DE3304606A1

DE3304606A1 - Steuervorrichtung fuer einen transistor-motor

Info

Publication number: DE3304606A1
Application number: DE19833304606
Authority: DE
Inventors: Ippei Nakatsugawa Gifu Hagiwara; Toshio Nagaokakyo Kyoto Idei; Toshio Tatsutani; Ryohei Uchida; Tatsuo Yamasaki
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1982-02-10
Filing date: 1983-02-10
Publication date: 1983-09-22
Also published as: GB2114781A; JPS58139687A; GB8303378D0; US4442386A; GB2114781B; DE3304606C2; JPH0440959B2

Description

BESCHREIBUNG

Die Erfindung betrifft eine Steuervorrichtung gemäß dem Oberbegriff des Hauptanspruchs.
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Wenn in einem Audio-Gerät, einem Videorecorder oder dergleichen ein Transistor-Motor mit einem Permanentmagneten als Quelle eines Magnetfelds für den Rotor verwendet wird, so werden die Qualität und die Eigenschaften eines solchen Gerätes durch Schwingungen und Störsignale beainrluut, die durch die Drehung des Rotors und unter anderem in erster Linie durch Gleichlauf-Unregelmäßigkeiten verursacht werden. Derartige Gleichlauf-Unregelmäßigkeiten, d.h.,Drehmomentschwankungen, werden vor allem dadurch hervorgerufen, daß das auf den Permanentmagneten des Rotors wirkende Drehmoment eine Funktion eines durch Ankerspulen des Stators fließenden Stromes ist. Bei Motoren dieser Bauart ist es erforderlich, das Auftreten solcher Drehmomentschwankungen zu mildern.

Bei der nachfolgenden Erläuterung des Standes der Technik soll bereits auf Figuren 1 bis 3 der Zeichnung Bezug genommen werden.

5 Ein herkömmlicher Ansatz zur Unterdrückung der Drehmomentschwankungen besteht darin, daß ein Hai!generator oder eine Hall-Sonde als Positionssensor zur Abtastung der Position des Rotors eingesetzt wird und die Steuerung des Motors derart ausgeführt wird, daß das Ausgangssignal der HaIl-Sonden als solches nach einer Leistungsverstärkung den Ankerspulen zugeführt wird oder daß in den Ankerspulen ein zu dem Ausgangssignal der Hall-Sonden proportionaler Strom erzeugt wird. Dieses Verfahren soll als lineares Verfahren bezeichnet werden. Fig. 1 zeigt ein Beispiel einer auf diesem Verfahren beruhenden Steuerschaltung. Die Ausgangssignale

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der Hall-Sonden <L^_t ^₁ werden mit Hilfe von OperationsverstärkernPI bis P3 bzw. Transistoren Q1 bis Q6 linear verstärkt, und die so erzeugten Ausgangssignale werden den Ankerspulen u.. , u„, v., v„, w. und w eines Transistor-Motors zugeführt. Nach diesem Verfahren liegt der Steuerung des Motors im Falle eines Zweiphasen-Motors eine erste Formel

2 2

sin θ + cos θ = 1 ,
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und im Falle eines Dreiphason-Motors eine zweite Formel

sin θ + sin (Θ - 120°) + sin (Θ - 240°) = 3/2

zugrunde, und der Motor wird derart angetrieben, daß im Prinzip keine Drehmomentschwankungen auftreten. In diesem Fall entspricht die Anzahl der als Positions-Sensoren für die Steuerung dienenden Hall-Sonden der Anzahl der elektrischen Phasen, mit denen der Motor angesteuert wird.

Aufgrund einer Streuung der Qualität der Sensoren weisen die Ausgangsspannungen in der Regel selbst dann unterschiedliche Amplituden auf, wenn die Eingangs-Bedingungen bei allen Hall-Sonden die gleichen sind. Wenn derartige Amplituden-Differenzen nicht korrigiert werden, treten daher Drehmomentschwankungen auf. Nach diesem herkömmlichen Ansatz müssen daher Einrichtungen zum Abgleich der Verstärkungsverhältnisse vorgesehen sein, mit deren Hilfe die Niveaus der den einzelnen Phasen entsprechenden Ausgangssignale der Hall-Sonden oder der den Ankerspaulen zugeführten Spannungen einander angeglichen werden. In Fig. 1 sind derartige Einrichtungen zum Abgleich der Verstärkungsverhältnisse durch veränderliche Widerstände VRl und VR2 gebildet.

Bei einem weiteren häufig verwendeten Steuerungsverfahren werden die Ausgangssignale der Positionssensoren zunächst in

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logische Signale umgewandelt, bevor sie zur Steuerung des Motors verwendet werden. In diesem Fall wird beispielsweise bei einem Dreiphasen-Motor eine sogenannte 120°- Leitungs-Steuerung verwendet, bei der normalerweise ein konstanter Strom in Reihe jeweils durch zu zwei der drei Phasen gehörende Ankerspulen geleitet wird.

Fig. 2 ist eine Schaltskizze eines Beispiels einer Steuerschaltung, die nach dem Prinzip der 120°-Leitungs-Steuerung arbeitet. Fig. 3 veranschaulicht grafisch die Wellenformen von Signalen an unterschiedlichen Punkten der in Fig. 2 gezeigten Schaltung. Ein durch die Ankerspulen u-, u„ fließender Strom IU, ein durch die AnkerspulenV₁ und v- fließender Strom IV und ein durch die Ankerspulen W₁ und w„ fließender Strom IW weisen jeweils rechteckförmige Wellenformen auf, die dadurch entstehen, daß mit Hilfe einer durch Transistoren Q34 bis Q36 und Q25 bis Q27 gebildeten Ein/Aus-Steuerung die betreffenden Stromkreise jeweils bei elektrischen Phasenwinkeln von 120° geöffnet oder geschlossen werden.

Die Steuerung wird derart ausgeführt, daß der jeweils durch zwei der Ströme IU, IV und IW gebildete Gesamtstrom IA durch die Ankerspulen normalerweise konstant ist. Die Spannung V zwischen Klemmen U und O und die Spannung V zwischen der Klemme U und einer Klemme V entsprechen jeweils der Summe 5 aus einer gegenelektromotorischen Kraft CEF des Ankers und dem Spannungsabfall V_np aufgrund des Widerstands der Ankerspulen. Bei der oben beschriebenen 120°-Leitungs-Steuerung treten im Prinzip Drehmomentschwankungen in der Größenordnung von etwa 13% auf, wenn ein normaler Zustand vorliegt, in welchem in der Ankerspule eine sinusförmige gegenelektromotorische Kraft induziert wird, die nicht vernachlässigbar ist. Dies ist jedoch in der Praxis ein untergeorndetes Problem.

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Da ferner die Leitungs-Steuerung der Ankerspulen eine Ein/ Aus-Steuerung ist, muß an den Spannungsklemmen der Ankerspulen jeweils ein Filter mit einem Kondensator von verhältnismäßig hoher Kapazität vorgesehen werden. Gemäß Fig. 2 umfaßt ein solches Filter einen Kondensator C und einen Widerstand R. Ein weiterer Nachteil dieser herkömmlichen Steuerung besteht darin, daß mit hoher Wahrscheinlichkeit "spaltförmige" momentane Unterbrechungen des Stromes auftreten, die zu einer unerwünschten Schwingungs- und Geräuschbildung führen.

Es besteht daher Bedarf an einer Steuervorrichtung für Transistor-Motoren, bei der nicht bei jedem einzelnen Motor individuell ein Abgleich der Ausgangssignale der Hall-Sonden oder der den Ankerspulen zugeführten Spannungen erforderlich ist und bei dor zugleich spaltförmige momentane Unterbrechungen des Stromes in den Ankerspulen unterdrückt werden, ohne daß Filter der oben beschriebenen Art erforderlich sind.

Die Erfindung ist daher darauf gerichtet, eine Steuervorrichtung für einen Transistor-Motor zu schaffen, die durch Verringerung der Drehmomentschwankungen einen gleichmäßigen Lauf des Motors gewährleistet, ohne daß bei jedem einzelnen Motor ein Abgleich der von Hall-Sonden oder sonstigen Positions-Sensoren erzeugten Ausgangssignale bzw. der den Ankerspulen zugeführten Spannungen erforderlich ist und die das Auftreten momentaner Unterbrechungen der Stromzufuhr vermeidet, ohne daß hierzu besondere Filter eingesetzt werden müssen.

Die Erfindung ergibt sich im einzelnen aus dem kennzeichnenden Teil des Hauptanspruchs. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Eine erfindungsgemäße Steuervorrichtung für einen Transistor-

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Motor mit Mehr phasen-Ankerspulen umfaßt eine Spannungsversorgung zur Erzeugung symmetrischer positiver und negativer Spannungen in bezug auf ein Mittelpotential, eine Anzahl von Sensoren, die zur Erzeugung eines Abtast-Signals jeweils einen magnetischen Fluß abtasten, der zu dem die Ankerspulen der einzelnen Phasen verkettenden magnetischen Fluß äquivalent ist, eine Anzahl von Verstärkern, die jeweils das abgetastete Signal verstärken und deren Ausgänge zum Antrieb des Motors die einzelnen Ankerspulen ansteuern, eine Anzahl von spannungserzeugenden Einrichtungen, die jeweils eine die Ansteuerung einer Phase des Motors betreffende elektrische Größe abtasten und eine entsprechende Rückkopplungs-Spannung erzeugen, eine auf ein externes Steuersignal ansprechende Einrichtung zur Erzeugung eines ersten Bezugswertes, dessen Höhe in einer vorgegebenen Beziehung zu der Größe der Rückkopplungs-Spannung steht, und eines zweiten Bezugswertes, der in bezug auf das Mittelpotential den gleichen Betrag und das entgegengesetzte Vorzeichen wie der erste Bezugswert aufweist, eine erste 0 Spannungs-Addierschaltung, die - mit dem ersten Bezugswert als Bezugsniveau - die relativ zu dem ersten Bezugswert positiven Spannungsanteile der Rückkopplungs-Spannungen addiert und eine entsprechende erste Additions-Ausgangsspannung erzeugt, eine zweite Spannungs-Addierschaltung, die - mit dem zweiten Bezugswert als Bezugsniveau - die relativ zu dem zweiten Bezugswert negativen Spannungsanteile der Rückkopplungs-Spannungen addiert und eine entsprechende zweite Additions-Ausgangsspannung erzeugt, eine dritte Spannungs-Addierschaltung zum Addieren der ersten und zweiten Additions-Ausgangsspannungen und zur Erzeugung einer dritten Additions-Ausgangsspannung und eine Differenz-Steuereinrichtung, die die Höhe der oben erwähnten abgetasteten Signale derart steuert, daß die Höhe der dritten Additions-Ausgangsspannung mit der Höhe des Steuersignals konsistent ist.

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Erfindungsgemäß erzeugen die Spannungserzeugenden Einrichtungen für jede Phase des Motors eine Rückkopplungs-Spannung, indem sie die Betriebsspannung des Motors oder den durch die der jeweiligen Phase entsprechenden Ankerspulen fließenden Strom abgreifen. Die erste Spannungs-Addierschaltung wählt die in bezug auf den ersten Bezugswert positiven Scheitel der Rückkopplungs-Spannungen aus und addiert die entsprechenden, auf den ersten Bezugswert bezogenen Rückkopplungs-Spannungswerte zur Erzeugung der ersten Additions-Ausgangsspannung.

