoder 10 in das System gemäß Fig. 10 eingebaut wird. Aus diesem Grund werden die Kanalsignale zunächst von den Bandpaßfiltern 15 gemäß Fig. 1 gefiltert, ehe sie an die logarithmischen Umsetzer 22, 24 angelegt werden. Hiermit werden die Anforderungen an den Decoder 10 herabgesetzt und die Qualität des Decodierens verbessert.

• ta-

Leerseite

Claims

»* on cο β β

Patentansprüche

1. Decoder zum Decodieren von zwei oder mehr Kanalsignalen in einem Richtungsinformationssystem, in welchem mindestens vier Richtungsinformationen enthaltende Eingangssignale zu den zwei oder mehr Kanalsignalen codiert sind,
gekennzeichnet durch

- eine erste Einrichtung, die mindestens ein erstes Dominanzsignal erzeugt, welches das Verhältnis der Amplituden eines Paares der Kanalsignale anzeigt,

- eine zweite Einrichtung, die mindestens ein zweites Dominanzsignal erzeugt, welches das Verhältnis der Amplituden der Summe und der Differenz zwischen dem Kanalsignalpaar anzeigt, und

- eine Matrixeinrichtung, die auf die zwei oder mehr Kanalsignale und die mindestens zwei Dominanzsignale unter Erzeugung einer Vielzahl von Ausgangssignalen anspricht, bei denen die Richtungseffekte verbessert sind.

2. Decoder nach Anspruch 1, ί dadurch gekennzeichnet , daß das erste Dominanzsignal im wesentlichen proportional ist zum Logarithmus des Verhältnisses zwischen den Amplituden des Kanalsignalpaares und das zweite Dominanzsignal im wesentlichen proportional ist zum Logarithmus des Verhältnisses zwischen den Amplituden der Summe und der Differenz zwischen dem Kanalsignalpaar.

3. Decoder nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet , daß die Matrixeinrichtung eine Einrichtung aufweist, die vier Richtungssteuersignale E_L, E_c, E_R, Eg aus dem ersten Dominanzsignal D_LR und den zweiten Dominanzsignalen Dp erzeugt, worin

LR

.D

CS

log.

= log.

I^L + k R T L T ImI I T ^pl IR + k 1
I IpI + k |Mj + k

'3*60761

worin L„, R_T zwei Kanalsignale sind, P M = L₁-, - R , und a, k Konstanten sind.

+ R

4. Decoder nach Anspruch 3,

dadurch gekennzeichnet , daß die Ausgangs· Signalerzeugereinrichtung ferner eine Einrichtung aufweist, die acht Produktsignale erzeugt, von denen jedes das Produkt entweder von L^₁ oder R,., und einem von vier

L· E Signalen Fj. , F_, F , F ist, worin F„ = a " X, worin X entweder L, C, R oder S ist, und eine Einrichtung, mittels der aus den acht Produktsignalen Ausgangssignale L', C, R¹, S¹ entsprechend

V χ G_v χ

abgeleitet werden, worin X¹ entweder L¹, C, R' oder S¹ ist,

= X¹

V eine 1x5 Matrix [Ί F₁

L C R S-G eine 5x2 Matrix von vorherbestimmten Koeffizienten ist und b eine Konstante.

5. Decoder nach Anspruch 4,

dadurch gekennzeichnet , daß die Signalerzeugereinrichtung acht spannungsgesteuerte Verstärker aufweist, welche acht Produktsignale erzeugen.

6. Decoder nach Anspruch 4,

dadurch gekennzeichnet , daß der Wert von b ca. 0,839 ist.

Decoder nach Anspruch 4,

dadurch gekennzeichnet, daß die G₁. -, G_n-,

L· K

Gp-, G_g-Matrizen von den Gleichungen Q χ G_x = Η_χ abgeleitet sind, worin X=L, R, C oder S und worin

Q =

1 0 1 1 1

1 1 0 1

1 1 1 0

«R=

1 O vT"
1 O

ν/Τ

O
1

vT

ν/Τ

1 , 1

H =

^Hs⁼

1 1 2 2 0 1 vT 1 1 /2" JT 1 O VT 1 1

ι_

/Γ 1 1

8. Decoder nach Anspruch 3,

dadurch gekennzeichnet

daß die Matrixeinrichtung ferner eine Einrichtung aufweist, die vier Signale F_L, F_c, F_R, F_g erzeugt, worin F_x = a " X, worin X entweder L, C, R oder S ist, sowie eine Einrichtung zum Ableiten der Ausgangssignale L¹, C, R¹, S* entsprechend

"" L„

V χ G_x χ

^RT

= X¹

worin X¹ entweder L¹, C, R¹ oder S¹ ist, V eine 1 χ 5 Matrix [i F

L "C R S G eine 5x2 Matrix von vorherbestimmten Koeffizienten und b eine Konstante ist.

9. Decoder nach Anspruch 8,

dadurch gekennzeichnet , daß der Wert von b ca. 0,839 ist.

