DE2919071A1

DE2919071A1 - Anordnung zur erzeugung von signalen gesteuerter frequenzen

Info

Publication number: DE2919071A1
Application number: DE19792919071
Authority: DE
Inventors: Robert Morgan Rast
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1978-05-11
Filing date: 1979-05-11
Publication date: 1979-11-22
Also published as: FR2425769A1; MY8500716A; FI791442A; NL7903703A; JPS6249768B2; PL123484B1; FR2425769B1; SE443481B; ATA351479A; AT387876B; ES480484A1; NZ190418A; DE2919071C2; GB2020931A; FI68336B; IT1115202B; MX4554E; PL215515A1; HK54986A; CA1131721A

Description

HOA 72 942 Ks/Ei

U.S. Serial No: 9CW-,848

Mied: May 11, 1978

ECA Corporation New York, N.T., 7. St. v. A.

Anordnung zur Erzeugung von Signalen gesteuerter Frequenz

Die iJrfindung bezieht sich auf in geschlossener Schleife rückgekoppelte Systeme (geschlossene Eegelkreise) und betrifft Einrichtungen, die verhindern sollen, daß sich solche Systeme falscherweise festfahren, wenn !Teile innerhalb der Schleife vorübergehend fehlerhaft arbeiten.

Abstimmeinrichtungen in modernen Fernsehempfängern arbeiten häufig mit einer Art Irequenzsynthesizer, der eine sogenannte phasensynchronisierte Schleife enthält und gemäß einer Abkürzung des entsprechenden angelsächsischen Ausdrucks (Phase Locked Loop) auch hierzulande als ELL-System bezeichnet wird. Solche Systeme werden von Fernsehgeräteherstellem deswegen gerne verwendet, weil man mit ihnen Überlagerersignale mit relativ genauen und stabilen Frequenzen erzeugen kann. Außerdem lassen sich c.ie Frequenzen der Überlager er signale bei Verwendung des PLL-Systems leicht durch Binärsignale, die den Nummern der !Empfangkanäle entsprechen, programmieren. Allgemein enthal-

ten PLL-Abstimmsysteme einen Bezugsoszillator, einen Bezugsteiler zum Teilen der Frequenz des Ausgangssignals des Bezugsoszillators, einen Voruntersetzer zum Teilen der Ausgangsfrequenz des Überlagerungsoszillator durch einen vorgegebenen Divisor, einen programmierbaren Teiler zum Teilen der Ausgangsfrequenz des Voruntersetzers durch einen durch den jeweils gewählten Kanal bestimmten Divisor, einen Phasenvergleicher zum Erzeugen einer Reihe von Impulsen, die charakteristisch fur die Phasen- und/oder Frequenzabweichung zwischen dem Ausgangssignal des Bezugsteilers und dem Ausgangssignal des programmierbaren Teilers sind, und ein Tiefpaßfilter, welches aus den vom Phasenvergleicher erzeugten Impulsen eine Steuerspannung für den Überlagerungsoszillator ableitet.

Bei PIiL-Systemen kann es wegen ihrer geschlossenen Eückkopplungsschleife leider vorkommen, daß sie sich aufgrund eines vorübergehenden Fehlbetriebs eines der Teile der Schleife in einem Zustand festsynchronisieren, der einem der beiden Extreme: der vom Tiefpaßfilter erzeugten Steuerspannung entspricht. Beispielsweise kann die Steuerspannung auf einen ihrer beiden Extremwerte getrieben und dort festgehalten werden, wenn die Amplitude des Überlagerersignals niedriger ist als der für den Zählbetrieb des Yoruntersetzers notwendige Schwellenwert. In einem solchen Fall zählt der Voruntersetzer nicht richtig und kann in Wirklichkeit selbst zu schwingen anfangen und dadurch die wahre Frequenz des Überlagerersignals verdecken.

Es sind zwar Fehlbetriebsdetektoren für rückgekoppelte Systeme bekannt, die vorübergehendes Fehlverhalten von Teilen innerhalb der geschlossenen Schleife erkennen und zu korrigieren versuchen (vgl. z.B. die TJS-Patentschrift 3 971 991)? solche Detektoren eignen sieh jedoch nicht besonders gut für Pü-Systeme und sind nicht fähig, alle diejenigen Falschsynchronisierungen oder 'Fehleinstimiaungen , zu korrigieren, die bei solchen Systemen möglich sind.

Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung enthält ein rückge-

koppeltes System, z.B. ein P32i-System,eine Quelle für ein Bezugsfrequenzsignal, einen gesteuerten Oszillator zur Erzeugung eines Signals mit einer abhängig von einem Steuersignal gesteuerten Frequenz und eine Steuereinrichtung zum Erzeugen dieses Steuersignals abhängig von Betrag und Sichtung der Phasen- und/oder der Frequenzabweichung zwischen dem Signal gesteuerter Frequenz und dem Bezugsfrequenzsignal. Das rückgekoppelte System enthält außerdem eine Detektoranordnung, die ein Anzeigesignal erzeugt, wenn die Abweichung geringer ist als ein vorbestimmter Betrag, und eine Korrektureinrichtung, die ein dem Steuersignal entgegengerichtetes Korrektursignal an den steuerbaren Oszillator legt, wenn am Ende eines vorbestimmten Intervalls das Anzeigesignal nicht erzeugt ist»

Die Erfindung wird nachstehend an einem Ausführungsbeispiel an Hand von Zeichnungen näher erläutert.

Figur 1 zeigt in Form eines Blockschaltbildes einen Fernsehempfänger mit einem ELL-Abstimmsystem, in welchem erfindungsgemäße Maßnahmen zur Korrektur von Fehleinstimmungen getroffen sind;

Figuren 2 bis 5 zeigen in Logikschaltbildern Eealisierungsformen verschiedener Teile des Abstimmsystems nach Figur 1;

Figur 6 zeigt in einer graphischen Darstellung verschiedene Signalverläufe zur Erleichterung des Verständnisses der Wirkungsweise der im Abstimmsystem nach Figur 1 getroffenen Maßnahmen zur Korrektur von Fehleinstimmungen.

Der in Figur 1 dargestellte Fernsehempfänger hat einen HF-Eingangsteil 12, der ihm zugeführte HF-Signale filtert und verstärkt. Die HF-Signale können dem Eingangsteil 12 von einem üblichen Antennennetzwerk (nicht dargestellt) oder aus einem Kabelsystem (ebenfalls nicht dargestellt) zugeführt werden. Im Falle der Verwendung eines herkömmlichen Antennensystems empfängt der HF-Eingangsteil 12 HF-Eundfunkträger genormter Frequenzen. Wenn

der Eingangsteil 12 aus einem Kabelsystem gespeist wird, dann kann der HF-Träger ungenormte Frequenzen empfangen, die durch Frequenzumsetzung von betreffenden HF-Trägern genormter Frequenz entstanden sind. So können z.B. im Falle einer Fernsehversorgung aus einem Netz mit Hauptantenne (MA.TV) die dem Eingangs— teil 12 zugeführten HF-Träger gegenüber der entsprechenden genormten HF-Trägerfrequenz um bis zu £ 2 MHz versetzt sein.

Die Ausgangssignale vom HF-Eingangsteil 12 werden auf einen Mischer 14 gegeben, worin sie mit einem lokal erzeugten Überlagerungssignal kombiniert werden, dessen Frequenz zur Abstimmung auf den ^jeweils vom Benutzer gewählten Kanal eingestellt wird,und zwar immer so, daß ZF-Signale erzeugt werden, die einen Bildträger bei einer festen Frequenz von z.B. 45»75 MHz und zugehörige Ton- und Farbträger enthalten. Die ZF-Signale werden in einem ZF-Teil 16 gefiltert und verstärkt und auf eine signalverarbeitende Einheit 20 gegeben. Die Einheit 20 gewinnt daraus Signale, welche eine Leuchtdichteinformation, eine Farbinformation und eine Toninformation darstellen. Mit diesen von der Einheit 20 gewonnen Signalen wird mittels einer Bildröhre 22 ein Bild und mittels eines Lautsprechers 24 der zugehörige Ton erzeugt.

Das lokale Überlagerungssignal wird durch ein Abstimmsystem 28 erzeugt. Das Abstimmsystem 28 erzeugt Überlagerungssignale zum Abstimmen des Empfängers auf HF-Träger sowohl genormter als auch ungenormter Frequenzen. Es ist ähnlich aufgebaut wie das in der US-Patentschrift 4 031 549 beschriebene System.