Die zweite Spannungs-Addierschaltung wählt die in bezug auf den zweiten Bezugswert negativen Scheitel der Rückkopplungs-Spannungen aus und addiert die entsprechenden, auf den zweiten Bezugswert bezogenen Rückkopplungs-Spannungswerte zur Erzeugung der zweiten Additions-Ausgangsspannung. Aus den ersten und zweiten Additions-Ausgangsspannungen wird in der dritten Spannungs-Addierschaltung als Summe die dritte Additions-Ausgangsspannung gebildet. Die Differenz-Steuerschaltung steuert die Ausgangsspannungen der Sensoren (und damit die den Ankerspulen zugeführten Spannungen) in der Weise, daß der Wert (Momentanwert) der dritten Additions-Ausgangsspannung mit dem Wert des Steuersignals in Übereinstiromung

gebracht wird. In dem Fall, daß die Ausgangsspannungen der Sensoren ideale Sinus-Wellenformen aufweisen, ergeben sich aufgrund dieser Steuerung Drehmomentschwankungen des Motors, die etwas größer sind als bei einer herkömmlichen Steuervorrichtung. Wenn jedoch, wie es in der Regel der Fall ist, die Ausgangsspannungen der Sensoren keine idealen Sinus-Wellenformen aufweisen, sind die bei der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung auftretenden Drehmomentschwankungen wesentlich geringer als bei einer herkömmlichen Steuerung.

Ein wesentlicher Vorteil der Erfindung besteht darin, daß das Auftreten von Drehmomentschwankungen selbst unter solchen Bedingungen erheblich gemildert werden kann, die normaler-

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weise zu einem starken Anstieg der Drehmomentschwankungen führen. Als solche Bedingungen sind insbesondere Streuungen der Verstärkungsfaktoren und Ausgangsamplituden, Nullspannungsverschiebungen und Verzerrungen der Wellenform der Ausgangsspannungen der Sensoren, beispielsweise Hall-Sensoren zur Abtastung des die Ankerspulen verkettenden magnetischen Flusses zu nennen.

Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht darin, daß kein Abgleich der Verstärkungsverhältnisse und der Nullspannungen der einzelnen Hall-Sonden erforderlich ist, da derartige Störungen durch die erfindungsgemäße Steuerung selbsttätig korrigiert werden, so daß sie nicht zu einem nennenswerten Anstieg der Drehmomentschwankungen führen. Auf diese Weise werden zeitraubende manuelle Einstellarbeiten eingespart.

Die erfindungsgemäße Steuervorrichtung hat ferner den Vorteil, daß im Rahmen der Steuerung keine Ein/Aus-Schaltvorgänge auftreten und die den Ankerspulen zugeführten Spannungen eine sinusförmige und trapezförmige Wellenform aufweisen. Hierdurch wird das Rauschen unterdrückt, und es kann auf R-C-Filter verzichtet werden. Die Anzahl der extern zu verdrahtenden oder zu kontaktierenden Bauteile läßt sich daher beträchtlich verringern, da sich die erfindungsgemäße Steuervorrichtung als integrierte Schaltung realisieren läßt.

Die Erfindung hat weiterhin den Vorteil, daß die relative Höhe der Drehmomentschwankungen unabhängig von der Drehzahl des Rotors ist.
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Schließlich gestattet es die Erfindung, die Steuervorrichtung wahlweise als Strom-Steuerung oder als Spannungs-Steuerung zu verwirklichen. Im letztgenannten Fall, bei dem als Rückkopplungssignal die den Ankerspulen zugeführten Spannungen aus-

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gewertet werden, weist der Motor ein schnelles Ansprechsverhalten und eine hohe Laufstablitität sowie eine ausgezeichnete Servo-Charakteristik auf.

Im folgenden werden bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnungen, die auch Figuren zum Stand der Technik umfassen, näher erläutert.

Es zeigen:
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Fig. 1 eine Schaltskizze einer linear arbeitenden herkömmlichen Steuervorrichtung;

Fig. 2 eine Schaltskizze einer nach dem 120°- Leitungs-Steuerungsverfahren arbeitenden

herkömmlichen Steuervorrichtung;

Fig. 3 Wellenformen elektrischer Signale an unterschiedlichen Punkten der Schaltung nach Fig. 2; 20

Fig. 4A eine Draufsicht auf den Stator eines Dreiphasen-Transistor-Motors, zu dessen Steuerung die erfindungsgemäße Vorrichtung anwendbar ist;
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Fig. 4B einen Schnitt längs der Linie A/A in Fig. 4A;

Fig. 5 eine Schaltskizze eines Ausführungsbeispiels

der Erfindung;
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Fig. 6 eine Grafik, in der die Wellenformen der den Ankerspulen des Motors zugeführten Spannungen entsprechend idealen sinusförmigen Wellenformen der Ausgangsspannungen von Hall-

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Sonden gegen den elektrischen Drehwinkel θ des Rotors aufgetragen sind;

Fig. 7 die Veränderung der Wellenformen der den Ankerspulen zugeführten Spannungen

unter dem Einfluß der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung, für den Fall idealer Sinus-Wellenformen der Ausgangsspannungen der Hall-Sonden;
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Fig. 8 die Wellenformen der Ankerspulen-Spannungen für den Fall unterschiedlicher Ausgangsspannungen der Hall-Sonden;

Fig. 9 die Wellenformen der Ankerspulen-Spannungen

für den Fall, daß die Ausgangssignale der Hall-Sonden eine dritte harmonische Oberschwingung enthalten;

Fig. 10 die Wellenformen der Ankerspulen-Spannungen

für den Fall, daß die Nullspannung einer der Ausgangsspannungen der Hall-Sonden verschoben ist;

Fig. 11 die Wellenformen der den Ankerspulen

zugeführten Spannungen gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung;

Fig. 12 die Wellenformen der Ankerspulen-Spannungen

für den Fall, daß in der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung erste und zweite Bezugswerte auf ein Mittelpotential festgelegt sind;

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Fig. 13 eine Schaltskizze eines anderen Ausführungsbeispiels der Erfindung, bei der eine Rückkopplungssteuerung des durch die Ankerspulen fließenden Stromes erfolgt;
5

Fig. 14 eine Schaltskizze eines Ausführungsbeispiels der Erfindung mit Spannungs-Steuerung für
einen Fünf-Phasen-Motor;

Fig. 15 eine Schaltskizze eines Ausführungsbeispiels

mit Strom-Steuerung für einen Fünf-Phasen-Motor.

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Die Figuren 4A und 4B zeigen ein Beispiel eines Dreiphasen-Transistor-Motors, für den die erfindungsgemäße Steuervorrichtung anwendbar ist. Figur 4A zeigt ein Teil des Stators des Motors in der Draufsicht. Der Stator umfaßt sechs Ankerspulen u.. ,u~ ,v. ,v„ ,w. ,w₂, die jeweils mehrere Wicklungen eines dünnen leitenden Drahtes umfassen und in Winkelabständen von 60° angeordnet sind. Die Spulen der einzelnen achsensymmetrisch angeordneten Spulenpaare U₁ und u~ , V₁ und V₂ sowie W₁ und w„ sind jeweils in Reihe geschaltet, so daß auf diese Weise die Spulen entsprechend den Phasen u, ν und w gebildet werden. Jede einzelne Spule ist fächerförmig ausgebildet, so daß die beiden Seiten einen elektrischen Winkelabstand von annähernd 180° (d.h., einen geometrischen Winkelabstand von annähernd 45°) aufweisen. Eine Halleffekt-Einrichtung oder Hall-Sonde ου ist in der Mitte zwischen den Wicklungen U₁ und W₁ angeordnet und ist somit um einen geometrischen Winkel von annähernd 7,5° (entsprechend einem elektrischen Winkel von etwa 30°) in Drehrichtung des Rotors gegenüber der Position der zu steuernden u-Phasen-Wicklunq versetzt. Hall-Sonden ß und ν sind in ähnlicher Weise in entsprechenden Positionen in bezug auf die zu steuernden v- und w-Phasen-Wicklungen angeordnet. Folglich besteht eine elektrische Phasendifferenz von 120° zwischen den Differenz-Ausgangssignalen der einzelnen Hall-Sonden. Fiqur 4B zeigt einen Schnitt längs der Linie A-A in Fig. 4Λ und zeigt zugleich einen Schnitt durch den Rotor. Eine an einer drehbaren Welle 7 befestigte drehbare Scheibe 6 ist mit acht Polen ringförmiger Permanentmacfnete 5 versehen, die in Axialrichtung magnetisiert sind und in geometrischen Winkelabständen von 45° in Umfangsrichtung angeordnet sind. Eine magnetische Platte 4, die einen Hauptteil des Stators bildet, ist einstückig mit einem Lager 8 verbunden, das die Welle 7 drehbar abstützt. Die oben erwähnten Ankerwicklungen u. bis w₂ und die Hall-Sonden *- bis y sind auf der Platte 4 befestigt.

Figur 5 ist eine Schaltskizze eines Ausführungsbeispiels der Erfindung. Die Ankerwicklungen für die u-, v- und w-Phasen des oben beschriebenen Motors sind in Fig. 5 mit 111, 112 und 113 bezeichnet. Die negative Eingangsklemme einer linearen Verstärkerschaltung 21 ist über Widerstände 82 und 83 mit gleichen Widerstandswerten mit der Ausgangsklemme oc α der Hall-Sonde oG bzw. mit der Ausgangsklemme ρ B der Hall-Sonde β verbunden. In entsprechender Weise ist die positive Eingangsklemme der Ver-Stärkerschaltung 21 über Widerstände 84 und 8 5 von gleichem Widerstandswert mit den Ausgangsklemmen ^B und ρ Α der Hall-Sonden °^ und ρ verbunden. Die Ausgangsklemmen^A, IiB und PjB, \A der Hall-Sonden sind in ähnlicher Weise über Widerstände 86,87 und 88,89 mit den negativen und positiven Eingangsklemmen einer linearen Verstärkerschaltung 22 verbunden, und entsprechend sind die Ausgangsklemmen j/A,-vB und i'B,"CA der Hall-Sonden über Widerstände 90,91 bzw. 92,93 mit den negativen und positiven Eingangsklemmen einer linearen Verstärkerschaltung 23 verbunden. Die Aus-0 gangsspannung VU der Verstärkerschaltung 21 nimmt einen Wert an, der durch Verstärkung einer Differenzspannung zwischen der additiven Summe der Ausgangsspannungen der Ausgangsklemmen--CA und ρ B der HaltSonden und der additiven Summe der Ausgangsspannungen der Ausgangsklemmen oCB und |">A der Hall-Sonden entsteht, wobei die Verstärkungsverhältnisse durch die Widerstände 82,83,84,85 und 94 bestimmt sind. Die Ausgangs-Wellenform eilt der an der Hall-Sonde ■λ. erhaltenen Ausgangsspannung zwischen den Ausgangsklemmen '<■ A und ν- B um einen elektrischen Winkel oder Phasenwinkel von 30° vor. Andererseits ist die Ausgangsspannung zwischen den erwähnten Ausgangsklemmen ^ A und ^B um einen Phasenwinkel von 30° verzögert, in bezug auf eine gegenelektromotorische Kraft, die in einerWicklung auf der Linie ^u der u-Phasen-Wicklung induziert wird, da die Hall-Sonde gegen die Linie U der u-Phasen-Wicklung um einen geometrischen Winkel von 7,5° (entsprechend einem Phasenwin-