10. Decoder nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet , daß eine Schwellendetektorschaltung vorgesehen ist, welche die Amplituden der Dominanzsignale wahrnimmt, eine Verzögerungsschaltung sowie ein Schalter, und daß die Schwellendetektor schaltung verursacht, daß die Dominanzsignale mittels der Verzögerungseinrichtung vor dem Anlegen an die Ausgangssignalerzeugereinrichtung verzögert werden,wenn festgestellt wird, daß die Amplituden der Dominanzsignale unterhalb einer oder mehrerer vorherbestimmter Schwellen liegen, so daß die Richtungsverbesserungen unverändert wie bei einer vorhergehenden Zeitspanne aufrechterhalten bleiben.

11. Decoder nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet , daß eine veränderliche Verzögerungseinrichtung das Anlegen der Dominanzsignale an die Ausgangssignalerzeugereinrichtung um eine Zeitspanne verzögert, die mit den Amplituden der Dominanzsignale schwankt.

12. Decoder nach Anspruch 11,

dadurch gekennzeichnet , daß die veränderliche Verzögerungseinrichtung einen Regelwiderstand, dessen Widerstandswert umgekehrt zu den Amplituden der Dominanzsignale schwankt und der zwischen die erste ader zweite Dominanzsignalerzeugereinrichtung und die Ausgangssignalerzeugereinrichtung geschaltet ist, und einen Kondensator aufweist, der mit dem Widerstand eine Tiefpaßfilteranordnung bildet.

13. Decoder zum Decodieren von zwei oder mehr Kanalsignalen in einem Richtungsinformationssystem, in welchem mindestens vier Richtungsinformationen enthaltende Eingangssignale zu den zwei oder mehr Kanalsig-

nalen codiert sind,
gekennzeichnet durch

- eine Tiefpaßfiltereinrichtung, die Frequenzkomponenten der zwei oder mehr Kanalsignale unterhalb einer vorherbestimmten Frequenz durchläßt,

- eine Einrichtung, die ein Steuersignal in Abhängigkeit von der Richtungsinformation in den Kanalsignalen ableitet,

- eine Matrixeinrichtung, die auf das Steuersignal und die Kanalsignale unter Erzeugung einer Vielzahl von Ausgangssignalen anspricht, bei denen Richtungseffekte verbessert sind, und

- eine Einrichtung, die einen vorherbestimmten Teil der von der Tiefpaßfiltereinrichtung durchgelassenen Komponenten zu jedem der zwei oder mehr Ausgangssignale addiert, so daß die Frequenzkomponenten unter den zwei oder mehr Ausgangssignalen gleichmäßig verteilt sind.

14. Decoder nach Anspruch 13,

dadurch gekennzeichnet , daß die Einrichtung, die das Steuersignal ableitet, eine erste Einrichtung,, die mindestens ein erstes Dominanzsignal erzeugt, welches das Verhältnis zwischen den Amplituden eines Kanalsignalpaares darstellt, und eine zweite Einrichtung aufweist, die mindestens ein zweites Dominanzsignal erzeugt, welches das Verhältnis der Amplituden der Summe und der Differenz zwischen dem Kanalsignalpaar darstellt.

15. Decoder nach Anspruch 14,

dadurch gekennzeichnet , daß das erste Dominanzsignal im wesentlichen proportional ist zum Logarithmus des Verhältnisses der Amplituden des Kanalsignalpaares, und daß das zweite Dominanzsignal im wesentlichen proportional ist zum Logarithmus des Verhältnisses der Amplituden der Summe und Differenz zwischen dem Kanalsignalpaar .

16. Decoder nach Anspruch 13,

dadurch gekennzeichnet , daß die Addiereinrichtung ein Dämpfungsglied, welches die vom Tiefpaßfilter durchgelassenen Signalkomponenten auf etwa 1/3 des Niveaus der nichtabgeschwächten Signalkomponenten dämpft und zwei oder mehr Summierer aufweist, die die abgeschwächten Signalkomponenten zu jedem der zwei oder mehr Ausgangssignale des Decoders addieren.

17. Decoder zum Decodieren von zwei oder mehr Kanalsignalen in einem Richtungsinformationssystem, in welchem mindestens vier_; Richtungsinformationen enthaltende Eingangssignale zu den zwei oder mehr Kanalsignalen codiert sind,
gekennzeichnet durch

- eine Einrichtung, die jedes einer Vielzahl von Kanalsignalen in einen Hochfrequenzteil, dessen Frequenzkomponenten oberhalb einer Trennfrequenz liegen, und einen Niederfrequenzteil trennt, der Frequenzkomponenten unterhalb der Trennfrequenz enthält,

- zwei Matrixschaltungen, und zwar eine zum Decodieren der Hochfrequenzteile der Kanalsignale in die Hochfrequenzteile einer Vielzahl von Ausgangssignalen und die andere zum Decodieren der Niederfrequenzteile der Kanalsignale in die Niederfrequenzteile der Vielzahl von Ausgangssignalen, und

- eine Einrichtung, die den Frequenzbereich von Signalen wahrnimmt, die für einen ausgewählten Ausgangskanal des Decoders bestimmt sind, und die ein Steuersignal erzeugt, welches das obere Ende des Frequenzbereichs darstellt, wobei die Trenneinrichtung auf das Steuersignal unter Verschieben der Trennfrequenz, so daß diese im wesentlichen mit dem oberen Ende des Frequenzbereichs zusammenfällt, anspricht.