Das Abstimmsystem 28 enthält eine phasensynchronisierte Schleife (PItL), die folgendes umfaßt: einen spannungsgesteuerten Überlagerungsoszillator 30, einen Voruntersetzer 32, einen programmierbaren Teiler 36, einen sogenannten V/U-Teiler 40, einen Phasenvergleicher 42, einen Bezugsoszillator 44, einen Bezugsteiler 46 und ein Tiefpaßfilter 50. Der überlagerungsoszillator 30 enthält Anordnungen mit Kapazitätsdioden für jedes Band von Fernseh-Überlagerungsfrequenzen, in den USA beispielsweise für

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!Frequenzbänder zur Abstimmung auf die Kanäle 2 bis 6, 7 bis und 14 bis 83. Innerhalb jedes Bandes wird die spezielle Schwingfrequenz des Überlagerungsoszillators 30 durch eine Steuerspannung bestimmt, die dem Oszillator von einem Tiefpaßfilter 50 zugeführt wird. Der Voruntersetzer 32 teilt die Frequenz des vom Überlagerungsoszillator kommenden Signals durch einen Divisor K, der mit Rücksicht auf die oberen Frequenzgrenzen des programmierbaren Teilers 36 gewählt ist. Z.B. ist für die Kana-Ie 2 bis 13 im VHF-Bereich der Divisor K gleich 64, und für die Kanäle 14 bis 83 im UHF-Bereich ist K gleich 256 (d.h. 4-64). Das Ausgangssignal des Voruntersetzers 32 wird über einen Eingangsschalter 34, dessen Funktion weiter unten noch beschrieben wird, wahlweise auf den programmierbaren Teiler 36 gekoppelt. Der programmierbare Teiler 36 teilt die Frequenz des Ausgangs signals des Voruntersetzers 32 durch einen programmierbaren Divisor H". Die programmierbare Zahl N wird durch einen Kanalwähler 38 entsprechend dem vom Benutzer gewählten Kanal festgelegt. Der YAJ-¹SeIIeT 40 teilt die Frequenz des Ausgangssignals (CHAEf) des programmierbaren Teilers 36 durch 4, wenn der gewählte Kanal im VHF-Bereich liegt, und durch 1, wenn der gewählte Kanal im UHF-Bereich liegt. Das Ausgangssignal des V/TJ-Teilers 40 (4/1 OUT) wird einem Eingang des Phasenvergleichers 42 zugeführt.

Das Band, in dem der gewOilte Kanal liegt, wird durch einen Bandwähler 39 bestimmt. Der Bandwähler 39 ist mit dem Überlagerungsoszillator 30 gekoppelt, um festzulegen, welche Kapazitätsdiodenanordnung aktiviert wird. Der Bandwähler 39 ist ferner mit dem Voruntersetzer 32 und dem V/ü-Teiler 40 verbunden, um deren Divisoren festzulegen.

Der Bezugsosaillator 44 ist kristallgesteuert und liefert daher ein Ausgangs signal mit einer relativ stabilen Frequenz. Das Ausgangssignal des Bezugsoszillators 44 wird auf den Bezugsteiler 46 gegeben, der verschiedene Takt- und Zeitsteuersignale für das Abstimmsystem 28 erzeugt. Eines dieser Signale wird als Bezugsfrequenzsignal (E) verwendet. Das Bezugsfrequenz-

signal wird einem zweiten Eingang des Phasenvergleichers 42 zugeführt.

Der Phasenvergleicher 42 ermittelt durch Vergleich die Phasen- und !Frequenzabweichung zwischen dem Bezugsfrequenzsignal R und dem Ausgangssignal 4/1 OUT des V/TJ-Teilers 40 und erzeugt eine Reihe von Impulsen, deren Polarität von der Richtung der Phasen- und Frequenzabweichung abhängt und deren Breite vom Betrag der Phasen- und !Frequenzabweichung abhängt. Wenn das Signal 4/1 OUT eine geringere Frequenz als das Signal R hat, dann liefert der Phasenvergleicher 42 negativ gerichtete Impulse. Wenn umgekehrt das Signal 4/1 OUT höhere !Frequenz als das Signal R hat, dann sind die vom Phasenvergleicher 42 erzeugten Impulse positiv gerichtet. Das Impulsausgangssignal (0 OUT) des Phasenvergleichers 42 wird über einen Befcriebsartenschalter 48, dessen Funktion weiter unten noch erläutert wird, auf das Tiefpaßfilter 50 gekoppelt. Das Tiefpaßfilter 50 filtert das Impulssignal, um die Steuerspannung für den Überlagerungsoszillator 30 zu erzeugen. Das Tiefpaßfilter 50 enthält einen invertierenden Verstärker. Die Steuerspannung steigt also beim Erscheinen negativ gerichteter Impulse und sinkt beim Erscheinen positiv gerichteter Impulse. Wenn die Steuerspannung ansteigt, erhöht sich die Frequenz des Signals des Überlagerungsoszillators, und wenn die Steuerspannung sinkt, dann wird die Frequenz des Signals des Überlagerungsoszillators niedriger.

Wenn der Eingangsschalter 34 und der Betriebsartenschalter 48 so stehen, daß das Aus gangs signal des Voruntersetzers 32 fortlaufend auf den Eingang des programmierbaren Teilers 36 gekoppelt wird und der Ausgang des Phasenvergleichers 42 fortlaufend mit dem Eingang des Tiefpaßfilters 50 gekoppelt ist, dann arbeitet das Abstimmsystem 28 mit geschlossener phasensynchronisierter Schleife, d.h. im "Synthesebetrieb". Während dieser Betriebsart ändert sich die Steuerspannung im Sinne einer Verminderung oder Beseitigung der Phasen- und Frequenzabweichung zwischen den Signalen R und 4/1 OTIT. Ist dieses Ziel erreicht, dann befindet sich die Schleife in einem Zustand,

der als "synchronisiert" zu betrachten ist. Wenn die phasensynchronisierte Schleife in diesem Synchronzustand ist, dann gilt im Falle der obigen Teilungsfaktoren folgende Beziehung zwischen der Frequenz f^^ des Signals des Überlagerungsoszillators und der Frequenz f_R des Bezugsfrequenzsignals:

f_L0 - 256iTf_E .

Es sei erwähnt, daß wenn fr, gleich 3,90625 KHz gemacht wird, der programmierbare Divisor N ganzzahlige Werte hat, welche die zur Abstimmung auf genormte HF-Fernsehträger erforderliche Frequenz des Überlagerungsoszillators in MHz angeben.

Um den Empfänger auf einen HF-Träger ungenormter Frequenz abzustimmen, wird das Ausgangssignal eines zur automatischen Feinabstimmung AFT (automatic fine tuning) dienenden Diskriminators 52 zu Hilfe genommen, das die Frequenzabweichung zwischen dem tatsächlichen ZF-Bildträger und seinem Nominalwert (z.B. 45,75 MHz) anzeigt, die sich ergibt, wenn die Frequenz des ungenormten HF-Trägers gegenüber der entsprechenden Normfrequenz verschoben ist. Das Ausgangssignal des AFT-Diskriminators 52 wird mittels des Betriebsartenschalters 48 anstelle des Ausgangssignals des Phasenvergleichers 42 auf das Tiefpaßfilter 50 gekoppelt, wenn eine Betriebsarten-Steuereinheit 54 ein entsprechendes AFT-Befehlssignal erzeugt. Während dieser Betriebsart, die nachstehend als AFT-Betrieb bezeichnet wird, wird die Frequenz des Überlagerungsoszillators durch das Ausgangssignal des AFT-Diskriminators 52 gegenüber ihrem während des Synthesebetriebs eingestellten Nominalwert verschoben, um die Abweichung zwischen der tatsächlichen Frequenz des ZF-Bildträgers und der Frequenz 45,75 MHz zu vermindern. Bevor 3^edock ^der Synthesebetrieb beendet und der AFT-Betrieb begonnen wird, muß die Feststellung getroffen werden, daß die Frequenz des Überlagerungsoszillators genügend nahe bei ihrem Nominalwert liegt, d.h. daß die Phasen- und Frequenzabweichung zwischen E und 4/1 OTJT geringer ist als ein erstes vorbestimmtes Maß, um zu verhindern, daß der Empfänger auf

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einen ungewünsehten Träger abgestimmt wird, z.B. auf den Tonoder Farbträger des gewählten oder eines benachbarten Kanals. Zu diesem Zweck ist ein besonderer Detektor 56 vorgesehen, der nachstehend als "Synchronzustandsdetektor" bezeichnet wird.

Der Synchronzustandsdetektor 56 empfängt Impulse HI ("hohe Frequenz des Überlagerungsoszillators") und LO ("niedrige Frequenz des Überlagerungsoszillators"), die vom Phasenvergleicher 42 erzeugt werden. Der Detektor 56 prüft die Breiten der Impulse HI und LO, um die Polarität und Breite der Ausgangsimpulse des Phasenvergleichers 42 zu beeinflussen. Wenn die Impulsbreiten geringer sind als ein erstes vorbestimmtes Maß, das unter Bezugnahme auf ein Zeit- oder Taktsignal 8R bestimmt wird, erzeugt der Synchronzustandsdetektor 56 ein Signal LOCK. Nachdem das Signal LOCK erzeugt worden ist, wartet die Betriebsarten-Steuerung 54 eine Zeitspanne, während welcher das Signal LOCK kontinuierlich erzeugt werden muß und die ausreichend lang ist, um sicherzustellen, daß die Phasen- und Frequenzabweichung zwischen R und 4/1 OUT tatsächlich auf ihr Minimum gebracht ist. Wie weiter unten noch zu erläutern ist, wird der Synchronzustandsdetektor 56 auch dazu verwendet, festzustellen, wann sich der PLL-Teil des Abstimmsystems 28 in einem "hängenden" Zustand wie weiter oben beschrieben befindet, und um daraufhin in Verbindung mit einer Hängekorrektureinrichtung 58 die passende Korrektur zu veranlassen.