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kel von 30°) in Drehrichtung des Rotors versetzt ist. Folglich weist die oben beschriebene Ausgangsspannung VU die gleiche Phase wie die in der u-Phasen-Wicklung induzierte gegenelektromotorische Kraft auf. Dieses Ausgangssignal simuliert eine Situation, in der die Hall-Sonde °6 auf der Linie t u oder in einer gegenüber dieser Linie um einen elektrischen Phasenwinkel von 360° versetzten Position angeordnet ist. In ähnlicher Weise sind die Ausgangsspannungen W und VW der Verstärkerschaltungen 22 und 23 gleichphasig mit den in den v- und w-Phasen-Windungen induzierten gegenelektromotorischen Kräften. Die Widerstandswerte der Widerstände 82 bis 96 sind derart gewählt, daß alle drei Verstärkerschaltungen 21 bis 23 das gleiche Verstärkungsverhältnis aufweisen. Im Bedarfsfall ist zwischen die oben erwähnten Linearverstärker 21 bis 23 und die Ankerwicklungen eine Leistungsverstärker-Schaltung 206 zur Erzielung einer größeren Ausgangsleistung geschaltet. Wenn die Steuervorrichtung in Verbindung mit einem Motor verwendet wird, der keine hohe Leistungsaufnähme aufweist, kann der Leistungsverstärker 206 fortgelassen werden. In diesem Fall sind die Ausgänge der Linearverstärker 21,22,23 direkt mit den Ankerspulen verbunden, und es gelten die Beziehungen VU = VUU, VV = VVV und VW = VWW. Mit 201 ist'eine Spannungs-Stellschaltung bezeichnet, die im wesentlichen Verstärker 12 und 13 mit hohem Verstärkungsfaktor umfaßt und zur Steuerung einer an die Hall-Sonden angelegten Eingangsspannung dient.

Die Spannungsversorgung der Steuervorrichtung umfaßt in Reihe geschaltete Spannungsquellen V1 und V2. Die Spannungsversorgung ist derart aufgebaut, daß die positiven und negativen Ausgangsspannungen VH und VG der Stellschaltung 201 symmetrisch in bezug auf ein Mittelpotential VK der Spannungsversorgung sind, auf dem sich der Verknüpfungspunkt der Spannungsquellen V1 und V2 befindet. Mit anderen Worten, die positive Spannung eines Wertes, der proportio-

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nal zu dem Spannungsabfall in der in der Zeichnung an einem Widerstand 54 gezeigten Richtung ist, wird durch Widerstände 56 und 58 und den Verstärker 12 als der Wert VH erzeugt, und in ähnlicher Weise wird die negative Spannung als der Wert VG mit Hilfe von Widerständen 57 und 59 und des Verstärkers 13 erzeugt. Ohne den Spannungsabfall über dem Widerstand 54 werden die beiden Potentiale VH und VG gleich dem Mittelpotential VK. Die Spannungen VH und VG sind die Klemmspannungen der Eingangsklemmen, an die die Hall-Sonden -6 , β und γ parallel angeschlossen sind. Da an den Differenz-Ausgangsklemmen der Hall-Sonde normalerweise eine Gleichspannung anliegt, die der Hälfte der Eingangs-Klemmspannung entspricht, ist die Differenz-Ausgangsspannung der Hall-Sonde annähernd positiv/negativ symmetrisch zu dem Mittelpotential· VK. Ohne den Spannungsabfall über dem Widerstand 54 sind die Gleichspannungswerte der einzelnen Differenz-Ausgangssignale der Hall-Sonden konstant gleich dem Wert VK. Folglich sind auch die Gleichspannungsanteile der Ausgangssignale der Linearverstärker 21,22 und 23 konstant auf den Wert VK eingestellt. An den einzelnen Ankerspulen liegen daher die gleichen Spannungen an und es fließt kein Strom durch die Ankerspulen, so daß kein Drehmoment auf den Motor ausgeübt wird.

Die Werte der Spannungen VU, VV und VW (die Eingangsspannungen der Leistungsverstärker-Schaltung 206, falls eine hohe Leistung erforderlich ist), die den Ankerspulen 111, 112 und 113 zugeführt werden, sind Eingangssignale für eine Positiv-Addierschaltung 204 und eine Negativ-Addierschaltung 205, d.h., die Rückkopplungssignale der Steuervorrichtung. Von den Spannungen VU, VV und VW nimmt die Positiv-Addierschaltung 204 über Dioden 37,38 und 39 solche Werte auf, die höher als ein erster Bezugswert VC sind,und wandelt diese Spannungen dadurch mit Hilfe von Widerständen 76,78 und 80 von gleichem Widerstandswert in

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Stromsignale um. Die Dioden 37,38 und 39 sollen ein oder mehrere der Werte auswählen, die den Bezugswert VC in positiver Richtung übersteigen. Die Spannungen VU, W und VW werden jedoch in Folge eines Spannungsabfalls über den Dioden um die Diodenspannung (in Durchlaßrichtung) verringert. Zur Kompensation dieser Diodenspannungen ist der Bezugswert VC über eine Diode 35 mit einem Operationsverstärker 18 verbunden. Die Diode 35 gleicht die Durchlaß-Spannungen der Dioden 37,38,3 9 und zugleich deren Temperaturgang aus. Der erste Bezugswert VC ist positiver als das Mittelpotential VK der Spannungsversorgung und wird anhand eines Steuersignals VI, das ein der Vorrichtung nach Fig. 5 von außen zugeführtes Stellsignal ist, in einer später beschriebenen Additions-Bezugssignalschaltung 203 erzeugt. Durch den Operationsverstärker 18 und einen Widerstand 72 wird als Ausgangssignal VA der Positiv-Addierschaltung 204 aus den Rückkopplungssignalen VU, VV und VW die Summe derjenigen Werte gebildet, die größer als der Bezugswert VC sind. Dieses Ausgangssignal wird invertiert und liegt als negatives Signal in bezug auf das Mittelpotential VK vor. Die Negativ-Addierschaltung 205 bildet ein Komplement zu der Positiv-Addierschaltung 204. Dioden 40,41 und 42, die die Eingangssignale VU, W und VW aufnehmen, und eine der Diode 35 entsprechende Diode 36 weisen im Vergleich zu den entsprechenden Dioden der Positiv-Addierschaltung 204 die entgegengesetzte Polarität· auf. Dem ersten Bezugswert VC, der als Bezugssignal bei der Ermittlung des positiven Wertes in der Positiv-Addierschaltung 204 dient, entspricht ein zweiter Bezugswert VD für den negativen Wert in der Negativ-Addierschaltung 205. Der Bezugswert VD wird ebenfalls in der später beschriebenen Bezugssignalschaltung 203 erzeugt. Die Werte VC und VD sind jedoch positiv/negativ-symmetrisch in bezug auf das Mittelpotential VK der Spannungsversorgung, d.h., die Werte VC und VD sind in positiver bzw. in negativer Richtung gleich weit von dom Mittelpotential ent-

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fernt. Als Ausgangsspannung der Negativ-Addierschaltung 205 wird aus den Eingangssignalen VU, VV und VW die Summe derjenigen Werte gebildet, die negativer sind als der Bezugswert VD. Der Summenwert wird invertiert und liegt daher als positiver Wert in bezug auf das Mittelpotential VK vor. Eine Inversionsschaltung 207 invertiert die Ausgangsspannung VA der Positiv-Addierschaltung 204 in eine in bezug auf das Mittelpotential VK positive Ausgangsspannung VAA. Eine Positiv/Negativ-Addierschaltung 202 addiert die Ausgangsspannung VAA der Inversionsschaltung 207 und die Ausgangsspannung VD der Negativ-Addierschaltung 205. Es soll nunmehr angenommen werden, daß eine der Spannungen VU, W und VW um einen Wert VO größer als das Mittelpotential VK und eine andere dieser Spannungen um einen Wert VP kleiner als das Mittelpotential ist. Unter der Annahme, daß sämtliche der Widerstände 76 bis 81 den Widerstandswert R₁ und die Widerstände 72 und 73 den Widerstandswert R₂ haben, lassen sich die oben beschriebenen Werte VAA und VB auf folgende Weise ausdrücken:

_R

VAA = -^- (VO - VS) - VS + VT ,. . (1)

^R1

darin bedeutet VS den Absolutwert der Bezugsspannungen VC,VD, bezogen auf das Mittelpotential VK und VT eine Schwellenspannung der Dioden 35 bis 42.

^R2

VB = ■—■ (VP - VS) - VS + VT ...(2)

R₁

Mit VE¹ sei der Wert des Ausgangssignals VE der Positiv/ Negativ-Addierschaltung 202 für den Fall bezeichnet, daß einfach die Summe der beiden obigen Gleichungen gebildet wird. Wenn R~ der Widerstandswert der Widerstände 65 und und R. der Widerstandswert des Widerstands 61 in der Addierschaltung 202 ist, so läßt sich der Wert VE¹ durch folgende Gleichung ausdrücken:

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4 2 2

VE¹ = - — )— (VO - VS) + -=7=- (VP-VS) - 2VS + 2VT K / K K

Die in Fig. 5 gezeigte Vorrichtung gestattet es, die automatische Steuerung derart durchzuführen, daß der in Gleichung (3) angegebene Wert selbsttätig einem vorgegebenen Einstellwert angeglichen wird. Die Durchführung einer derartigen automatischen Steuerung ist jedoch schwierig wegen der Werte 2VS in dem dritten Term und 2VT in dem vierten Term der Gleichung (3). Um den vierten Term 2VT zu eliminieren, ist an der positiven Eingangsklemme des Operationsverstärkers 16 der Addierschaltung 202 eine Diode 33 vorgesehen. Dies hat zur Folge, daß das Potential der Spannungsquelle durch eine einzige Diode höher wird als das Mittelpotential VK, d.h., die Spannung VT wird ein Betriebs-Bezugspotential am Ausgang der Positiv/Negativ-Addierschaltung 202.

Zur Beseitigung des dritten Terms 2VS in Gleichung (3) ist eine Diode 34 zur Veränderung der Schwellenspannung der Diode 33 und ferner ein Widerstand 66 vorgesehen, so daß am negativen Eingang des Operationsverstärkers 16 eine Addition erfolgt. Bezogen auf den negativen Eingang des Operationsverstärkers 16 wird der Wert VS noch einmal mit negativem Vorzeichen im Sinne der Gleichspannung zu den erwähnten Werten VAA und VB addiert. Somit wird das Ausgangssignal eines Operationsverstärkers 17 mit Hilfe des Widerstandes 66 addiert, d.h., der Wert VS wird mit positivem Vorzeichen zu dem Signal am negativen Eingang des Verstärkers 16 addiert. Falls der Widerstandswert des Widerstands 6 6 die Hälfte des Widerstandswertes der beiden Widerstände 65 und 67 beträgt, so kann der Wert 2VS in dem dritten Term der Gleichung (3) eliminiert werden. Am Ausgang VE der Positiv/Negativ-Addierschaltung 202 erscheint somit die Summe von zwei Gruppen von Absolutwerten einer oder zweier der Spannungen VU, VV und VW,

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die größer als der erste Bezugswert VC sind,und der Absolutwerte einer oder zweier der Spannungen VU, VV oder VW, die kleiner als der zweite Bezugswert VD sind, wobei das Bezugspotential ein Potential ist, das um einen einer einzelnen Diode entsprechenden Wert höher ist als das Mittelpotential VK der Spannungsversorgung.

