CN86102314A - 可变矩阵译码器 - Google Patents

Abstract

译码器把含有已被编码的四个输入信号的二个通道信号进行译码。译码器产生二个优势信号，它们分别与二个通道信号幅值比的对数以及它们之和与差的幅值比的对数成比例。译码器还包括一个矩阵电路，用来产生定向效果得到提高的输出信号。上述类型的二个译码器借于二个交叉滤波器可以用来对通道信号中的高频和低频部分进行译码。交叉频率是受控的，以便使它处在指向中心扬声器的信号频率的顶端。非常低频的信号在左、中、右通道中均匀分布。

Description

本发明涉及定向信息系统，其中多个输入信号被编码成二个以上的通道信号以记录在介质中或在介质中传输，并且这系统通道信号被译码成与定向信息输入信号相对应的多个输出信号。本发明的译码器能给二个以上的通道信号译码从而提高了定向效果。

在四声道立体声中，扬声器水平地围绕听众布置在四处，以产生原有节目的印象，即全部水平萦绕的音响。在一些四声道立体声系统中，扬声器放在房间的四角。在另一些四声道立体声系统中，如电影院中所用的系统，扬声器并不全放在角上。取而代之的是，它们可能放在影院的左前角和右前角，放在前台的中心并分散在影院的后墙上。放在前左和前右角的扬声器仍然称为左和右扬声器，放在前台中心的扬声器称作中心扬声器，而那些在后墙上的则称作周围扬声器。为了使通过扬声器放出的录音能再生原有节目的真实印象，录音必须包含定向信息。在一些四声道立体声系统中实际录下了四个分离的输入通道，这称作4-4-4格式。另一种术语为4-2-4的通常办法是用某种矩阵编码把四个音响输入通道编码成二个通道，就像普通立体声录音的双通道那样，然后在放音时被译码返回到四个音响输出通道。

在4-2-4声响系统中，由于四个定向音响输入信号被编码器转换成二个通道的信号，某些定向信息会丢失，因此译码器不可能再生与原有的定向音响输入信号完全一致的信号。其结果是，相邻通道之间的交叉对话和再生的声响信号能大大降低四声道立体声系统的定向效果。

为了提高4-2-4四声道立体声系统的定向效果已经做过很多尝试。在一种称作增益控制的方法中对四个扬声器中的每一个的纯声响电平都作调整，但不调整二个通道信号的相对强弱以降低交叉对话。在另一个称作可变矩阵方法的方法中，送到四个扬声器去的四个输出信号是由某种数学计算推导出来的，这种对二个通道信号进行的计算是为了改变二个通道信号的相对强弱以降低交叉对话的作用。

伊托等人在美国专利3，825，684中公开了一种可变矩阵译码器，对于扬声器置于房间四角的四声道放音系统可以提高定向效果。译码器有一控制单元，它探测出二个声道信号的相位差并产生出二个控制信号，一个控制二个前方输出的分离，另一个控制二个后方输出的分离。二个控制信号也用于控制前方输出信号相对于后方输出信号的电平。例如，参照美国专利3，825，684中的图10，二个前方输出之间的分离由加在可变放大器122上的增益f控制，这放大器增益随二个通道信号L和R之间相位差的大小作相反的变化。二个后方输出的分离由可变放大器127的增益b控制，该放大器的增益随L和R之间相位差的大小作正向变化。

在美国专利3，944，735中，威尔考克公开了现有矩阵译码器一起使用的定向增强系统，用于提高这些译码器输出信号的定向效果。它并不包括那种2-4矩阵译码器。取而代之的是，该系统把一个前置四声道立体声矩阵译码器中得来的四个输出信号于以改进，提高信号的定向含量，然后才把它们送至扬声器。系统包括一个探测器，它把用固定矩阵从通道信号中导出的某些信号的包络线进行比较，产生出6，8，或10的定向控制信号。探测器是用自动增益控制来产生这些控制信号的，以免受信号电平的影响。威尔考克应用了一个处理器从控制信号中产生出调整矩阵的系数，还应用了一个矩阵调整器，通过调整矩阵来调整这个前置矩阵译码器的四个输出信号。

在许多四声道立体声音响应用场合，如电影院，可能希望只提高某些频率范围的声音的定向效果，如说话的频率范围。在宽频带四声道立体声系统中，如果像说话那种低频信息来自特定的方向，并且如果像风那样的高频背景音响出现在四面八方，则高频背景和低频说话信号可能全都转向说话的方向。如此产生的声响印象是偏离原有节目的，也是不受欢迎的。因此希望提供一种分频带系统来减轻上述困难。

上述4-2-4四声道立体声译码器的定向增强系统没有一个是完全令人满意的。因此希望提供定向增强能力更好并且电路更简单的系统。

本发明的译码器能在定向信息系统中至少译码二个通道信号，在这些定向信息系统中至少有四个包含定向信息的输入信号已被编码在二个以上的通道信号中。译码器包括第一个装置用以至少产生第一个优势信号，后者实质上与一对通道信号幅值比的对数值成比例。该译码器的第一个发生装置能够探测在该对通道信号之间是否有一个信号的幅值压倒另一个。这译码器也包括第二个装置，用以至少产生第二优势信号，这信号实质上是同上述那对通道信号之间的和与差的幅值比的对数值成比例。这第二发生装置探测二个信号之间（其中一个信号等于该对通道信号之和，而另一个等于它们之差）是否有一个信号的幅值压倒另一个。

