DE2919071C2

DE2919071C2 - Schaltungsanordnung zur Frequenz- oder Phasenregelung

Info

Publication number: DE2919071C2
Application number: DE2919071A
Authority: DE
Inventors: Robert Morgan Noblesville Ind. Rast
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Licensing Corp
Priority date: 1978-05-11
Filing date: 1979-05-11
Publication date: 1984-10-25
Also published as: IT1115202B; PL123484B1; DE2919071A1; HK54986A; JPS6249768B2; FI68336B; SE7903924L; GB2020931B; SE443481B; NZ190418A; IT7922541A0; NL7903703A; ATA351479A; FR2425769A1; GB2020931A; PL215515A1; AU4683479A; CA1131721A; NL190500C; AU540791B2

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Frequenz- oder Phasenregelung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Bevorzugtes Anwendungsgebiet der Erfindung sind Abstimmeinrichtungen in Empfängern für Hör- und Fernsehrundfunk.

Um ein Signal geregeller Frequenz zu erzeugen, kann man einen steuerbaren Oszillator mit einem Bezugssignal synchronisieren, das eine vorbestimmte Frequenz hat. Eine hierzu geeignete Anordnung, wie z. B. aus den Deutschen Offenlegungsschriften 19 30187 und 26 26 290 sowie aus der US-Patentschrift 38 Ob 825 bekannt ist, enthält eine Steuereinrichtung, die das Steuersignal für den Oszillator abhängig von Betrag und Richtung der Frequenz- oder Phasenabweichung zwischen dem Oszillatorsignai und dem Bezugssignal erzeugt und eine Reduzierung dieser Abweichung bewirkt. Im Normalfall, d. h. wenn in diesem »Phasenregelkreis« keine Störung auftritt, dauert es eine vorhersagbare Zeitspanne, bis die Abweichung auf ein. vorbestimmtes Maß reduziert ist.

Derartige Phasenregelkreise finden auch Verwendung in modernen Funkempfänge™, um den Überlagerungsoszillator des Tuners auf die richtige Frequenz zum Empfang eines gewünschten Kanals abzustimmen. Man spricht in diesem Fall von einer Abstimmeinrichtung mit »Frequenzsynthese« oder »Phasensynchronisierter Schleife«, häufig benutzt man auch den Ausdruck »PLL-System«. Solche Systeme werden von Fernsehgeräteherstellern deswegen gerne verwendet, weil man mit ihnen Überlagerersignale mit relativ genauen und stabilen Frequenzen erzeugen kann. Außerdem lassen sich die Frequenzen der Überlagercrsignaic bei Verwendung des PLL-Sysiems leicht durch Binärsignale, die den Nummern der Enofangskanäle entsprechen, programmieren. Die üblichen PLL-Absiiminsysteme enthalten einen Bezugsoszillator, einen Bczugstciler

zum Teilen der Frequenz des Ausgangssignals des Bezugsoszillators, einen Voruntersetzer zum Teilen der Ausgangsfrequenz des Überlagerungsosziilators durch einen vorgegebenen Divisor, einen programmierbaren Teiler zum Teilen der Ausgangsfrequenz des Vorunterselzers durch einen durch den jeweils gewählten Kanal bestimmten Divisor, einen Phasenvergleicher zum Erzeugen einer Reihe von Impulsen, die charakteristisch für die Phasen- oder Frequenzabweichung zwischen dem Ausgangssignai des Bezugsteilers und dem Ausgangssignal des programmierbaren Teilers sind, und ein Tiefpaßfilter, welches aus den vom Phasenvergleicher erzeugten Impulsen eine Steuerspannung für den Überlagerungsoszillator ableitet

Bei den bekannten Schaltungsanordnungen zur Frequenz- oder Phasenregelung im allgemeinen und bei den PLL-Systemen im besonderen kann es wegen der geschlossenen Rückkopplungsschleife leider vorkommen, daß sich arr Regelkreis aufgrund eines vorübergehenden Fehlbetriebs eines der Teile der "chleife in einem Zustand festsynchronibiert, der einer·) i^er beiden Extreme des Steuersignals für den steuerbaren Oszillator entspricht. So kann in den vorstehend beschriebenen PLL-Systemen beispielsweise die vom Tiefpaßfilter gelieferte Ster-:rspannung auf einen ihrer beiden Extremwerte getrieben und dort festgehalten werden, wenn die Amplitude des Überlagerersignals niedriger ist als der für den Zählbetrieb des Voruntersetzers notwendige Schwellenwert. In einem solchen Fall zählt der Voruntersetzer nicht richtig und kann selbst zu schwingen anfangen und dadurch die wahre Frequenz des Überlagerersignals verdecken.

Es sind zwar Fehlbetriebsdetektoren für rückgekoppelte Systeme bekannt, die vorübergehendes Fehlverhalten von Teilen innerhalb der geschlossenen Schleife erkennen und zu korrigieren versuchen ( vgl. z. B. die US-Patentschrift 39 71 991); solche Detektoren eignen sich jedoch nicht besonders gut für PLL-Systeme U;'<d sind nicht fähig, alle diejenigen Falschsynchronisierungen zu korrigieren, die bei solchen Systemen möglich sind.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein fälschliches »Festfahren« oder »Hängen« des Regelkreises in einer Schaltungsanordnung zur Frequenz- oder Phasenregelung zu verhindern. Ausgehend von einer Schaltungsanordnung der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 beschriebenen Gattung wird diese Aufgabe erfindungsgemäß durch Einrichtungen gelöst, wie sie im Kennzeichnungsteil des Anspruchs 1 aufgeführt sind. Besondere Ausführungiformen der Erfindung sind in den Untcransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird nachjtehend an einem Ausführungibeiapicl an Hand von Zeichnungen näher erläutert.

F i g. I zeigt in Form eines Blockschaltbildes einen Fernsehempfänger mit einem PLL-Abstimmsystem, in welchem erfindungsgemäße Maßnahmen zur Korrektur von Fehlabsiimmunge" getroffen sind;

F i g. 2 bis 5 zeigen in Logikschaltbildern Realisierungsformen verschiedener Teile des Abstimmsystems nach Fig. 1;

Fig. 6 zeigt in einer graphischen Darstellung verschiedene Signnlverläufe zur Erleichterung des Verständnisses der Wirkungsweise der im Abstimmsystem nach Fig.l getroffenen Maßnahmen zur Korrektur von Fchlcinstimmungcn.

Der in I· i g. 1 dargestellte Fernsehempfänger hat einen HF-Iiingangsicil 12. der ihm zugeführte HF-Signale

filtert und verstärkt. Die HF-Signale können dem Eingangsteil 12 von einem üblichen Antennennetzwerk (nicht dargestellt) oder aus einem Kabclsystem (ebenfalls nicht dargestellt) zugeführt werden, im Falie der Verwendung eines herkömmlichen Antennensystems empfängt der HF-Eingangsteil 12 HF-Rundfunktrager genormter Frequenzen. Wenn der Eingangsteil 12 aus einem Kabelsystem gespeist wird, dann kann der HF-Träger ungenormte Frequenzen empfangen, die durch Frequenzumsetzung von betreffenden HF-Trägern genormter Frequenz entstanden sind. So können z. B. im Falle einer Fernsehversorgung aus einem Netz mit Hauptantenne die dem Eingangsteil 12/ugcführten HF-Träger gegenüber der entsprechenden genormten HF-Trägerfrequenz um bis zu ±2 MHz versetzt sein.

Die Ausgangssignale vom HF-Eingangstcil 12 werden auf einen Mischer 14 gegeben, worin sie mit einem lokal erzeugten Uberiagerungssignai kombiniert werden, dessen Frequenz zur Abstimmung auf den jeweils vom Benutzer gewählten Kanal eingestellt wird, und zwar immer so, daß ZF-Signale erzeugt werden, die einen Bildträger bei einer festen Frequenz von z. B. 45,75 MHz und zugehörige Ton- und Farbträger enthalten. Die ZF-Signale werden in einem ZF-Teil 16 gefiltert und verstärkt und auf eine signalverarbcitcndc Einheit 20 gegeben. Die Einheit 20 gewinnt daraus Signale, welche eine Leuchtdichteinformation, eine Farbinformation und eine Toninformation darstellen. Mit diesen von der Einheit 20 gewonnenen Signalen wird mittels einer Bildröhre 22 ein Bild und mittels eines Lautsprechers 24 der zugehörige Ton erzeugt.

Das lokale Uberiagerungssignai wird durch ein Abstimmsystem 28 erzeugt. Das Abstimmsystem 28 erzeugt Überlagerungssignale zum Abstimmen des Empfängers auf HF-Träger sowohl genormter als auch ungenormter Frequenzen.