Eine Steuersignal-Umwandlungsschaltung 208 umfaßt eine Schaltung zur Erzeugung einer Spannung, die proportional ist zu einer Differenz zwischen einem der Vorrichtung von außen zugeführten Bezugs-Steuersignal VR und dem bereits erwähnten Steuersignal VI (einem Wort entsprechend VI - VR im Fall von VI> VR). Die Verstärker 24,25 dienen als Puffer. Falls VR) VI ist, dient ein Transistor 44 dazu, das Ausgangssignal eines Verstärkers 26, d.h., das Ausgangssignal VF der Umwandlungsschaltung 208 auf einen Wert zu unterdrücken, der um einen dem Spannungsabfall an einer einzelnen Diode entsprechenden Wert höher als das Mittelpotential VK der Spannungsversorgung ist. Dies hat den Zweck, den Gleichspannungsanteil des Ausgangssignals VF dem Ausgangssignal· VE anzugleichen. Eine Differenz-Verstärkerschaltung 209 arbeitet in der Weise, daß die Differenz zwischen dem Wert VF und dem Ausgangssignal VE der Positiv/Negativ-Addierschaltung normalerweise annähernd gleich Null ist. Die beiden Eingangssignale VF und VE der Difforenz-Verstärkerschaltung 209 werden daher mit einem als Bezugsniveau dienenden Potential verarbeitet, das um einen den Spannungsabfall an einer einzelnen Diode entsprechenden Wert höher als das Mittelpotential· VK der Spannungsversorgung ist. Die Verstärkerschaltung 209 vergleicht die Werte VF und VE und bewirkt die automatische Steuerung in der Weise, daß die Ausgangsspannung VE der Positiv/Negativ-Addierschaltung 202 mit dem Wert VF übereinstimmt, der niedriger als das Mittelpotential VK der Spannungsversorgung ist.

Mit anderen Worten, das Potential VF nimmt bei einem An-

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stieg des Steuersignals VI ab, und, wenn die Ausgangsspannung der Differenz-Verstärkerschaltung 209 abnimmt, ergibt sich über eine Diode 31 und einen Widerstand 53 ein Anstieg des Spannungsabfalls über dem Widerstand 54 der Stellschaltung 201. Die den Hall-Sonden zugeführte Spannung nimmt entsprechend dieser Veränderung zu, und infolgedessen steigt der Absolutwert der Wechselspannungsanteile der einzelnen Ausgangsspannungen VU, W und VW. Dieser Anstieg wird als Anstieg des Absolutwertes des Ausgangssignals der Positiv-Addierschaltung 204 und der Negativ-Addierschaltung 205 abgetastet und verringert den Wert des Ausgangssignals VE der Positiv/Negativ-Addierschaltung 2 02. Wenn umgekehrt der Wert VF bei einer Abnahme des Steuersignals VI zunimmt, so steigt der Wert VE ebenfalls und der Absolutwert der Wechselspannungsanteile der einzelnen Ausgangsspannungen VU, VV und VW nimmt ab. Auf diese Weise wird die Größe der Ausgangsspannungen VU, VV und VW mit Hilfe der Differenz-Verstärkerschaltung proportional zu dem Steuersignal VI eingestellt, das ein Eingangssignal der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist.

Die Additions-Bezugssignalschaltung 203 umfaßt eine Schaltung zur Erzeugung der ersten und zweiten Bezugswerte VC und VD, die als Bezugswerte zur Abtastung der Größe der Amplituden der Eingangsspannungen der Positiv-Spannungsaddierschaltung 204 und der Negativ-Spannungsaddierschaltung 205, d.h., der Ausgangsspannungen VU, VV und VW der erfindungsgemäßen Vorrichtung dienen. Der Bezugswert VC wird aus der Bezugsspannung VF mit einem Verstärkungsfaktor entsprechend der Differenz zwischen Widerstandswerten von Widerständen 6 3 und 6 8 erzeugt, und der Bezugswert VD ist ein Wert, der aus dem Bezugswert VC durch Inversion in bezug auf das Mittelpotential VK hervorgeht. Das bedeutet, die Widerstandswerte von Widerständen 69 und 70 einer einen Operationsverstärker 19 umfassenden Inverterschaltung sind gleich. Das Betriebs-Bezugsniveau der Spannung VF ist

TERMEER-MC)LLER-STEIIfJlViElSrER

um einen dem Spannungsabfall über einer einzelnen Diode entsprechenden Wert höher als das Mittelpotential VK. Die Ausgangsspannungen VU, W und VW sind jedoch mit Hilfe der Diode 32 derart angepaßt, daß sie die gleiche Bezugsspannung haben, weil diese sich mit VK als Mittelpotential ändert.

Zur Ermittlung des Drehmoments des Motors wird die in den Ankerspulen induzierte gegenelektromotorische Kraft von der den Ankerspulen zugeführten Spannung subtrahiert und der so erhaltene Wert wird durch den Widerstandswert der Spulen dividiert. Das Ergebnis gibt einen durch die Spulen fließenden Strom an. Das in den Spulen auftretende Drehmoment erhält man durch Multiplikation dieses Stromes mit einem die Spulen koppelnden magnetischen Fluß und durch Multiplikation des Produkts mit einer vorgegebenen Konstanten. Auf diese Weise erhält man das Drehmoment für jede einzelne Phase, und das Gcsamt-Drehmoment des Motors ergibt sich aus der Summe der einzelnen Phasen-Drehmomente.

Im Falle von drei Phasen wird die oben erwähnte zweite Formel verwendet. In bezug auf einen Term einer Sinus-Wellenform entspricht ein Faktor des Ouadrat-Terms einem Spulenstrom, und der andere Faktor entspricht einem die Spule der gleichen Phase verkettenden elektromagnetisehen Fluß.

Die Wirkungsweise der oben anhand der Figur 5 beschriebenen Schaltung läßt sich wie folgt zusammenfassen. Aus den den Ankerspulen zugeführten Spannungen VU, VV und VW wird einerseits die Summe der Spannungen gebildet, die höher als der erste Bezugswert VC sind, und andererseits die Summe der Spannungen, die niedriger als der zweite Bezugswert VD sind. Die Steuerung wird derart ausgeführt, daß die Summe dieser Spannungen normalerweise einem zu dem Steuersignal VI proportionalen Wert entspricht. Das gesteuerte Element ist dabei eine Halleffekt-Einrichtung, die als Po-

TER meer - möller

Mitsubishi Denki

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sitionssensor dient.

Im folgenden wird ein Fall beschrieben, in dem die Steuervorrichtung gemäß Fig. 5 zur Steuerung des in Fig. 4 gezeigten Dreiphasen-Motors verwendet wird. Es soll angenommen werden, daß der Permanentmagnet 5 in einer Sinus-Wellenform magnetisiert ist und daß der Rotor mit konstanter Winkelgeschwindigkeit rotiert. Ferner wird davon ausgegangen , daß die in den Ankerspulen der einzelnen

Phasen U, V und W induzierten Spannungen Sinus-Wellenformen mit gleichen Scheitelwerten aufweisen. Da die Geometrie und die Anordnung der Ankerspulen in der Praxis mit hoher Genauigkeit in mechanischem Sinn festgelegt werden können, sind die obengenannten Annahmen in der Praxis weitgehend erfüllbar. Ein Problem stellen lediglich die Differenz-Ausgangssignale der Halleffekt-Einrichtungen dar,
bei denen es sich um Halbleiter-Elemente handelt. Zwar
kann eine lineare Beziehung zu dem die Einrichtungen verkettenden magnetischen Fluß eingehalten werden, doch ist es aufgrund der Streuung der Qualität und der Eigenschaften der Hall-Sonden schwierig, gleiche Scheitelwerte der Sinus-Wellenformen zwischen den einzelnen Hall-Sonden cL· , bund γ zu gewährleisten. Um einen Bezugswert zu bestimmen, der zur Beschreibung der grundlegenden Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Vorrichtung erforderlich ist, wird zunächst angenommen, daß die Sinus-Wellenformen keine Verzerrungen aufweisen und daß ihre Scheitelwerte untereinander gleich sind, d.h., es wird von einer idealen Sinus-Wellenform ausgegangen.

In Fig. 6 sind in gestrichelten Linien die den Ankerspulen der einzelnen Phasen zugeführten Spannungen VU,
VV und VW gegen den elektrischen Winkel θ des Rotors
auf ge tragen. Das GleichsspannungsniveeiU am Nullpunkt
der Abszisse entspricht dem Mittelpotential VK der Spannungsversorgung der anhand von Fig. 5 beschriebenen Vor-

TER MtHER · MÜLLER

richtung. In Fig. 6 ist .angenommen, daß der Anfangspunkt des Anstiegs der Spannung VU von Null zu positiven Werten dem Winkel θ = 0° entspricht und daß die einzelnen Spannungen VU, VV und VW ideale Sinus-Wellenformen aufweisen. Wenn der Scheitelwert dieser Sinuswellen gleich +1 gesetzt wird, so entspricht der erste Bezugswert VC der Positiv-Addierschaltung 204 in Fig. 5, bezogen auf das Mittelpotential VK₇dem Wert +x, und der zweite Bezugswert VD der Negativ-Addierschaltung 205 entspricht dem Wert -x. 10

Obgleich nachfolgend ein Verfahren zur Bestimmung des oben erwähnten Wertes χ angegeben wird, -soll zur Vereinfachung der Beschreibung ein Fall betrachtet werden, in dem der Widerstandswert R1 der Widerstände 76 bis 81 gleich dem Widerstandswert R2 der Widerstände 72 und 73 ist, und der Widerstandswert R3 der Widerstände 65 und 6 6 mit dem Widerstandswert R4 des Widerstands 61 übereinstimmt. Unter der Annahme, daß das Ergebnis der Ermittlung anhand der Ausgangsspannung VA der Positiv-Addierschaltung 204 an dem Punkt θ = 30° den Wert A hat, wobei das Potential VK als Nullpotential angesehen wird, werden die Potentiale an dem Punkt, an dem die Potentiale VU und VW gleich sind, addiert mit dem Potential VC als Bezugswert. Nach der Umkehr der Polarität kann das Ergebnis daher durch folgende Gleichung ausgedrückt werden (vgl. (1)):

A=- (0,5 - χ + 0,5 - x) = -1 + 2x ...(4)

Den Wert B des in ähnlicher Weise ermittelten Ergebnisses in bezug auf die Ausgangsspannung VW der Negativ-Addierschaltung 205 erhält man, indem man das Potential der Spannung VV an dem Punkt e, bezogen auf die Bezugsspannung VD ermittelt und die Polarität umkehrt, so daß das Ergebnis in ähnlicher Weise wie bei Gleichung (4) durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden kann (vgl. Gleichung (2)) :