译码器还包括一个矩阵装置，对二个以上的通道信号和从这二个发生装置来的至少二个优势信号作出反应并产生多个输出信号。这样，如果第一发生装置或第二发生装置探测出一个通道信号压倒另一个，或者这些通道信号之和的幅值压倒它们之差，或者情况相反，则所产生的优势信号被用来操纵定向信息系统，使得通过矩阵装置提高输出信号的定向效果。

通过探测成对通道信号中的优势情况以及每个成对信号中二个信号的和与差的优势情况即它们的幅值之比，译码器的探测能力可不限制在设定的参考水平上，因此译码器能够探测上述二个以上通道信号中的定向信息，即使信号电平很低。在成对信号之间以其幅值比的对数表示的优势情况被探测后，这种优势情况可以方便地用分贝表示。

如果所有的通道信号之间或成对通道信号的和与差之间都探测不到显著的优势情况，具有大的时间常数的译码器中的延时电路可以维持以前的操纵模式。用于本发明译码器中矩阵装置的特定算法能有效地减少交叉对话并产生定向信息是来自精确角度位置的真实印象。

发明的另一个方面，通道信号由分离器各自分离成高频部分和低频部分，高频部分的频率成分在分离频率之上，而低频部分的频率成分在分离频率之下。通道信号中的高频部分是由第一个译码器译码的，而通道信号中的低频部分是由第二个译码器译码的。二个译码器的相应输出信号随即加在一起给出总的输出信号。指定给特定输出通道的信号频率范围就被探测出来。然后在必须的时候改变分离频率使它与这种频率范围的顶端相重合。这就使特定输出通道的频率范围以内和以下的信号成分能被指向与较高频率的信号成分不同的方向。以这种方式说话信号和在说话频率范围内的背景音响可以与高频背景音响分开指向不同的地方。

本发明的上述方面体现在如下所述的优选实施例中。二个以上通道信号的高频部分的幅值由比较器进行比较，产生第一优势信号，用于指示在频率高于分离频率时，打算到特定输出通道去的信号是否压倒那些打算到其它通道去的信号。比较器也比较通道信号中的低频部分并产生第二优势信号，用于指示在频率低于分离频率时，打算到特定输出通道去的信号是否压倒那些打算到其它通道去的信号。二个优势信号由第二比较器进行比较，以提供一个输出信号来控制分离器，使分离器的分离频率发生变化，使第二优势信号的幅值相对于第一优势信号的幅值始终保持相当大的恒定比值。

基于观测本发明还有另一个方面的特征即通道信号中的低频成分可以在二个以上的译码器输出中（例如左、中、右输出通道）简单地均匀分配。为此目的在与可变矩阵译码器并联的独立通路中用低通滤波器使通道信号中的低频成分通过，然后把它的部分简单而又等量地加到译码器的输出中。

图1是说明本发明译码系统的框图。

图2A是4个扬声器的假设位置的示意图，用来说明图2B、3和4中的曲线图。

图2B是一曲线图，表示在二通道输入信号中作为定向信息函数的四通道输出。

图3是一曲线图，表示控制电压的变化与通道信号中定向信息的函数关系。

图4是一曲线图，表示在感受角和通道输出方向之间的误差角与信息编码方向的关系。

图5A和图5B分别为框图和示意电路图，说明能提供二个信号幅值比的对数值的二种不同的电路。

图6是用来说明本发明的图1译码器中阈值探测电路的示意电路图。

图7A是适用于说明本发明的图1译码器中可变延时电路的示意电路图。

图7B是图7A延时电路的具体实现示意电路图。

图7C是适用于说明本发明优选实施例的图1译码器中可变延时电路的示意电路图。

图7D是图7C延时电路的具体实现的示意电路图。

图8是适用于说明本发明的另一种实施例的可变矩阵译码器的矩阵电路框图。

图9是用来说明本发明的另一个方面特征的分频带可变矩阵译码器框图。

图10是分频带可变矩阵译码器的更详细的框图，用来说明图9译码器的一种实现，还说明本发明的又一个方面。

图1是用于提高译码信号的定向效果的可变矩阵译码器的框图以用来说明本发明。除了下面要介绍的延时方面以外，图1说明了本发明的优选实施例。如图1所示，译码器10包括缓冲器12，14，加法器16，18和差分对数变换器22和24。二个信号L_T和R_T是在编码器（未示出）中从四个信号以这样方式导出的二个通道信号，即使这二个通道信号包含有与四个输入信号的方向有关的定向信息。这里描述的优选实施例能有最佳反应，其四个输入信号L，C，R和S是这样进行编码即使L信号由L_T载波，R信号由R_T载波，P或L_T+R_T信号由L_T和R_T中同相位成分载波，而M或L_T-R_T信号由L_T和R_T中异相位成分载波。

如图1所示，二个通道信号是通过缓冲器12，14，带通滤波器15施加的，然后再施加到差分对数变换器22上（如图5A，5B所示，其中滤波后的信号由整流器102，104整流）。L_T信号量的一小部分K被加到R_T的量上，而R_T信号量的一小部分K被加到L_T的量上。D_LR的值根据方框22中的表达式来计算。下面将会明白故意引入小量交叉对话信号的理由。

滤波后，通道信号还施加给加法器16，18，其中加法器16提供的输出P等于二个通道信号之和，而加法器18提供的输出M等于二个通道信号之差并随即施加给对数变换器24。M信号量的一小部分K被加到P的量上，而P信号量的一小部分K被加到M的量上。然后根据方框24中的表达式计算D_CS的值。

变换器22和24分别提供输出D_LR和D_CS。为了便于讨论，引入的小量交叉对话信号暂时忽略不计。于是，输出信号D_LR是L_T对R_T幅值比的以a为底的对数，其中a是常数，而D_CS等于L_T，R_T之和P对它们之差M的幅值比的以a为底的对数。信号D_LR和D_CS从幅值上测量L_T和R_T之间以及它们的和与它们的差之间的优势关系，以下将称作优势信号。