Das Abstimmsystem 28 enthält eine phasensynchronisierte Schleife (PLL), die folgendes umfaßt: einen spannungsgesteuerten Überlagerungsoszillator 30, einen Voruntersetzer 32, einen programmierbaren Teiler 36, einen sogenannten V/U-Teiler 40. einen Phasenvergleicher 42. einen Bezugsoszillator 44, einen Bezugslei· ler 46 und ein Tiefpaßfilter 50. Der Überlagerungsoszillator 30 enthält Anordnungen mit Kapazitätsdioden für jedes Band von Fernseh-Überlagerungsfrequcnzcn, in den USA beispielsweise für Frequenzbänder zur Abstimmung auf die Kanäle 2 bis 6, 7 bis 13 und 14 bis 83. Innerhalb jedes Bandes wird die spezielle Schwingfrequenz des Überlagerungsoszillators 30 durch eine Stcuerspannung bestimmt, die dem Oszillator von dem Tiefpaßfilter 50 zugeführt wird. Der Voruntersetzer 32 teilt die Frequenz des vom Überlagerungsoszillator kommenden Signals durch einen Divisor K, der mit Rücksicht auf die oberen Frequenzgrenzen des programmierbaren Teilers 36 gewählt ist. Zum Beispiel ist für die Kanäle 2 bis 13 im VHF-Bereich der Divisor Af gleich 64. und für die Kanäle 14 bis 83 im UHF-Bereich ist K gleich 256 (d. h. 4 ■ 64). Das Ausgangssignal des Voruntersetzers 32 wird über einen Eingangsschalter 34, dessen Funktion weiter unten noch beschrieben wird, wahlweise auf den programmierbaren Teiler 36 gekoppelt. Der programmierbare Teiler 36 teilt die Frequenz des Ausgangssignals des Voruntersetzers 32 durch einen programmierbaren Divisor N. Die programmierbare Zahl N wird durch einen Kanalwähler 38 entsprechend dem vom Benutzer gewählten Kanal festgelegt. Der V/ U-Teiler 40 teilt die Frequenz des Ausgangssignals (CHAN) des programmierbaren Teilers 36 durch 4.

wenn der gewählte Kanal im VHF-Bereich liegt, und durch 1, wenn der gewählte Kanal im UHF-Bereich liegt. Das Ausgangssignal des V/U-Teilers 40 (4/1 OUT) wird einem Eingang des Phascnvergleichers 42 zugeführt.

Das Band, in dem der gewählte Kanal liegt, wird durch einen Bandwählcr 39 bestimmt. Der Bandwähler 39 ist mit dem Überlagerungsoszillator 30 gekoppelt, um festzulegen, welche Kapazilätsdiodenanordnung akin livicrt wird. Der Bandwählcr 39 ist ferner mit dem Voruntersetzer 32 und dem V/U-Teiler 40 verbunden, um deren Divisoren festzulegen.

Der Bczugsoszillator 44 ist kristallgesteuert und liefert daher ein Ausgangssignal mit einer relativ stabilen Frequenz. Das Ausgangssignal des Bezugsoszillators 44 wird auf den Bezugsteiler 46 gegeben, der verschiedene Takt- und Zeitstcucrsignalc für das Abstimmsystem 28 erzeugt. Eines dieser Signale wird als Be^ugsfrequenzsignal (R) verwendet. Das Bezugsfrequenzsignal wird eincm zweiten Eingang des Phasenvergleichers 42 zugeführt.

Der Phascnvergleicher 42 ermittelt durch Vergleich die Phasen- und Frequenzabweichung zwischen dem Bezugsfrequenzsigna! R und dem Ausgangssignal 4/1 OUT des V/U-Teilcrs 40 und erzeugt eine Reihe von Impulsen, deren Polarität von der Richtung der Phasen- und Fj ?quenzabweichung abhängt und deren Breite vom Betrag der Phasen- und Frequenzabweichung abhängt. Wenn das Signal 4/1 OUT eine geringere Fre-

jo quenz als das Signal R hat. dann liefert der Phasenvergleichcr 42 negativ gerichtete impulse. Wenn umgekehrt das Signal 4/1 OUT höhere Frequenz als das Signal R hat. dann sind die vom Phasenvergleicher 42 erzeugten Impulse positiv gerichtet. Das Impulsaus-

J5 gangssignal (0 OUT) des Phasenvergleichers 42 wird über einen Beiriebsartcnschalter 48, dessen Funktion weiter unten noch erläutert wird, auf das Tiefpaßfilter 50 gekoppelt. Das Tiefpaßfilter 50 Filtert das Impulssignal, um die Steuerspannung für den Überlagerungsoszillator 30 zu erzeugen. Das Tiefpaßfilter 50 enthält einen invertierenden Verstärker. Die Steuerspannung steigt also beim Erscheinen negativ gerichteter Impulse und sinkt beim Erscheinen positiv gerichteter Impulse. Wenn die Stcuerspannung ansteigt, erhöht sich die Fre-

quenz des Signals des Überlagerungsoszillator, und wenn die Stcuerspannung sinkt, dann wird die Frequenz des Signals des Überlagerungsoszillators niedriger.

Wenn der Eingangsschaltcr 34 und der Betriebsartenschalter 48 so stehen, daß das Ausgangssignal des Vor-Untersetzers 32 ständig auf den Eingang des p.ogram mierbarcn Teilers 36 gekoppelt wird und der Ausgang des Phasenvcrgleichers 42 ständig mit dem Eingang des Tiefpaßfilters 50 gekoppelt ist, dann arbeitet das Abstimmsystem 28 mit geschlossener phasensynchronisier ler Schleife, d. h. im »Synthesebetrieb«. Während diese! Betriebsart ändert sich die Steuerspannung im Sinne einer Verminderung oder Beseitigung der Phasen- und Frequenzabweichung zwischen den Signalen R und 4/1 OUT. 1st dieses Ziel erreicht, dann befindet sich di<

bo Schleife in einem Zustand, der als »synchronisiert« zi betrachten ist. Wenn die phasensynchronisierte Schleift in diesem Synchronzustand ist, dann gilt im Falle de obigen Teilungsfaktoren folgende Beziehung zwischet der Frequenz fm des Signals des Überlagerungsoszilla

b5 tors und der Frequenz [_R des Bezugsfrequenzsignals:
fm = 25bNf_K.

Es sei erwähnt, daß wenn f_R gleich 330625 KHz ge macht wird, der programmierbare Divisor A/ganzzahli

ge Werte hat, welche die zur Abstimmung auf genormte HF-Fernsehträger erforderliche Frequenz des Überlagerungsoszillators in MHz angeben.

Um den Empfänger auf einen HF-Tragcr ungcnormter Frequenz abzustimmen, wird das Ausgangssignal eines zur automatischen Feinabstimmung AFTdicncndcn Diskriminator 52 zu Hilfe genommen, das die Frequenzabweienung zwischen dem tatsächlichen ZF-Bildträger und seinem Nominalwert (z. B. 45,75 MHz) anzeigt, die sich ergibt, wenn die Frequenz des ungenormten HF-Trägers gegenüber der entsprechenden Normfrequenz verschoben ist. Das Ausgangssignal des AFT-Diskriminators 52 wird mittels des Bctriebsartcnschalters 48 anstelle des Ausgangssignals des Phascnverglcichers 42 auf das Tiefpaßfilter 50 gekoppelt, wenn eine Betriebsarten-Steuereinheit 54 ein entsprechendes AFT-Befehlssignal erzeugt. Während dieser Betriebsart, die nachstehend als AFT-Betrieb bezeichnet wird, wird dit Frequenz des Überlagerungsoszillators durch das Ausgangssignal des AFT-Diskriminators 52 gegenüber ihrem während des Synthesebetriebs eingestellten Nominalwert verschoben, um die Abweichung zwischen der tatsächlichen Frequenz des ZF-Bildträgers und der Frequenz 45,75 MHz zu vermindern. Bevor jedoch der Synthesebetrieb beendet und der AFT-Beiricb begonnen wird, muß die Feststellung getroffen werden, daß die Frequenz des Überlagerungsoszillators genügend nahe bei ihrem Nominalwert liegt, d. h. daß die Phasen- und Frequenzabweichung zwischen R und 4/1 OUT geringer ist a'i ein erstes vorbestimmtes Maß, um zu verhindern, daß der Empfänger auf einen ungewünschten Träger abgestimmt wird, z. B. a'jf den Ton- oder Farbträger des gewählten oder eines benachbarten Kanals. Zu diesem Zweck ist ein besonderer Detektor 56 vorgesehen, der nachstehend als »Synchronzustandsdctektor« bezeichnet wird.

Der Synchronzustandsdetektor 56 empfängt impulse Hl (»hohe Frequenz des Überlagerungsoszillator«) und LO (»niedrige Frequenz des Überlagerungsoszillator«), die vom Phasenvergleicher 42 erzeugt werden. Der Detektor 56 prüft die Breiten der Impulse Hl und LO, um die Polarität und Breite der Ausgangsimpulsc des Phasenvergleichers 42 zu beeinflussen. Wenn die Impulsbreiten geringer sind als ein erstes vorbestimmtes Maß, das unter Bezugnahme auf ein Zeit- oder Taktsignal 9R bestimmt wird, erzeugt der Synchronzustandsdetektor 56 ein Signal LOCK. Nachdem das Signal LOCK erzeugt worden ist. wartet die Betriebsarten-Steuerung 54 eine Zeitspanne, während welcher das Signal LOCK kontinuierlich erzeugt werden muß, und die ausreichend lang ist. um sicherzustellen, daß die Phasen- und Frequenzabweichung zwischen R und 4/1 OUT tatsächlich auf ihr Minimum gebracht ist. Wie weiter unten noch zu erläutern ist, wird der Synchronzustandsdetektor 56 auch dazu verwendet, festzustellen, wann sich der PLL-Teil des Abstimmsystems 28 in einem »hängenden« Zustand wie weiter oben beschrieben befindet, und um daraufhin in Verbindung mit einer Hängekorrektureinrichtung 58 die passende Korrektur zu veranlassen.