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Folglich ergibt sich das Ausgangssignal VE der Positiv/ Negativ-Addierschaltung 2 02 aus Figur 5 durch Subtraktion der Gleichung (4) von der Gleichung (5). Dieses Ergebnis E läßt sich durch die folgende Gleichung ausdrücken (vgl. Gleichung (3)):

E = 2 - 3x ... (6)

An dem Punkt θ = 60° ermittelt die Positiv-Addierschaltung 204 den Wert an dem Punkt c der Spannung VU und die Negativ-Addierschaltung 205 ermittelt den Wert an dem Punkt f der Spannung VV. Durch Ermittlung des Wertes E entsprechend dem Wert E in Gleichung (6), in bezug auf die Ausgangsspannung VE der Positiv/Negativ-Addierschaltung 202, anhand der jeweiligen Ausgangswerte VA und VB der Positiv- und Negativ-Addierschaltungen 204 und 205 ergibt sich die folgende Gleichung:
20

E = 0,866 χ 2 - 2x = 1.732 - 2x ...(7)

Da bei der Steuervorrichtung nach Fig. 5 die automatische Steuerung in der Weise durchgeführt wird, daß der Wert des Ausgangssignals VE normalerweise mit dem Wert des Ausgangssignals VF übereinstimmt, müssen die Werte der obigen Gleichungen (6) und (7) übereinstimmen. Es gilt daher die folgende Gleichung:

2 - 3x = 1.732 - 2x

χ = 0,268 ... (8)

Mit anderen Worten, der Absolutwert χ der als Bezugswerte für die Ermittlung durch die Positiv-Addierschallunq 204 und Negativ-Addierschaltung 205 dienenden Werte VC und VD kann auf 26,8% des Scheitelwertes der Ausgangs-

TER MEER · MÜLLER

spannungen VU, VV und VW festgelegt werden. Diesen Wert erhält man durch geeignete Wahl der Widerstandswerte der Widerstände 6 3 und 68 in der Additions-Bezugssignalschaltung 203 in Fig. 5. Der entsprechend dem Steuersignal VI ermittelte Wert VF stimmt, wie oben beschrieben wurde, mit dem Wert VE überein und hat daher ebenfalls den Betrag E. Der Ausgangswert VF beträgt 1,196, wenn der aus Gleichung 8 erhaltene Wert χ in die Gleichungen 6 und 7 eingesetzt wird. Folglich erhält man normalerweise einen gewünschten Wert x, wenn die folgende Bedingung erfüllt ist:

Wert des Widerstands 6 3 _ 1,196 _ . .

Wert des Widerstands 68 0,268 ' -.-Ι»)

wobei K eine Konstante ist. Dieses Ergebnis betrifft jedoch einen Fall, bei dem die Ermittlung oder Verarbeitung der Signale mit einem Verhältnis von 1 : 1 hinsichtlich der Ausgangsspannungen VU, VV und VW in allen Addierschaltungen 204,205 und 202 erfolgt. Genauer gesagt handelt es sich um einen Fall, bei dem, wie bereits erwähnt wurde, die Widerstandswerte R1 der Widerstände 76 bis 81 und R2 der Widerstände 72 und 73 übereinstimmen und der Widerstandswert R3 der Widerstände 65 und 66 gleich dem Widerstandswert R4 des Widerstands 61 ist. Wenn die Auswertung bei einem Verhältnis von beispielsweise 1 : 10 erfolgt, d.h., wenn der Widerstandswert R2 das Zehnfache des Widerstandswerts R1 und der Widerstandswert R4 das Zehnfache des Widerstandswertes R3 beträgt, muß die Konstante K aus Gleichung (9) mit dem Kehrwert des obengenannten Verhältnisses, in diesem Falle mit 1/10 multipliziert werden.

Bei θ = 90° wird der Punkt d der Spannung VU in Fig. 6 in der Positiv-Addierschaltung 204 ausgewertet, und in der Negativ-Addierschaltung 205 wird der Punkt g der Spannungen VV und VW ausgewertet, woraufhin die entsprechenden Additionsergebnisse gewonnen werden. Der Wert E

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bezüglich der Ausgangsspannung VE der Positiv/Negativ-Addierschaltung 202, die eine Summe dieser Werte bildet, befindet sich in Übereinstimmung mit Gleichung (6). Die Verhältnisse außerhalb des Bereiches θ = 30° bis 90° sind eine Wiederholung der Verhältnisse innerhalb des Bereiches θ = 30° bis 90°.

Durch einfache Wiedergabe des Ergebnisses der Positiv-Spannungsaddition mit VC als Bezugswert erhält man eine in Fig. 6 durch eine durchgezogene Linie dargestellte Kurve J, und durch einfache Wiedergabe des Ergebnisses der Negativ-Spannungsaddition mit VD als Bezugswert erhält man eine in Fig. 6 ebenfalls durch eine durchgezogene Linie dargestellte Kurve K'. Eine Polaritätsumkehr der Kurve J mit Bezug auf das Potential VK als Mittelpotential liefert das Ausgangssignal VA der Positiv-Spannungsaddierschaltung 204. Somit wird die Steuerung in der Vorrichtung nach Fig. 5 in der Weise ausgeführt, daß die Differenz zwischen den oben beschriebenen Kurven J und K¹ in Figur 6 konstant gehalten werden kann. Wenn alle drei Spannungen VU, VV und VW eine Sinus-Wellenform aufweisen und die Scheitelwerte dieser Spannungen voneinander verschieden sind, so ist die Differenzspannung zwischen den Kurven J und K' an sich nicht konstant.

TER MEER - MÜLLER · STEINMEIoVEiR . ■ . ; . Mitsubishi

Die Wirkungsweise der in Figur 5 gezeigten Steuervorrichtung besteht darin, daß diese ursprünglich nicht konstante Spannungsdifferenz zwangsweise konstant gehalten wird. Daher wird selbst in dem Fall, daß, unter der Bedingung das allen Hall-Sonden et,ß, und^ eine konstante Spannung zugeführt wird, die Sinus-Wellenformen der den Ankerspulen zugeführten Spannungen bei allen Spannungen VU, W und VW diegleichen Scheitelwerte aufweisen, durch die Wirkung der Steuervorrichtung aus Figur 5 die den Ankerspulen der einzelnen Phasen zugeführte Spannung leicht verzerrt, so daß sich eine Wellenform ergibt, wie sie in Figur 7 durch eine durchgezogene Linie dargestellt ist. Die durch schwarz ausgefüllte Kreise markierten Punkte auf der Kurve entsprechen Punkten, an denen die aufgrund der Steuerung erhaltene Wellenform mit der durch eine gestrichelte Linie angedeuteten ursprünglichen Wellenform übereinstimmt. Der Punkt, an dem die Abweichung des Spannungswertes VU von der Sinus-Wellenform ihr Maximum annimmt, liegt bei θ = 44,5°. Dort beträqt die Abweichung annähernd + 2,7%. Wenn der Wert der Sinuskurve an dem Punkt θ = 44,5° mit L2 und der Wert der verzerrten Kurve an diesem Punkt mit L1 bezeichnet wird, so ergibt sich der Verzerrungsfaktor durch die folgende Gleichung:

L1 — L2 Verzerrungsfaktor = —=-z— χ 100 (%)

Dieser Wert ist von geringer Größenordnung und beträgt, in Einheiten von Drehmomentschwankungen des Motors ausgedrückt, annähernd + 1,6%, falls in dem Motor keine gegenelektromotorische Kraft auftritt, d.h., falls der Motor blockiert ist. Wie aus der obigen Beschreibung hervorgeht, ergibt sich bei einer Steuerung der idealen Sinus-Wellenform der Spannung des Dreiphasen-Motors mit Hilfe der in Figur 5 gezeigten Steuervorrichtung eine

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Wellenform für die den Ankerspulen des Motors zugeführte Spannung, die im wesentlichen einer genauen Sinus-Wellenform mit einer Verzerrung von nur 2,7% entspricht. Diese Verzerrung ist in der Praxis als unproblematisch anzusehen.

Nachfolgend soll ein Fall beschrieben werden, in welchem die Ausgangsspannung der Halleffekt-Einrichtung eine ideale Sinus-Wellenform aufweist.

Es soll ein Hall betrachtet werden, bei dem lediglich der Scheitelwert des Ausgangssignals der Hall-Sonde cL von den Scheitelwerten der übrigen Sonden abweicht. Der Scheitelwert des Ausgangssignals der Sonde aC sei um 20% höher als der der Ausgangssignale der Hall-Sonde η ß> und y. Bei einer herkömmlichen linearen Steuerung, bei der die Ausgangssignale der Hall-Sonden^, β und ν als solche verstärkt werden und die verstärkten Ausgangssignale den Ankerspulen zugeführt werden, ist das Drehmoment der U-Phase größer als die beiden anderen Phasen-Drehmomente. Beispielsweise beträgt in einem Fall, in dem die gegenelektromotorische Kraft vernachlässigbar ist (entsprechend einem blockierten Motor), die Drehmomentabweichung oder Drehmomentschwankung annähernd + 6,3%, und in einem Fall, in der die gegenelektromotorische Kraft die Hälfte der angelegten Spannung beträgt, ergibt sich eine Drehmomentschwankung von annähernd + 11,8%. Bei Verwendung der in Figur 5 gezeigten Steuervorrichtung werden jeweils die in Figur 8 durch eine durchgezogene Linie dargestellten Spannungen VU, W und VW den Ankerspulen U,V bzw. W zugeführt. Wenn keine Steuerung ausgeführt wird, entspricht der Verlauf der Spannung VU nicht der idealen gestrichelten Kurve, und es erscheint ein Kurvenabschnitt, wie er durch die strichpunktierte Linie angedeutet ist. Durch die erfindungscje-

TER meer · MÜLLER · STEirjJMeiSTER.-.; . -..- Mitsubishi DenJcx

mäße Steuervorrichtung wird jedoch die Lage der durchgezogenen Linie verändert. Die Spannungen W und VW werden derart beeinflußt, daß sich statt des durch die gestrichelte Linie angegebenen idealen Verlaufs der Verlauf entsprechend der durchgezogenen Linie ergibt. Die in der Zeichnung angegebenen Zahlenwerte geben jeweils das Verhältnis zwischen dem geänderten Kurvenverlauf und dem gleich 1 gesetzten Scheitelwert der idealen Wellenform an. In diesem Fall betragen die Drehmomentschwankungen bei vernachlässigbarer gegenelektromotorischer Kraft annähernd 3,5% und bei einer gegenelektromotorischen Kraft entsprechend der Hälfte der angelegten Spannung etwa 6,9%. Gegenüber dem Fall, daß keine Steuerung erfolgt, werden die Drehmomentschwankungen bis auf annähernd 55 bis 58% unterdrückt. Je kleiner die Streuung der Signalverstärkung der jeweils in Dreiergruppen verwendeten Halleffekt-Einrichtungen ist, desto geringer werden die Drehmomentschwankungen. Die Verwendung der in Figur 5 gezeigten Steuervorrichtung hat den Vorteil, daß die Drehmomentschwankungen auf 55 bis 58%, verglichen mit dem FaIl₁ in dem keine Steuerung stattfindet, unterdrückt werden können. Dies bedeutet, daß keine Einrichtungen zum individuellen gleich der Signalverstärkungsverhältnisse der einzelnen Halleffekt-Einrichtungen erforderlich ist.

