DE2853353B2 - Schaltungsanordnung zur Aufbereitung von in einem Verstärker verstärkten, impulsförmigen Signalen - Google Patents
Schaltungsanordnung zur Aufbereitung von in einem Verstärker verstärkten, impulsförmigen SignalenInfo
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Description
ίο Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung
zur Aufbereitung von in einem Verstärker verstärkten, impulsförmigen Signalen, insbesondere von
optisch übertragenen Signalen, die eine Wechselspannungskomponente, der eine Gleichspannungskomponente
überlagert ist, enthalten, wobei dem Verstärker ein Filter nachgeschaltet ist, das die Gleichspannungskomponente entfernt, wobei die Signale so einem
Differenzverstärker zugeführt werden, daß dessen Ausgangssignal auf den Mittelwert der positiven und
negativen Spitzenspannungen der impulsförmigen Signale zentriert ist, wobei die negative Spitzenspannung
in einem Spitzenwertdetektor erfaßt und einem Anschluß eines Spannungsteilers zugeführt wird, dessen
Mittelabgriff mit einem Anschluß des Differenzverstärkers verbunden ist, wobei dessen anderem Anschluß das
gefilterte, impulsförmige Signal zugeführt wird.
Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus der DE-AS Io 37 116 bekannt geworden. Dort werden die in
einem Verstärker verstärkten impulsförmigen Signale über einen Filterkondensator einer Diode zugeführt,
deren Kathode geerdet ist. Dadurch werden die Signale potentialmäßig so verschoben, daß ihre positiven
Spitzenwerte um den Betrag der Durchlaßspannung der Diode über Massepotential liegen. Antiparallel zu dieser
Diode liegt eine weitere Diode, deren Anode über einen Kondensator mit Masse verbunden ist. Hierdurch
werden die negativen Spitzenspannungen der gefilterten Signale, vermindert um die Durchlaßspannung der
weiteren Diode, in dem Kondensator gespeichert. Über einen Spannungsteiler werden diese negativen Spitzenspannungen
einem Eingang eines Differenzverstärkers zugeführt, dessen anderem Eingang die positiven
Spitzenspannungen zugeführt werden. Da der Spannungsteiler die negativen Spitzenspannungen im Verhältnis
1 :1 teilt, wird die Spannung an dem einen Eingang des Differenzverstärkers im Ergebnis auf den
Mittelwert der positiven und negativen Spitzenspannungen der verstärkten, impulsförmigen Signale zentriert.
Nachteilig an diener Schaltungsanordnung ist, daß die
durch die erste Diode potentialmäßig verschobene, positive Spitzenspannung nahe Massepotential liegt.
Hierdurch können Rauschspitzen, wie sie insbesondere bei einer Vorverstärkung auftreten, eine fehlerhafte
Triggerung hervorrufen. Weiterhin ist nachteilig, daß eventuell durch Störungen, wie z. B. Leckverluste des
Filterkondensators, vorhandene Gleichspannungskomponenten, insbesondere positive, zu einem übermäßigen
Strom durch die erste Diode führen, was deren Zerstörung zur Folge haben kann. Auch können solche
fehlerhaften Gleichspannungskomponenten dazu führen, daß die weitere Diode ständig gesperrt bleibt, so
daß der Spitzenwertdetektor für die negativen Spannungen nicht anspricht.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, die eingangs genannte Schaltungsanordnung dahingehend
zu verbessern, daß eine sichere Aufbereitung der Signale auch dann erfolgt, wenn Rausch- bzw.
Störsignale nahe dem Erdpotential liegen.
Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichenteil des Patentanspruches I angegebenen Merkmale gelöst.
Es werden also negative und positiv* Spitzenwerte
erfaßt und gespeichert, wobei der Spannungsteiler nicht, wie beim Stand der Technik, zwischen dem negativen
Spitzenwert und Masse liegt, sondern zwischen positiven und negativen Spitzenwerten. Zur weiteren
Eindämmung von Störspannungen bzw. Rauschspiizen wird die Verstärkung des Verstärkers noch in
Abhängigkeit von dem Betrag der Amplitude (Spitze-Spitze-Spannung) der Signale geregelt, so daß der
Verstärker mit geringstmöglicher Verstärkung arbeitet, wodurch die Erzeugung von Rausch- bzw. Störsignalen
auf ein Minimum reduziert wird. Ein weiterer Vorteil der Schaltungsanordnung nach der Erfindung liegt
darin, daß sich das Bezugspotential für den Differenzverstärker stets auf die Mitte der Nutzsignale einstellt,
unabhängig von noch vorhandenen Glelchspannungskomponenten.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind den Unttransprüchen zu entnehmen.
Bevorzugt wird die Schaltungsanordnung zur Aufbereitung von optisch auf Lichtleitkabeln übertragenen
Signalen verwendet. Bei diesen Lichtleitkabeln wird bedeutend weniger Energie übertragen als bei herkömmlichen
Koaxialkabeln, so daß die empfangenen Signale sehr hoch verstärkt werden müssen. Aufgrund
der bei der hohen Verstärkung auftretenden Verzerrungen mußten bisherige, speziell für die Aufbereitung von
optisch übertragenen Signalen zugeschnittene Schaltungsanordnungen eine erheblich größere Bandbreite
aufweisen als die Frequenz der ursprünglichen digitalen Daten.