Während des AFT-Betriebs sollte zweckmäßigerweise festgestellt werden, wie weit die Frequenz des Übcr-Iageningssignals (d. h. des Signals des Überlagerungsoszillators) unter dem Einfluß des Ausgangssignals des AFT-Diskriminators 52 von ihrem während des Synthesebetriebs eingestellten Wert fortgesteuert worden ist. um zu verhindern, daß sich das System auf ungewünschte Träger abstimmt Um festzustellen, wie weit die Frequenz des überlagcrersignals wahrend des AFT-Betriebs van ihrem Nominalwert versetzt worden ist, koppelt der l-'ingungsschaltcr 34 als Antwort auf ein Signal COUNT, das von einer Eingangsschalter-Steuereinheit 60 erzeugt wird, das Ausgangssignal des Voruntersetzcrs 32 vom Eingang des programmierbaren Teilers 36 ab. Das Signal COUNT ist eine periodische Rechteckwelle, die aus einem von zweien der vom Bezugsteiler 36 erzeugten Taktsignale (1/2 /?und /^abgeleitet wird und

ίο dem Eingangsschalter 34 beim Erscheinen des AFT-Befehlssignals zugeführ· wird. Der Zählwert, der im programmierbaren Teiler 36 während der positiven HaIbwellc des Signals COUNT aufgelaufen ist, wird mittels eines Offsetdetektors 62 mit einer vorbestimmten Zahl

Ii verglichen, die entsprechend dem jeweils gewählten Kanal eingestellt ist. Damit Zählrückstände nicht zu einem Fehler bei der Ermittlung der Frequenzabweichung führen, wird während der negativen Halbwelle des Signals COUNT ein Signal RSDET (»Rücksetzung des Dctektors«) von der Eingangsschalter-Steuereinheit 60 erzeugt, um den programmierbaren Teiler 36 vor dem Zählintcrvali zurückzusetzen. Falls der aufgelaufene Zählwert nicht innerhalb eines vorbestimmten Bereichs liegt, wird vom Offsetdetektor 62 ein Signal OFFSET erzeugt.

Als Antwort auf das Signal OFFSET beendet die Betriebsarten-Steuereinheit 54 das AFT-Befehlssignal und bewirkt dadurch, daß der Synthesebetrieb wieder begonnen wird. Außerdem wird der Wert der Zahl N um 1

jo erhöht, um eine Suche nach einem HF-Träger ungenormter Frequenz oberhalb der betreffenden Normfrequenz einzuleiten. Wenn die phasensynchronisierte Schleife im synchronisierten Zustand ist, wird wieder der AFT-Betrieb begonnen. Falls ein positiv versetzter

η HF-Träger nicht vorhanden ist, was durch Erzeugung eines weiteren Signals OFFSET angezeigt wird, wird wieder der Synihescbciricb eingeleitet, und die Zahl N wird um I vermindert, um nach einem Träger ungenormter Frequenz unterhalb der betreffenden Normfrequenz zu suchen. Wenn die phasensynchronisierte Schleife wieder synchronisiert ist, wird wiederum der AFT-Bctricb begonnen.

Die Signale COUNT und RSDET. die während des AFT-Beiriebs verwendet werden, um festzustellen, wie weit die Frequenz des Überlagerersignals vcn ihrem Nominalwert (ortgesteuert worden ist. werden auch während des weiter unten beschriebenen Hängekorrekturbetriebs herangezogen.

Wenn das Abstimmsystem 28 im Synthesebetrieb arbeitet, kann es vorkommen (wie weiter oben erwähnt), daß die Stcucrspannung fälschlich auf entweder ihren oberen oder ihren unteren Grenzwert getrieben wird und dort bleibt, wodurch das Abstimmsystem 28 in einen sogenannten »hängenden« Zustand versetzt wird.

Die Hängczustände hängen von den Betriebseigenschaften des Überlagerungsoszillators 30 und des Voruntersetzers 32 ab. Es ist typisch für spannungsgesteuerte Überlagerungsoszillatoren,die Kapazitätsdioden enthalten, daß bei einer Steuerspannung, die gerade unterhalb der niedrigsten Abstiinmspannung entsprechend dem untersten Kanal im jeweiligen Band liegt, und bei einer Steuerspannung, die gerade oberhalb der höchsten Abstimmspannung entsprechend dem obersten Kanal im Band liegt, der Überlagerungsoszillator unter umständen entweder überhaupt nicht schwingt oder ein Überlagerungssignal zu niedriger Amplitude erzeugt, die nicht mehr ausreicht, um einen Hochgeschwindigkeitsteiler wie den Voruntersetzer 32 zum

Zählen zu bringen. Es ist möglich, daß die .Steuerspannung die Grenzen ihres normalen Arbeitsbereichs zwischen niedrigster und höchster Abstimmspannung überschreitet, und zwar aufgrund der Überschwingvorgänge und abklingenden Schwingungen, die sich normalerweise durch das Einschwingverhalten der phasensynchronisierten Schleife bei Wahl eines neuen Kanals ergeben, und aufgrund der Tatsache, daß, obwohl sich die normalen Arbeitsbereiche der Abstimmspannung für die drei Fernsehbänder im allgemeinen überlappen, die Grenzen dieser Bereiche nicht miteinander identisch sind. Wenn also die Empfängerabstimmung von einem Kanal in einem Band auf einen Kanal in einem /weiten Band gewechselt wird, dann kann die Abstimmspannung, die für das erste Band innerhalb des normalen Arbeitsbereichs lag, beim zweiten Band anfänglich außerhalb des normalen Arbeitsbereichs für dieses Band liegen. Außerdem ksp.n ein Hochgeschwindigkcilstciler in Eigenschwingung geraten, wenn sein Eingangssignal fehii oder unzureichende Amplitude hat. Vergegenwärtigt man sich diese unerwünschten Eigenschaften des Überlagerungsoszillators 30 und des Vorunterselzers 32, dann kann die exakte Natur der verschiedenen Hängezustände beschrieben werden.

Herrschen Bedingungen, unter denen der Vorunicrsetzcr32 Eigenschwingungen vollführt, und ist die Steuerspannung niedriger als der für den gewählten Kanal gewünschte Wert, und liegt die Ausgangsfrequenz des Voruntersetzers infolge seiner Eigenschwingung oberhalb der gewünschten Überlagerungsfrequenz, dann wird die Steuerspannung fälschlicherweise auf ihren unteren Grenzwert getrieben und dort gehalten. Dieses »untere« Hängen tritt ein. weil die Eigenschwingfrequenz des Voruntersetzers 32 bewirkt, daß die Frequenz t'es Ausgangssignals des programmierbaren Teilers 36 zu hoch wird, was zur Folge hat. daß die phasensynchronisierie Schleife die bereits zu niedrige Sleuerspannung fälschlicherweise noch niedriger macht, um die Frequenz des Überlagerungsoszillators zu vermindern. Wenn andererseits die Steuerspannung höher ist als ihr gewünschter Wert, und wenn die Eigenschwingfrequenz des Voruntersetzers niedriger ist als die gewünschte Überlagererfrequenz, dann wird in ähnlicher Weise die Steuerspannung fälschlich auf ihren oberen Grenzwert getrieben und dort gehalten, d. h. die phasensynchronisiertc Schleife gerät in einen »oberen« Hängezustand. Schließlich sei der Fall betrachtet, daß der Voruntersetzer keine Eigenschwingungen vollführt, daß aber die Frequenz des Überlagerungsoszillators trieb das erste Mal beginnt, oder wenn der Synthesebetrieb nach Bccnuigung des AFT-Betriebs erneut beginnt, dann wird nach Ablauf eines vorbestimmten Zeitintcvalls das Ausgangssignal d^s Synchronzustandsdetcktors 56 geprüft, um festzustellen, ob die Phasen- und Frequenzabweichung zwischen dem Bezugsfrequenzsignul R und dem Ausgangssignal 4/1 OUT des V/U-Teilcrs 30 unterhalb eines ersten vorbestimmten Werts liegt. Genauer gesagt: wenn während eines Zeitsignals

to HUPCK2 (HangUp Clock 2 = »Hänge-Taktsignal 2«), das am Ende eines relativ langen Zeitsignals HUPCK! erscheint, der Synchronzustandsdetektor 56 ein Signal LOCK erzeugt (d. h. das logische Komplement des Signals LOCK) und damit anzeigt, daß die phasensynchro-

ii nisicrtc Schleife nicht synchronisiert ist, dann erzeugt die Hiingckorrcktureinrichtung 58 ein Signal HUP (Hang UP = »Hängezustand«), das den Hängekorrekturbctricb auslöst.

wenn uic piiascnsyMCiirGr!is;crtc ocrtisüe in einem Hängc/.ustand ist. dann haben die vom Phasendetektor 42 erzeugten Impulse alle die gleiche, jedoch falsche Polarität. Als Antwort auf das Signal HUP trennt der Betriebsartenschalter 48 die Ausgangsimpulie des Phasenvcrglcichers 42 vom Eingang des Tiefpaßfilters 50 ab und koppelt stattdessen Impulse der entgegengesetzten Polarität, die festes Tastverhältnis und feste Wiederholfrequenz haben und aus vom Bezugsteiler 46 erzeugten Taktsignalen abgeleitet werden, auf den Eingang des Tiefpaßfilters 50. Die vom Phasenvergleicher 42 erzeug-

jo ten Signale Hl und LO werden der Hängekorrektureinrichtung 58 zugeführt. Diese Einrichtung leitet daraus beim Erscheinen des Signals HUP ein Signal HUPLAT (Hang Up Latch) und dessen logisches Komplement HUPLAT ab. die auf den Betriebsartenschalter 48 gegeben werden, um die Polarität der mit fester Frequenz und festem Tastverhältnis erscheinenden Korrekturim-