当信号R_T，M中的一个变得非常小时，（R_T和M在分母上与之成对数比的一个或多个优势信号在理论上可以变得非常大。但是实际上在大多数译码器介质中都存在噪音。这种噪音加在处于比值的分母的信号R_T，M上，从而决定优势信号D_LR，D_CS。换句话说，存在于译码器系统中的噪音决定译码器的定向控制特性。由于这种噪音可能是随机的，控制特性变得受控于随机因素，这是不受欢迎的。如果信号L_T，P非常小，情况也一样。为了避免这种不受欢迎的随机控制，有目的地引入了小量交叉对话信号。因此，当L_T，R_TP或M是小的时候，相应的优势信号接近于比值±loga K。K值大约为0.1可能是令人满意的。

电阻42，电容44组成信号D_LR的延时电路;电阻46和电容48组成信号D_CS的延时电路。二个延时电路由开关52，54来接通或切断。开关52，54由阈值探测电路56控制。在描述了译码器10的操作以后，下面将要描述这些延时电路、开关和阈值电路的功能。电阻62和电容64组成信号D_LR的平滑电路;电阻66和电容68组成信号D_CS的平滑电路。在一个具体实施例中，二个平滑电路中的每一个都有20毫秒左右的时间常数。

通过平滑电路于以平滑以后，C_LR被送到极性相反的二个半波整流器82，84。于是，如果L_T的幅值比R_T大，信号D_LR被整流器84截止，但由整流器82通过。由整流器82所通过的信号进一步由反向器89反向，给出信号E_L。反过来，如果R_T的幅值比L_T大，信号D_LR被整流器84通过，但被整流器82截止。整流器82和84以这种方式提供二个定向控制信号E_L和E_R，当D_LR为取值时，E_L和E_R是它的反向值，当D_LR为负时，则就是它的值。当D_LR为正值时，整流器82的输出被反向，于是二个控制信号E_L，E_R都是负信号。以类似的方式，极性相反的半波整流器86，88以及与整流器86连接的反向器89从平滑后的优势信号D_CS中提供负的定向控制信号E_C和E_S，其中如果D_CS为负，则E_C是D_CS的值，而如果D_CS为正，则E_S是D_CS的反向值。

扼要重述一遍，优势信号D_LR和D_CS和定向控制信号E_L，E_C，E_R和E_S的值如下：

D_LR＝log_a(|L_T|+K|R_T|)/(|R_T|+K|L_T|)

D_CS＝log_a(｜P｜+K｜M｜)/(｜M｜+K｜P｜)

其中P＝L_T+R_T，M＝L_T-R_T，

K是一个比1小得多的常数

a是一个常数

现在要介绍从定向控制信号E_L，E_C，E_R，E_S和二个通道信号中导出四个输出L′，R′，C′，和S′的算法。二个信号R_T和L_T中的每一个被乘以第一个常数的幂，其幂次等于第二个常数b乘以控制信号E_L，E_R，E_C或E_S之一。第一个常数可以方便地择取为a，即对数变换器22，24的底，但要理解，也可择取其它常数来取代。在乘法中的指数项可以定义如下：

F_X＝ $a^{{\mathrm{b\; ·\; E}}_X}$ 其中X是L，R，C或S。

矢量V定义为〔1F_LF_CF_RF_S〕。然后输出L′由下列等式给出：

V×G_L×

＝L′

其中G_L是一个5×2的矩阵。类似地，输出C′，R′和S′由下列等式确定：

V×G_R×

＝R′

V×G_C×

＝C′

V×G_S×

＝S′

图8是译码器用的矩阵电路300的方框图，说明本发明的另一种实施例，它直接实现了上述矩阵方程式。虽然图8的矩阵电路300更清楚地说明了本发明以上述矩阵方程式进行的操作，但它不如图1的矩阵电路100那样优越，其原因要在下面说明。如图8所示并参照图1，从整流器82-88来的4个定向控制信号E_L，E_C，E_R，E_S分别施加给乘法电路302，304，306，308，在那里它们每个都被乘以常数b，然后施加给四个指数电路312，314，316，318，在那里它们以a为底取幂，a可方便地取为与对数变换器22，24的底相同。这样，指数电路312-318把输出F_L，F_C，F_R，F_S提供给矩阵乘法电路320，后者完成乘法V×G_X，其中X是L，C，R，S中的一个。电路320提供输出信号，确定要施加给4个输出的通道信号的比例。这些信号被施加到四象限乘法器322，324，326，328，那里它们被乘以L_T，R_T以给出4个输出L′，C′，R′，S′。

从上面的说明中显而易见，电路300密切遵循四个输出的矩阵方程式。但是，与下面介绍的图1的矩阵电路相比较，电路300是并不优越的，因为它包括四象限乘法器，后者既复杂又昂贵。图1中的乘法器71-78只需要二象限乘法器。

以上译码方程式中的矩阵乘法也可以由图1的译码系统10来完成。现在可以把二种功能结合在一起而不必用分离的指数器312-318和乘法器322-328。通过使用其增益与所施加的控制电压成比例的乘法器，或电压控制的放大器，这种取幂操作可以包括在乘法过程中。一个这种指数式响应的电压所控制的放大器是菲立浦牌号TDA1074A。