Nunmehr soll ein Fall betrachtet werden, in dem der die Hall-Sonden durchsetzende magnetische Fluß keinen genauen Sinus-Verlauf aufweist, sondern bei dem die Scheitelwerte des magnetischen Flusses leicht abgeflacht sind. Ein Beispiel eines solchen Falles ist in Figur 9 dargestellt. In Figur 9 weist die dritte harmonische Komponente der Schwingung einen Scheitelwert von 10% , bezogen auf den Scheitelwert der idealen Sinus-Wellenform

auf, während die Ausgangssignale aller Hall-Sonden«=^, f>

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und ^ gleiche Scheitelwerte haben. Diese Ausgangssignale sind durch durchgezogene Linien als Spannungen VU, W und VW dargestellt, die als solche nach einer Verstärkung den Ankerspulen der jeweiligen Phasen U, V und W zugeführt werden. Die Spannungen VU,W und VW entsprechen jeweils der Summe der durch eine durchgezogene Linie dargestellten dritten harmonischen Komponente V3 der einzelnen Phasen und der durch gestrichelte Linien dargestellten idealen Sinus-Wellenform. Wenn in diesem Fall die Steuervorrichtung gemäß Figur 5 verwendet wird, so wird als Absolutwert χ für die Bezugsspannungen VC und VD der Addierschaltungen 20 4 und 20 5 ein Wert verwendet, der sich durch Addition des Amplitudenverhältnisses der dritten Harmonischen zu der Grundschwingung zu dem gemäß Gleichung (8)ermittelten Wert d.h, χ = 0,268, ergibt. Bei dem in Figur 9 gezeigten Beispiel gilt also: χ =0,268 + 0,1 = 0,368. Dies liegt daran, daß der Scheitelwert der dritten Harmonischen in Gleichung (6) eingeht und der Wert χ durch Gleichsetzen der Gleichungen (6)und(7) ermittelt wird. Genauer gesagt, in Gleichung (4) ist in diesem Fall - 1,2 + 2 χ zu schreiben, und in Gleichung (5) tritt der Term 0,9 - χ auf, so daß sich in Gleichung (6) 2,1 - 3x ergibt. Aus der Bedingung, daß Gleichung (7) keinen Einfluß auf die dritte Harmonische und auf den obengenannten Wert haben soll, folgt die Beziehung 2,1 - 3x = 1,372 - 2x und somit χ = 0,368. Für jede Stärke der Abweichung der Wellenform des magnetischen Flusses durch die Hall-Sonden Von der Sinus-Wellenform kann ein Wert χ gefunden werden, bei dem die Drehmoment-Schwankungen minimal werden. Wie zuvor beschrieben wurde, wird der Wert χ dadurch eingestellt, daß die Widerstandswerte der Widerstände 63 und 68 in der Additions-Bezugssignalschaltung 20 3 in der Vorrichtung gemäß Figur 5 geeignet gewählt werden. Die Dimensionierung dieser Widerstände kann erfolgen, wenn die wesentlichen Parameter

TER MEER · MÜLLER ■ STEINMElSTEf? : MitSUbishx

des Motors/ d.h., die Bauart und die Geometrie des Motors bekannt sind und braucht nicht für jeden einzelnen Motor ausgeführt zu werden. Soweit die Motoren in ihrer Bauweise übereinstimmen, kann der gleiche voreingestellte Wert verwendet werden. Dies liegt daran, daß, wenn die Bauart des Motors feststeht, hinsichtlich der Position und Art der verwendeten HaIleffekt-Einrichtungen und des Materials und der Form der Permanentmagneten bei allen Motoren gleicher Bauart die gleichen Bedingungen herrschen, so daß das Ausmaß der harmonischen Verzerrung des magnetischen Flusses bei allen derartigen Motoren nahezu gleich ist. Die in diesem Fall in dem Motor auftretenden Drehmomentschwankungen sind die gleichen wie im Fall einer unverzerrten Wellenform der den Ankerspulen zugeführten Spannung. Der Grund hierfür liegt darin, daß, obgleich die dritte Harmonische in der Praxis den größten Anteil der Verzerrung ausmacht, die dritten harmonischen Oberschwingungen aller drei Phasen des Motors in Phase sind, so daß sie einander gegenseitig ausgleichen und nicht zu Drehmomentschwankungen führen. Darüber hinaus sind im Prinzip auch geringe geradzahlige Ober schwingungen möglich, die jedoch vernachlässigt werden können, während die Absolutwerte der fünften und siebten harmonischen Oberschwingungen mit der Zunahme der Ordnungszahl der Oberschwingung sehr klein werden und daher ebenfalls nicht in Betracht gezogen zu werden brauchen. Obgleich hier auf eine detaillierte Rechnung verzichtet werden soll, ergibt sich bei einer Steuervorrichtung gemäß Figur 5 in dem Fall, daß der Scheitelwert der dritten Harmonischen 10% des Scheitelwertes der Grundschwingung beträgt, eine Verzerrung der Wellenform von annähernd + 3,86%, die somit geößer als bei einer idealen Sinus-Wellenform ist. Die Drehmomentschwankungen betragen jedoch auch in diesem Fall nur etwa + 1,8% und sind damit nicht höher als im Fall einer idealen Sinus-Wellenform.

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Ferner soll nunmehr ein Fall betrachtet werden, bei dem ausschließlich bei der Spannung VU eine Nullpunktabweichung, d.h., eine Abweichung des Gleichspannungsanteils vorliegt. Die in Figur 10 durch durchgezogene Linien dargestellten Wellenformen entsprechen den Wellenformen der Spannungen in der Vorrichtung nach Figur 5, die den Ankerspulen für die einzelnen Phasen U,V und W zugeführt werden. Die ideale Sinus-Wellenform für jede Phase ist durch gestrichelte Linien angegeben. Wie durch eine strichpunktierte Linie angedeutet ist, ist lediglich die der U-Phase entsprechende Spannung um eine Nullpunktspannung VO in positive Richtung verschoben. Die Nullpunktspannung beträgt 15% des Scheitelwertes. Die in Figur 10 angegebenen Zahlenwerte betreffen Relativwerte, bezogen auf den als 1 gesetzten Scheitelwert der idealen Sinus-Wellenform. Die Art der Veränderung der den einzelnen Phasen zugeführten Spannung zur Kompensation der in der U-Phase auftretenden Nullpunktspannung ist durch durchgezogene Linien dargestellt. Wenn an dem Punkt θ = 90° ohne Nullpunktspannung ein Drehmoment von 100 vorliegt, so ändert sich das Drehmoment von annähernd 10 5,1 auf 97,3, wenn eine Nullpunktspannung von 15% vorliegt. Diese Werte betreffen jedoch einen Fall, in dem die gegenelektromotorische Kraft vernachlässigbar ist. In dem Fall, daß die gegenelektromotorische Kraft die Hälfte der angelegten Spannung beträgt, ändert sich das; Drehmoment von annähernd 110 auf 95. In jedem Fall kann selbst bei einer Nullpunktabweichung von 15% die Bildung von Drehmomentschwankungen bis auf annähernd + 3,8% unterdrückt werden.

Gemäß der obigen Beschreibung wird als Bezugswert für die Ermittlung des Wertes der Positiv-Addierschaltung 204 der Wert VC verwendet, der positiv gegenüber dem Mittelpotential VK der Spannungsversorgung ist, während als Bezugs-

TER MEER · MÜLLER · STEIKjMEiSTTER -' . ' " - '. - 1 MltSUDXSnx

wert für die Ermittlung in der Negativ-Addierschaltung 205 der gegenüber dem Mittelpotential VK negative Wert VD verwendet wird. Diese Ausführungsform soll im folgenden als PP-Version bezeichnet werden. Man kann jedoch, ohne die Wirkungsweise der Vorrichtung gemäß Figur 5 zu beeinträchtigen, die Bezugswerte VC und VD in dem Sinne austauschen, daß der Wert VD für die Positiv-Addierschaltung 204 und der Wert VC für die Negativ-Addierschaltung 205 verwendet wird. Diese Ausführungsform soll im folgenden als PN-Version bezeichnet werden. Wenn an dem Punkt θ = 30° das Vorzeichen des Wertes χ in den Gleichungen (4) und (5) umgekehrt wird, so führt dies zu dem gleichen Ergebnis wie ein Vertauschen der Bezugswerte VC und VD. Im Ergebnis wird dann der Wert E aus Gleichung (6) durch folgende Gleichung ausgedrückt:

E = 2 + 3x ... (10)

Bei der PP-Version wurden an dem θ = 60° die Werte c'b und bf in Figur 6 (d.h., der Wert x) nicht in die Berechnung einbezogen. Bei der PN-Version werden diese Werte jedoch in der Berechnung berücksichtigt. Daher ist die Gleichung (7) durchdie folgende Gleichung zu ersetzen:

E = 0.866 x 2 + 4x = 1.732 + 4x. ... (H)

Wenn die Bedingung errechnet wird, unter der die obigen Gleichungen (10) und (11) übereinstimmen, so ergibt sich für den Wert χ der gleiche Wert wie in der zuvor erörterten Gleichung (8). Dies ist in Fig. 11 durch Kurven J und K¹ veranschaulicht, die den Kurven J, K¹ in Fig. entsprechen, wobei die Werte VC und VD gegeneinander vertauscht sein können. Die Verzerrung der Wellenform

TER MEER · MÜLLER · STEINMCISTER * .' ' '. '. . I

- 39 wird auf etwa - 1,15 % verringert.

Zur Veranschaulichung des Zusammenhangs zwischen den Bezugswerten χ und den Drehmomentschwankungen des Motors bei der PP-Version und der PN-Version der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung und zum Vergleich mit einer herkömmlichen Steuervorrichtung sind in der nachfolgenden Tabelle für verschiedene Wellenformen der Ausgangssignale der Halleffekt-Einrichtungen die jeweiligen Bezugswerte und Drehmomemtschwankungen angegeben. In einem der betrachteten Fälle weisen die Ausgangssignale der Halleffekt-Einrichtungen eine ideale Sinus-Wellenform auf. In einem anderen Fall ist das Ausgangssignal bei einer Phase um 20 % größer als die Ausgangssignale der anderen Phase. In einem dritten Fall tritt bei einer Phase eine Nullpunktsabweichung um 15 % auf, und in einem vierten Fall ist bei allen drei Phasen der Grundschwingung die dritte Harmonische mit einer Amplitude von 10 % der Grundschwingungs-Amplitude überlagert. Wie die Tabelle zeigt, treten im Fall einer idealen Sinus-Wellenform der Signale der Hall-Sonden bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung etwas größere Drehmomentschwankungen als bei der herkömmlichen Vorrichtung auf. In der Praxis sind derartige ideale Wellenformen jedoch unwahrscheinlich, da eine Streuung der Ausgangsspannungen aufgrund einer Streuung des Verstärkungsverhältnisses der einzelnen Halleffekt-Einrichtungen ebenso unvermeidlich ist wie eine Abweichung der Nullspannung. Bei dem als Regelfall zu sehenden Fall derartiger Störungen der Wellenform sind die Drehmomentschwankungen bei der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung jedoch wesentlich kleiner als bei der herkömmlichen Vorrichtung.