Zusammengefaßt schafft die vorliegende Erfindung eine Schaltungsanordnung zur Aufbereitung von impulsförmigen
Signalen. Diese digitale Daten darstellenden schwachen Signale werden verstärkt, wobei
verzerrte digitale Datensignale entstehen, die eine Wechselspannungs- und eine Gleichspannungskomponente
enthalten. Die Gleichspannungskomponente wird ausgefiltert, während die Wechselspannungskomponente
in zwei, im wesentlichen eine Gleichspannung aufweisende Signale umgewandelt wird, die den Spitzen
der Wechselspannungskomponenten entsprechen. Diese Signale werden an einen Spannungsteiler angelegt,
der Spannungssignale liefert, die den Spitzenspannungen der ursprünglich erfaßten schwachen Signale
entsprechen. Hieraus werden Zwischenspannungen erzeugt, die von Änderungen der Amplitude und
Verzerrungen der Wechselspannungskomponenten der digitalen Datensignale unbeeinflußt sind. Zusätzlich
wird die Verstärkung des Vorverstärkers in Abhängigkeit von der Amplitude der aufbereiteten Signale
geregelt. Die Ausgangssignale der Schaltungsanordnung sind eine impuls- bzw. rechteckförmige Wiedergabe
der ursprünglichen digitalen Daten und können direkt in einem Rechnersystem weiterverwendet werden.
Ein Schaltkreis zum Erfassen der Nicht-Bereitschaft liefert ein Ausgangssignal, das anzeigt, wenn die
von der Schaltungsanordnung empfangenen Signale unterhalb eines vorbestimmten Sicherheitspegels gefallen
sind.
Im folgenden wird die Erfindung anhand eines Ausführungsbeispiels im Zusammenhang mit den
Figuren ausführlicher erläutert. Es zeigt
F i g. 1 ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung nach der vorliegenden Erfindung,
Fig.2 eine schematische Abbildung von Impulsen,
die bei der Schaltungsanordnung der Fig. 1 auftreten,
und
Fig.3 ein detalliertes scherratisches Schaltbild der
Schaltungsanordnung einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung von F i g. 2.
In Fig. 1 wird ein Signal auf einem optischen Glasfaser-Wellenleiter 116 an einen optischen Detektor
126 angelegt, der ein Signal an der Leitung 136 erzeugt, das an einen Vorverstärker angelegt wird. Der Ausgang
des Vorverstärkers 52 auf einer Leitung 53 wird einem Filter 54 zugeführt, das ein sich änderndes Wechselspannungssignal
erzeugt, das über eine Leitung 55 an Detektoren 56 für positive und negative Spitzen
angelegt wird, die auf einer Leitung 57 eine positive, im wesentlichen gleichspannungsförmige Spannung und
auf einer Leitung 58 eine negative, im wesentlichen gleichspannungsförmige Spannung erzeugen, die einem
Spannungsteiler 59 zugeführt werden. Der Ausgang des Spannungsteilers 59 wird über eine Leitung 61 an den
negativen Eingang des Komparators 62 als eine Bezugsspannung angelegt. Das sich ändernde Wechselspannungssignai
aus dem Filter 54 wird über eine Leitung 55 an den positiven Eingang des Spannungskomparators
62 angelegt, der eine exakte Darstellung dei ursprünglichen Datensignale auf einer Le;'ung 63
erzeugt.
Die im wesentlichen gleichspannungsförmigen Ausgänge
aus den Spitzendetektoren 56 werden als parallele Eingänge auf Leitungen 64 und 65 an den
Eingang eines Verstärkers mit automatischer Verstärkungsregelung (AVR) angelegt, wo die Verstärkung des
Vorverstärkers 52 geregelt wird. Die Größe der im wesentlichen gleichspannungsförmigen Spannung, die
an der Leitung 57 erscheint, ist ein M iß für die Stärke des digitalen Datensignals, das von dem optischen
Empfänger empfangen wurde. Das pos tive Spannungssignal auf der Leitung 57 kann über eine Leitung 64 an
den positiven Eingang des Spannungskomparators 68 angelegt werden. E:ne vorbestimmte Bezugsspannung
+ Vwird über eine Leitung 69 an den negativen Eingang des Spannungskomparators 68 angelegt Daher wird,
wenn die Ausgangsspannung aus dem Detektor für positive Spitzen anzeigt, daß ein schwaches Signal
empfangen wurde, der Spannungskomparator 68 ein Ausgangssignal auf der Ausgangsleitung 71 erzeugen,
das anzeigt, daß ein schwaches oder nicht verarbeitungsfähiges Signal vorliegt.