Während sich die Steuerspannung von der Grenze weg bcwegt.wo sie vorher hingetrieben und gehalten worden ist. wird das Ausgangssignal des Synchronzustandsdetcktors 56 überwacht, um festzustellen, wann die Phasen- und Frequenzabweichung zwischen dem Bezugsfrequenzsignal und dem Ausgangssignal des V/U-Tcilcrs 40 unterhalb einer zweiten vorbestimmten Grenze liegt. Während des Hängekorrekturbetriebs verwendet der Synchronzustandsdetektor 56 ein Taktsignal 32/?. um festzustellen, wann die Breiten der vom Phasen vcrgleicher 42 erzeugter. Signale Hl und LO unter eine zweite vorbestimmte Grenze fallen. Die Fre-

so hoch ist, daß die Amplitude des von ihm erzeugten 50 qucnz des Taktsignals 32/? ist das Vierfache der Fre-Überlagerersignals niedriger als der für den Zählbctricb qucnz des Taktsignals 8/?, das vom Synchronzustands-

detcktor 56 während des Synthesebetriebs verwendet

des Voruntersetzers 32 erforderliche Schwellenwert ist. In diesem Fall hat das Ausgangssignal des Vorunlersetzers 32 weniger Perioden als es haben sollte, und die Steuerspannung wird fälschlich höher getrieben, um die bereits schon zu hohe Frequenz des Übcrlagercrsignals noch weiter zu erhöhen. Die Folge ist. daß die Stcuerspannung am Ende auf ihren oberen Grenzwert gedruckt und die phasensynchronisierte Schleife in einen »oberen« Hängezustand gerät

Wie bereits erwähnt, wird im Äbstimmsystem 28 eine Hängekorrektureinrichtung 58 in Verbindung mit dem Phasenvergleicher 42 und dem Synchronzustandsdctektor 56 verwendet, um einen Hängezustand zu e^rfassen und gegebenenfaüs zu korrigieren. Kurz gesagt. Wenn also ein neuer Kanal gewählt wird (was durch Erzeugung eines Signals CHANGE (»Kanalwechsel«) vom Kanalwähler 38 angezeigt wird) und der Synthesebewird. Daher muß. wenn das Signal LOCK während des Hängekorrekturbetriebs erzeugt wird, die Phasen- und Frequenzabweichung zwischen den Signalen R und 4/1 OUT um den Faktor 4 kleiner sein als die Phasen- und Frequenzabweichung, die zwischen den beiden genannten Signalen erforderlich ist, wenn das Signal LOCK während des Synthesebetriebs erzeugt wird. Außerdem ist, wenn das Signal LOCK während des Hängekorrekturbetriebs erzeugt wird, die Frequenz des Überlagerersignals extrem nahe an ihrem korrekten Wert.

Als Antwort auf das Signal LOCK bringt die Hängekorrektureinrichtung 58 den Betriebsartenscfcalter

ήί dazu, die mit festem Tastverhältnis und fester Frequenz erscheinenden Korrekturimpulse vom Tiefpaßfilter abzukoppeln und wieder die Ausgangsimpulse des Phascnvcrgleichers 42 auf das Tiefpaßfilter 50 zu geben. Um

ine zusätzliche Sicherheil dafür zu schiffen, daß die )hasemynchronis^:crte Schleife nach Beendigung des Mär.₀-ekorrekturbetriebs nicht wieder in den Hängezuitand zurückkehrt, wird ein kleiner Phasenfehler zwischen den Eingängen des Phasenvergleichers 42 einge- ^:ührt (wie weiter unten noch erläutert wird), der dafür sorgt, daß die Steuerspannung vorübergehend noch fortfährt, sich in der gleichen Richtung wie vorher während der Hängekorrektur zu ändern.

Während des Hängekorrekturbeiriebs arbeiiet das PLL-System mit offener Schleife, d. h. die Ausgangsimpulse des Phasenvergleichers 42 sind vom Tiefpaßfilter 50 abgekoppelt. Um einen Phasenbezugxpunki einzuführen, so daß eine aussagekräftige Bestimmung der Frequenzabweichung mit dem Phasenvergleichcr 42 in is Verbindung mit dem Synchronzustandsdetektor 56 während des Hängekorrekturbeiriebs möglich ist, wird das "■■' dem Bezugsfreijuenzsignal R synchron laufende Signal COUNT während des Hängekorrekturbetriebs verwendet, um da_: Ausgangssignal des Voruntersetzers 32 vom Eingang des programmierbaren Teilers 36 periodisch abzutrennen. Außerdem werden der programmierbare Teiler 36 und der V/U-Teiler 40 mit dem Signal RSDET zurückgesetzt, das vor dem Signal COUNT erzeugt wird, so daß irgendein Zählrückstand dieser Teiler die Ermittlung der Frequenzabweichung nicht beeinträchtigt. Um zu verhindern, daß das Abstimmsystem 28 im Falle einer fälschlichen Hängekorrektur (die nicht in der obenstehenden Weise zu Ende gehen würde) im Hängekorrekturbetrieb bleibt, wird der Hängekorrekturbetrieb, falls er nicht wie oben beendet wird, durch denjenigen HUPCK2-Taktimpuls beendet, der als nächster auf den HUPCK2-Taktimpuls folgt, welcher den Hängekorrekturbetrieb eingeleitet hat. Außeidem wird nach Beendigung des Hängekorrekturbetriebs das Ausgangssignal des Synchronzustandsdetektors 56 am Ende des nächsten HUPCKl-Taktimpulses geprüft, um sicherzustellen, daß kein weiterer Hängezustand eingetreten ist, bevor baren Frequenzzähler 214, der seine Zustände entsprechend einem 500 KH/.-Ausgangssignal des Zählers 212 ändert (unter der Annahme, daß der Bezugsoszillator 44 eine Frequenz von 4 MHz hat). Der Zähler 214 wird durch ein Signal CHANGE zurückgesetzt, das vor. Kanalwähler 38 erzeugt wird, wenn ein neuei Kanal gewühlt wird. Aus den Ausgangssignalen verschiedener Stufen des Zählers 214 werden in der gezeigten Weise die Taktsignal HUPCKI und HUPCK2 erzeugt. Mit Hilfe innerer logischer Verknüpfungsschaltungen (nicht dargestellt) wird der Zähler 214 nach einer vorbestimmten Zeit (d. h. nach Erreichen eines vorbestimmten Zählwerts) am Zählen gehindert. Diese vorbestimmte Zeit, z. B. zwischen fünf und sieben Sekunden, ist ausreichend lang gewählt, damit das Abstimmsystem 28 seinen ganzen Abstimmalgorithmus durchlaufen kann, d. h.: Synihctisierung der nominalen Überlagererfrequenz und Umschaltung auf den AFT-Beirieb, Synthetisierung der nominalen Überlagererfrequenz plus 1 MHz und Umschaltung auf den AFT-Beirieb. Synthetisierung der nominalen Überlagererfrequenz minus i MHz und Umschaltung auf den AFT-Betrieb, wie es weiter oben erläutert wurde. Während der vorbestimmten Zeit, in deren Verlauf der Zähler 214 zählt, ist das Signal HUPCK1 eine Rechtcckwclle mit einer Periode von 512 Millisekunden und das Signal HUPCK2 eine Reihe negativ gerichteter Impulse, deren jeder eine Dauer von 32MiI-lisekundcn hat und am Ende jeder 256 Millisekunden dauernden Halbwelle des Signals HUPCKl und unmittelbar vor der nächsten Halbwelle dieses Signals erscheint.

Eine Ausführungsform der Eingangsschalter-Steuereinheil 60 ist in Fig.3 dargestellt. Die dort gezeigte Logikschaltung ist so angelegt, daß die von ihr erzeugten Signale COUNT und RSDET die in Fig.6 dargestellten Perioden und Tastverhältnisse haben. Außerdem ist die Logikschaltung so ausgelegt, daß die Signale COUNT und RSDET entweder beim Erscheinen eines Signals HUP oder beim Erscheinen eines Signals AFT

der AFT-Betrieb begonnen wird. Ferner wird nach der 40 erzeugt werden.

Wahl eines neuer. Kanals jedesmal wenn der AFT-Bc- Der in Fig.4 dargestellte Phasenvergleicher 42 ist

trieb beendet und der Synthesebetrieb neu begonnen eine flankengetriggerte, speichernde Ausführungsform.

wird, das Ausgangssignal des Synchronzustandsdetektors 56 am Ende des HUPCKl-Taktsignals geprüft, um

45 Er enthält zwei Paare kreuzgekoppelter Setz/Rücks-Vz-Flipflops (RS-Flipflops), nämlich das Paar 414 und 416 und das Paar 418 und 420. jedes Paar bildet eine Art Servoanordnung (führendes Flipflop und geführtes Flipflop). Das Ausgangssignal 4/1 OUT des V/U-Teilers wird einem Eingang des Flipflops 414 zugeführt. Das Bezugsfrequenzsignal R wird mittels eines Inverters

festzustellen, ob eine Hängekorrektur erforderlich ist.