参照图1，矩阵电路100包括八个乘法器电路71-78，每个有二个输入。通道信号L_T施加给乘法器71-74，而通道信号R_T则施加给乘法器75-78的输入。然后定向控制信号E_C，E_S分别施加给乘法器74，78和72，76余下的输入。乘法器71，72，73，74把L_T相应地乘以F_L，F_S，F_R，F_C，而乘法器75，76，77，78则把R_T相应地乘以F_L，F_S，F_R，F_C。乘法器71-78以上述方式把二个通道信号L_T，R_T乘以定向控制信号E_L，E_C，E_R，E_S的指数函数信号，把八个乘积信号提供给输出矩阵电路90。二个通道信号L_T和R_T也施加给电路90。然后矩阵电路90根据上述译码方程式的十个信号的加权和，以提供四个输出L′，C′，R′，S′，后者就是译码器10的输出信号。

在上述矩阵方程式中，矩阵V以上述方式提供从二个通道信号L_T，R_T导出的定向信息。四个矩阵G_L，G_R，G_C，G_S确定如何用这种信息来提高输出信号的定向性质，下面将用G_X矩阵来代表这四个矩阵，其中X是L，R，C，S中的一个。由于在编码过程中已经丢失了一些定向信息，在L_T，R_T以及在矩阵V中包含的定向向信息不足以完全确定输出L′，R′，C′，S′的定向性质。于是对给定的，由矩阵V提供的同样的定向信息，这四个输出可以在一个范围内取值。G_X矩阵把每个输出限制到只有一个值，即对应于矩阵V的每个成份的给定值;G_X矩阵进一步确定和控制这四个输出的定向音响效果。

如上所述显而易见，必须设定另外一些的条件才能完全确定由矩阵V提供的某种定向信息所给出的这四个输出值。这些条件可以如下设定，即对L_T，R_T，P或L_T+R_T，和M或L_T-R_T的特定值规定L_T和R_T在这四个输出的每一个中所占的比例。这些条件将决定G_X矩阵的系数，使得用了这些G_X矩阵的上述四个矩阵方程式将对L_T，R_T，P，M的特定值在输出中提供所希望的L_T，R_T的比例。在优选实施例中，这些条件通过下列矩阵方程式来设定：

Q×G_X＝H_X

其中X是L，R，C，S之一，Q是5×5的矩阵，H_X是5×2的矩阵。

下面是一组H_X矩阵，对应五组L_T，R_T，P，M的值，给出L_T和R_T在四个输出通道中的比例。

L_T，R_T，P，M的五组值如下：

1.L_T和R_T的量相等，P和M的量也相等。因此F_X＝1，其中X是L，R，C，S。矩阵V是〔11111〕。这称作不操作条件，因为V不包含定向操作信息。

2.L_T为非零，而R_T为零。P，M具有相同的幅值。这可以称作向左操作。矩阵V是〔10111〕。

3.L_T+R_T是非零而L_T-R_T为零。L_T，R_T具有相同的幅值。矩阵V是〔11011〕。

4.R_T是非零而L_T为零。这可以称作向右操作。矩阵V是〔11101〕。

5.L_T-R_T是非零但L_T+R_T为零。L_T和R_T具有相同的幅值。矩阵V是〔11110〕。

把上述五个V矩阵一个叠放在另一个上面就组成Q矩阵，即如下：

Q＝

然后可以从方程式Q×G_L＝H_L中得到G_L，其中H_L的系数取上列值。于是，H_L的第一行是在不操作的条件下L_T和R_T在输出L′中的比例，或L′＝1/ $\sqrt{2}$ L_T+R_T，得到L′＝L_T/ $\sqrt{2}$ 。H_L的第二行是在上述条件2的情况下L_T和R_T在输出L′中的比例，所以L′＝1L_T+0R_T＝L_T。H_L的第三至五行是在上列相应条件3，4，5的情况下L_T，R_T在输出L′中的比例。另外三个矩阵H_C，H_R，H_S给出了在上述五种条件下L_T，R_T在C′，R′，S′中的比例，与刚刚介绍的H_L的方式实质上是一样的。

利用Q和H_X的上述值来解G_X可以得到G_X的系数，列出如下：

用上述G_X矩阵组，矩阵方程式V×G_X〔L_T，R_T〕＝X′（其中X′是L′，C′，R′，S′之一）将按照L_T，R_T提供的定向信息提高四个输出信号的定向性能。从以上的叙述中要注意的是在矩阵方程式V×G_X〔L_T，R_T〕＝X′中有二个常数a和b。但是，常数a将从方程式中消失，因为八个乘法器所作的取幂运算将取消变换器22，24的对数变换。常数b取决于译码器中控制电路各级的增益。对于上述G_X的数值组，当b接近0.839时，输出的定向性能可能最优。显然，b的最佳值将随H_X矩阵的值而改变。

也可以用另一组H_X矩阵（其中X是L，C，R或S）来代替，它们的值如下：

如果用上述H_X矩阵组来译码二个通道信号，常数b最好在1.303左右。

迴转角度用来代表在假设的收听区域内视在的声响位置，该收听区域以圆为边界，有四个假设的扬声器位置示于图2A。左边的扬声器指定为0度位置，中间的扬声器为90°度，右边为180°，周围为270度。于是，一个从0度到180度的迴转声响源会首先从左扬声器出现，以顺时针方向围绕园周向中心推进，并继续到右边。譬如一个声响源从左边迴转到中间，希望的是从右边和周围扬声器来的输出保持在非常低的电平使其不干扰声响的定位。以上这种b和G_X的值导致非常低的交叉对话电平。举例来说，这一点可从图2B得到见证，该图示出从不在迴转范围内的扬声器出来的交叉对话的最大幅度约为-35dB。图3示出迴转角度从0度到180度的控制信号值F_L，F_C和F_R。图4示出译码的角度误差，这是音响的编码角与译码音响的感受角之间的角度误差，超出180度的范围这误差也仅仅大约2.5度。