Die Impulswellenform von Fig.2a zeigt die ursprünglichen
Datenimpulse 216, 226 und 23b. Die Impulswellenform 21 b, 22b und 23b erzeugen Impulswellenformen
25b, 27b bzw. 29b am Ausgang des Filters 54. Die positiven Spitzen dieser Impulst sind mit Hilfe
der Bezugslinie 57a und die negativen Spitzen dieser Impulse sind mit Hilfe der Bezugslinie 58a dargestellt,
die eine Einhüllende für diese Impulse bilden. Durch Anlegen der Spannungsausgänge mit im wesentlichen
gleichspannungsförmiger Spannung von den Spitzendetektoren 56 an den Spannungsteiler und durch
Abgreifen eines Ausganges von dem Mittelabgriff auf der Leitung 61 wird eine Bezugsspannung erzeugt, die in
der Mitte zwischen den Linien 57a und 58a auf der Bezugslinie 61a liegt. Es ist klar, daß sich die Amplitude
der Impulse 256, 276 und 286 mit der Stärke des Einganges an der Leitung 136 ändert, daß jedoch der
Bezugsspannungspegel 61a stets an dem Mittelpunkt zwischen den Spitzen der Ausgangsspannungen aus
dem Detektor 56 gehalten wird. Da die Bezi'gsspannung
auf der Leitung 61 .an den negativen Eingang des Spannungskomparabors 62 angelegt wird und in der
Mitte zwischen den Spitzen der Spannungen gehalten wird, die an dem positiven Eingang des Spannungskomparators
62 über die Leitung 52 angelegt werden, wird die Breite der in F i g. 2c dargestellten Impulse stets die
Breite der ursprünglichen Impulse sein, die wie in F i g. 2a gezeigt, an das System angelegt werden. Die
Rauschspitze 266 ist nicht ausreichend, den Bezugsspannungspegel 61a zu erreichen und erzeugt folglich keinen
Ausgang auf der Leitung 63. Ein Vorteil des Systems von F i g. 1 liegt darin, daß die Bandbreite des Empfängers
nicht breiter zu sein braucht, als die Bandbreite der Eingangsdigitaldatensignale.
F i g. 3 zeigt ein detailliertes schematisches Schaltbild
der Schaltungsanordnung nach einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Das
Lichtsignal an einem Wellenleiter 116 wird zu einem
Strom auf einer Leitung 136 mittels einer optischen Diode 12b umgewandelt. Der Eingangsstrom an der
Basis eines Transistors Ti wird verstärkt und erzeugt einen Ausgang an einem Lastwiderstand 72. Der
Lastwiderstand 72 ist mit einer Spannungsversorgung verbunden, die über einen Widerstand 73 und einen
Kondensator 74 entkoppelt ist. Der Ausgang des Transistors Ti auf einer Leitung 75 wird der Basis eines
Emitter-Folger-Transistors T2 zugeführt, der seinerseits einen Ausgang an einem Lastwiderstand 78
erzeugt, wobei das Signal dem Signal auf der Leitung 75 gleich ist. Der Ausgang an dem Emitter des Transistors
Γ2 auf einer Leitung 79 wird zu der Basis des Transistors Ti über einen Rückkopplungswiderstand
81 rückgekoppelt. Ein aus einem Widerstand 76 und einem Kondensator 77 bestehendes Kompensationsnetzwerk wird dazu verwendet, die Rückkopplung auf
der Leitung 79 zu stabilisieren. Der Vorteil dieses Trans-Impedanzverstärkers liegt darin, daß die Spannung
an dem Ausgang des Transistors T2 auf der Leitung 79 ungefähr gleich dem Strom ist, der an der
Leitung 136 angelegt ist, multipliziert mit dem Wert des Rückkopplungswiderstandes 81.
Der Ausgang des Transistors Tl auf einer Leitung 79
wird über ein Wechselspannungs-Kopplungsfilter, das aus einem Kondensator 82 und einem Widerstand 83
besteht, an den positiven Eingang eines Linearverstärkers 84 angelegt. In einer bevorzugten Ausführungsform besteht der Linearverstärker 84 aus dem
Linearverstärker μΑ 733 der Firma Fairchild Semiconductor. Die Energieversorgungen + V und — V für den
Linearverstärker 84 sind über Kondensatoren 85 bzw. 86 entkoppelt. Der negative Ausgang des Linearverstärkers
84 auf einer Leitung 87 ist wechselspannungsmäßig durch ein Filter 54, das aus einem Kondensator 88 und
einem Widerstand 89 besteht, mit dem Detektor 56 für positive und negative Spitzen gekoppelt Das oben
genannte potentialfreie Wechselspannungssignal erscheint auf der Leitung 55 und wird über Widerstände
91 und 92 der Basis von Emitter-Folger-Transistoren Γ3 bzw. TS zugeführt Der Ausgang der Emitter-Folger-Transistoren
Γ3 und 7*5 erscheint an Lastwiderständen 93 bzw. 94 und ist in seiner Amplitude dem
Signal auf der Leitung 55 gleich, abzüglich dem Diodenspannungsabfall der Basis-Emitterstrecke der
Emitter-Folger-Transistoren Γ3 bzw. Γ5. Die an Punkten 95 und 96 an der Basis von Transistoren TA und
Γ6 erscheinenden Signale werden durch die Transistoren hindurch zu den Lasten geleitet, die aus einem
Widerstand 97 und einem Kondensator 98 bzw. einem Widerstand 101 und einem Kondensator 99 bestehen
Der Effekt des Koppeins des Transistors 7"4 an die Lasi
97,98 besteht darin, daß der Kondensator 98 — bis aul
den Spannungsabfall einer Diode — auf die an derr ί Punkt 95 erscheinende Spitzenspannung geladen wird
In gleicher Weise besteht der Effekt des Koppeins des Transistors Γ6 an den Kondensator 99 darin, den
Kondensator 99 — bis auf den Spannungsabfall einer Diode — auf die an dem Punkt 96 erscheinende negative
ίο Spitzenspannung zu laden. Der Diodenspannungsabfall
an dem Transistor TA wird durch den Dioden-Spannungsabfall an dem Transistor Γ3 kompensiert und der
Diodenspannungsabfall an dem Transistor TB wird durch den Diodenspannungsabfall an dem Transistor
T5 kompensiert. In der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden gepaarte Transistoren verwendet,
um sicherzustellen, daß die Diodenspannungsabfälle gleich sind und selbst-kompensierend. Dementsprechend
sind die an den Ausgangsleitungen 57 und 58 des Spitzendetektors erscheinenden Ausgangsspannungen
eine unverfälschte Darstellung der Spitzenspannungen, die auf der Leitung 55 an die Eingänge der Detektoren
für positive und negative Spitzen angelegt werden. Die Ausgänge der Detektoren für positive und negative
Spitzen auf den Leitungen 57 und 58 werden an den Spannungsteiler 59 angelegt der aus gepaarten
Widerständen 102 und 103 besteht. In dem dargestellten
bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist die Mittelabgriffsleitung zwischen den
gepaarten Transistoren 102 und 103 angeschlossen, um einen Spannungspegel zu liefern, der sich selbst in der
Mitte zwischen den Spitze-zu-Spitze-Spannungen, die auf den Leitungen 57 und 58 auftreten, zu halten. Der
Ausgang auf der Mittelabgriffsleitung 61 wird dem negativen Eingang eines Komparator 62 zugeführt.