Der Hängekorrekturbetrieb des Abstimmsystems 28
läßt sich leichter verstehen, wenn man die nachstehende
Beschreibung der in den F i g. 2 bis 5 dargestellten Ausführungsformen verschiedener Teile des Abstimmsystems 28 verfolgt, die mit der Hängekorrektur zu tun 50 invertiert, um sein Komplement R zu bilden, das dann haben. Aus Gründen der Übersichtlichkeit werden die dem Arbeitseingang des Flipflops 418 angelegt wird, nicht direkt mit der Hängekorrektur befaßten Teile des Die Ausgangssignale des Phasenvergleichers 42 sind die Abstimmsystems 28 nicht un einzelnen beschrieben. lmpulssignalc HI und LO.

Die in Fig.2 dargestellte Ausführungsform des Be- Unter der Voraussetzung, daß am Anfang beide Sizugsteilers 46 enthält einen dreizehnstufigen binären 55 gnale Hl und LO auf ihrem »niedrigen« Logikwert (Bi-Frequenzzähler 212, der als Antwort auf aufeinanderfol- närwert 0) sind, bewirkt der erste positive Übergang gende Impulse des Ausgangssignals des Bezugsoszilla- entweder des Signals R oder des Signals 4/1 OUT, daß tors 44 seine Zustände ändert Die Ausgangssignale vor- das jeweils entsprechende der Ausgangssignale auf eibestimmter Stufen (nicht einzeln dargestellt) des Zäh- nen »hohen« Logikwert (Binärwert 1) geht Wenn z. B. lers 212 werden kombiniert, um Taktsignale 1/2/?, R, 2R, bo der erste positive Übergang im Signal R stattfindet, geht 8Λ und 32Λ zu bilden, deren Frequenzen gemäß den das Signal LO auf den Binärwert 1, und wenn der erste angegebenen numerischen Koeffizienten zueinander in positive Übergang im Signal 4/1 OUT erfolgt, geht das Beziehung stehen. Zum Beispiel wird das Ausgangssi- Signal HI auf den Binärwert 1. Das Ausgangssignal mit gnal der zehnten Stufe dazu verwendet, das Bezugsfre- dem Binärwert 1 bleibt auf diesem Wert, bis der Phasenquenzsignal R zu erzeugen. Wenn der Bezugsoszillator b5 vergleicher durch einen positiven Übergang im anderer. 44 eine Frequenz von 4 MHz hat, dann ergibt sich hier- Eingangssignal zurückgesetzt wird, und zu diesem Zeitaus für R eine Frequenz von 3,90625 KHz. punkt gehen beide Ausgangssignale auf den Binärwert

Der Bezugsteiler 46 enthält außerdem einen rücksetz- 0. Somit wird die Polarität des Phasen- und Frequenz-

fehlers zwischen den beiden Eingangssigna'en des Phasenvergleichers 42 dadurch angezeigt, welches seiner Ausgangssignale auf dem Binärwert 1 ist Der Betrag des Phasen- und Frequenzfehlers zwischen den beiden Eingangssignalen wird durch die Dauer der Impulsbreite des den Binärwert 1 aufweisenden Ausgangssignals angezeigt.

Ein kreuzgekoppeltes Setz/Rücksetz-Flipflop 421 erzeugt als Antwort auf die Vorderflanken positiv gerich-Wenn das Abstimmsystem in einem Hängekorrekturbetrieb arbeitet, hat das Signal HDP den Binärwert 0 und das Signal AFT den Binärwert 0 und dessen Komplement AFT den Buiärwert 1. Somit sind die NAND-Glieder 422 und 424 ausgeschaltet, die Torschaltung 434 ist undurchlässig, und den NAND-Gliedern 438 und 440 wird ein Hängekorrektursignal zugeführt, dessen Frequenz gleich derjenigen des Bezugsfrequonzsignals R ist und dessen Tastverhältnis gleich 25 Prozent des Tast-

teter Impulse des Signals RSDET ein positiv gerichtetes io Verhältnisses des Bezugsfrequenzsignals R ist Die PoIa-

Signal RSO (»Rücksetzsignal für den Phasenvergleicher«), das durch die Vorderflanke der positiven HaIbweile des Signals COUNT wieder beendet wird (vgl. F i g. 6). Der Impuls RSO wird dazu verwendet, den Phasenvergleicher 42 zurückzusetzen, so daß beide Signale HI und LO am Beginn der Periode des Auswertens der Frequenzabweichung während des Hängekorrckturbetriebs auf dem Binärwert 0 sind. Wie später noch erläutert werden wird, koppelt die Hängekorrektureinrichrität der zum Tiefpaßfilter 50 gegebenen Impulse hängt davon ab, welches der NAND-Glieder 438 und 440 aktiviert worden ist Das NAND-Glied 440 ist aktiviert, wenn das Signal HUPLAT den Binärwert 1 hat und das NAND-Glied 438 ist aktiviert, wenn das Signal H U PLAT den Binärwert 1 hat

Die F i g. 5 zeigt eine Ausführungsform des Synchronzustandsdetektors 56, die ein D-Flipflop 512 enthält. Die Signale Hl und LO vom Phasenvergleicher 42 werden

tung 58 ein Signal SETO (»Setzsignai für den Phasen- 20 über ein NOR-Glied 5i4 auf den D-Eingang (Datcncin· vergleicher«) unter bestimmten Bedingungen auf den gang) des FHpflops 512 gekoppelt. Wenn das eine oder

das andere der Signale HI und LO den Binärwert I hat, dann erscheint am D-Eingang der Binärwert 0. Anson-

Phasenvergleicher 42, wenn der Hängebctrieb beendet ist

In der Fig.4 ist auch eine Ausführungsform des Besten ist der Binärwert am D-Eingang gleich 1. Eine Aus

triebsartenschalters 48 gezeigt, die sechs NAND-Glie- 25 wähleinrichtung,die NOR-Glieder516,518und520ent-

der 422, 424, 426, 428, 438 und 440 und drei Übcrtragvngsglieder (Torschaltungen) 430,432 und 434 enthält, um selektiv entweder die vom Phasenverglcicher 42 erzeugten Signale Hl oder LO oder das Ausgangssignal des AFT-Diskriminators 52 oder das mit fester Frequenz und festem Tastverhältnis auftretende Hängekorrektursignal, das von den Taktsignalen R und 2R über ein NOR-Glied 425 abgeleitet wird, auf das Tiefpaßfilter 50 zu geben.

hält, koppelt unter Steuerung durch die Signale HUP und HUP wahlweise entweder das Taktsignal SR oder das Taktsignal 32/? auf den CK-Eingang (Takteingang) des Flipflops 512. Wenn das Abstimmsystem 28 im Synthesebetrieb arbeitet, hat das Signal HUP den Binärwert 0 und sein Komplement HUP den Binärwert 1. Im Hängckorrekturbetrieb ist es umgekehrt Somit wird während des Synthesebetriebs das Taktsignal 8/? und während des Hängekorreklurbetriebs das Taktsignal

Wenn das Abstimmsystem 28 im Synthesebetrieb ar- J5 32/? auf den CK-Eingang des Flipflops 512 gekoppelt.

beitet, ist das Signal HUP auf dem Binärwert 1 und das Signal AFT auf dem Binärwert 0 und sein Komplement AFT auf dem Binärwert 1. Somit sind die NAND-Glieder 438 und 440 gesperrt, die Torschaltung 434 ist undurchlässig, und die NAND-Glieder 422 und 424 sind eingeschaltet (»aktiv«), um entweder die Impulse Hl oder die Impulse LO über die NAND-Glieder 426 und 428, die als negative ODER-Glieder dienen, den Torschaltungen oder Schaltern 430 bzw. 432 zuzuführen.

Mit jedem positiven Übergang des auf den CK-Eingang Flipflops 512 gekoppelten Signals wird der am D-Eingang des Flipfiops 512 erscheinende Binärwert zum Q-Ausgang dieses Flipflops übertragen, wo das Signal LOCK erzeugt wird. Wenn die Impulse Hl und LO schmäler sind als das Intervall zwischen positiven Übergängen des dem CK-Eingang zugeführten Signals, erscheint der Binärwert 0. der am D-Eingang des Flipflops 512 uls Antwort auf entweder die Hl- oder die LO-Im-

Wenn Impulse Hl vom Phasenverglcicher 42 erzeugt 45 pulse erzeugt wird, zwischen positiv gerichteten Über

werden, wird die Torschaltung 430 durchlässig gemacht, so daß die positiv gerichteten Impulse zum Tiefpaßfilter 50 gelangen. In ähnlicher Weise wird, wenn Impulse LO vom Phasenvergleicher 42 erzeugt werden, die Torschaltung 432 leitend gemacht, so daß negativ gerichtete so Impulse zum Tiefpaßfilter 50 gegeben werden. Wie in F i g. 4 gezeigt, enthält das Tiefpaßfilter 50 einen Operationsverstärker, der für invertierenden Betrieb angeordnet ist. Infolgedessen erzeugt das Filter als Antwort auf positiv gerichtete Impulse eine Steuerspannung, die sich v-, in Richtung auf die negative Versorgungsspannung - V ändert; als Antwort auf negativ gerichtete Impulse erzeugt es eine Sleuerspannung, die sich in Richtung auf seine positive Versorgungsspannung + Vändert.

