DE2845005C2 - - Google Patents
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- DE2845005C2 DE2845005C2 DE19782845005 DE2845005A DE2845005C2 DE 2845005 C2 DE2845005 C2 DE 2845005C2 DE 19782845005 DE19782845005 DE 19782845005 DE 2845005 A DE2845005 A DE 2845005A DE 2845005 C2 DE2845005 C2 DE 2845005C2
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- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
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- G—PHYSICS
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Description
Die Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer periodischen
Schwingung, bei der ein Frequenz-Gleichsignal-Wandler und ein
Oszillator zu einer Regelschleife verbunden sind und zwischen dem Oszillator
und dem Frequenz-Gleichsignal-Wandler eine Steueranordnung vorgesehen ist,
die die Regelschleife steuert. Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus
der US-PS 34 58 823 bekannt.
Die Schleifenbildung bewirkt bei der obengenannten Schaltungsanordnung eine
Frequenzgegenkopplung, die eine stabilisierende Wirkung auf die Frequenz
des Oszillatorausgangssignals ausübt. Der Erfindung liegt die Aufgabe
zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs erwähnten Art aufzuzeigen, deren
Frequenz steuerbar ist und die eine besonders hohe Frequenzstabilität
aufweist. Diese Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung der eingangs
erwähnten Art nach der Erfindung durch die kennzeichnenden Merkmale in
Anspruch 1 gelöst. Die Unteransprüche geben vorteilhafte Ausgestaltungen
des Gegenstands von Anspruch 1 wieder.
Die Erfindung wird im folgenden an Ausführungsbeispielen erläutert.
Die Fig. 1 zeigt eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung, bei der der
Wandler 1, der Oszillator 2 und die Steueranordnung 8 zu einer Schleife
verbunden sind. Die Steueranordnung 8 ermöglicht eine zusätzliche Steuerung
des Ausgangssignals des Oszillators 2. Da das Steuersignal für den Ozillator 2,
welches vom Wandler 1 stammt und von der Steueranordnung 8 beeinflußt wird,
im wesentlichen ein Gleichsignal ist, ist die Beeinflussung dieses
Steuersignals auch durch Gleichsignale möglich. Diese Beeinflussung erfolgt mittels
der Steueranordnung 8. Die Steueranordnung 8 bietet also eine zusätzliche
Steuermöglichkeit, und zwar auf der Gleichsignalseite.
Dem Wandler 1 werden ein oder zwei Eingangswechselsignale zugeführt, die von
der Wechselsignalquelle 3 stammen. Die Steueranordnung 8 besteht beispielsweise
aus einer Steuerquelle, die eine Gleichsignalquelle, eine Wechselsignalquelle
oder eine Quelle sein kann, die ein überlagertes Signal, bestehend
aus einem Gleichsignal und einem Wechselsignal, liefert.
Die Steueranordnung 8 kann auch aus einer Steuerquelle und einem
Operationsverstärker bestehen. Der Operationsverstärker wird an seinem einen Eingang
durch das Ausgangssignal des Wandlers und an seinem anderen Eingang durch die
Steuerquelle angesteuert.
Die Anordnung der Fig. 1 weist neben dem Wandler 1 der Regelschleife noch
einen zweiten Wandler 12 auf. Dieser zweite Wandler 12 wird an seinem
Eingang von einer zweiten Wechselsignalquelle 13 gespeist, während der Ausgang
des zweiten Wandlers 12 mit der Steueranordnung 8 verbunden ist. Durch den
zweiten Wandler 12 kann ein weiterer Einfluß auf das Ausgangssignal des
Oszillators 2 ausgeübt werden, und zwar entsprechend dem Verhältnis der
Frequenzen der beiden Eingangssignale des zweiten Wandlers. Die Verwendung
eines zweiten Wandlers hat den weiteren Vorteil, daß negative Einflüsse,
die der erste Wandler verursacht, wie z. B. Temperaturabhängigkeit, Betriebsspannungsabhängigkeit
und Baulelementetoleranzen durch die Einschaltung
des zweiten Wandlers kompensiert werden. Eine solche
Kompensation setzt voraus, daß der zweite Wandler möglichst
die gleichen elektrischen Eigenschaften wie der
erste Wandler aufweist. Dies erreicht man im allgemeinen
durch einen identischen Aufbau der beiden Wandler.