Das potentialfreie Wechselspannungssignal auf der Leitung 55 wird dem positiven Eingang des Spannungskomparators
62 zugeführt, um ein Digitaldatenausgangssignal auf der Leitung 63 zu liefern, das dem
ursprünglichen, oben erwähnten Digitaldateneingangssignal identisch ist.
Der Ausgang des Detektors für positive Spitzen auf der Leitung 57 wird dem positiven Eingang eines
Komparator 68 zugeführt Eine vorbestimmte Bezugsspannung, die von einer + V-Energieversorgung eingespeist
wird, wird über Widerstände 104 und 105 an den negativen Anschluß des Komparator 68 zugeführt um
die Bezugsspannung zu errichten. Der Ausgang des Komparator 68 auf der Leitung 71 dient als ein Signal
zum Anzeigen der Nicht-Betriebsbereitschaft für eine entsprechende Einrichtung 106, die ein hörbares und ein
sichtbares Signal liefern kann. Die Komparatoren 62 und 68 sind so dargestellt, daß ihre positiven und
negativen Energieversorgungen über Kondensatoren 107 bzw. 108 entkoppelt sind
Ein weiteres Merkmal der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß eine automatische Verstärkungsregelung
(AVR) 66 vorgesehen ist, die in Serie zwischen dem Ausgang der Spitzendetektoren 56 und den Verstärkungseingängen
des Linearverstärkers 84 vorgesehen ist Die Leitungen 64 und 65 sind parallel mit den
Spannungsausgängen der Spitzendetektoren 56 auf den Leitungen 57 und 58 verbunden. Wenn die Differenz
zwischen den Spannungen auf den Leitungen 64 und 65 den Diodenspannungsabfall der Basisemitterstrecke der
Transistoren Tl und Γ8 überschreitet, so werden die
Transistoren Tl und Ti eingeschaltet, wodurch ein
Ausgangsstrom in der Leitung 109 zu dem Kollektor des
Transistors Γ8 und zur Basis des Transistors Γ9 fließt.
Der Strom an der Basis des Transistors T9 wird in dem Transistor 7"9 verstärkt und bewirkt einen Spannungsabfall
an dem Kollektorlastwiderstand UO. Die Spannung am Ausgang des Transistors Γ9 auf der
Leitung 111 wird durch ein Tiefpaßfilter 112, das aus einem Widerstand 113 und einem Kondensator 114
besteht, geleitet. Der Ausgang des Filters 112 wird an
die Gate-Elektrode eines Feldeffekt-Transistors TlO gelegt. Die Source- und Drain-Elektroden des Feldeffekt-Transistors
TiO sind in Serie mit den Verstärkungs-Steuer-Anschlüssen des Linearverstärkers 84
verschaltet.
Wenn die Spannungsdifferenz zwischen den Leitungen 64 und 65 kleiner ist als zwei Diodenspannungsabfälle,
so sind die Transistoren Tl und TS in ihrem ausgeschalteten Zustand und kein Strom fließt durch die
Leitung 109. Der Transistor T9 ist also abgeschaltet und die + V-Versorgungsspannung wird an die Gate-Elektrode
des Transistors Γ10 durch die Widerstände 110 und 113 angelegt. Wenn diese Bedingung auftritt, wird
der Transistor 7"1O durchgeschaltet und der Linearverstärker
84 arbeitet mit maximaler Verstärkung.
Wenn die Spannungsdifferenz zwischen den Leitungen 64 und 65 größer ist als zwei Diodenspannungsabfälle,
sind die Transistoren Tl und TS durchgeschaltet, wodurch der Transistor Γ9 durchgeschaltet wird. Die
negative Spannungsversorgung - V wird jetzt durch den Transistor T9 und den Widerstand 113 an die
Gate-Elektrode des Transistors Γ10 angelegt. Die an die Gate-Elektrode des Transistors Γ10 angelegte
negative Spannung unterbricht den Strom in dem Transistor TlO und bewirkt, daß der Linearverstärker
84 mit minimaler Verstärkung arbeitet.