现在要说明二个延时电路的功能，这电路包括电阻器42，电容器44和电阻器46，电容器48和二个开关52，54。指示优势信息的二个信号D_LR，D_CS被提供给阈值探测电路56。如果二个优势信号被测出都低于某一设定的阈值，这意味着没有探测到优势信号，指示了在二个通道信号中没有定向信息存在。在这种情况下可能希望维持在前一个时间阶段所施加的方向控制。于是，当电路56探测出所有的优势信号都低于阈值的情况时，它使开关52和54从位置94拨到位置96，以便把二个延时电路接进来。因此输出L′，C′，R′和S′被维持在它们现有的电平上，其时间长短决定于二个延时电路的时间常数。

图5A和5B是对每一种差分对数变换器22，24的二种电路选择方案。如图5A所示，二个输入信号（或者是L_T，R_T，或者是P和M）被全波整流器102，104整流。被整流的信号中的一小部分K通过衰减器130和加法器132相加作为交叉对话信号，然后把合成的信号供给二个对数电路106，108，后者的输出被施加到加法器110上，它提供电路106和108输出之差值。图5B是差动对数变换器的示意电路图，用于说明变换器22，24的优选实施例。成对的信号（L_T，R_T或P，M）被整流器102，104整流。然后加上整流信号的一小部分K，并把合成的信号分别施加到二个双极晶体管112和114的发射极上。晶体管112和114的发射极还分别与运算放大器116的正、负输入端相连，116的输出通过电阻器122接到晶体管114的基极上，而电阻器124则从晶体管114的基极接到固定的参考电压上，组成一个衰减器。晶体管112的基极实质上与同一个固定参考电压相接。

运算放大器116将力图把晶体管112和114的发射极保持在同一个电压。为了简单起见，以下在参照图5B进行的讨论中将省略引入的交叉对话部分。由于晶体管112和114是选得完全一致的，当L_T和R_T的大小相同时，节点120处的输出电压实质上等于参考电压。如果L_T和R_T的大小使通过晶体管112和整流器102的电流增加，晶体管112的发射极的电压将负得更多。运算放大器116将减小晶体管114基极的电压而使晶体管114的发射极与晶体管112的发射极一致。因此变换器在节点120处的输出电压相对于晶体管112，114基极处的参考电压来说是减小了。另一方面，如果R_T的量相对于L_T的量来说是增加了，以致通过晶体管114的电流增加，这会使晶体管114的基极和发射极之间的电压差增加。晶体管112的发射极电压保持不变。运算放大器116使晶体管114的发射极与晶体管112的发射极一致。于是晶体管114的发射极电压也保持不变。所以，当通过晶体管114的集电极电流增加时，节点120处的输出电压也增加以使晶体管114的基极电压提高。120处的输出电压按流过晶体管114的集电极-发射极电流的对数规律变化。因此，节点120处的输出电压与L_T和R_T幅值比的对数成比例。

图6是图1中阈值探测电路56的示意电路图。如图6所示，节点150靠外部电源（未示出）维持在与图5B相同的参考电压。在以下参照图6进行的讨论中，比节点150处高的电压定义为正电压，而比它低的电压定义为负电压。籍助于二极管152，154和电阻器156，158，162，164和直流电源166，节点170维持在高于150处参考电压的一个固定的小正电压，而节点172维持在低于节点150处参考电压的一个固定的小负电压。节点170，172处的电压嵌住了电路56的阈值电压。信号D_LR被施加到比较器174，176的相应的负和正输入。比较器174的正输入与节点170相接，而比较器176的负输入与节点172相接。因此，如果信号D_LR为正并大于节点170处的电压，比较器174使它的输出被拉低。与此类似，如果信号D_LR为负并小于节点172处的电压，比较器176也使它的输出被拉低。比较器174和176的输出是连在一起的。另一个类似的电路可被用来探测信号D_CS是否低于某个固定的阈值。当信号D_CS高于该电路设定的阈值时，比较器178，180的输出被拉低。四个比较器174，176，178和180全都接在这些输出端，因此如果优势信号D_LR，D_CS超过任何一个设定的阈值，表明存在优势信息，这会使比较器输出中的一个被拉低，于是开关52，54处于94的位置。这样，只要有优势信息，二个延时电路都会被判断。当不存在优势信息，则优势信号处在由图6电路所设定的阈值范围内，比较器174，176，178，180的输出中没有一个被拉低。于是，高信号被送至开关52，54，使它们拨到位置96，从而接通二个延时电路以保持以前存在的定向模式。

除了采用上述开-关的办法引入延时以外，还可以采用随优势信息的程度而变的可变延时。图7A，7B说明了这种办法。如图7A所示，优势信号D_LR由整流器202整流，并由放大器204放大。经过整流和放大的信号与从D_CS导出的类似信号叠加，然后用用来改变二个可变电阻206和207使引入的延时发生变化;延时应与信号D_LR和D_CS量的和成反比。图1中的组成部分42，44，46，48，52，54，56，62，64，66，68可以用图7A中的电路来更换，后者的输出230被施加到整流器82，84，而输出232被施加到整流器86，88。

图7B是图7A延时电路中可变电阻的具体实现，其中等同的部分用相同的数字于以标记。可变电阻206和207可以如图7B所示那样实现，即采用如RCA另件号CA3080那样的跨导运算放大器。该放大器的正输入接到D_LR或D_CS，而负输入接到二个电阻器208和210的连接点。这种电路的最大电阻等于二个电阻之和，而最小电阻取决于放大器的最大增益。正输入和输出之间电压差的一部分被放大器212放大，并以电流加给负载，此处负载即为电容器216。对于节点220和222之间给定的电压差的情况提高放大器的跨导可以增加加给负载的电流量，从而减小驱动负载的有效电阻。