Während des AFT-Betriebs sollte zweckmäßigerweise festgestellt werden, wie weit die Frequenz des Überlagerersignals (d.h. des Signals des Überlagerungsoszillators) unter dem Einfluß des Ausgangssignals des AFT-Diskriminators 52 von ihrem während des Synthesebetriebs eingestellten Wert fortgesteuert worden ist, um zu verhindern, daß sich das System auf ungewünschte Träger abstimmt. Um festzustellen, wie weit die Frequenz des Überlagerersignals während des AFT-Betriebs von ihrem Nominalwert versetzt worden ist, koppelt der Eingangsschalter 54 als Antwort auf ein Signal COUNT, das von einer Eingangsschalter-

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Steuereinheit 60 erzeugt wird, das Ausgangs signal des Voruntersetzers 32 vom Eingang des programmierbaren Teilers 36 ab. Das Signal COUHT ist eine periodische Eechteckwelle, die aus einem von zweien der vom Bezugsteiler 36 erzeugten Taktsignale (1/2R und E) abgeleitet wird und dem Eingangs schalter 34- beim Erscheinen des AFT-Befehlssignals zugeführt wird. Der Zählwert, der im programmierbaren Teiler 36 während der positiven Halbwelle des Signals COUNT aufgelaufen ist, wird mittels eines Offsetdetektors 62 mit einer vorbestimmten Zahl verglichen, die entsprechend dem jeweils gewählten Kanal eingestellt ist. Damit Zählrückstände nicht zu einem Fehler bei der Ermittlung des Frequenz offset führen, wird während der negativen Halbwelle des Signals COUNT ein Signal ESDET ("Eücksetzung des Detektors") von der Eingangsschalter-Steuereinheit 60 erzeugt, um den programmierbaren Teiler 36 vor dem Zählintervall zurückzusetzen. Falls der aufgelaufene Zählwert nicht innerhalb eines vorbestimmten Bereichs liegt, wird vom Offsetdetektor 62 ein Signal OFFSET erzeugt.

Als Antwort auf das Signal OFFSET beendet die Betriebsarten-Steuereinheit 54 das AFT-Befehlssignal und bewirkt dadurch, daß der Synthesebetrieb wieder begonnen wird. Außerdem wird der Wert der Zahl N um 1 erhöht, um eine Suche nach einem HF-Träger ungenormter Frequenz oberhalb der betreffenden Normfrequenz einzuleiten. Venn die phasensynchronisierte Schleife im synchronisierten Zustand ist, wird wieder der AFT-Betrieb begonnen. Falls ein positiv versetzter HF-Träger nicht vorhanden ist, was durch Erzeugung eines weiteren Signals OFFSET angezeigt wird, wird wieder der Synthesebetrieb eingeleitet, und die Zahl N wird um Λ vermindert, um nach einem Träger ungenoria— ter Frequenz unterhalb der betreffenden Normfrequenz zu suchen. Wenn die phasensynchronisierte Schleife wieder synchronisiert ist, wird wiederum der AFT-Betrieb begonnen.

Die Signale COUNT und ESDET, die während des AFT-Betriebs verwendet werden, um festzustellen, wie weit die Frequenz des Überlagerersignals von ihrem Nominalwert fortgesteuert worden

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ist, werden auch während des weiter unten beschriebenen Hängekorrekturbetriebs herangezogen.

Wenn das Abstimmsystem 28 im Synthesebetrieb arbeitet, kann es vorkommen (wie weiter oben erwähnt), daß die Steuerspannung fälschlich auf entweder ihren oberen oder ihren unteren Grenzwert getrieben wird und dort bleibt, wodurch das Abstimmsystem 28 in einen sogenannten "hängenden" Zustand versetzt wird. Die Hängezustände hängen von den Betriebseigenschaften des Überlagerungsoszillator s 30 und des Voruntersetzers 32 ab. Es ist typisch für spannungsgesteuerte Überlagerungsoszillatoren, die Kapazitätsdioden enthalten, daß bei einer Steuerspannung, die gerade unterhalb der niedrigsten Abstimmspannung entsprechend dem untersten Kanal im jeweiligen Band (z.B. dem Kanal 2 im 2-6-Band) liegt, und bei einer Steuerspannung, die gerade oberhalb der höchsten Abstimmspannung entsprechend dem obersten Kanal im Band (z.B. dem Kanal 6 im 2-6-Band) liegt, der Überlagerungsoszillator unter Umständen entweder überhaupt nicht schwingt oder ein Überlagerungssignal zu niedriger Amplitude erzeugt, die nicht mehr ausreicht, um einen Hochgeschwindigkeitsteiler wie den Voruntersetzer 32 zum Zähl en zu bringen. Es ist möglich, daß die Steuerspannung die Grenzen ihres normalen Arbeitsbereichs zwischen niedrigster und höchster Abstimmspannung überschreitet, und zwar aufgrund der Überschwingvorgänge und abklingenden Schwingungen, die sich normalerweise durch das Einschwingverhalten der phasensynchronisierten Schleife bei Wahl eines neuen Kanals ergeben, und aufgrund der Tatsache, daß,obwohl sich die normalen Arbeitsbereiche der Abstimmspannung für die drei Pernsehbänder im allgemeinen überlappen, die Grenzen dieser Bereiche nicht miteinander identisch sind. Wenn also die Empfängerabstimmung von einem Kanal in einem Band auf einen Kanal in einem zweiten Band gewechselt wird, dann kann die Abstimmspannung, die für das erste Band innerhalb des normalen Arbeitsbereichs lag, beim zweiten Band anfänglich außerhalb des normalen Arbeitsbereichs für dieses Band liegen. Außerdem kann ein Hochgeschwindigkeitsteiler in Eigenschwingung

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geraten, wenn sein Eingangssignal fehlt oder unzureichende Amplitude hat. Vergegenwärtigt man sich diese unerwünschten Eigenschaften des Überlagerungsoszillators 30 und des Voruntersetzers 32, dann kann die exakte Natur der verschiedenen Hängezustände beschrieben werden.

Herrschen Bedingungen, unter denen der Voruntersetzer 32 Eigenschwingungen -vollführt, und ist die Steuer spannung niedriger als der für den gewählten Kanal gewünschte Wert und liegt die AusgangsfpeqTienz des Voruntersetzers infolge seiner Eigenschwingung oberhalb der gewünschten Überlagererfrequenz, dann wird die Steuerspaunung fälschlicherweise auf ihren unteren Grenzwert getrieben und dort gehalten. Dieses "untere" Hängen tritt ein, weil die Eigenschwingfrequeiiz des Voruntersetzers bewirkt« daß die Frequenz des Ausgangssignals des programmierbaren Teilers 36 zu hoch wird, was zur Folge hat, daß die phasensymchronisierte Schleife die bereits zu niedrige Steuerspannung fälschlicherweise noch niedriger macht, um die Frequenz des Überlagerungsoszillators zu vermindern. Wenn andererseits die Steuerspannung höher ist als ihr gewünschter Wert und wenn die Eigenschwingfrequenz des Voruntersetzers niedriger ist als die gewünschte Überlagererfrequenz, dann, wird in ähnlicher Weise die Steuerspannung fälschlich auf ihren oberen Grenzwert getrieben und dort gehalten, d.h. die phasensynchronisierte Schleife gerät in einen "oberen" Hängezustand. Schließlich sei der Fall betrachtet, daß der Voruntersetzer keine Eigenschwingungen vollführt, daß aber die Frequenz des Überlagerungsoszillators 30 so hoch ist, daß die Amplitude des von ihm erzeugten Überlagerersignals niedriger als der für den Zählbetrieb des Voruntersetzers 32 erforderliche Schwellenwert ist. In diesem Fall hat das Ausgangssignal des Voruntersetzers 32 weniger Perioden als es haben sollte, und die Steuerspannung wird fälschlich höher getrieben, um die bereits schon zu hohe Frequenz des Überlagerersignals noch weiter zu erhöhen. Die Folge ist, daß die Steuerspannung am Ende auf ihren oberen Grenzwert gedruckt und die phasensynchronisierte Schleife in einen "oberen" Hängezustand gerät.

Wie bereits erwähnt, wird.im Abstimmsystem 28 eine Hängekorrektur einrichtung 58 in Verbindung mit dem Phasenvergleicher 42 und dem Synchronzustandsdetektor 56.verwendet, -um einen Hängezustand zu fühlen und gegebenenfalls zu korrigieren- Kurz gesagt, wenn ein neuer Kanal gewählt wird ( was durch Erzeugung eines Signals OHANGE CKanalwechsel") vom Kanalwähler 38 angezeigt wird) - und der Synthesebetrieb das erste Mal "beginnt , oder wenn der Synthesebetrieb nach Beendigung des AJQ}=»Betri@bs erneut beginnt, dann ifird nach Ablauf eines vorbestimmten Zeit= intervalls das Ausgangssignal d@s Synefconsustandsdetafefcors 56 geprüft_s um festzustellen_s- ob di© Phases,- und ErecpionsaTbuei= chung zwischen dem Bezugsfrequenzsignal 1 und dem Ausgangssig= nal 4/1 OUT des Y/Ü-Seilers 30 uatsrSialb eines erstes stimmten Werts liegt. "Genauer gesagt? trenn xfäteend ©ia@s signals HÜPCK2 (Hangup öloek 2 « "Häaga-Taktsignal 2")₂ das am Ende eines relativ langen Zeitsignals HUPGIC1 ©rseaeia,t₉ d®r-Synchronzustandsdetektor 56 ein Signal ΑΓΟΚ" erzeugt-(d_eh_e das logische Komplement des Signals LOOK) und damit anzeigt, daß die phasensynchronisierte Schleife nicht synchronisiert ist, dann erzeugt die HängekorrektureiDrichtung 58 ein Signal HDP (Hang Up = "Hängezustand")» das den Hangekorrekturbetrieb auslöst .