Nachdem die Rückkopplungsbedingungen für die automatische Verstärkungsregelung 66 erklärt wurden,
sei darauf hingewiesen, daß der Linearverstärker 84 ständig versucht, sich selbst auf einen solchen Zustand
einzustellen, bei dem die Differenz zwischen den Leitungen 64 und 65 gleich dem Spannungsabfall zweier
Diodenstrecken der Basisemitterstrecken der Transistoren Tl und TS ist.
Die Schaltungsanordnung wurde mit der geringstmöglichen Anzahl von Bauelementen ausgeführt und
durch die Auswahl von kommerziell verfügbaren Komponenten einfach gestaltet. Es können Modifikationen
der Schaltungsanordnung durchgeführt werden, ohne die Betriebsweise des bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung zu ändern. Die Schaltkreise zur
Anzeige der Nicht-Betriebsbereitschaft können dadurch empfindlicher gemacht werden, daß der verstärkte
Ausgang von der automatischen Verstärkungsregelung 66 als überwachter Eingang verwendet wird. Der
Spannungsteiler-Schaltkreis 59 und die Ausgangsüberwach-Schaltkreise
62 und 68 können dadurch komplexer gestaltet werden, daß andere Formen von Spannungsteilern oder Spannungskomparatoren verwendet
werden.
Es können ursprüngliche Digitaldaten mit mehr als zwei Spannungspegeln verarbeitet und in den gleichen
Schaltkreisen aufbereitet werden, indem zusätzliche Inkremente in dem Spannungsteiler 59 verwendet
werden. Die zusätzlichen Zwischenabgriffe an dem Spannungsteiler können mit einem Eingang eines
weiteren Komparators verbunden werden, der dem Komparator 62 ähnlich ist. Der zweite Ausgang eines
zusätzlichen Komparators wird vorzugsweise mit den potentialfreien Wechselspannungssignalen auf der Leitung
55 verbunden. Es können so viele Komparatoren und Spannungsabgriffe verwendet werden, wie Spannungspegel
vorhanden sind, um eine Vielzahl von
ίο Zwischenspannungspegeln der ursprünglichen Digitaldaten
zu errichten.
Für die in dem Schaltkreis des bevorzugten Ausführungsbeispiels in Fig. 3 verwendeten Komponenten
existieren keine kritischen Werte. Die Zeitkonstante des Detektors 56 für positive Spitzen, der die
Transistoren T3 und Γ4 enthält, wird durch den Kondensator 98 und die Parallelschaltung der Lastwiderstände
97 und 102 bestimmt. Die Zeitkonstante beider Spitzendetektoren 56 wurde hierbei kürzer
gemacht als die Zeitkonstanten der Hochpaßfilter 82,83 und 88, 89, um sicherzustellen, daß die Spitzendetektoren
den dynamischen Eingangsänderungen folgen bzw, sich mit ihnen im Gleichlauf befinden. Die Zeitkonstante
des Spitzendetektors 56 ist wesentlich länger als das
maximale Zeitintervall zwischen Übergängen bzw. Flanken der zu verarbeitenden Daten. Zur Aufrechterhaltung
der Betriebsbereitschaft der Ausgangsspannung der Spitzendetektoren wurde unterstellt, daß die
Datensignale kontinuierlich geliefert werden, wobei jedoch wieder Auffrischsignale oder andere Signale
eingespeist werden können, wenn andere Betriebsbedingungen als die oben unterstellten vorhanden sind.
Der in Fig.3 dargestellte Schaltkreis kann aus billigen und kommerziell erhältlichen Bauteilen aufgebaut
sein. Zum Beispiel haben alle verwendeten Kondensatoren einen Wert von 0,022 μΡ. Die gepaarten
Transistoren in den Spitzendetektoren 56 und in der automatischen Verstärkungsregelung 66 können aus
einem einzelnen Typ mit 4 Transistoren aufgebaut sein, die dem Typ MPQ 6600 der Firma Motorola äquivalent
sind. Die Datenaufbereitungslogikkomparatoren 62 und 68 können aus den Komparatoren LM 360 der Firma
National Semiconductor bestehen. Die Transistoren Tl und 7"2 in dem Transimpedanzverstärker wurden
hinsichtlich geringer Kosten, hoher Frequenz und niedrigem Strom ausgewählt und können mit dem
Bauteil BFT-24 der Firma Amperex äquivalent sein. Eine billige und schnelle optische Diode, die dem Bauteil
SD-5426-2 der Firma Spectronics äquivalent ist, wurde als akzeptabel erachtet. Alle oben genannten Bauteile
können mit drei Spannungsquellen betrieben werden.
Fortlassungen in dem in der F i g. 1 dargestellten System der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung
führen zum Schaden des Systems. Beispielsweise würde ein Fortlassen des Filters 54, der automatischen
Verstärkungsregelung 66 und des Detektors 68 für die Anzeige der Nicht-Betriebsbereitschaft zu einer Eliminierung
der gewünschten Funktionen führen. Das Hinzufügen komplexerer Schaltkreise und Komponenten
würde zu Verzögerungen der zu verarbeitenden Daten führen, ohne eine Verbesserung bezüglich der auf
der Ausgangsleitung 63 erzeugten Ausgangsdaten.