Wenn das Abstimmsystem 28 im AFT-Bctricb arbei- w) tet. hat das Signal HUP den Binärwert 1 und das Signal AFT den Binärwert 1 und dessen Komplement AFT den Binärwert 0. Somit sind die Torschaltungcn 430 und beide gesperrt, und die Torschaltung 434 ist durchlassig, so daß das Ausgangssignal des AFT-Diskriminators 52 b^r, über einen durch einen Emitterfolger gebildeten Pufferverstärker 436 zum F.ingang des Tiefpaßfilters 50 gelangt.

gangen des dem CK-Eingang des Flipflops 512 zugeführten Signals, und der Q-Ausgang bleibt auf dem Binärwert 1. Somit wird wie oben erwähnt ein Signal LOCK geliefert, wenn im Synthesebetrieb die Breite der vom Phasenvergleicher 42 erzeugten Impulse Hl und LO niedriger ist als eine erste vorbestimmte Breite, die durch die Frequenz des Taktsignals 8/? bestimmt wird und wenn während des Hängekorrekturbetriebs die Breite der Impulse Hl und LO geringer ist als eine zwei te vorbestimmte Breite, die durch die Frequenz de; Taklsignals 32W bestimmt wird.

Die Hängekorrckturcinrichtung 58 enthält in eine] ebenfalls in F i g. 5 dargestellten Ausführungsform eir krcu/.gckoppeltcs Scu/Rückseu-Flipflop 522, das dii Prüfung des Q-Ausgangssignals des Flipflops 512 de Synchronzuslandsdetcktors 56 nach der Erzeugung ei nes Signals CHANGE oder AFT verzögert, bis der ne gativ gerichtete HUPCK2-Impuls gerade vorder positi ven Halbwolle des Signals HUPCKl erscheint, d.h. e erfolgt eine Verzögerung um 256-32 = 224 Millisc künden. Während des negativ gerichtete IIUPCK2-Impulses, der 32 Millisekunden dauert, ei /eugt ein NOR-Glied 524. falls das Signal LOCK niet

auf dem Binärwert t bleibt, ein positiv gerichtetes Korrektursignal SETHUP (Set HangUp), welches seinerseits ein kreuzgekoppeltes Flipflop 526 in den gesetzten Zustand bringt, so daß das an dessen Ausgang erzeugte Signal HUP den Binärwerl 1 bekommt.

Als Antwort auf das Signal HUP wird wie weiter oben erwähnt, das Taktsignal SR vom CK-Eingang des Flipflops 512 abgekoppelt und stattdessen das Taktsignal 32/? angekoppelt Außerdem sorgt der Binärwert 0 des Signals HUP (d h. des Komplements des Signals HUP) dafür, daß die Signale Hl und LO nicht über NAND-Glieder 529 bzw. 530 zu den Eingängen eines kreuzgekoppelten Setz/Rücksetz-Flipflops 528 gelangen können. Das Flipflop 528 dient zur Erzeugung der Signale HUPLAT und HUPLAT. Falls der Phasenvergleicher 42 HI-Impulse bei vorhandenem Signal HUP erzeugt und dadurch fälschlich die Steuerspannung vermindert wird das Signal HUPLAT auf den Binärwerl 1 gesetzt Falls der Phasenvergleicher 42 LO-Impulsc bei vorhandenem Signal HUP erzeugt und dadurch die Überlagererfrequenz fälschlich vermindert, wird das Signal HUPLAT auf den Binärwert 1 gesetzt. Wenn das Signal HUPLAT den Binärwert 1 hat, dann erscheinen die Impulse des mit fester Frequenz und festem Tastverhältnis auftretenden Hängekorrektursignals wie weiter oben erwähnt als negativ gerichtete Impulse, welche die Steuerspannung erhöhen. Wenn umgekehrt das Signal HUPLAT den Binärwert 1 hat dann erscheint das Hängekorrektursignal mit positiv gerichteten Impulsen, welche die Steuerspannung vermindern. Somit wird bei Erzeugung des Signals HUP die Steuerspannung mit einer vorbestimmten Geschwindigkeit in einer Richtung verändert die entgegengesetzt zu derjenigen Richtung ist, in die sie während des Hängczustandes getrieben war. Die dusch das Tastverhältnis der Korrekturimpulse bestimmte Geschwindigkeit ist so gewählt daß die Frequenz des Überlagerersignals in relativ kurzer Zeit auf ihren korrekten Wert gebracht wird, andererseits aber das Überschwingen beim Erreichen der korrekten Frequenz und Beendigung der Hängekorrektur möglichst gering gehalten wird.

Um den restlichen Teil der in F i g. 5 gezeigten Hängekorrektureinrichtung 58 besser zu verstehen, sei auf die F i g. 6 Bezug genommen, welche in graphischer Darstellung verschiedene Wellcnformen zeigt die bei der Hängekorrektur eine Rolle spielen, und zwar bei der Korrektur sowohl des »unteren« als auch des »oberen« Hängens. Die in Fig.b dargestellten Wellenformcn beginnen zu einem Zeitpunkt wo das einen Hängczustand anzeigende Signal HUP erzeugt wird.

Wie weiter oben erwähnt, wird von der Eingangsschalter-Steuereinheit 60 die Erzeugung der Signale COUNT und RSDET ausgelöst, wenn das Signal HUP auf den Binärwert 1 geht. Das Signal RSDET wird dazu verwendet, den programmierbaren Teiler 36. den V/U-Teiler 40 und den Phasenverglcichcr 42 während der negativen Halbwelle des Signals COUNT zurückzusetzen, wenn das Ausgangssignal des Voruntersetzers vom Eingang des programmierbaren Teilers 36 abgekoppelt wird, jedoch kurz von der positiven Halbwellc des Signals COUNT. Während der positiven Halbwelle des Signals COUNT w>rd der Ausgang des Voruntersetzers 32 wieder an den Eingang des programmierbaren Teilers 36 gekoppelt. Außerdem wird nach der Erzeugung des Signals HUP der Ausgang des Synchronzustandsdetektors 56 periodisch geprüft, um festzustellen, wann die Hängekorrekiur beendet werden soll. Diese periodische Prüfung erfolgt unter Steuerung durch ein periodisches Taktsignal SMPCK (Sample Clock = »Abfragetakt«), das von einer Logikschaltung 531 erzeugt wird.

Im Zustand des in Fig.6 veranschaulichten »unteren« Hängens ist die Steuerspannung bis unterhalb der niedrigsten Aufrechterhahungsspannung für den Überlagerungsoszillator 30 gelrieben worden, und der Voruntersetzer 32 schwingt mit einer Frequenz, die höher ist als die gewünschte Frequenz. Direkt nach der Auslösung des Signals HUP, in einem Intervall Pl, hat die Hängekorrektureinrichtung nocht nicht genügend Zeit gehabt, diesen Zustand zu korrigieren. Der Zustand wird angezeigt durch das Signal CHAN während der positiven Halbwelle des Signals COUNT. Wäre die phasensynchronisierte Schleife nicht hängengeblieben, würde während der positiven Halbwelle des Signals COUNT vier CHAN-Impulse erzeugt werden. Derer-*isprechcnd würde ein Impuls des Signals 4/1 OUT während der positiven Halbwelle des Signals COUNT erzeugt werden. Wenn jedoch, wie dargestellt, ein unteres Festhängen vorliegt, werden während der positiven Halbwelle des Signals COUNT mehr als vier CHAN-Impulsc erzeugt und folglich ist der Impuls des Signals 4/1 OUT außer Phase mit der negativ gerichteten Flanke (durch einen Pfeil angedeutet) des Signals R. Dies führt zur Erzeugung eines relativ breiten Impulses Hl, der mit der positiv gerichteten Flanke des Impulses 4/1 OUT beginnt und mit der negativ gerichteten Flanke des Impulses R endet.

Als Antwort auf die Erzeugung des Impulses HI fällt das Signal LOCK auf den Binärwert 0. Da während des restlichen Teils der positiven Halbwelle des Signals COUNT der Impuls Hl für jeden dem CK-Eingang des Flipflops 512 zugeführten Taktimpulses auf dem Binärj5 wert 1 bleibt, behält das Signal LOCK während des restlichen Teils der positiven Halbwelle des Signals COUNT seinen Binärwert 0. Am Ende der positiven Halbwolle des Signals COUNT fällt das Signal Hl auf den Binärwert 0. Das Signal LOCK geht jedoch nicht auf den Binärwert 1. weil das Signal R das NOR-Glied 533 aktiviert, welches das D-Flipflop 512 in demjenigen Zustand verriegelt, in den es während der positiven Halbwellc des Signals COUNT gebracht worden ist, im vorliegenden Fall auf den Binärwert 0. Wenn also der •n Impuls SMPCK während der nächsten Viertclperiode nach der positiven Halbwellc des Signals COUNT erscheint ist das Signal LOCK noch auf dem Binärwert 0, und das Abstimmsystem 28 bleibt im Hängekorrekturbctrieb.

w Schließlich bewirkt der Korrekturimpuls, daß die Stcucrspannung auf einen Wert ansteigt, bei dem der Überlagerungsoszillator 30 zu schwingen beginnt. Dies erfolgt während des Intervalls P2 der Fig.6. Es sei erwähnt daß sich die Frequenz des Überlagerungsoszil^r,5 lators 30 zu ändern beginnt und die Eigenschwingfrequcnz des Voruntersetzers 32 nicht langer die wirkliche Frequenz des Überlagcrungsoszillators 30 verdeckt. Zu diesem Zeitpunkt ist die Frequenz des Überlagerungsoszillators 30 niedrig, und es werden weniger als vier bö CHAN-Impulse während der positiven Halbwelle des Signals COUNT erzeugt.