Wenn die phasensynchronisierte Schleife in einem Hängezustand ist, dann haben die vom Phasendetektor 4-2 erzeugten Impulse alle die gleiche, jedoch falsche Polarität. Als Antwort auf das Signal HUP trennt der Betriebsartenschalter 48 die Ausgangsimpulse des Phasenvergleichers 42 vom Eingang des Tiefpaßfilters 50 ab und koppelt stattdessen Impulse der entgegengesetzten Polarität,, die festes Tastverhältnis und feste Wiederholfrequenz haben und aus vom Bezugsteiler 46 erzeugten Taktsignalen abgeleitet werden, auf den Eingang des Tiefpaßfilters 50«. Di© vom Phasenvergleicher 42 erzeugten Signale HI und LO werden der Hängekorrektureinrichtung 58 zugeführt« Biese Einrichtung leitet daraus beim Erscheinen des Signals HOP ein Signal HÜPIAT (Hang Up Latch) und dessen logisches Komplement HUPEST" ab,- die auf den Betriebsartenschalter 48 gegeben werden, um die Polasi-

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tat der mit fester Frequenz und festem Tastverhältnis erscheinenden Korrekturimpulse .zu "bestimmen.

Während sich, die Steuerspannimg iron der Grenze weg bewegt, wo sie vorher himgetrieben und gehalten worden ist, wird das Ausgangssignal des SynciiTOiiziistaiidsdetektors 56 überwacht, um festzustellen., wann, die Phasen- und Frequenzabweichung zwischen dem Bezngsfpegiienzsignal und dem Ausgangs signal des V/U-Teilers

uateraalb einer zweiten vorbestimmten Grenze liegt. Während b HMngekorrelrira*beti»iebs verwendet der SynchronZustandsdetek-

5S> ein Sattsignal 32E, im festzustellen, wann die Breiten des? vom Piiasenvepgleieiier 4-2 erzeugten Signale El Tand LO unter ©ine zweite vorbestieEste Grenze fallen. Die Frequenz des Takt— signals 5SB ist das Vierfache der Frequenz des faktsignals 8E, das vom 8;pie2s°Q&gustandsdetektor 56 während des S^nthesebetriebs verwendet wipi.» Daher nraß, wenn das Signal iOCK während des Hangekoriiefc&Ti&lietriebs erzeugt wird, die Phasen- und irequenz— abweiciiiiag zwischen den Signalen E und 4/1 OUT um den Faktor M-kleiner sein als die Phasen- und Frequenzabweichung, die zwischen den beiden genannten Signalen erforderlich ist, wenn das Signal !QOE während des Syatliesebetriebs erzeugt wird. Außerdem ist, wenn das Sigaal LOGE während des Eängekorrekturbetriebs erzeugt wird, die !Frequenz des Überlagern? er signals extrem nahe an ihrem korrekten Wert.

Als Antwort auf das Signal LOCK bringt die Hängekorrektur einrichtung 58 den Betriebsar tens ehalt er 4-8 dazu, die mit festem (Tastverhältnis und fester frequenz erscheinenden Korrekturimpulse vom Tiefpaßfilter 50 abzukoppeln und wieder die Ausgangsimpulse des Ehasenvergleichers 4-2 auf das Tiefpaßfilter 50 zu geben. Um eine zusätzliche Sicherheit dafür zu schaffen, daß die phasensyncferonisierte Schleife nach Beendigung des Hänge— korrekturbetriebs nicht wieder in den Hängezustand zurückkehrt, wird ein kleider Phasenfehler zwischen den Eingängen des Pha— senvergleichers 4-2 eingeführt (wie weiter unten noch erläutert wird), der dafür sorgt, daß die Steuerspannung vorübergehend

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noch fortfährt, sich in der gleichen Richtung wie vorher während der Hängekorrektur zu ändern»

Während des Hängekorrekturbetriebs arbeitet das PLL-System mit offener Schleife, d.h. die Ausgangs impulse des Phasenverglei™ chers 42 sind vom Tiefpaßfilter 50 abgekoppelt,. Um einen Phasenbezugspunkt einzuführen, so daß eine aussagekräftige Bestimmung der Frequenzabweichung mit dem Phasenvergleicher 42 in Verbindung mit dem Synchronzustandsdetektor 56 während des Hängekorrekturbetrieb s möglich ist, Xfird das mit dem Bezugsfrequenzsignal E synchron laufende Signal COTJM! während des Hängekorrekturbetriebs verwendet, um das Ausgangssignal des Voruntersetzers 32 vom Eingang des programmierbaren Teilers 36 periodisch abzukoppeln. Außerdem werden der programmierbare Teiler 36 und der V/U-Teiler 40 mit dem Signal HSDET zurückgesetzt, das vor dem Signal COUläT erzeugt xfird, so daß irgendein Zählrückstand dieser Teiler die Ermittlung der Frequenzabweichung nicht beeinträchtigt. Um zu verhindern, daß das Abstimmsystem 28 im Falle einer fälschlichen Hängekorrektur (die nicht in der obenstehenden Weise zu Ende gehen würde) im Hängekorrekturbetrieb bleibt, wird der Hängekorrekturbetrieb, falls er nicht wie oben beendet wird, durch denjenigen HUPCK2-Taktimpuls beendet, der als nächster auf den HUPCK2-Taktimpuls folgt, welcher den Hängekorrekturbetrieb eingeleitet hat. Außerdem wird nach Beendigung des Hängekorrekturbetriebs das Ausgangssignal des Synehronzustandsdetektors 56 am Ende des nächsten HÜPCKI-Taktimpulses geprüft, um sicherzustellen, daß kein weiterer Hängezustand eingetreten ist, bevor der AFT-Betrieb begonnen wird. Ferner wird nach der Wahl eines neuen Kanals jedesmal wenn der AFT-Betrieb beendet und der Synthesebetrieb neu begonnen wird, das Ausgangssignal des Synchronzustandsdetektors 56 am Ende des HUPCK1-Taktsignals geprüft, um festzustellen, ob eine Hängekorrektur erforderlich ist.

Der Hängekorrekturbetrieb des Abstimmsystems 28 läßt sich leichter verstehen, wenn man die nachstehende Beschreibung der in

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den Figuren 2 bis 5 dargestellten Ausführungsformen verschiedener Teile des Abstimmsystems 28 verfolgt, die mit der Hängekorrektur zu tun haben. Aus Gründen der Übersichtlichkeit werden die nicht direkt mit der Hängekorrektur befaßten Teile des Abstimmsystems 28 nicht im einzelnen beschrieben. Diese Teile sind jedoch ausführlich in der oben genannten US-Patentschrift 4 031 549 erläutert.

Die in Figur 2 dargestellte Ausführungsform des Bezugsteilers 46 enthält einen dreizehnstufigen binären Wellenzähler 212, der als Antwort auf aufeinanderfolgende Impulse des Ausgangssignals des Bezugsoszillators 44 seine Zustände ändert. Die Ausgangssignale vorbestimmter Stufen (nicht einzeln dargestellt) des Zählers 212 werden kombiniert, um Taktsignale 1/2E, E, 2R, 8E und 32R. zu bilden, deren Frequenzen gemäß den angegebenen numerischen Koeffizienten zueinander in Beziehung stehen. Z.B. wird das Ausgangssignal der zehnten Stufe dazu verwendet, das Bezugsfrequenzsignal E zu erzeugen. Wenn der Bezugsoszillator 44 eine Frequenz von 4 MHz hat, dann ergibt sich hieraus für R eine Frequenz von 3,90625 KEz.

Der Bezugsteiler 46 enthält außerdem einen rücksetzbaren Wellenzähler 214, der seine Zustände entsprechend einem 500 KHz-Ausgangssignal des Zählers 212 ändert (unter der Annahme, daß der Bezugsoszillator 44 eine Frequenz von 4 MHz hat). Der Zähler 214 wird durch ein Signal CHANGE zurückgesetzt, das vom Kanalwähler 38 erzeugt wird, wenn ein neuer Kanal gewählt wird. Aus den Ausgangssignalen verschiedener Stufen des Zählers 214 werden in der gezeigten Weise die Taktsignale HUPCK1 und HÜPCK2 erzeugt. Mit Hilfe innerer logischer Verknüpfungsschaltungen (nicht dargestellt) wird der Zähler 214 nach einer vorbestimmten Zeit (d.h. nach Erreichen eines vorbestimmten Zählwerts) am Zählen gehindert. Diese vorbestimmte Zeit, z.B. zwischen fünf und sieben Sekunden, ist ausreichend lang gewählt, damit das Abstimmsystem 28 seinen ganzen Abstimmalgorithmus durchlaufen kann, d.h.: Synthetisierung der nominalen Überlagerer-

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frequenz und Umschaltung auf den ÄFT-Betrieb, Synthetisierung der nominalen Überlagererfrequenz plus 1 MEz und Umschaltung auf den AFT-Betrieb, Synthetisierung der nominalen Uberlagererfrequenz minus 1 MHz und Umschaltung auf den AFT-Betrieb, wie es weiter oben erläutert wurde«, Während der vorbestimmten Zeit, in deren Verlauf der Zähler 214 zählt, ist das Signal HÜPGK1 . eine Rechteckwelle mit einey Periode von 512 Millisekunden und das Signal HUPCK2 eine Heihe negativ gesichteter Impulse„ deren jeder eine Dauer von 32 Millisekunden hat und am Ende g©der 256 Millisekundea dauernden Haltaell© d©s Signals EUPGKI und unmittelbar - vor der nächsten Halbwelle dieses Signals erseheiat.