18. Decoder nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet , daß eine Einrichtung vorgesehen ist, die zu jedem Ausgangssignal die entsprechenden hoch- und niederfrequenten Teile addiert.

19. Decoder nach Anspruch 17,

dadurch gekennzeichnet , daß die Trenneinrichtung ein Übergangsfilter ist.

20. Decoder zum Decodieren von zwei oder mehr Kanalsignalen in einem Richtungsinformationssystem, in welchem mindestens vier Richtungsinformationen enthaltende Eingangssignale zu den zwei oder mehr Kanalsignalen codiert sind,

gekennzeichnet durch

- eine Einrichtung, die jedes einer Vielzahl von Kanalsignalen in einen Hochfrequenzteil mit Frequenzkomponenten oberhalb einer Trennfrequenz und einen Niederfrequenzteil mit Frequenzkomponenten unterhalb der Trennfrequenz teilt,

- zwei Matrixschaltungen, und zwar eine zum Decodieren der Hochfrequenzteile der Kanalsignale in die Hochfrequenzteile einer Vielzahl von Ausgangssignalen und die andere zum Decodieren der Niederfrequenzteile der Kanalsignale in die Niederfrequenzteile der Vielzahl von Ausgangssignalen, wobei die Matrixeinrichtung zum Decodieren der Hochfrequenzteile der Kanalsignale ein erstes Dominanzsignal erzeugt, welches die dominierende Amplitude unter den Hochfrequenzteilen der Summe und Differenz zwischen den zwei oder mehr Kanalsignalen darstellt und die Matrixeinrichtung zum Decodieren der Niederfrequenzteile der Kanalsignale ein zweites Dominanzsignal erzeugt, welches die dominierende Amplitude unter den Niederfrequenzteilen der Summe und Differenz zwischen den zwei oder mehr Kanalsignalen darstellt, wobei die beiden Matrixschaltungen jeweils den hohen oder niedrigen Teil einer Vielzahl von Ausgangssignalen liefern,

- eine Einrichtung, die das erste und zweite Dominanzsignal vergleicht und ein Steuersignal erzeugt, wobei die Trenneinrichtung auf das Steuersignal unter Verschieben der Trennfrequenz anspricht, so daß die Amplitude des zweiten Dominanzsignals ein im wesentlichen konstantes Verhältnis gegenüber der des ersten Dominanzsignals einhält.

21. Decoder nach Anspruch 20,

dadurch g e k e η η ζ e i c h η e t , daß eine Einrichtung vorgesehen ist, die die entsprechenden hoch- und niederfrequenten Teile jedes Ausgangssignals addiert und eine Vielzahl von Ausgangssignalen liefert.

22. Decoder nach Anspruch 21,

dadurch gekennzeichnet , daß eine Tiefpaßfiltereinrichtung Frequenzkomponenten der zwei oder mehr Kanalsignale durchläßt, die unterhalb einer vorherbestimmten Frequenz liegen, daß eine Hochpaßfiltereinrichtung, deren Grenzfrequenz im wesentlichen die gleiche ist wie die der Tiefpaßfiltereinrichtung die Vielzahl von Ausgangssignalen filtert, und daß eine Einrichtung einen vorherbestimmten Teil der von der Tiefpaßfiltereinrichtung durchgelassenen Komponenten zu jedem der zwei oder mehr Ausgangssignale addiert, so daß die Frequenzkomponenten gleichmäßig zwischen den zwei oder mehr Ausgangssignalen verteilt sind.

23. Decoder nach Anspruch 22,

dadurch gekennzeichnet , daß eine Bandpaßfiltereinrichtung die Kanalsignale filtert, ehe sie an die zwei Matrixschaltungen angelegt werden.

24. Decoder nach Anspruch 20,

dadurch gekennzeichnet , daß die Trenneinrichtung ein Übergangsfilter ist.

25. Decoder nach Anspruch 20,

dadurch gekennzeichnet , daß das Verhältnis der Amplitude des zweiten Dominanzsignals zu der des ersten ca. 10 beträgt.

26. Decoder nach Anspruch 20,

dadurch gekennzeichnet , daß die Dominanzsignal-Vergleichseinrichtung ein spannungsgesteuerter Verstärker ist, dessen Verstärkung von der Größe des

zweiten Dominanzsignals gesteuert ist, so daß bei einer kleinen Amplitude des zweiten Dominanzsignals die Trennfrequenz im wesentlichen unverändert bleibt.