Schließlich, im Zeitabschnitt P3 der Fig.6, ist die Überlagererfrequenz im wesentlichen korrekt, und es werden vier CHAN-Impulse während der positiven M Halbwolle des Signals COUNT erzeugt Dies bedeutet daß kurz vor dem Ende der positiven Halbwelle des Signals COU NT das Signal 4/1 OUT ansteigt. Zu diesem Zeitpunkt ist die Frequenz des Übcrlagerersignals gera-

de etwas höher als sie sein sollte, und die Vorderflanke des Impulses 4/1 OUT erscheint gerade kurz vor der negativ gerichteten Flanke des R-Impulses. Der Phasenvergieicher fühlt dies und erzeugt einen relativ schmalen HI-Impuls. ^r>

Da die Anstiegsflanken der dem CK-Eingang des D-Flipflops 512 zugeführten Impulse beidseitig des schmalen HI-Impulses, jedoch nicht während der Dauer dieses Impulses erscheinen, bleibt das Signal LOCK über das Intervall, wo der nächste Impuls SMPCK erscheint auf dem Binärwert 1. Als Reaktion hierauf bewirkt die Logikschaltung 532 die Erzeugung eines Signals RSHUPl (ReSet HangUp corrector 1 = »Rücksetzung 1 der Hängekorrektureinrichtung«), welches seinerseits das Flipflop 526 veranlaßt das Signal HUP auf den Binärwert 0 zurückzusetzen, womit der Hängekorrckturbetrieb beendet wird.

Wenn das Signal HUP auf den Binärwert 0 fällt, dann steigt das Signal COUNT auf den Binärwert I. so daß nun das Ausgsagssignal des Voruntersetzers 32 ununterbrochen auf den Eingang des programmierbaren Teilers 36 gegeben wird. Da jedoch eine gewisse Verzögerungszeit verstreicht bevor die Teiler 36 und 40 zu zählen beginnen, erscheint der erste CHAN-Impuls nicht sofort. Die Folge ist. daß die abfallende Flanke des R-Impulses etwas vor der Anstiegsfanke des Impulses 4/1 OUT erscheint Mit anderen Worten: für den Phasenvergieicher 42 sieht -s aus, als ob die Überlagcrcrfrcquenz etwas zu niedrig ist. Der Phasenvergieicher 42 erzeugt daraufbin LO-lmpulse, die über den Bctriebsartenschalter 48 als Signal 0 OUT gekoppelt werden und die Steuerspar.nung noch über ch.e kurze Zeil nach dem Wiederbeginn des SyntheJehetricbi ansteigen lassen. Da der korrigierte Hängezustand in vorliegenden Fall ein »unteres« Hängen war. stellt dies sicher, daß das y, System nicht in einen unteren Hängezusiand zurückkehrt.

Im Zustand des »oberen« Hängens, der ebenfalls in F i g. 6 veranschaulicht ist, ist die Steuerspannung auf einen Wert getrieben und festgehalten worden, bei dem die Ausgangsimpulse des Überlagerungsoszillators 30 gedämpft sind und daher nicht gezählt werden. Dies wird durch die Tatsache angezeigt daß während der positiven Halbwelle des Signals COUNT im ersten Intervall P1 der Hängekorrektur weniger als vier CHAN- v> Impulse erzeugt werden und kein Impuls 4/1 OUT erzeugt wird. Die Folge ist. daß ein relativ breiter LO-Impuls erzeugt wird, der mit der negativ gerichteten Flanke des R-Impulses beginnt und mit der positiv gerichteten Flanke des RSDET-Impulses endet. Infolge dieses w relativ breiten LG-Impulses ist das Signal LOCK auf dem Binärwert 0, wenn der Impuls SM PCK erscheint.

Im Intervall P2 ist wegen der Wirkung der Hängekorrektureinrichtung 58 die Frequenz des Überlagercrsignals auf einen Punkt vermindert worden, bei dem die ^s Impulse des Überlagerersignals eine ausreichende Amplitude haben, um gezählt zu werden. An diesem Punkt ist die Frequenz des Überlagerersignals relativ hoch, und es erscheinen mehr als vier CHAN-lmpulse während der positiven Halbwelle des Signals COUNT. Da- w: her wird während der positiven Halbwelle des Signals COUNT mindestens ein Impuls 4/1 OUT erzeugt. Infolgedessen wird ein relativ breiter HI-Impuls erzeugt, der bewirkt, daß das Signal LOCK auf dem Logikwert 0 ist. wenn der Impuls SMPCK erscheint. h'

Schließlich, im Intervall P3, wenn die Frequenz des Überlagerersignals abnimmt, wird der HI-Impuls so schmal, daß das Signal LOCK auf dem Bimirweri 1 ist.

wenn der Impuls SMPCK erscheint Bei diesem Punkt ist die Hängekorrektur beendet Dabei ist die Frequenz des Überlagerungsoszillator etwas höher als die korrekte Frequenz.

Wenn die Hängekorrektur beendet ist, zählt (wie im Falle der Korrektur des »unteren« Hängens) während der Verzögerung zwischen dem Abfallen des Signals COUNT und dem Impuls SMPCK weder der programmierbare Teiler 36 noch der V/U-Teiler 40. Wegen dieser Verzögerung liegt die abfallende Flanke des Signals R etwas vo·- dem Signal 4/1 OUT. so daß scheinbar eine zu niedrige Frequenz des Überlagerungsoszillators angezeigt wird. Als Folge kann, wenn der Synthesebetrieb wieder beginnt die Steuerspannung in den Zustand des »oberen« Hängens zurückgetrieben werden. Um ein zweites oberes Hängen zu verhindern, wird ein positiv gerichteter Impuls SETO durch ein NOR-Glied 534 erzeugt, wenn die Signale RSHUPl und HUPLAT auf den Binärweri 1 gehen. Das Signal SETO wird dazu verwendet, den Phasenvergieicher 42 zu setzen, so daß er vorübergehend einen relativ breiten Hi-impuis nach dem Ende der Hängekorrektur erzeugt Dies hat zur Folge, daß die Steuerspannung noch über eine kurze Zeit nach Beendigung der Korrektur des oberen Hängens weiterhin nach unten getrieben wird.

Falls die Hängcknrrektur beim Erscheinen des nächsten Impulses HUPCK2 nicht in der vorgehend beschriebenen Weise beendet ist, wird von einem NOR-Glied 536 ein Impuls RSHUP2 erzeugt der wie weiter oben erwähnt die Beendigung des Hängekorrekturbetricbs bewirkt.

Die Logikschaltung 532 stellt zwei Bedingungen, die nacheinander erfüllt werden müssen, damit das Signal RSHUPI erzeugt und somit die Hängekorrektur beendet wird. Die erste Bedingung ist, daß während eines Binärworts 0 des Signals LOCK ein Impuls SMPCK erschienen sein muß. Als zweite Bedingung, die der ersten Bedingung folgt muß ein impuls SMPCK erschienen sein, bei dem das Signal LOCK auf einem Binärwert 1 war. Durch die erste Bedingung soll sichergestellt werden, daß während der Auslösung der Hängekorrektur keine verfrühte Rücksetzung erfolgt. Das NOR-Glied 537 dekodiert die erste Bedingung und setzt ein aus den NOR-Gliedern 538 und 539 bestehendes Setz/Rücksetz Flipflop, um diese Information zu speichern. Das NAND-Glied 540 und das NOR-Glied 541 dekodieren die zweite Bedingung und erzeugen das Signa! RSHUPl.

Bei dem vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiel wird die Hangekorrektur zurückgesetzt, wenn die Abstimmspannung ihrem gewünschten Wert willkürlich nahegekommen ist. Es ist auch möglich, die Rücksetziing dann stattfinden zu lassen, wenn die Abstimmspannung den Schwellenwert kreuzt, bei dem der Überlagerungsoszillator 30 richtig zu arbeiten beginnt und der Vorunterselzcr 32 den Oszillatorausgang richtig zählt. Da die zeitliche Steuerung des Durchgangs durch diesen Schwellenwert asynchron bezüglich der Zeitsteuerung der Hängekorrektureinrichtung 58 ist, kann es eine Periode des Signals COUNT geben, während welcher der programmierbare Teiler 36 eine Reihe von Wellen zählt, die sich zusammensetzt aus falschen Ausgangsperioden des Voruntersetzers und korrekten Ausgangsperioden des Voruntcrsci/.ers. Diese vermischte Zählung kann da/u führen, daß ein Biniirwcrt I für das Signal LOCK während des Impulses SMPCK erscheint und dadurch vorzeitig ein Signal RSHUPI erzeugt wird. Durch Einführung eines absichtlichen Phasenfehler zwischen 4/1

19

OUT und R, der bewirkt, daß die Abstimmspannung weiterhin in einer Richtung fort vom Hängewert und zur gewünschten Abstimmspannung hin getrieben wird, läßt sich sicherstellen, daß der Schwellenbereich sicher durchkreuzt wird und das System nicht in den Hängezustand zurückkehrt.