Eine Ausführungsforn der Eingangssehalter<-St©O.@r@ialieit 60 ist in Figur 3 dargestellt« Di© dort, gazeigte LogiksehaXtung ist so angelegt, daß die von ihr erzeugten Signal© COOTT und ISDET die in Figur 6 dargestellten Perioden uad Tastv©rhältnisse haben. Außerdem ist die logiksehaltrag so ausgelegt, daß di@ Signale GOUHI und ISDiS? entweder beia Erscheinea eines Signals HUP oder beim Erscheinen eines Signals AFT erzeugt werden»

Der in Figur 4 dargestellte Phasenvergleicher 42 ist eine flankengetriggerte, speichernde Ausführungsform ähnlich dem "phase comparator 2% der in der integrierten PED-Schaltung der Typenbezeichnung OD 4046 des Herstellers EGA Corporation verwendet wird (eine ausführliche Beschreibung hierzu befindet sich in der Schrift "ECA Solid State '?4 Data Boole Series, SSD-203B, COS/MOS Digital Integrated Circuits", die von der HCA Corporation, Somerville^ lew Jersey erhältlich ist). Kurz gesagt enthält der Phasenvergleicher 42 zwei Paare kreuzgekoppelter Setz/Rücksetz-Flipflops (ES-Flipflops), nämlich das Paaa? 414 und 416 und das Paar 418 und 420. Jedes Paar bildet eine Art Servoanordnung (führendes Flipflop und geführtes Flipflop). Das Ausgangssignal 4/1 OUT des V/U-Teilers 40 wird einem Eingang des Flipflops 414 zugeführt«, Das Bezugsfrequenzsignal H wird mittels eines Inverters 412 invertiert, um dessen Komplement Έ zu bilden, das dann dem Arbeitseingang des Flipflops 418

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angelegt wird. Die Ausgangssignale des Phasenvergleichers 42 sind die Impuls signale HI und LO.

Unter der Voraussetzung, daß am Anfang beide Signale HI und LO auf ihrem "niedrigen" Logikwert (Binärwert 0) sind, "bewirkt der erste positive Übergang entweder des Signals ff oder des Signals 4/1 QUT, daß das jeweils entsprechende der Ausgangssignale auf einen "hohen" logikwert (Binärwert 1) geht. Wenn a «,Β«, der erste positive Übergang im Signal Sf stattfindet, gekt das Signal LO auf den. Binäpwert 1, und wenn der erste positive Übergang im Signal 4/1 OUiE erfolgt, geht das Signal HI auf den Binärwert 1. Das Ausgangssignal mit dem Binärwert TbieiTbt auf diesem Wert» bis der Phasenvergleicher durch einen positiven Übergang im anderen Eingangs signal zurückgesetzt wird a "ömI zu diesem Zeitpunkt gehen "beide Ausgangssignale auf den Bi£l3?tjB:rfe 0» Somit wird die Polarität des Phasen- und iresiiaeazfeiileps zwischen den "beiden Eingangs signal en des Phasenvergleicheps 42 dadurch angezeigt, welches seiner Ausgangssignale auf eiern Binärwert 1 ist. Der Betrag des Phasen- und Ireqnenafehlers zwischen den beiden, Eingangs signal en wird durch die Bauer der Impulsbreite des den Binärwert 1 aufweisenden Ausgangssignals angezeigt.

Ein kreuzgekoppeltes Setz/Rücksetz-Flipflop 421 erzeugt als Antwort auf die Yorderflanken positiv gerichteter Impulse des Signals HSDET ein positiv gerichtetes Signal RS0 ("Bucksetzsignal für den Phasenvergleicher"),das durch die Yorderflanke der positiven Halbwelle des Signals COHST wieder "beendet wird (vgl. Figur 6). Der Impuls ES0 wird dazu verwendet, den Phasenvergleicher 42 zurückzusetzen, so daß "beide Signale HI und LO am Beginn der Periode des Auswertens der Frequenzabweichung während des Hängekorrekturbetriebs auf dem Binärwert 0 sind. Vie später noch erläutert werden wird, koppelt die Hängekorrektureixtrichtung 58 ein Signal SET0 ("Setzsignal für den Phasenvergleicher") uüter bestimmten Bedingungen auf den Phasenvergleicher 42, wenn der Hängebetrieb beendet ist.

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In der Figur 4 ist auch eine Ausführungsform des Betriebsarten-Schalters 48 gezeigt, die sechs NAND-Glieder 422, 424, 426, 428, 438 und 440 und drei Übertragungsglieder (Torschaltungen) 430, 432, und 434 enthält, um selektiv entweder die vom Phasenvergleicher 42 erzeugten Signale HI oder LO oder das Ausgangssignal des AFT-Diskriminators 52 oder das mit fester Frequenz und festem Tastverhältnis auftretende Hängekorrektursignal, das von den Taktsignalen R und 2E über ein NOR-Glied 425 abgeleitet wird, auf das Tiefpaßfilter 50 zu geben.

Wenn das Abstimmsystem 28 im Synthesebetrieb arbeitet, ist das Signal ΗΤΠ? auf dem Binärwert 1 und das Signal AiT auf dem Binarwert 0 und sein Komplement APt auf dem Binärwert 1. Somit sind die NAND-Glieder 438 und 440 gesperrt, die Torschaltung 434 ist undurchlässig, und die NAND-Glieder 422 und 424 sind eingeschaltet ("aktiv")» um entweder die Impulse HI oder die Impulse LO über die NAND-Glieder 426 und 428, die als negative ODER-Glieder dienen, den Tor schaltung en oder Schalt em 430 bzw. 432 zuzuführen. Wenn Impulse HI vom Phasenvergleicher 42 erzeugt werden, wird die Torschaltung 430 durchlässig gemacht, so daß die positiv gerichteten Impulse zum Tiefpaßfilter 50 gelangen. In ähnlicher Weise \iird, wenn Impulse LO vom Ehasenvergleicher 42 erzeugt werden, die Torschaltung 432 leitend gemacht, so daß negativ gerichtete Impulse zum Tiefpaßfilter 50 gegeben werden. Wie in Figur 4 gezeigt, enthält das Tiefpaßfilter 50 einen Operationsverstärker, der für invertierenden Betrieb angeordnet ist. Infolgedessen erzeugt das Filter als Antwort auf positiv gerichtete Impulse eine Steuerspannung, die sich in Richtung auf die negative Vers or gungs spannung -V ändert; als Antwort auf negativ gerichtete Impulse erzeugt es eine Steuerspannung, die sich in Richtung auf seine positive Versorgungsspannung +V ändert .

Wenn das Abstimmsystem 28 im AFT-Betrieb arbeitet, hat das Signal ΗΐΛ? den Binärwert 1 und das Signal AI¹T den Binärwert Λ und dessen Komplement AI¹T den Binärwert 0. Somit sind die Torschaltungen 430 und 432 beide gesperrt, und die Torschaltung 434 ist

durchlässig, so daß das Ausgangssignal des AFT-Diskriminators 52 übei* einen durch einen Emitterfolger gebildeten Pufferverstärker 436 zum Eingang des Tiefpaßfilters 50 gelangt.

Venn das Abstimmsystem in einem Hängekorrekturbetrieb arbeitet, hat das Signal HUP den Binärwert 0 und das Signal AFT den Binärwert O und dessen Komplement At¹T den Binärwert 1. Somit sind die NAND-Glieder 422 und 424 ausgeschaltet, die Torschaltung 434 ist undurchlässig, und den .NAND-Gliedern 438 und 440 wird ein Hängekorrektursignal zugeführt, dessen !Frequenz gleich derjenigen des Bezugsfrequenzsignals E ist und dessen Tastverhältnis gleich 25 Prozent des Tastverhältnisses des Bezugsfrequenzsignals E ist· Die Polarität der zum Tiefpaßfilter 50 gegebenen Impulse hängt davon ab, welches der NAND-Glieder 438 und 440 aktiviert worden ist. Das NAND-Glied 440 ist aktiviert, wenn das Signal HUPLAT den Binärwert 1 hat, und das NAND-Glied 438 ist aktiviert, wenn das Signal HTJPL"a¥ den Binärwert 1 hat.