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
Claims (6)
1. Schaltungsanordnung zur Aufbereitung von in einem Verstärker verstärkten, impulsförmigen Signalen,
insbesondere von optisch übertragenen Signalen, die eine Wechselspannungskomponente,
der eine Gleichspannungskomponente überlagert ist, enthalten, wobei dem Verstärker ein Filter
nachgeschaltet ist, das die Gleichspannungskomponente entfernt, wobei die Signale so einem
Differenzverstärker zugeführt werden, daß dessen Ausgangssignal auf den Mittelwert der positiven und
negativen Spitzenspannungen der impulsförmigen Signale zentriert ist, wobei die negative Spitzenspannung
in einem Spitzenwertdetektor erfaßt und einem Anschluß eines Spannungsteilers zugeführt
wird, dessen Mittelabgriff mit einem Anschluß des Differenzverstärkers verbunden ist, wobei dessen
anderem Anschluß das gefilterte, impulsförmige Signal zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet,
daß die positive Spitzenspannung einem weiteren Spitzenwertdetektor (T3, TA, 98)
zugeführt wird, daß der Ausgang dieses Spitzenwertdetektors mit dem anderen Anschluß (57) des
Spannungsteilers (59; 102, 103) verbunden ist, und daß die beiden Anschlüsse (57,58) des Spannungsteilers
(59; 102,103) mit einem Verstärkungsregler (66) verbunden sind, dessen Ausgang mit einem Ve-stärkungseinstellanschluß
des Verstärkers (52; 84) verbunden ist
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsteiler (59) eine
zusätzliche Anzahl von Zwischenabgriffen aufweist und daß eine gleiche Anzahl von Spannungskomparatoren
vorgesehen ist, wobei jeder Zwischenabgriff mit einem Eingang eines zugeordneten Spannungskomparators
verbunden ist und wobei dem anderen Eingang jedes der Spannungskomparatoren die gefilterte Wechselspannungskomponente der Signale
zugeführt wird.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkungsregler (66)
einen Feldeffekttransistor (Τ\ϋ) aufweist, dessen
Source- und Drain-Elektroden seriell mit den Verstärkungseinstellanschlüssen des Verstärkers
(84) verbunden sind und dessen Gate-Elektrode mit dem Ausgang eines Treiberschaltkreises (T7—T9)
verbunden ist, dessen Eingang parallel zu dem Spannungsteiler (59; 102,103) liegt.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein Niederfrequenzintegrierer
(112; 113,114) vorgesehen ist, der in Serie zwischen
dew Ausgang des Treiberschaltkreises (T7-T9)
und die Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors (TtO) geschaltet ist.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß weiterhin ein Schaltkreis (106)
vorgesehen ist, der die Nicht-Betriebsbereitschaft anzeigt und eine Überwachungseinrichtung (68)
aufweist, die erfaßt, wenn die Spannung an dem Spannungsteiler (59) unter einen vorbestimmten
Pegel fällt.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Überwachungseinrichtung
einen Komparator (68) aufweist, dessen einer Eingang mit der einen Seite des Spannungsteilers
(59) und dessen anderer Eingang mit einer Bezugsspannungsquelle verbunden ist, und wobei
Einrichtungen vorgesehen sind, die eine Niederspannungs-Nicht-Betriebsbereitsrhaft-Bedingung
anzeigen, wobei diese Einrichtungen mit dem Ausgang des Komparators (68) verbunden sind.
Applications Claiming Priority (1)
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---|---|---|---|
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DE2853353A1 DE2853353A1 (de) | 1979-07-05 |
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Family Applications (1)
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DE2853353A Expired DE2853353C3 (de) | 1977-12-29 | 1978-12-11 | Schaltungsanordnung zur Aufbereitung von in einem Verstärker verstärkten, impulsförmigen Signalen |
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US (1) | US4241455A (de) |
JP (1) | JPS5748134Y2 (de) |
DE (1) | DE2853353C3 (de) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3425335A1 (de) * | 1984-07-10 | 1986-01-23 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh, 7730 Villingen-Schwenningen | Schaltungsanordnung zur unterdrueckung von stoersignalen bei der uebertragung von digitalen fernsteuersignalen |
DE4142339A1 (de) * | 1991-12-20 | 1993-06-24 | Siemens Ag | Verfahren und schaltungsanordnung zum umsetzen von strommodulierten empfangssignalen in spannungsmodulierte datensignale |
EP0782278A3 (de) * | 1995-12-26 | 1998-12-16 | Motorola, Inc. | Signalverarbeitungsverfahren |
Families Citing this family (52)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4545076A (en) * | 1979-03-13 | 1985-10-01 | Spectronics, Inc. | Data transmission link |
JPS6012826B2 (ja) * | 1980-01-07 | 1985-04-03 | 株式会社日立製作所 | 受信回路 |