Wie diese Kompensation funktioniert, kann am besten
anhand der Fig. 2 erläutert werden. Bei der Anordnung
der Fig. 2 wird das Ausgangssignal des zweiten
Wandlers 12 einem Operationsverstärker oder Komparator 10
zugeführt. Bei geschlossener (Regel-)Schleife stellt sich
am Ausgang des ersten Wandlers 1 ein Ausgangssignal ein,
welches gleich dem Ausgangssignal des zweiten Wandlers
ist. Da das Ausgangssignal des zweiten Wandlers 12 dieselben
negativen Eigenschaften wie das Ausgangssignal
des ersten Wandlers 1 aufweist, werden diese negativen
Eigenschaften durch Subtraktion der beiden Signale am
Eingang des Operationsverstärkers kompensiert.
Die Anordnung der Fig. 3 unterscheidet sich von der
Anordnung der Fig. 2 dadurch, daß die Steueranordnungen 8
voneinander verschieden sind. Während bei der
Steueranordnung 8 der Fig. 2 nur ein Operationsverstärker
oder Komparator 10 vorhanden ist, sind bei der
Steueranordnung der Fig. 3
noch zusätzlich die Signalquellen 9 und 11 vorhanden.
Ein weiterer Unterschied gegenüber der Anordnung der
Fig. 2 besteht darin, daß der zweite Wandler bei der
Anordnung der Fig. 3 eine der beiden Signalquellen
der Steueranordnung ansteuert. Bei der Anordnung der
Fig. 3 wird die Signalquelle 10 angesteuert. Ebenso
kann natürlich auch die Signalquelle angesteuert
werden. Die Ansteuerung der Signalquelle 10 ist in der
Fig. 3 allerdings nur symbolisch dargestellt. Wie die
Ansteuerung beispielsweise erfolgen kann, zeigt die
Fig. 5, auf die noch eingegangen wird.
Wie die Fig. 4 symbolisch zeigt, können die Signalquellen
9 und 10 noch zusätzlich beeinflußt werden. Eine
solche Beeinflussung bzw. Steuerung erfolgt beispielsweise
über gesteuerte Potentiometer (mechanisch), digital
gesteuerte Spannungsteiler, optisch mittels Photowiderstände
und magnetisch gesteuerte Widerstände.
Bei der Anordnung der Fig. 5 ist als Signalquelle ein
steuerbares Potentiometer 9 vorgesehen, welches vom
Ausgangssignal des zweiten Wandlers 12 angesteuert wird.
Die Anordnung der Fig. 5 stellt einen steuerbaren
Frequenzgenerator dar, dessen Ausgangsfrequenz durch das
Potentiometer 9 in Abhängigkeit von der Potentiometerstellung
gesteuert werden kann. Ein wesentlicher
Vorteil der Anordung der Fig. 5 besteht bei geschlossener
Schleife darin, daß die Ausgangsfrequenz des Oszillators
2 linear vom Spannungsteilerverhältnis des Potentiometers
9 abhängt.
Bei der Anordung der Fig. 6 erhalten die beiden
Eingänge des zweiten Wandlers dasselbe Signal. Dieses
gemeinsame Signal stammt aus der Wechselsignalquelle 13.
Im Gegensatz dazu stammt bei der Anordnung der Fig. 7
dieses gemeinsame Signal nicht aus der Wechselsignalquelle
13, sondern aus der Wechselsignalquelle 3, die
außerdem noch den ersten Wandler 1 speist. Dasselbe
gilt auch für die Anordnung der Fig. 8, jedoch wird
das gemeinsame Signal für den zweiten Wandler 12 vom
anderen Ausgang des Wandlers 3 genommen.
Bei der Anordung der Fig. 9 wird ein zweiter
Wandler 12 verwendet, der im Gegensatz zu den bisherigen
zweiten Wandlern nur einen Eingang aufweist. Dies ermöglicht
einen einfacheren Aufbau des Wandlers.