Die Figur 5 zeigt eine Ausführungsform des Synehronzustandsdetektors 56, die ein D-Flipflop 512 enthält. Die Signale HI und LO vom Phasenvergleicher 42 werden über ein NOE-Glied 514 auf den D-Eingang (Dateneingang) des Flipflops 512 gekoppelt. Wenn das eine odea? das andere der Signale HI und LO den Binärwert 1 hat, dann erscheint am D-Eingang der Binärwert 0. Ansonsten ist der Binärwert am D-Eingang gleich 1. Eine Auswahleinrichtung, die NOE-Gliedej? 516, 518 und 520 enthält, koppelt unter Steuerung durch die Signale HUP und HUP wahlweise entweder das Taktsignal 8E oder das Taktsignal 32E auf den OK-Eingang (Takteingang) des Flipflops 512. Wenn das Abstimmsystem 28 im Synthesebetrieb arbeitet, hat das Signal HUP den Binärwert 0 und sein Komplement HUP den Binärwert 1. Im Hängekorrekturbetrieb ist es umgekehrt. Somit wird während des Synthesebetriebs das Taktsignal 8E und während des Hängekorrekturbetriebs das Taktsignal 32E auf den OK-Eingang des Flipflops 512 gekoppelt. Mit federn positiven Übergang des auf den OK-Eingang Flipflops 512 gekoppelten Signals wird der am D-Eingang des Flipflops 512 er-

scheinende Binärwert zum Q-Ausgang dieses FlipfLops übertragen, wo das Signal LOCK erzeugt wird. Wenn die Impulse HI und LO schmäler sind als das Intervall zwischen positiven Übergängen des dem OK-Eingang zugeführten Signals, erscheint der Binärwert 0, der am D-Eingang des Flipflops 512 als Antwort auf entweder die HI- oder die LO-Impulse erzeugt wird, zwischen positiv gerichteten Übergängen des dem OK-Eingang des Flipflops 512 zugeführt en Signals, und der Q-Ausgang "bleibt auf dem Binärwert 1. Somit wird wie oben erwähnt ein Signal LOCK geliefert, wenn im Synthesebetrieb die Breite der vom Phasenvergleicher 42 erzeugten Impulse HI und LO niedriger ist als eine erste vorbestimmte Breite, die durch die !Frequenz des Taktsignals 8B bestimmt wird, und wenn während des Hängekorrekturbetriebs die Breite der Impulse HI und LO geringer ist als eine zweite vorbestimmte Breite, die durch die Ireguenz des Taktsignals 32R bestimmt wi?d.

Die Hängekorrektureinrichtung 58 enthält in einer ebenfalls in Figur 5 dargestellten Ausführungsform ein kreuzgekoppeltes Setz/-Kücksetz-Flipflop 522, das die Prüfung des Q-Ausgangssignals des ELipflops 512 des Synchronzustandsdetektors 56 nach der Erzeugung eines Signals CHANGE oder AT??? verzögert, bis der negativ gerichtete HUPCK2-Impuls gerade vor der positiven Halbwelle des Signals KÜPCK1 erscheint, d.h. es erfolgt eine Verzögerung um 256 - 32 = 224 Millisekunden. Während des negativ gerichteten HÜPCK2-Impulses, der 32 Millisekunden dauert, erzeugt ein ITOE-Glied 524, falls das Signal LOCK nicht auf dem Binärwert 1 bleibt, ein positiv gerichtetes Korrektursignal SETHOP (Set HangUP), welches seinerseits ein kreuzgekoppeltes Plipflop 526 in den gesetzten Zustand bringt, so daß das an dessen Ausgang erzeugte Signal HUP den Binärwert 1 bekommt.

Als Antwort auf das Signal HUP wird wie weiter oben erwähnt, das Taktsignal 8H vom CK-Eingang des Flipflops 512 abgekoppelt und stattdessen das Taktsignal 32R angekoppelt. Außerdem sorgt der Binärwert 0 des Signals JEIUP (d.h. des Komplements des Signals BKP) dafür, daß die Signale HI und LO nicht über MND-G-Iie-

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der 529 bzw. 530 zu den Eingängen eines kreuz gekoppelt en Setz/-Rücksetz-Flipflops 528 gelangen können. Das Flipflop 528 dient zur Erzeugung der Signale HUPLAT und HUPLAT. Falls der Phasenvergleicher 4-2 HI-Impulse bei vorhandenem Signal HUP erzeugt und dadurch fälschlich die Steuerspannung vermindert» wird das Signal HUPLAT auf den Binärwert 1 gesetzt. Falls der Phasenvergleicher 4-2 LO-Impulse bei vorhandenem Signal HUP erzeugt und dadurch die flberlagererfrequenz fälschlich vermindert, wird das Signal HTJPL"aT auf den Binärwert 1 gesetzt. Wenn das Signal HUPLAT den Binärwert 1 hat, dann erscheinen die Impulse des mit fester Frequenz und festem Tastverhältnis auftretenden Hängekorrektursignals wie weiter oben erwähnt als negativ gerichtete Impulse, welche die Steuer spannung erhöhen. Venn umgekehrt das Signal hTjpLAT den Binärwert 1 hat, dann erscheint das Hängekorrektursignal mit positiv gerichteten Impulsen, welche die Steuerspannung vermindern. Somit wird bei Erzeugung des Signals HUP die Steuerspannung mit einer vorbestimmten Geschwindigkeit in einer Sichtung verändert, die entgegengesetzt zu derjenigen Richtung ist, in die sie während des Hängezustandes getrieben war. Die durch das Tastverhältnis der Korrekturimpulse bestimmte Geschwindigkeit ist so gewählt, daß die Frequenz des Überlagerersignals in relativ kurzer Zeit auf ihren korrekten Wert gebracht wird, andererseits aber das Überschwingen beim Erreichen der korrekten Frequenz und Beendigung der Hängekorrektur möglichst gering gehalten *rird.

Um den restlichen Teil der in Figur 5 gezeigten Hängekorrektureinrichtung 58 besser zu verstehen, sei auf die Figur 6 Bezug genommen, welche in graphischer Darstellung verschiedene Wellenformen zeigt, die bei der Hängekorrektur eine Rolle spielen, und zwar bei der Korrektur sowohl des "unteren" als auch des "oberen" Hängens. Die in Figur 6 dargestellten Wellenformen beginnen zu einem Zeitpunkt wo das einen Hänge zustand anzeigende Signal HUP erzeugt wird.

Wie weiter oben erwähnt, wird von der Eingangsschalter-Steuereinheit 60 die Erzeugung der Signale COUHT und RSDET ausgelost, wenn das Signal HUP auf den Binäswert 1 geht. Das Signal RSDET

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wisd dazu verwendet, den programmierbaren Teiler 36, den V/U-Teiler 40 und den Phasenvergleicher 42 während der negativen Halbwelle des Signals COUNT zurückzusetzen, wenn das Ausgangssignal des Yoruntersetzers 32 vom Eingang des programmierbaren Teilers 36 angekoppelt wird, jedoch kurz von der positiven Halbwelle des Signals COUKT. Während der positiven Halbwelle des Signals COUNT wird der Ausgang des Voruntersetzers 32 wieder an den Eingang des programmierbaren Teilers 36 gekoppelt. Außerdem wird nach der Erzeugung des Signals HUP der Ausgang des Synchronzustandsdetektors 56 periodisch geprüft, um festzustellen, wann die Hängekorrektur "beendet werden soll. Diese periodische Prüfung erfolgt unter Steuerung durch ein periodisches Taktsignal SMPCK (Sample Clock = "Abfragetakt¹¹)» das von einer Logiksehaltung 531 erzeugt wird.

Im Zustand des in Figur 6 veranschaulichten "unteren" Hängens ist die Steuerspannung "bis unterhalb der niedrigsten Aufrechterhaltungsspannung für den Überlagerungsoszillator 30 getrieben worden, und der Voruntersetzer 32 schwingt mit einer Frequenz, die höher ist als die gewünschte Frequenz. Direkt nach der Auslösung des Signals HUP, in einem Intervall PI, hat die Hängekorrektureinrichtung noch nicht genügend Zeit gehabt, diesen Zustand zu korrigieren. Der Zustand wird angezeigt durch das Signal GHAN während der positiven Halbwelle des Signals COUNT. Wäre die phasensynchronisierte Schleife nicht hängengeblieben, würde während der positiven Halbwelle des Signals COUNT vier CHAIT-Impulse erzeugt werden. Dementsprechend würde ein Impuls des Signals 4/1-OUT während der positiven Halbwelle des Signals COUNT erzeugt werden. Wenn jedoch wie dargestellt ein unteres Festhängen vorliegt, werden während der positiven Halbwelle des Signals COUNT mehr als vier GHAN-Impulse erzeugt, und folglich ist der Impuls des Signals 4/1 OUT außer Phase mit der negativ gerichteten Flanke (durch einen Pfeil angedeutet) des Signals E. Dies führt zur Erzeugung eines relativ breiten Impulses HI, der mit der positiv gerichteten Flanke des Impulses 4/1 OUT beginnt und mit der negativ gerichteten Flanke des Impulses R endet.

§09847/0745

Als Antwort auf die Erzeugung des Impulses HI fällt das Signal LOOK auf den Binärwert O. Da während des restlichen Teils der positiven Halbwelle des Signals COUM! der Impuls HI für o'eden dem CK-Eingang des Flipflops 512 zugeführten Taktimpulses auf dem Binärwert 1 bleibt, behält das Signal LOGE während des restlichen Teils der positiven Halbwelle des Signals COUM! seinen Binärwert 0. Am Ende der positiven Halbwelle des Signals COUHT fällt das Signal HI auf den Binärwert 0. Das Signal LOCK geht jedoch nicht auf den Binärwert 1, weil das Signal R das NOR-Glied 533 aktiviert, welches das D-Flipflop 512 in denjenigen Zustand verriegelt, in den es während der positiven Halbwelle des Signals COUNT gebracht worden ist, im vorliegenden Fall auf den Binärwert 0. Venn also der Impuls SMPCK während der nächsten Viertelperiode nach der positiven Halbwelle des Signals COUHT erscheint, ist das Signal LOCK noch auf dem Binärwert 0 und das Abstimmsystem 28 bleibt im Hängekorrekturbetrieb.