FR2473823A1 (fr) * | 1980-01-14 | 1981-07-17 | Dassault Electronique | Installation pour la transmission d'informations par ligne omnibus optique |
FR2475826A1 (fr) * | 1980-02-12 | 1981-08-14 | Lignes Telegraph Telephon | Dispositif de declenchement d'alarme pour une insuffisance du niveau de transmission, pour module recepteur d'un systeme de transmission sur fibre optique |
DE3007502A1 (de) * | 1980-02-28 | 1981-09-10 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Schaltung zur aufbereitung eines digital-signales |
US4415803A (en) * | 1980-10-22 | 1983-11-15 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Optical receiver with improved dynamic range |
US4360729A (en) * | 1980-11-17 | 1982-11-23 | Geosource Inc. | Seismic cable connector with optical transceiver |
JPS57171868A (en) * | 1981-04-16 | 1982-10-22 | Toshiba Corp | Waveform shaping circuit |
FR2520174A1 (fr) * | 1982-01-15 | 1983-07-22 | Lignes Telegraph Telephon | Systeme de transmission de signaux numeriques sur fibre optique |
FR2525050B1 (fr) * | 1982-04-08 | 1986-04-04 | Jeumont Schneider | Procede et dispositif pour la transmission de signaux sur une liaison equipee de postes repeteurs |
US4433256A (en) * | 1982-07-06 | 1984-02-21 | Motorola, Inc. | Limiter with dynamic hysteresis |
US4477779A (en) * | 1982-07-30 | 1984-10-16 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Dual channel gated peak detector |
JPH0619904B2 (ja) * | 1983-05-20 | 1994-03-16 | 日本ビクター株式会社 | デジタル信号の波形処理方式 |
JP2724996B2 (ja) * | 1983-12-20 | 1998-03-09 | パイオニア株式会社 | 相対位置検出装置 |
JPS60160231A (ja) * | 1984-01-31 | 1985-08-21 | Toshiba Corp | ル−プ式光デ−タウエイシステム |
US4924447A (en) * | 1986-02-07 | 1990-05-08 | Sharp Kabushiki Kaisha | Optical memory device for recording, reproducing or erasing information onto a recording medium, including a recorded region detecting circuit. |
US4852164A (en) * | 1986-03-05 | 1989-07-25 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Pulse generating apparatus |
US4903338A (en) * | 1986-11-17 | 1990-02-20 | Amp Incorporated | Optical interface |
US4847865A (en) * | 1987-05-18 | 1989-07-11 | Amp Incorporated | Automatic threshold adjustment circuit for digital data communication |
JPH01272225A (ja) * | 1988-04-22 | 1989-10-31 | Atsugi Unisia Corp | 信号処理回路 |
US4926442A (en) * | 1988-06-17 | 1990-05-15 | International Business Machines Corporation | CMOS signal threshold detector |
JPH0821906B2 (ja) * | 1990-07-03 | 1996-03-04 | 株式会社東芝 | 光受信回路 |
DE69129780T2 (de) * | 1990-10-09 | 1999-03-18 | Nec Corp | Infrarotstrahlungsempfangsschaltung |
US5412498A (en) * | 1991-03-29 | 1995-05-02 | Raynet Corporation | Multi-RC time constant receiver |
JPH0537268A (ja) * | 1991-07-29 | 1993-02-12 | Sony Corp | オーデイオ信号のインターフエイス回路 |
ES2141716T3 (es) * | 1992-09-09 | 2000-04-01 | Cit Alcatel | Ajuste del umbral del receptor y control de la potencia del transmisor para un sistema de comunicacion atm. |
JP2926202B2 (ja) * | 1992-09-24 | 1999-07-28 | ユニデン株式会社 | レーザー光受信装置 |
US5323423A (en) * | 1993-03-02 | 1994-06-21 | Transwitch Corporation | Receive side pulse width controlled adaptive equalizer |
US5391950A (en) * | 1993-06-24 | 1995-02-21 | Unisys Corporation | Circuit to eliminate signal chatter in the output of a fiber-optic receiver |
US5381052A (en) * | 1993-07-06 | 1995-01-10 | Digital Equipment Corporation | Peak detector circuit and application in a fiber optic receiver |
US5381146A (en) * | 1993-07-06 | 1995-01-10 | Digital Equipment Corporation | Voltage-tracking circuit and application in a track-and-hold amplifier |
JPH08223228A (ja) * | 1994-03-17 | 1996-08-30 | Fujitsu Ltd | 等化増幅器及びこれを用いた受信機並びにプリアンプ |
US5894468A (en) * | 1994-05-06 | 1999-04-13 | Discovision Associates | Data recovery with differentiation and partial integration stages to eliminate noises and DC offset level |
US5790495A (en) * | 1994-05-06 | 1998-08-04 | Discovision Associates | Data generator assembly for retrieving stored data by comparing threshold signal with preprocessed signal having DC component |
US5508645A (en) * | 1995-03-28 | 1996-04-16 | International Business Machines Corporation | Circuit for raising a minimum threshold of a signal detector |
US6307660B1 (en) * | 1997-01-28 | 2001-10-23 | Tellium, Inc. | Optical receiver particularly useful for a multi-wavelength receiver array |
US5864591A (en) * | 1997-03-27 | 1999-01-26 | Integration Associates, Inc. | Apparatus and method for suppression of feedback in a communications receiver |
US6169765B1 (en) * | 1997-05-28 | 2001-01-02 | Integration Associates, Inc. | Apparatus and method for output signal pulse width error correction in a communications receiver |