图7C表示延时随优势信号量变化的优选实施例。当上列组成部分42-68用图7C电路更换时，图1就成为在这种应用场合下可变矩阵译码器的优选实施例。图7C的可变延时电路与图7A中的有些类似，所以在二张图上等同的部件给予同样的编号。在图7A中，二个优势信号被整流和放大，然后相加，在节点218处形成一个控制信号用来控制二个可变电阻器250的电阻。不象图7A中被接到简单的电容器上，在图7C中每个可变电阻器都与二个电容器254，258和二个电阻器256，260相接。电阻器260也与输入D_LR或D_CS相接。由于使二个优势信号延时的二条路径是等同的，因此仅讨论其中之一，即D_LR的路径就足够了。

当通道信号中存在定向信息时，节点218处的控制信号将有很大的幅值。这会减小可变电阻器250的电阻并使电容器254充电。电容器254的电容量比较小，因此它的电压能快速地对优势信号作出反应;这种电压经缓冲器252通过，被整流器82，84整流，然后送到矩阵电路100，如参照图1所描述的那样。当电容器254在充电时，电容器258也被充电，其第一条路径包括电阻器250，256，第二条路径则通过电阻器260。但是电容器258有很大的电容量，因此它的电压表示优势信号的平均值。当通道中存在的优势信息很少或没有时，节点218处的控制信号降为零或接近于零。这使可变电阻器250的电阻增加到一个大的值使它们实质上成为断开的电路。电容器254通过电阻器256快速放电，使输出230，232是图7C电路二条支线中电容器258两端的电压。

当优势信息很小或没有时，优势信号D_LR基本上是零或接近于零。因此，电容器258通过电阻器260放电，以至如果在足够长的时间内通道不包含定向信息，电容器258将完全放完电，使译码器10回到基本上不操纵的状态。

图7D是用跨导放大器264实现的可变电阻器250。图7C，7D中的等同组成部分用相同的数字标记。缓冲器252的输出反馈给跨导放大器的反向输入，使放大器成为一个可变电阻器，它的电阻随施加在节点218处的控制信号作相反的变化。

在以上的说明中，只记录和译码二个通道信号。可以理介，如果二个以上的通道信号被记录下来，本发明将以同样的方式起提高定向性的作用，当二个以上的通道信号被记录时，信号可以成对编组，每一对都用上述L_T，R_T的同样方式进行处理。

在上述讨论中，四个输出L′，R′，C′和S′被加到扬声器上，应用于电影院时，扬声器放置在发明背景中所述的位置上。本发明也可以用于家庭，用于把编码合适的录音作四通道放音，包括在录相带，录相磁盘或其它消费介质上的电影。通过选择合适的G_X矩阵组，也可能组成一种译码器，它提供的信号能驱动放在房间角落上的扬声器。所有这类构成都在本发明范围以内。

图9是用来说明本发明的分频带可变矩阵译码器系统的框图。如图9所示，系统400包括二个译码器10，后者可参照上述图1构成，但经过上述图7C的改进。二个通道信号L_T，R_T中的每一个都通过交叉滤波器406和408，二个交叉滤波器最好有相同的交叉频率。L_T，R_T高于交叉频率的频率分量送到译码器402来驱动输出L′，C′，R′，S′的高频成分。L_T，R_T的低频分量，即其频率低于交叉频率的成分，送到译码器404来驱动输出的低频成分。然后加法器412把L′的高频和低频成分相加，得到输出L′。与此类似，加法器414-418中的每一个都把相应的高频和低频成分相加，得到输出C′，R′，S′。

在诸如电影院的应用场合，可能只希望提高演员说话信号的定向性，而不是音乐或其它背景声响。说话信号是典型地在低频范围内的，而且一般是指向中心扬声器的。因此，我们希望这样来选择二个滤波器的交叉频率，即要送到中心扬声器的信号只由译码器404来译码，而不通过译码器402。于是，说话信号和在说话信号频率范围内的背景信号完全由译码器404来处理以提高说话信号的定向效应，与此同时避免错误地操纵高频背景信号。这就造成了原有节目的更真实的印象，其中说话信号来自前台，而背景声响来自许多方向。

交叉频率或二个滤波器406，408的频率可以随L_T，R_T中的优势条件而改变。系统400的一个合乎需要的结果是：这二个滤波器共同的交叉频率在指向中心扬声器的信号频带的顶端。于是，二个通道信号送到探测器420来探测指向中心扬声器的信号频带。然后探测器420提供一个控制信号，它被加到二个滤波器上使交叉频率产生某种滑移，使交叉频率基本上始终与指向中心扬声器的信号频带的顶端重合。

图9电路的一种特殊实现是基于这样的认识，即如果二个滤波器的交叉频率移动使得以上述方式从L_T，R_T的低频部分导出的优势信号D_CS相对于从这些通道信号的高频部分导出的优势信号D_CS具有很大的常数比（如10∶1），则要送到中心扬声器去的大多数信号成分是在低于交叉频率的低频范围。在这种情况下，交叉频率近似地与指向中心扬声器的频带的顶端相一致。