Schließlich bewirkt der Korrekturimpuls, daß die Steuerspannung auf einen Wert ansteigt, bei dem der Überlagerungsoszillator 30 zu schwingen beginnt. Dies erfolgt während des Intervalls P2 der Figur 6. Es sei erwähnt, daß sich die Frequenz des Überlagerungsoszillators 30 zu ändern beginnt und die Eigenschwingfrequenz des Voruntersetzers 32 nicht länger die wirkliche Frequenz des Überlagerungsoszillators 30 verdeckt. Zu diesem Zeitpunkt ist die Frequenz des Überlagerungsoszillators 30 niedrig, und es werden weniger als vier CHAN-Impulse während der positiven Halbwelle des Signals COUM! erzeugt.

Schließlich, im Zeitabschnitt P3 der Figur 6, ist die Überlagererfrequenz im wesentlichen korrekt, und es werden vier CHAN-Impulse während der positiven Halbwelle des Signals COUNT erzeugt. Dies bedeutet, daß kurz vor dem Ende der positiven Halbwelle des Signals COUNT das Signal 4/1 OUT ansteigt. Zu diesem Zeitpunkt ist die Frequenz des Überlagerersignals gerade etwas höher als sie sein sollte, und die Vorderflanke des Impulses

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4/1 OUT erscheint gerade kurz vor der negativ gerichteten Flanke des Ε-Impulses. Der Haasenvergleicher fühlt dies und erzeugt einen relativ schmalen HI-Impuls.

Da die Anstiegsflanken der dem CK-Eingang des D-Flipflops 512 zugeführten Impulse "beidseitig des schmalen HI-Impulses,jedoch nicht während der Dauer dieses lapulses erscheinen, "bleibt aas Signal LOCK über das Intervall, wo der nächste Impuls SMPGK erscheint, auf dem Binärwert 1. Ils !©akb ion hierauf bewirkt die Logikschaltung 532 die - Erzeugung" eines Signals HSHUP1 (EeSet HangTJp corrector 1 = "Eücksetzung 1 dop Häagekorrektupeinrieh·=» tung")» welches seinerseits das ELipflop 526 veranlaßt«, das Signal HUP auf den Binärwort O zurückzusetzen₉ womit der Hängekorrekturbetrieb "beendet wird»

Wenn das Signal HDP auf den Binärwert O fällt₉ dann steigt das Signal COUNT auf den. Binärwept 1,so daß nun das Ausgangesigaal des Toruntersetzers 32 ununterbrochen auf den Eingang des programmierbaren Teilers 36 gegeben wird. Da jedoch eine gewisse Verzögerungszeit verstreicht, bevor die Teiler 36 und 40 zu zählen beginnen, erscheint der erste CHAW-Impuls nicht sofort. Die Folge ist, daß die abfallende Flanke des Ε-Impulses etwas vor der Anstiegsflanke des Impulses 4/1 OUT erscheint» Mit anderen Worten: für den Phasenvergleicher 42 sieht es aus, als ob die Überlagererfrequenz etwas niedrig ist» Der Phasenvergleicher 42 erzeugt daraufhin LO-Impulse, die über den Betriebsartenschalter 48 als Signal 0 OUT gekoppelt werden und die Steuerspannung noch über eine kurze Zeit nach dem Wiederbeginn des Synthesebetriebs ansteigen lassen· Da der korrigierte Hängezustand im vorliegenden Fall ein "unteres" Hängen war, stellt dies sicher, daß das System nicht in einen unteren Hängezustand zurückkehrt.

Im Zustand des "oberen" Hängens, der ebenfalls in Figur 6 veranschaulicht ist, ist die Steuerspannung auf einen Wert getrieben und festgehalten worden, bei dem die Ausgangsimpulse des Überlagerungsoszillators 30 gedämpft sind und daher nicht ge-

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zählt werden. Dies wird durch die Tatsache angezeigt, daß während der positiven HaTbwelle des Signals COUNT im ersten Intervall P1 der Hängekorrektur weniger als vier CHAN-Impulse erzeugt werden und kein Impuls 4/1 OTJT erzeugt wird. Die Folge ist, daß ein relativ Tbreiter LO-Impuls erzeugt wird, der mit der negativ gerichteten Haute des K-Impulses "beginnt und mit der positiv gerichteten Flanke des SSDET-Impulses endet. Infolge dieses relativ "breiten EO-Impulses ist das Signal LOGE auf dem Binärwert O, wenn der Impuls SHPCK erscheint.

Im Intervall P2 ist wegen der Wirkung der· Hängekorrektureinrich— ttsng 58 die Frequenz des ÜberlagerersignaSs auf einen Punkt vermindert worden«, "bei dem die Impulse des Übeplagerersignals eine ausreichende .Amplitude haben, um gezählt zu werden. An diesem Punkt ist die !frequenz des Üb er lager er signals relativ hoch, und es erscheinen mehr als vier CHAN-Impulse während der positiven Halbwelle des Signals C0Ö1T. Daher wird während der positiven Halbwelle des Signals COBET mindestens ein Impuls 4/1 OUT erzeugt. Infolgedessen wird ein relativ "breiter HI-Impuls erzeugt, der bewirkt, daß das Signal LOOK auf dem Logikwert 0 ist, wenn der Impuls SMPCK erscheint.

Schließlich, im Intervall P3, wenn die Frequenz des Überlagerersignals abnimmt, wird der HI-Impuls so schmal, daß das Signal LOCK auf dem Binärwert 1 j st, wenn der Impuls SMPCK erscheint. Bei diesem Punkt ist die Hängekorrektur beendet. Dabei ist die Frequenz des Überlagerungsoszillators etwas höher als die korrekte Frequenz.

Wenn die Hängekorrektur beendet ist, zählt (wie im Falle der Korrektur des "unteren" Hängens) während der Verzögerung zwischen dem Abfallen des Signals COUNT und dem Impuls SMPCK weder der programmierbare teiler 36 noch der V/U-Teiler 40. Wegen dieser Verzögerung liegt die abfallende Flanke des Signals H etwas vor dem Signal 4/1 OXJT, so daß scheinbar eine zu niedrige Frequenz des Überlagerungsoszillators angezeigt wird. Als Folge kann, wenn der Synthesebetrieb wieder beginnt, die Steuerspan-

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nung in den Zustand des "oberen" Hängens zurückgetrieben werden. Um ein zweites oberes Hängen zu verhindern, wird ein positiv gerichteter Impuls SET0 durch ein NOR-Glied 534- erzeugt, wenn dr'.e Signale RSHUP1 und HUPLAT auf den Binärwert 1 gehen. Das Signa.". SET0 wird dazu verwendet, den Phasenvergleicher 4-2 zu setzen, so daß er vorübergehend einen relativ breiten HI-Impuls nach dem Ende der Hängekorrektur erzeugt. Dies hat zur Folge, daß die Steuer spannung noch über eine kurze Zeit nach Beendigung der Korrektur des oberen Hängens weiterhin nach unten getrieben wird.

Falls die Hängekorrektur beim Erscheinen des nächsten Impulses HÜPCK2 nicht in der vorgehend beschriebenen Weise beendet ist, wird von einem NOR-Glied 536 ein Impuls BSHUP2 erzeugt, der wie weiter oben erwähnt die Beendigung des Hängekorrekturbetriebs bewirkt.

Die Logikschaltung 532 stellt zwei Bedingungen, die nacheinander erfüllt werden müssen, damit das Signal RSHUP1 erzeugt und somit die Hängekorrektur beendet wird. Die erste Bedingung ist, daß während eines Binärwerts O des Signals LOCK ein Impuls SMPCK erschienen sein muß. Als zweite Bedingung, die der ersten Bedingung folgt, muß ein Impuls SMPCK erschienen sein, bei dem das Signal LOCK auf einem Binärwert 1 war. Durch die erste Bedingung soll sichergestellt werden, daß während der Auslosung der Hängekorrektur keine verfrühte Rücksetzung erfolgt. Das NOR-Glied 537 dekodiert die erste Bedingung und setzt ein aus den NOR-Gliedern 538 und 539 bestehendes Setz/Rücksetz 3?lipflop, um diese Information zu speichern. Das NAND-Glied 54-0 und das NOR-Glied 54-1 dekodieren die zweite Bedingung und erzeugen das Signal RSHUP1.

Bei dem vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiel wird die Hängekorrektur zurückgesetzt, wenn die Abstimmspannung ihrem gewünschten Wert willkürlich nahegekommen ist. Es ist auch möglich, die Rücksetzung dann stattfinden zu lassen, wenn die Abstimmspannung den Schwellenwert kreuzt, bei dem der Überlage-

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rungsosζillator 30 richtig zu arbeiten beginnt und der Voruntersetzer 32 den Oszillatorausgang richtig zählt. Da die zeitliche Steuerung des Durchgangs durch diesen Schwellenwert asynchron bezüglich der Zeitsteuerung der Hängekorrektureinrichtung 58 ist, kann, es eine Periode des Signals COUNT geben, während welcher der programmierbare Teiler 36 eine Seihe von Wellen zählt, die sich zusammensetzt aus falschen Ausgangsperioden des Voruntersetzers und korrekten Ausgangsperioden des Voruntersetzers. Diese vermischte Zählung kann dazu führen, daß ein Binärwert 1 für das Signal LOCK während des Impulses SMPCK erscheint und dadurch vorzeitig ein Signal ESHUP1 erzeugt wird. Durch Einführung eines absichtlichen Phasenfehlers zwischen 4/1 OUT und E, des? bewirkt, daß die Abstimmspannung weiterhin in einer Eichtung fort vom Hängewert und zur gewünschten Abstimmspannung hin getrieben wird, läßt sich sicherstellen, daß der Schwellenbereich sicher durchkreuzt wird und das System nicht in den Hängezustand zurückkehrt.