US6240283B1 (en) | 1997-08-07 | 2001-05-29 | Integration Associates, Inc. | Apparatus and method for feedback mitigation in a low speed communications receiver |
US6081558A (en) * | 1997-08-20 | 2000-06-27 | Integration Associates, Inc. | Apparatus and method for low power operation with high sensitivity in a communications receiver |
US6556330B2 (en) | 1998-03-10 | 2003-04-29 | Integration Associates, Inc. | Apparatus and method for an integrated photodiode in an infrared receiver |
US6433976B1 (en) * | 1999-09-24 | 2002-08-13 | Square D Company | Instantaneous arc fault light detector with resistance to false tripping |
US6359517B1 (en) | 2000-01-28 | 2002-03-19 | Integration Associates Incorporated | Photodiode transimpedance circuit |
CA2312516C (en) * | 2000-06-27 | 2004-03-02 | Ibm Canada Limited-Ibm Canada Limitee | Infrared transceiver with isolated analog output |
US6686997B1 (en) * | 2001-08-27 | 2004-02-03 | Raytheon Company | Apparatus and a method for pulse detection and characterization |
DE10211013C1 (de) | 2002-03-09 | 2003-07-03 | Xignal Technologies Ag | Verfahren zum Betreiben eines Komparators und eines dem Komparator vorgeschalteten Vorverstärkers einer integrierten Schaltung sowie integrierte Schaltungsanordnung mit einem Komparator und einem dem Komparator vorgeschalteten Vorverstärker |
EP1439529A3 (de) * | 2002-11-18 | 2006-06-28 | Mitsumi Electric Co., Ltd. | Laufwerk für optische Platte mit Schätzungsfunktion für Doppelbrechung der Platte |
US7002131B1 (en) | 2003-01-24 | 2006-02-21 | Jds Uniphase Corporation | Methods, systems and apparatus for measuring average received optical power |
US7215883B1 (en) | 2003-01-24 | 2007-05-08 | Jds Uniphase Corporation | Methods for determining the performance, status, and advanced failure of optical communication channels |
US20050046482A1 (en) * | 2003-08-27 | 2005-03-03 | Karl Schrodinger | Receiver circuit |
JP2009105726A (ja) * | 2007-10-24 | 2009-05-14 | Panasonic Corp | 高周波電力検波回路及び無線通信装置 |
WO2011062983A1 (en) * | 2009-11-18 | 2011-05-26 | Geer Derek H | Method, apparatus and system for sensing a signal with automatic adjustments for changing signal levels |
Family Cites Families (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3225213A (en) * | 1962-05-18 | 1965-12-21 | Beckman Instruments Inc | Transition detector |
DE1247051B (de) * | 1965-06-18 | 1967-08-10 | Siemens Ag | Schaltungsanordnung zum Ausgleich von Kontrastaenderungen bei der Digitalisierung von Video-Signalen |
DE1537116B2 (de) * | 1967-08-30 | 1973-08-09 | Robert Bosch Fernsehanlagen Gmbh, 6100 Darmstadt | Schaltungsanordnung zur pegelunabhaengigen regenerierung einer maeanderfoermigen impulsfolge |
US3566281A (en) * | 1968-05-21 | 1971-02-23 | Ibm | Electric pulse wave clipping circuitry |
GB1308078A (en) * | 1969-03-07 | 1973-02-21 | Licentia Gmbh | Data transmission systems |
US3609407A (en) * | 1969-06-09 | 1971-09-28 | Tektronix Inc | Automatic trigger level control circuit |
US3599105A (en) * | 1969-07-24 | 1971-08-10 | Hughes Aircraft Co | Amplitude discriminator with an adaptive threshold |
US3599151A (en) * | 1969-12-29 | 1971-08-10 | Ibm | Character recognition photosensing apparatus having a threshold comparator circuit |
US3832577A (en) * | 1973-06-22 | 1974-08-27 | Ibm | Threshold extraction circuitry for noisy electric waveforms |
US3893180A (en) * | 1974-01-02 | 1975-07-01 | Honeywell Inf Systems | Transducer positioning system |
US4019048A (en) * | 1976-03-22 | 1977-04-19 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Regenerator for an optical transmission system |
-
1977
- 1977-12-29 US US05/865,475 patent/US4241455A/en not_active Expired - Lifetime
-
1978
- 1978-12-11 DE DE2853353A patent/DE2853353C3/de not_active Expired
- 1978-12-27 JP JP1978177529U patent/JPS5748134Y2/ja not_active Expired
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3425335A1 (de) * | 1984-07-10 | 1986-01-23 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh, 7730 Villingen-Schwenningen | Schaltungsanordnung zur unterdrueckung von stoersignalen bei der uebertragung von digitalen fernsteuersignalen |
DE4142339A1 (de) * | 1991-12-20 | 1993-06-24 | Siemens Ag | Verfahren und schaltungsanordnung zum umsetzen von strommodulierten empfangssignalen in spannungsmodulierte datensignale |
EP0782278A3 (de) * | 1995-12-26 | 1998-12-16 | Motorola, Inc. | Signalverarbeitungsverfahren |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS54103723U (de) | 1979-07-21 |
DE2853353A1 (de) | 1979-07-05 |
JPS5748134Y2 (de) | 1982-10-22 |
US4241455A (en) | 1980-12-23 |
DE2853353C3 (de) | 1981-10-22 |
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