由于对通道信号的低频和高频部分都已经从译码器402和404得到了表征中心或周围通道的优势情况的信号D_CS，图9中的系统400可以简单地实现，只要利用已经从译码器得到的信号，如图10所实现的那样。于是，如果在中心和周围通道中的高频部分有任何优势情况，那么表明这种优势情况的优势信号（以D_HPCS表示）是由译码器402提供的。相应的低频部分的优势信号D_LPCS是由译码器404提供的。优势信号D_LPCS被衰减器432衰减，然后从优势信号D_HPCS中减去。其差值被加到由电压控制的放大器436。优势信号D_LPCS通过半波整流器和滤波电路434使放大器436的增益受D_LPCS中存在的中心优势所控制。放大器436的输出与一个恒定电压V_设定相加，然后施加到二个滤波器406，408使交叉频率滑移。

当指向中心通道的信号频率范围改变而使二个优势信号D_HPCS和D_LPCS的值改变时，这使施加到滤波器406，408上的控制信号值改变。然后引起二个滤波器交叉频率的改变，接着这又改变二个优势信号的值以维持二个信号之间的恒定比值。D_LPCS对D_HPCS的比值为10比1可以令人满意。当在低频范围内很少或者没有中心优势情况时，则D_LPCS很小，希望不要引起交叉频率的滑移。在这种情况下，施加到放大器436上的D_LPCS的量很小，从而使放大器的增益降低为零或接近于零，这就使交叉频率的滑移停止。固定电压V_设定施加到二个滤波器上，把在中心通道的低频部分没有优势信号号时的交叉频率设定在一个特定值。

经过译码器402，404译码后，每个输出信号的高频和低频部分被四个加法器442-448中的一个加在一起，产生四个输出信号L′，C′，R′和S′。出于下面将要解释的理由，最好把非常低频的信号成分在一些通道中均分。为此，输出L′，C′和R′被滤波器452-456滤波，这些滤波器截止频率与下述低通滤波器474的频率相一致。

图10还表明了本发明的另一个方面的特征。这一个方面是以观察为依据的，即对于非常低频的信号，例如低于150Hz的信号，收听者难于确定这种信号的方向，即使信号只来自一个方向。为此，不需要提高非常低频信号的定向性。另外，如果加以控制，这种非常低频的信号可能集中在一个扬声器上引起超负荷。由于这些理由，希望把非常低频的信号成分均匀分配。如图10所示，通道信号由加法器472相加，被具有低截止频率（例如150H_z）的低通滤波器474滤波。非常低频的信号成分被衰减器476衰减，然后被加法器482，484，486加到输出L′，C′，R′上。衰减器476的衰减作用是：它把非常低频的信号衰减到它原有功率电平的三分之一。以这种方式非常低频的信号在输出通道L′，C′，R′中均匀分布，避免了单个扬声器，如通道C′的扬声器的超负荷。

通过分离需要译码的非常低的频率，当译码器10结合在图10的系统中时，就可能限制由图1译码器10进行译码的信号频率范围。出于这个原因，通过信号在加到对数变换器22，24之前，首先由图1中带通滤波器15滤波。这降低了对译码器10的要求并改善了译码质量。

以上对电路的实现和方法的描述仅仅是示范性的，在安排方面的各种变化或该方法和实现的其它细节都可能是在所附权利要求的范围内。

Claims (26)

1、在定向信息系统中用于译码二个以上通道信号的译码器，其中至少四个包含定向信息的输入信号被编码入二个以上的通道信号，其特征在于所述译码器包括：

第一个装置，用来生生至少第一个优势信号，表征一对通道信号的幅值比；

第二个装置，用来至少产生第二个优势信号，表征上述一对通道信号的和与差的幅值比；矩阵装置，能对上述二个以上通道信号和上述至少二个优势信号作出反应，以产生很多输出信号，对于这些输出信号而言，定向效果被提高了。

2、根据权利要求1的译码器，其中第一优势信号实质上与上述一对通道信号幅值比的对数成比例，而第二优势信号实质上与上述一对通道信号的和与差的幅值比的对数成比例。

3、根据权利要求1的译码器，其中矩阵装置包括：

从第一优势信号D_LR和第二优势信号D_CS中产生四个定向控制信号E_L，E_C，E_R，E_S的装置，其中

D_LR＝log_a(|L_T|+K|R_T|)/(|R_T|+K|L_T|)

D_CS＝log_a(｜P｜+K｜M｜)/(｜M｜+K｜P｜)

其中L_T，R_T是二个通道信号

P＝L_T+R_T，M＝L_T-R_T，

a，K是常数

4、根据权利要求3的译码器，其中产生输出信号的装置进一步包括：

产生八个乘积信号的装置，其中每一个乘积信号是L_T或R_T与四个信号F_L，F_C，F_R，F_S中的一个乘积，其中

F_X＝a^b·Ex其中x是L，C，R，S中的一个;以及

从八个乘积信号中按照下式导出输出信号L′，C′，R′，S′的装置，

V×G_X×

＝X′

其中X′是L′，C′，R′，S′之一

V是1×5的矩阵〔1F_LF_CF_RF_S〕

G是5×2的矩阵，它的系数是预先确定，b是常数。

5、根据权利要求4的译码器，其中上述发生装置包括八个电压控制的放大器，用来产生八个乘积信号。

6、根据权利要求4的译码器，其中b值约为0.839。

7、根据权利要求4的译码器，其中矩阵G_L，G_R，G_C，G_S是从公式Q×G_X＝H_X中导出的，其中X＝L，R，C或S，并且

Q＝

8、根据权利要求3的译码器，其中矩阵装置进一步包括：

产生四个信号F_L，F_C，F_R，F_S的装置，其中F_X＝a^b·Ex其中X是L，C，R，S之一;以及

按照下式导出输出信号L′，C′，R′，S′的装置，

V×G_X× ＝X′

其中X′是L′，C′，R′，S′之一

V是1×5的矩阵〔1F_LF_CF_RF_S〕

G是5×2的矩阵，它的系数是预先确定的，b是常数。

9、根据权利要求8的译码器，其中b值约为0.839。

10、根据权利要求1的译码器，其特征在于进一步包括阈值探测装置用来探测优势信号的幅值，还包括一个延时装置和一个开关，其中阈值探测装置在探测到优势信号的幅值低于一个以上的预定阈值时，在加到输出信号发生装置之前，使优势信号被延时装置延时，以至定向性质的提高维持不变，保留在前一个时间阶段的实际水平。