TER meer · Müller ■ STEItJiMEiSTEFJ . . Mitsubishi Denki

- 40 Tabelle

Verlauf der Ausgangsspannungen der HaIleffekt-Einrichtungen Steuervorrichtung

Bezugswert χ

Drehraomentschwankungen

Ideale Sinus-We Ilenform

PP-Version	0	.268
PN-Version	0	.268
herkömmliche Vorrichtung

1 1

Ausgangssignal in einer Phase um 20 % größer als in den anderen Phasen

PP-Version	0	.268
PN-Version	0	.268
herkömmliche Vorrichtung

+ +

t

NuIlpunkt s-Abwe iehung um 15% in einer Phase

PP-Version	0	.268
PN-Version	0	.268
herkömmliche Vorrichtung

+ +

- 10.0

Dritte Harmonische mit einer Amplitude von 10% der Grundschwingung in allen drei Phasen PP-Version
PN-Version

herkömmliche
Vorrichtung

0.368 0.368

+

f

Wenn man den Widerstand 68 in der Additions-Bezugssignalschaltung 20 3 der Vorrichtung nach Fig. 5 kurzschließt, so wird der Verstärkungsfaktor des Operationsverstärkers 17

a *

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gleich eins. Dies bedeutet, daß die ersten und zweiten Bezugssignale VC und VD für die Addierschaltungen 204 und 205 konstant auf das Mittelpotential VK der Spannungsversorgung festgelegt werden, d.h., der Wert χ wird auf 0 eingestellt. In diesem Fall weisen die den Ankerspulen der einzelnen Phasen U, V, W zugeführten Spannungen VU, W, VW, bezogen auf das Mittelpotential VK, Wellenformen auf, wie sie durch eine durchgezogene Linie in Fig. 12 dargestellt sind. Diese Wellenform entspricht seinem sogenannten 60°-trapezförmigen Wellenzug. In diesem Fall wird selbst dann, wenn die Ausgangssignale der einzelnen Halleffekts-Einrichtungen unterschiedliche Verstärkungsfaktoren aufweisen, und die Nullspannungen der einzelnen Phasen gegeneinander versetzt sind, im Bereich der Flanken der trapezförmigen Wellen ein Unterschied zwischen den jeweiligen Phasen hervorgerufen, obgleich dies nur einen geringen Einfluß auf die Drehmomentschwankungen hat. Die der 60°-trapezförmigen Wellenform entsprechenden Drehmomentschwankungen werden jedoch nicht weit unterdrückt und der Betrag der DrehmomentSchwankungen ist verhältnismäßig groß im Vergleich zu dem oben beschriebenen System, bei dem eine sinusförmige Wellenform verwendet wurde. Wenn keine gegenelektromotorische Kraft vorliegt, betragen die Drehmomentschwankungen annähernd ~ 6,7%, und wenn die gegenelektromotorische Kraft die Hälfte der angelegten Spannung beträgt, ergeben sich Drehmomentschwankungen von annähernd + - 13 %, die in der Praxis nicht zu nennenswerten Schwierigkeiten führen, Die oben beschriebene Steuerung mit 60°-trapezförmiger Wellenform ist dann zweckmäßig, wenn der Motor mit verhältnismäßig hoher Drehzahl läuft. Da die Frequenz der Drehmomentschwankung um einen Faktor 6 größer ist als die Grundfrequenz, sind die Frequenzkomponenten der Drehmomentschwankungen bei einem mit hoher Geschwindigkeit laufenden Motor zu hinreichend hohen Werten verschoben, so daß sie nicht zu nennenswerten Gleichlaufschwankungen führen. Wenn Drehmomentschwankungen unter-

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drückt werden sollen, deren Frequenz mit derjenigen der Grundschwingung übereinstimmt, wie sie beispielsweise durch eine Nullspannungsverschiebung oder durch unterschiedliche Verstärkungsverhältnisse der einzelnen Halleffekts-Einrichtungen hervorgerufen werden, so erweist sich die Steuerung nach einer 60°-trapezförmigen Wellenform mit Hilfe der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung als vorteilhaft.

Die Größe der oben beschriebenen Bezugswerte VC und VD, bzw. des Wertes χ ist nicht auf die oben angegebenen Zahlenwerte von 0,268; 0,368 und 0 beschränkt. Der Wert χ kann entsprechend den jeweiligen Verhältnissen der Ausgangsspannungen der HaIleffekt-Einrichtungen oder den Eigenschaften des Motors oder dergleichen im Bereich von 0 bis 1,0 gewählt werden. Vorzuziehen sind jedoch Werte in der Nähe der oben angegebenen Zahlenwerte, insbesondere in der Nähe von 0,268.

Bei den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen der Erfindung handelt es sich um Spannungs-Steuerungen, bei denen die den Ankerspulen des Motors zugeführte Spannung gesteuert wird. Eine derartige Spannungs-Steuerung zeichnet sich durch ein schnelles Ansprechverhalten und eine hohe Stabilität der Servo-Charakteristik aus. Die Erfindung ist jedoch nicht allein auf derartige Spannungs-Steuerung, sondern ebenso auf Strom-Steuerung anwendbar, bei denen der durch die Ankerspulen fließende Strom gesteuert wird. Nachfolgend soll ein Ausführungsbeispiel der Erfindung mit einer derartigen Strom-Steuerung beschrieben werden.

In Fig. 13 sind lediglich solche Teile eines anderen Ausführungsbeispiels der Erfindung dargestellt, die sich von dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 unterscheiden. Die Steuervorrichtung gemäß Fig. 5 ist derart aufgebaut, daß als Rückkopplungs-

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signal für die Steuerung die den Ankerspulen zugeführte Spannung an die Eingänge der Positiv- und Negativ-Addierschaltungen 204 und 205 gelangt. Im Unterschied' dazu ist die Vorrichtung gemäß Fig. 13 derart aufgebaut, daß als Rückkopplungssignal ein durch die Ankerspulen fließender Strom abgetastet und auf die Eingänge der Positiv- und Negativ-Addierschaltungen 204,205 geleitet wird. Zur Abtastung des durch die Ankerspulen 111,112 und 113 der U-, V- und W-Phasen fließenden Ströme sind Widerstände 301,302 und 303 vorgesehen. Verstärker 311, 312 und 313 dienen zur Verstärkung des Spannungsabfalls über den einzelnen Widerständen 301,302 und 303. Die Verstärkungsfaktoren dieser Verstärker sind durch das Verhältnis von Widerständen 304 und 305, 306 und 307 bzw. 308 und 309 festgelegt. Indem man die Verstärkerschaltungen einschließlich der Widerstände 301,302 und 304 derart auslegt, daß die den abgetasteten Strömen entsprechenden Spannungen bis auf solche Werte verstärkt werden können, die den angelegten Spannungen VU, VV und VW entsprechen, können die in Fig. 13 nicht gezeigten übrigen Teile der Vorrichtung in der in Fig. 5 angegegebenen Weise aufgebaut sein. Die vorangegangene Beschreibung der Wirkungsweise des Ausführungsbeispiels nach Fig. 5 gilt sinngemäß auch für das Ausführungsbeispiel von Fig. 13, wenn man die Ausgangsspannungen VU, VV und VW durch die Ströme IU, IV und IW in den U-, V- und W-Phasen ersetzt.

Wenn die Ausgangssignale der Hall-Sonden Sinus-Wellenformen aufweisen und in ihren Scheitelwerten übereinstimmen, so weisen bei einer Strom-Steuerung mit Hilfe der Vorrichtung gemäß Fig. 13 die durch die Ankerspulen der einzelnen Phasen fließenden Ströme die in Fig. 7 durch die durchgezogene Linie dargestellte Wellenform auf. Das Verhältnis der Drehmomentschwankungen ist konstant und unabhängig von der Anwesenheit oder Abwesenheit einer gegenelektromotorischen Kraft und beträgt nicht mehr als - 1,0'i. Als

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Absolutwert χ für die Bezugswerte VC und VD der Positiv- und Negativ-Addierschaltungen 204 und 205 wird der in Gleichung (8) angegebene Wert vollendet. Die relativen Drehmomentschwankungen des Motors sind als solche proportional zu dem Verzerrungsverhältnis der Wellenform. Bei Abwesenheit einer elektromotorischen Kraft wird dieser Wert unter den mit Bezug auf die Spannungs-Steuerung beschriebenen Werten zu dem Wert, der die Drehmomentschwankungen des Motors angibt. Ein wesentliches Merkmal der Steuervorrichtung gemäß Fig. 13, bei der eine Steuerung des Stromes erfolgt, besteht darin, daß dieser Wert unabhängig von der An- oder Abwesenheit einer gegenelektromotorischen Kraft konstant ist. Im Vergleich zu der Spannungs-Steuervorrichtung gemäß Fig. 5 gewährleistet die Strom-Steuervorrichtung nach Fig. 13 unabhängig von der gegenelektromotorischen Kraft eine konstant niedrige Drehmomentschwankung. Die Steuervorrichtung nach Fig. 13 weist zwar verglichen mit der Steuervorrichtung nach Fig. 5 einen geringfügig komplexen Aufbau auf, ist jedoch vorzuziehen, wenn es auf eine möglichst weitgehende Unterdrückung der Drehmomentschwankungen ankommt.

Die Figuren 14 und 15 veranschaulichen die Anwendung der anhand der Figuren 5 und 13 beschriebenen Steuerverfahren 5 für andere als Dreiphasen-Motoren und zeigen Ausführungsbeispiele einer Spannungs-Steuervorrichtung und einer Strom-Steuervorrichtung für einen Fünf-Phasen-Motor. Es sind jeweils nur diejenigen Teile der Vorrichtungen dargestellt, die sich in ihrem Aufbau von dem in Fig. 5 gezeigten Aufbau unterscheiden. Während gemäß Fig. 5 die Spannungen VU, W und VW entsprechend den Phasen U, V und W als Rückkopplungssignale für die Steuerung verwendet werden, werden bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 14 fünf verschiedene Spannungen oder Spulen-Spannungen VU, W, VW, VY und VZ entsprechend den fünf Phasen als Rückkopplungssignale der Positiv-Addierschaltung 204 und der Negativ-

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Addierschaltung 205 zugeführt. In ähnlicher Weise werden bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 15 anstelle der drei Ströme IU, IV und IW nach Figur 13 fünf Ströme IU, IV, IW, IY und IZ abgetastet. Mit Hilfe dieser Steuervorrichtungen wird die Steuerung entsprechend der folgenden Formel durchgeführt.

sin² θ + sin² (Q + ^ 7t) + sin² (Θ + |τΓ) + sin² (θ + | Jl + sin² (Θ + |tT) - 5
TO ²

Auf der Grundlage des anhand von Figur 5 erläuterten Funktionsprinzips der Vorrichtung ergeben sich Strombzw. Spannungsausgangssignale mit einer nahezu perfekten Sinus-Wellenform. Die in Fig. 14 gezeigten fünf Hall-Sensoren oU bis £ , die als Positions-Sensoren dienen, sind derart angeordnet, daß Gleichphasigkeit mit den in den jeweiligen Phasen U bis Z induzierten gegenelektromotorischen Kräften erzielt wird.