Es ist typisch für eine phasensynchronisierte Schleife, daß die Abstimmspannung eine gedämpfte Schwingung vollführt, wenn sie sich auf ihren gewünschten Wert setzt; d. h, das Einschwingverhalten der Abstimmspannung besteht aus einer Reihe von Oberschwüngen über und unter den gewünschten Wert, wobei jeder Überschwung eine geringere Amplitude als der vorhergehende hat Liegt die Schwelte der Abstimmspannung für einen sauberen Betrieb des Uberlagerungsoszülators 30 1■> genügend nahe an der gewünschten Abstimmspannung, dann ist es möglich, daß wenn sich die Spannung nach dem Zurückstellen der Hängekorrektur setzt, ein Überschwung der Spannung die Schwelle kreuzt und das System zurück in den Hängezustand fallen läßt. Das Zurückstellen der Hängekorrektur unf:r Einfügung eines absichtlichen Phasenfehlers zwischen die Signale 4/1 OUT und R im Sinne einer Fortsteuerung der Abstimmspannung vom Hängewert stellt sicher, daß der erste Überschwung in eine Richtung geht, die von der Spannungsschwelle zum Fehlbetrieb des Überlagerungsoszillators 30 fortweist, und da der erste Überschwung der größte ist, verringert sich die Wahrscheinlichkeit, daß das System in den Hängezustand zurückverfällt »

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Frequenz- oder Phasenregelung, die folgendes enthält: -; einen steuerbaren Oszillator zur Erzeugung eines Signals mit einer abhängig von einem ersten Steuersignal gesteuerten Frequenz;

eine Steuereinrichtung, die das erste Steuersignal abhängig von Betrag und Richtung der Frequenz- to oder Phasenabweichung zwischen dem Signal mit gesteuerter Frequenz und einem Bczugssignal erzeugt und die im Normalfali eine Reduzierung dieser Abweichung auf ein vorbestimmtes MaB spätestens am Ende eines vorbestimmten Zeitintervalls nach Beginn des Betriebs der Schaltungsanordnung bewirkt;

eine Erfassungsschaltung, die ein zweites Steuersignal erzeugt, wenn die erwähnte Abweichung einen gewissen Betrag hat; eine Korrektureinrichtung, die mit der Erfassungsschaltung gekoppelt ist und auf das zweite Steuersignal anspricht, um ein Korrektursignal zur Reduzierung der Abweichung des Signals gesteuerter Frequenz zu erzeugen; dadurch gekenn ζ eichnet, daß eine Zeitgeberschöltung (46) zur Erzeugung eines Zeitsignals vorgesehen ist, dessen Dauer dem vorbestimmten Zeitintervall entspricht,
daß die Erfassungsschaltung (56) das zweite Steuersignal erzeugt, wenn die Frequenz- oder Phasenabweichung des Signals mit gesteuerter Frequenz von der Frequenz oder dt.r Phase des Bczugssignals geringer ist als das vorbes:imrntc Maß,
daß die Korrektureinrichtung J8, 58) mit der Zcitgeberschaltung und mit der Erfassungsschaltung gekoppelt ist und das Korrektursignal für den gesteuerten Oszillator am Ende des Zeitsignal:; erzeugt, falls das zweite Steuersignal fehlt, und
daß die Korrektureinrichtung eine Fülleinrichtung (48) enthält, welche die Änderung des erst«η Steuersignals am Ende des Zeitsignals fühlt und das Korrektursignal veranlaßt, sich in einer Richtung entgegengesetzt zur Änderungsrichtung des ersten Steuersignals am Ende des Zeitsignal zu ändern, um die Abweichung des Signals gesteuerter Frequenz zu reduzieren.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrektureinrichtung (4«8, 58) anfänglich das erste Steuersignal an den steuerbaren Oszillator (30) legt und daß sie das Korrcktursignal an den steuerbaren Oszillator legt, wenn das zweite Steuersignal am Ende des vorbestimmten Zeitintervalls nicht erzeugt ist, und daß die Korrektureinrichtung wieder das erste Steuersignal an die steuerbare Oszillatorschaltung legt, wenn das zweite Sieuersi- τ> gnal erzeugt wird.

3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrektureinrichtung (48, 58) periodisch eine vorbestimnitc Phasenbe/.iehung zwischen dem Signal gesteuerter Frequen? und dem m> Bezugssignal herstellt, wenn das Korrcktursignal an den steuerbaren Oszillator (30) gekoppek ist.

4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrektureinrichtung (Ί8, 58) dem ersten Steuersignal vorübergehend die gleiche Rieh· t>i lung, wie sie das Korrektursignal hai. gib;, wenn das erste Steuersignal nach der F.r/.etigung «.Urs /weiten Steuersignals wieder an den steuerbarer Oszillator

(30) gekoppelt wird.

5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Erfassungsschaltung (56) bei Kopplung des ersten Steuersignals mit dem steuerbaren Oszillator (30) das zweite Steuersignal erzeugt, wenn die besagte Frequenz- oder Phasenabweichung geringer ist als ein erster vorbestimmter Betrag, und daß die Erfassungsschaltung bei Kopplung des Korreklursignals mit dem steuerbaren Oszillator das zweite Steuersignal erzeugt, wenn die Abweichung geringer ist als ein zweiter vorbestimmter Betrag, der niedriger als der erste vorbestimmte Betrag ist

6. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrektureinrichtung (4S₁58) wieder das erste Steuersignal an den steuerbaren Oszillator (30) koppelt, wenn das zweite Steuersignal am Ende eines vorbestimmten zweiten Zeitintervalls nach dem erstgenannten vorbestimmten ieitintervall nicht erzeugt ist.

7. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der steuerbare Oszillator ein überlagerungsoszillator (30) ist, der ein Überlagerersignal erzeugt, mit dem ein Empfänger abhängig vom ersten Steuersignal auf einen einem ausgewählten Kanal zugeordneten HF-Träger abzustimmen ist, daß ferner ein Voruntersetzer (32) zum Teilen der Frequenz des Übcriagerersignals durch mindestens einen vorbestimmten Divisor vorgesehen ist, sowie ein programmierbarer Teiler (36) zum Teilen der Frequenz des Ausgangssignals des Voruntersetzers durch einen programmierbaren Divisor, der durch die Nummer des gewählten Kanals bestimmt wird, und daß das Signal mit gesteuerter Frequenz vom Ausgangssignal des programmierbaren Teilers abgeleitet wird.

8. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß sie ferner folgendes enthält: eine Mischeinrichtung (14), die durch Kombination des Übcrlagcrersignals mit dem Hr-Träger ein HF-Signal ableitet, das einen informationshaltigcn Träger enthält, dem eine Nominalfrequenz zugeordnet ist; eine Diskriminatorschaltung(52).dieein Diskriminatorsignal erzeugt, das charakteristisch für die Frequenzabweichung zwischen dem informationshaltigcn Träger und der genannten Nominalfrequenz ist, und einen Betriebsartenschalter (48), der beim Erscheinen des zweiten Steuersignals das Diskriminalorsignal an den Überlagerungsoszillator (30) koppelt und der das Korrektursignal an die steuerbare Oszillatorschaltung legt. w<_nn das zweite Steuersignal am Ende des vorbestimmten Zeitintervalle nicht erzeugt ist.

9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Überlagerungsoszillator (30) oder/und dem Voruntersetzer (32) oder/und dem programmierbaren Teiler (36) eine Eingangsschaltung gekoppelt ist, um die Erzeugung des Signals mit gesteuerter Frequenz selektiv als Antwort auf einen vorbestimmten Teil eines Zählsignals zu sperren, das abhängig vom Bezugssignal abgeleitet wird und erzeugt wird, wenn das Korrcktursignal oder das Diskriminatorsignal auf den Überlagerungsoszillator gekoppelt ist. und daß ferner eine Einrichtung (62) vorgesehen ist. die bei Kopplung des Diskriminatorsignals mit dem Überlagerungsoszillator ein Offsetsignal cr/.cugl, wenn sich die Anzahl der Perioden lies Alisgangssignals des Voruntersetzers, die während des besagten vorbestimmten Teils des Zählsi-

gnals erscheinen, um eine vorbestimmte Zahl unterscheiden von der Anzahl der Perioden des Ausgangssignals des Voruntersetzers, die während eines entsprechenden Zeitintervalls im Falle der Kopplung des ersten Steuersignals mit dem Überlagerungsoszillator erscheinen, und daß das erste Steuersignal als Anwort auf das Offsetsignal wieder mit dem Überlagerungsoszillator gekoppelt wird.

10. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung eine Anordnung zur Erzeugung eines Fehlersignals enthält, das aus einer Reihe von Impulsen besteht, deren jeder eine durch die Richtung der besagten Frequenz- oder Phasenabweichung bestimmte Polarität und eine durch den Betrag der Abweichung bestimmte Breite hat und ein Tiefpaßfilter (50), das aus diesem Fehlersignal das erste Steuersignal erzeugt, und daß die Erfassungsschaltung (56) das zweite Steuersignal erzeugt, wenn die Breite der Impulse des Fehlersignals geringer ist als ein vorbestimmtes Maß. und daß das Korrektursignai eine Reihe von impulsen enthält, die mit einer vorbestimmten Frequenz ersciniinen und deren jeder eine vorbestimmte Breite und eine Polarität hat, die der Polarität der Impulse des Fehlersignals entgegengesetzt ist, und daß das Korrektursignal an das Tiefpaßfilter gekoppelt wird, wenn das zweite Steuersignal am Ende des vorbestimmten Zeitintervalls nicht erzeugt ist.

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