11、根据权利要求1的译码器，其特征在于进一步包括一个可变延时装置，它使优势信号延时加到输出信号发生装置上，其延时大小随优势信号的幅值而变化。

12、根据权利要求11的译码器，其中上述可变延时装置包括：

一个可变电阻器，它的电阻随优势信号的幅值大小作相反变化，该电阻器连接在第一或第二优势信号发生装置和输出信号发生装置之间;以及

一个电容器，与电阻一起构成低通滤波器的结构。

13、在定向信号系统中用于对二个以上的通道信号进行译码的译码器其中至少四个包含定向信息的输入信号被编码到二个以上的通道信号中，其特征在于该译码器包括：

低通滤波器装置，它能使二个以上通道信号中低于预定频率的频率成分通过;

导出控制信号的装置，它对通道信号中的定向信息作出响应;

矩阵装置，对控制信号和通道信号作出响应，产生许多输出信号，并提高了这些输出信号的定向效果;以及

加法装置，把低通滤波器装置所通过成分中的预定部分与二个以上输出信号中的每一个相加，使频率成分在二个以上输出信号中均匀分配。

14、根据权利要求13的译码器，其中控制信号导出装置包括：

第一个装置，用来至少产生第一优势信号，表征一对通道信号的幅值比;

第二个装置，用来至少产生第二优势信号，表征上述一对通道信号的和与差的幅值比。

15、根据权利要求14的译码器，其中第一优势信号实质上与上述一对通道信号幅值比的对数成比例，而第二优势信号实质上与上述一对通道信号的和与差的幅值比的对数成比例。

16、根据权利要求13的译码器，其中上述加法装置包括：

一个衰减器，用来把被低通滤波器通过的信号成分衰减到这种信号成分在未衰减时的功率电平的三分之一左右;

二个以上的加法器，用来把衰减后的信号成份与译码器的二个以上输出信号中的每一个加在一起。

17、在定向信息系统中用于译码二个以上通道信号的译码器，其中至少四个包含定向信息的输入信号被编码到二个以上的通道信号中，其特征在于该译码器包括：

分离装置，用来把许多通道信号中的每一个分离成其频率成分高于分离频率的高频部分和其频率成分低于分离频率的低频部分;

二个矩阵电路，一个把通道信号的高频部分译码成许多输出信号的高频部分，而另一个则把通道信号的低频部分译码成许多输出信号的低频部分;

探测装置，用来探测指向译码器的一个选定输出通道的信号频率范围，该探测装置产生一个控制信号表征这频率范围的顶端，上述分离装置对该控制信号作出响应使分离频率滑移，使它实质上与频率范围的顶端相一致。

18、根据权利要求17的译码器，其特征在于进一步包括把每一个输出信号的相应高频和低频部分加在一起的装置。

19、根据权利要求17的译码器，其中上述分离装置是一个交叉滤波器。

20、在定向信息系统中用于译码二个以上通道信号的译码器，其中至少四个包含定向信息的输入信号被编码入二个以上的通道信号，其特征在于该译码器包括：

分离装置，用来把许多通道信号中的每一个分离成其频率成分高于分离频率的高频部分和其频率成分低于分离频率的低频部分;

二个矩阵电路，一个把通道信号的高频部分译码成许多输出信号的高频部分，而另一个则把通道信号的低频部分译码成许多输出信号的低频部分，用来译码通道信号高频部分的上述矩阵装置产生第一优势信号，表征在二个以上通道信号的和与差的高频部分中有幅值的优势情况，用来译码通道信号低频部分的上述矩阵装置产生第二优势信号，表征在二个以上通道信号的和与差的低频部分中有幅值的优势情况，上述二个矩阵电路分别提供许多输出信号的高频和低频部分;

比较装置，用来比较第一和第二优势信号以产生一个控制信号，上述分离装置对控制信号作出响应，滑移分离频率，使第二优势信号的幅值对第一优势信号的幅值保持实质上固定的比值。

21、根据权利要求20的译码器，其特征在于进一步包括把每一个输出信号的相应高频和低频部分加在一起的装置以提供许多输出信号。

22、根据权利要求21的译码器，其特征在于进一步包括：

低通滤波装置，使二个以上通道信号中低于预定频率的频率成分通过;

高通滤波装置，用于上述许多输出信号的滤波，该高通滤波装置的截止频率实质上与上述低通滤波器的截止频率一样;

加法装置，把低通滤波器装置所通过的成分中的预定部分与二个以上输出信号中的每一个相加，使频率成分在二个以上输出信号中的均匀分布。

23、根据权利要求22的译码器，其特征在于进一步包括：

带通滤波装置，在上述通道信号施加到二个矩阵电路之前对通道信号滤波。

24、根据权利要求20的译码器，其中所述分离装置是一交叉滤波器。

25、根据权利要求20的译码器，其中所述的第二优势信号与第一优势信号的幅值比是10左右。

26、根据权利要求20的译码器，其中优势信号比较装置是一电压控制的放大器，其增益受控于第二优势信号的量，所以当第二优势信号具有很小的幅值时，分离频率实质上保持不变。

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