Wie aus der obigen Beschreibung hervorgeht, können erfindungsgemäß selbst in dem Fall, daß bei unterschiedlichen Niveaus der Ausgangssignale der Positionssensoren und selbst bei unterschiedlichen Null-Spannungen die Drehmomentschwankungen erheblich gemildert werden können. Es ist daher nicht erforderlich, die Verstärkungsverhältnisse und Null-Spannungen der Positionssensoren anzugleichen. Durch die Erfindung wird somit eine vereinfachte Steuervorrichtung zur Steuerung von Transistor-Motoren mit verringerten Drehmoment-Schwankungen geschaffen. Da ferner die den Ankerspulen zugeführten Spannungen einen sinusförmigen oder trapezförmigen Verlauf haben, erfolgen keine Ein-Aus-Schaltvorgänge wie bei einer Schalter-Steuerung, und an der Ausgangsklcmmc ist koi .: FiI tor-Schaltung mit einer verhältnismäßig qroßon Kapazität erforderlich. Darüber hinaus liefert die Positiv/Negativ-

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Spannungsadditionsschaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung ein Ausgangssignal, das zu dem der Vorrichtung als Stellsignal von außen zugeführten Steuersignal VI proportional ist. Das Rückkopplungssignal der erfindungsgemäßen Vorrichtung, d.h., die Ausgangs-Spannung oder der Ausgangs-Strom der Vorrichtung weist einen zu dem Steuersignal proportionalen Wert auf. Nach der Elimination der Terme 2VS und 2VT in Gleichung (3) ist dieser Wert proportional zu dem Steuersignal VI. Bei der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung wird daher die Ausgangs-Spannung entsprechend dem Absolutwert des Steuersignals VI erhöht oder gesenkt, und das Verzerrungsverhältnis der Wellenform oder das Verhältnis der Drehmomentschwankungen ist normalerweise konstant.

Die Erfindung ist nicht nur bei Dreiphasen-Motoren, sondern bei beliebigen Motoren mit mehr als drei Phasen, wie etwa Motoren mit fünf, sechs, sieben, acht, neun Phasen oder dergleichen anwendbar. In diesem Fall ist gemäß Fig. 14 eine der Anzahl der Phasen (oder der Hälfte oder dem Zweifachen der Anzahl der Phasen) entsprechende Anzahl linearer Verstärkerschaltungen und eine der Anzahl der Phasen entsprechende Anzahl von Dioden und Widerständen an den Eingängen der Positiv- und Negativ-Addierschaltungen vorgesehen. Die Eingangssignale der den einzelnen Phasen entsprechenden linearen Verstärkerschaltungen werden mit Hilfe von Halleffekt-Vorrichtungen als Positionssensoren erzeugt, deren Anzahl ausreicht, die der Anzahl der Phasen entsprechenden Signale zu erzeugen. Der Absolut-0 wert χ der Bezugswerte VC und VD für die positiven und negativen Addierschaltungen kann unter Berücksichtigung der Anzahl der Phasen entsprechend dem Grad der Abweichung des Positionssensor-Signals von der Sinus-Wellenform optimiert werden. Ferner ist darauf hinzuweisen, daß 5 die Anwendbarkeit der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung nicht auf nutfreie Motoren in flacher Bauweise der in

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Fig. 4 gezeigten Art beschränkt ist. Es kann sich um einen Motor mit Nut-Anker oder mit einem Luftspalt in einer Ebene parallel zu der Rotorwelle handeln. Obgleich in der vorstehenden Beschreibung lediglich HaIleffekt-Einrichtungen als Positionssensoren betrachtet wurden, kann jede Art von Sensor verwendet werden, die geeignet ist, den magnetischen Fluß abzutasten, der dem zwischen den Ankerspulen wirkenden magnetischen Fluß äquivalent ist, d.h., den die Ankerspulen verkettenden magnetischen Fluß, der von dem Permanentmagneten 5 des Rotors ausgeht, oder die Stärke des von den getrennt vorgesehenen Magneten ausgehenden Flusses.

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Leerseite

Claims

TER MEER-MÜLLER-STEINMEISTER

PATENTANWÄLTE — EUROPEAN PATENT ATTORNEYS

Dipl.-Chem. Dr. N. ter Meer Dipl -Ing. H. Steinmeister Trftstrass A ^{u er} Artur-Ladebeck-Strasse 51

D-8OOO MÜNCHEN 22 D-48OO BIELEFELD 1

Mü/Wi/vL/b

FP-1685 10. Februar 1983

MITSUBISHI DENKI KABUSHIKI KAISHA 2-3, Marunouchi 2-chome, Chiyodaku, Tokyo, Japan

STEUERVORRICHTUNG FÜR EINEN TRANSISTOR-MOTOR

Priorität: 10. Februar 1982, Japan, No. 21526/1982

PATENTANSPRÜCHE

Steuervorrichtung für einen Transistor-Motor mit Mehrphasen-Ankerspulen, mit einer Anzahl von Sensoren, die jeweils zur Erzeugung eines Abtast-Signals einen zu dem die Ankerspulen verkettenden magnetischen Fluß äquivalenten magnetischen Fluß abtasten, und mit einer Anzahl mit den einzelnen Sensoren und den einzelnen Ankerspulen verbundener Verstärker zur Verstärkung des abgetasteten Signals und zur

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Erzeugung von den einzelnen Ankerspulen zugeführten elektrischen Signalen zum Antrieb des Motors, gekennzeichnet durch

- eine Spannungsversorgung zur Erzeugung positiver und negativer Spannungen V1, V2 in bezug auf ein Mittelpotential VK,

- eine Anzahl jeweils mit den Ankerspulen (111,112,113) verbundener Einrichtungen zur Abtastung von den Antrieb des Motors steuernden elektrischen Größen und zur Erzeugung von Rückkopplungs-Spannungssignalen VU, VV, VW, VY, VZ entsprechend den einzelnen Phasen,

- eine ein externes Steuersignal aufnehmende Einrichtung (203) zur Erzeugung eines ersten Bezugswertes VC, der in einer vorgegebenen Beziehung zu der Rückkopplungs-Spannung steht, und eines zweiten Bezugswertes VD, der dem Betrag nach mit dem ersten Bezugswert VC übereinstimmt und eine diesem entgegengesetzte Polarität in bezug auf das Mittelpotential VK aufweist,

- eine erste, mit der Einrichtung zur Erzeugung der Rückkopplungs-Spannungen VU, ... und der Einrichtung (203) zur Erzeugung der Bezugswerte verbundene Spannungs-Addierschaltung (204), die von den Momentanwerten der Rückkopplungs-Spannungen VU, VV, ... jeweils diejenigen auf den ersten Bezugswert VC bezogenen Anteile addiert, die den ersten Bezugswert in positiver Richtung überschreiten , und ein erstes Additions-Ausgangssignal VAA erzeugt, .

- eine zweite, mit der Einrichtung zur Erzeugung der Rückkopplungs-Spannungen und der Einrichtung (203) zur Erzeugung der Bezugswerte verbundene Spannungs-Addierschaltung (205), die von den Momentanwerten der Rückkopplungs-Spannungen VU, VV, ... jeweils diejenigen auf den zweiten Bezugswert VD

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bezogenen Anteile addiert, die den zweiten Bezugswert VD in negativer Richtung unterschreiten,und ein zweites Additions-Ausgangssignal VB erzeugt,

- eine dritte, mit der ersten und der zweiten Addierschaltung (204,205) verbundene Spannungs-Addierschaltung (202) zur Addition der ersten und zweiten Additions-Ausgangsspannungen VAA und VB und zur Erzeugung einer dritten Additions-Ausgangsspannung VE, und

- eine mit der dritten Addierschaltung (202) und den Sensoren Xfßii verbundene Differenz-Steuerschaltung (209), die die Höhen der abgetasteten Signale derart steuert, daß der Wert der dritten Additions-Ausgangsspannung VE dem Wert des Steuersignals entspricht.
2. Steuervorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensoren*////" jeweils den magnetischen Fluß abtasten, der die den einzelnen Phasen entsprechenden Ankerspulen verkettet, und daß die Sensoren derart positioniert sind, daß die Spannung des elektrischen Ausgangssignals mit der in der zugeordneten Ankerspule induzierten elektromotorischen Kraft in Phase ist.
3. Steuervorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensoren ·*, ß, f Hall generatoren oder Hall-Sonden sind.
4. Steuervorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Erzeugung der Rückkopplungs-Spannungen VU, W, VVi, .... eine Einrichtung umfaßt, die als Rückkopplungs-Spannungen die den einzelnen Phasen-Ankerspulen zugeführten Spannungen abgreift.

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5. Steuervorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Erzeugung der Rückkopplungs-Spannungen Verbindungseinrichtungen umfaßt, die jeweils mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Ausgang eines der Verstärker (21,22,23) und der entsprechenden Ankerspule (111,112,113) verbunden sind.
6. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung-zur Erzeugung der Rückkopplungs-Spannungen VU, VV, ... eine Einrichtung zur Abtastung des durch die einzelnen Phasen-Ankerspulen (111,112,113) fließenden Stromes und zur Umwandlung dieses Stromes in den betreffenden Phasen entsprechende Rückkopplungs-Spannungen umfaßt.
7. Steuervorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Erzeugung der Rückkopplungs-Spannungen wenigstens einen in Reihe mit der Ankerspule geschalteten Widerstand (301,302,303) und einen mit Punkten vor und hinter dem Widerstand (301,302,303) verbundenen Verstärker (311,312,313) zur Verstärkung eines durch den durch die Ankerspule fließenden Strom erzeugten Spannungsabfalls über dem Widerstand umfaßt.
8. Steuervorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in bezug auf das Mittelpotential VK der erste Bezugswert VC positiv und der zweite Bezugswert VD negativ ist.
9. Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß in bezug auf das Mittelpotential VK der erste Bezugswert VC negativ und der zweite Bezugswert VD positiv ist.
10. Steuervorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsabstände der ersten und zweiten Bezugswerte VC, VD von dem Mittelpotential VK im Bereich von 0 bis 100 % der Rückkopplungs-Spannung VU, VV, ... liegen.
11. Steuervorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsabstände der Bezugswerte VC, VD zu dem Mittelpotential VK annähernd 26,8 % der Rückkopplungs-Spannung betragen.
12. Steuervorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsabstände der Bezugswerte VC, VD von dem Mittelpotential VK annähernd 36,8 % der Rückkopplungs-Spannung betragen.
13. Steuervorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Bezugswerte VC, VD mit dem Mittelpotential VK übereinstimmen.
14. Steuervorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Spannungs-Addierschaltungen (204,205) jeweils eine Gleichrichter-Diode (35,36) mit einer vorgegebenen Schwellenspannung umfassen.
15. Steuervorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Additions-Ausgangsspannungen VAA und VB sowie das Steuersignal als Betriebs-Bezugssignal jeweils ein Potential haben, das um die Schwellenspannung höher als das Mittel potential VK ist.
16. Steuervorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die

Differenz-Steuerschaltung (209) einen mit der dritten Spannungs-Addierschaltung (202) verbundenen Differenzspannungs-Verstärkcr (11) zur Verstärkung der Differenzspannung zwischen der dritten Additions-Ausgangsspannung und dem Steuersignal sowie eine mit dem Differenzspannungs-Verstärker (11) und den Sensoren <£>_t /$, f ,. . . verbundene Spannungs-Stellschaltung (201) umfaßt, die zur Steuerung der Höhe der abgetasteten Signale eine von der Differenzspannung abhängige Spannung an die Sensoren liefert.