Es ist typisch für eine phasensynchronisierte Schleife, daß die Abstimmspannung eine gedämpfte Schwingung vollführt, wenn sie sich auf ihren gewünschten Wert setzt; d.h., das Einschwingverhalten der Abstimmspannung besteht aus einer Eeihe von Überschwüngen über und unter den gewünschten Wert, wobei jeder Überschwung eine geringere Amplitude als der vorhergehende hat. Liegt die Schwelle der Abstimmspannung für einen sauberen Betrieb des Überlagerungsoszillators 30 genügend nahe an der gewünschten Abstimmspannung, dann ist es möglich, daß wenn sich die Spannung nach dem Zurückstellen der Hängekorrektur setzt, ein Überschwung der Spannung die Schwelle kreuzt und das System zurück in den Hängezustand fallen läßt. Das Zurückstellen der Hängekorrektur unter Einfügung eines absichtlichen Phasenfehlers zwischen die Signale 4/1 OUT und E im Sinne einer Fortsteuerung der Abstimmspannung vom Hängewert stellt sicher, datß der erste Überschwung in eine Eichtung geht, die von des? Spannungsschwelle zum Fehlbetrieb des Überlagerungsoszillators 30 fortweist, und da der erste Überschwung der größte ist, verringert sich die Wahrscheinlichkeit, daß das System in den Hängezustand zurückverfällt.

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Claims

PATENTANWÄLTE DR. DIETER V. BEZOtD DIPL. ING. PETER SCHÜTZ DIPL. ING. WOLFGANG HEUSLER 2919071

MAHIA-THEHESIi-STRASSB 22 POSTFACH 80 OB 08

D -8000 MtTENCHEN 86

TELEFON OSO/470908 470810

TELEX S2203S TELEGRAMM SOMBEZ

ROA 72 942 Ks/Ki

U.S. Serial Fo; 904-,84-8

Filed: May 11, 1978

EOA Corporation
Kew York, ΪΓ.Τ., V. St. v. A,

Anordnung zur Erzeugung von Signalen gesteuerter Frequenz

Patentansprüche

Anordnung mit einer Quelle für ein Bezugsfrequenzsignal, ferner mit einer steuerbaren Oszillatorschaltung zur Erzeugung eines Signals, dessen Frequenz abhängig von einem Steuersignal gesteuert ist» und mit einer Steuereinrichtung zur Erzeugung des Steuersignals abhängig von dem Betrag und der Richtung der Phasen- und/der Frequenzabweichung zwischen dem Signal gesteuerter Frequenz und dem Bezugsfrequenzsignal, gekennz eichnet

POSTSCHECK MÜNCHEN NR. 6 0148 800 - BANKKONTO HYPOBANK MÜNCHEN (BLZ 70020040) KTO. 6060257378

durch eine Detektoranordnung (56)> die ein Anzeigesignal erzeugt, wenn die Abweichung geringer ist als ein vorbestimmter Betrag, und eine Korrektureinrichtung (48,58), die ein Korrektursignal in einem dem Steuersignal entgegengesetzten Sinn an die steuerbare Oszillatorschaltung legt, wenn das Anzeigesignal am Ende eines vorbestimmten Zeitintervalls nicht erzeugt ist.
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrektureinrichtung (48, 58) anfänglich das Steuersignal an die steuerbare Oszillator schaltung legt und daß sie das Korrektursignal an die steuerbare Oszillatorschaltung legt, wenn das Anzeigesignal am Ende des vorbestimmten Zeitintervalls nicht erzeugt ist, und daß die Korrektureinrichtung wieder das Steuersignal an die steuerbare Oszillatorschaltung legt, wenn das Anzeigesignal erzeugt wird.
3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrektureinrichtung (48, 58) eine Anordnung enthält, um periodisch eine vorbestimmte Phasenbeziehung zwischen dem Signal gesteuerter Frequenz und dem Bezugsfrequenzsignal herzustellen, wenn das Korrektur signal auf die steuej?- bare Oszillatorschaltung gekoppelt ist.
4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrektureinrichtung (48, 58) eine Anordnung enthält, um dem Steuersignal vorübergehend den gleichen Sinn, wie ihn das Korrektursignal hat, zu geben, wenn das Steuersignal nach der Erzeugung des Anzeigesignals wieder auf die steuerbare Oszillatorschaltung gekoppelt wird.
5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die die Detektoranordnung (56) bei Kopplung des Steuersignals mit der sieuerbaren Oszillatorschaltung das Anzeigesignal erzeugt, wenn die besagte Phasen- und/oder Frequenzabweichung geringer ist als ein erster vorbestimmter Betrag,

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und daß die Detektoranordnung "bei Kopplung des Korrektursignals mit der steuerbaren Oszillatorschaltung das Anzeigesignal erzeugt, wenn die Abweichung geringer ist als ein zweiter vorbestimmter Betrag, der niedriger als der erste vorbestimmte Betrag ist.
6. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrektureinrichtung (48, 58) wieder das Steuersignal an die steuerbare Oszillatorschaltung koppelt, wenn das Anzeigesignal am Ende eines vorbestimmten zweiten Zeitintervalls nach dem erstgenannten vorbestimmten Zeitintervall nicht erzeugt ist.
7. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die steuerbare Oszillatorschaltung einen Überlagerungsoszillator (30) zum Erzeugen eines Überlagerersignals enthält, mit dem ein Empfänger abhängig vom Steuersignal auf einen einem ausgewählten Kanal zugeordneten HF-Träger abzustimmen ist, ferner einen Voruntersetzer (32) zum Teilen der Frequenz des Überlagerersignals durch mindestens einen vorbestimmten Divisor, sowie einen programmierbaren Teiler (36) zum Teilen der Frequenz des Ausgangssignals des Voruntersetzers durch einen programmierbaren Divisor, der durch die Nummer des gewählten Kanals bestimmt wird, und daß das Signal gesteuerter Frequenz vom Ausgangssignal des programmierbaren Teilers abgeleitet wird.
8. Anordnung nach Anspruch 7» dadurch gekennzeichnet, daß die steuerbare Oszillatorschaltung ferner folgendes enthält: eine Mischeinrichtung (14) zum Kombinieren des Überlagerersignals mit dem HF-Träger, um ein ZF-Signal abzuleiten, das einen informationshaltigen Träger enthält, dem eine Fominalfrequenz zugeordnet ist; eine Diskriminatorschaltung (52) zur Erzeugung eines Diskriminatorsignals, das charakteristisch für die Frequenzabweichung zwischen dem informationshaltigen Träger und der genannten liominalfrequenz ist, und daß ein Betriebsartenschalter (48) vorgesehen ist, der beim

Erscheinen des Anzeigesignals das Diskriminatorsignal auf den Überlagerungsoszillator (30) koppelt und der das Korrektursignal an die steuerbare Oszillatorschaltung legt, wenn das Anzeigesignal am Ende des vorbestimmten Zeitintervalls nicht erzeugt ist.
9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die steuerbare Oszillatorschaltung eine Eingangsschaltung enthält, die mit dem Überlagerungsoszillator (30) oder/und dem Voruntersetzer (32) oder/und dem programmierbaren Teiler (36) gekoppelt ist, um die Erzeugung des Signals gesteuerter Frequenz selektiv als Antwort auf einen vorbestimmten Teil eines Zählsignals zu sperren, das abhängig vom Bezugsfrequenzsignal abgeleitet wird und erzeugt wird, wenn das Korrektursignal oder das Diskriminatorsignal auf den Überlagerungsoszillator gekoppelt ist, und daß .mit der steuerbarenOszillatorschaltung ferner eine Einrichtung (62) vorgesehen ist, die bei Kopplung des Diskriminatorsignals mit dem Überlagerungsoszillator ein Offsetsignal erzeugt, wenn sich die Anzahl der Perioden des Ausgangssignals des Voruntersetzers, die während des besagten vorbestimmten Teils des Zählsignals erscheinen, um eine vorbestimmte Zahl unterscheiden von der Anzahl der Perioden des Ausgangssignals des Voruntersetzers, die während eines entsprechenden Zeitintervalls im Falle der Kopplung des Steuersignals mit dem Überlagerungsoszillator erscheinen, und daß das Steuersignal als Antwort auf das Offsetsignal wieder mit dem Überlagerungsoszillator gekoppelt wird.
10. Anordnung nach Anspruch 3» dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung eine Anordnung zur Erzeugung eines Fehlersignals enthält, das aus einer Eeihe von Impulsen besteht, deren jeder eine durch die Eichtung der besagten Frequenz- und/oder Phasenabweichung bestimmte Polarität und eine durch den Betrag der Abweichung bestimmte Breite hat, und ein Tiefpaßfilter (50), das aus diesem Fehlersig-

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nal das Steuersignal erzeugt, und daß die Detektoranordnung das Anzeigesignal erzeugt, wenn die Breite der Impulse des Fehlersignals geringer ist als ein vorbestimmtes Maß, und daß das Korrektursignal eine Eeihe von Impulsen enthält, die mit einer vorbestimmten Frequenz erscheinen und deren jeder eine vorbestimmte Breite und eine Polarität hat, die der Polarität der Impulse des lehlersignals entgegengesetzt ist, und daß das Korrektursignal auf das Tiefpaßfilter gekoppelt wird, wenn das Anzeigesignal am Ende des vor "bestimmt en Zeitintervalls nicht erzeugt ist.

§09847/0745