Die Anordnung der Fig. 10 unterscheidet sich von den
bisherigen Anordnungen dadurch, daß ein zweiter Oszillator
14 vorgesehen ist. Dieser zweite Oszillator ist
mit dem zweiten Wandler 12 in der gleichen Weise kombinierbar
wie der erste Oszillator 2 mit dem ersten Wandler
1. Die Anordnung der Fig. 10 hat zwei
Wandler/Oszillatorsysteme, wobei jedes System einen Wandler und
einen Oszillator aufweist. Anstelle von nur zwei
Wandler/Oszillatorsystemen können natürlich auch mehr
Wandler/Oszillatorsysteme vorhanden sein. Durch entsprechenden
Ausbidlung der einzelnen Wandler/Oszillatorsysteme
sowie durch entsprechende Verknüpfung dieser Systeme
können beispielsweise Frequenzsummierer und Frequenzsubtrahierer,
Frequenzfolger, Frequenzteiler und Frequenzmultiplizierer hergestellt werden.
Bei der Anordnung der Fig. 10 sind beide Schleifen
dadurch verknüpft, daß sowohl der Wandler 1 der ersten
Schleife als auch der Wandler 12 der zweiten Schleife
von der gemeinsamen Wechselsignalquelle 3 angesteuert werden.
Bei der Anordnung der Fig. 11 ist im Gegensatz zur Anordnung
der Fig. 10 zwischen den ersten Wandler 1 und
den ersten Oszillator 2 eine erste Steueranordnung 8 und
zwischen den zweiten Wandler 12 und den zweiten Oszillator
14 eine zweite Steueranordnung 16 geschaltet.
Die Verknüfung zwischen den
beiden Schleifen ist dieselbe wie bei der Anordnung
der Fig. 10. Die Lasten 4 und 15 sind wie bei den
vorhergehenden Anordnungen getrennte Signalempfänger. Anstelle
von zwei Lasten kann natürlich auch nur eine Last vorhanden sein.
Bei der Anordnung der Fig. 11 lassen sich aus einer
konstanten Frequenz des Signals der Wechselsignalquelle 3
am Ausgang des ersten Oszillators 2 und am Ausgang des
zweiten Oszillators 14 Ausgangssignale mit unterschiedlichen
Frequenzen einstellen und durch die Steueranordnungen
unabhängig voneinander frequenzmodulieren.
Bei der Anordnung der Fig. 12 ist eine andere Verknüpfung
der beiden Schleifen als bei den Anordnungen der
Fig. 10 und 11 vorhanden. Bei der Anordnung der
Fig. 12 erfolgt die Verknüpfung der beiden Schleifen
dadurch, daß das Ausgangssignal des ersten Oszillators 2 der
ersten Schleife das eine Eingangssignal des zweiten
Wandlers 12 der zweiten Schleife ist. Bei der Anordnung
der Fig. 12 ist die Frequenz des Ausgangssignals des
ersten Oszillators 2 nur von der Frequenz der
Wechselsignalquelle 3 und dem (den) Steuersignal(en) der
Steueranordung 8 abhängig. Die Frequenz des Ausgangssignals
des zweiten Oszillators 14 ist dagegen von der
Frequenz des Ausgangssignals des ersten Oszillators 2
und von dem (den) Steuersignal(en) der zweiten Steueranordung
16 abhängig. Da die Frequenz des Ausgangssignals
des ersten Oszillators 2 von der Frequenz des
Signals der Wechselsignalquelle 3 und von dem (den)
Steuersignal(en) der ersten Steueranordnung 8 abhängt,
ist die Frequenz des Ausgangssignals des zweiten Oszillators
14 von den Signalen der Wechselsignalquelle 3,
der ersten Steueranordnung 8 und der zweiten Steueranordnung
16 abhängig.
Wegen der bei der Anordnung der Fig. 12 vorhandenen
Verknüpfung zwischen den beiden Schleifen wird
beispielsweise bei einer Frequenzmodulation des Ausgangssignals
des ersten Oszillators 2 diese Frequenzmodulation
vom zweiten Wandler 12 übernommen, wodurch auch das Ausgangssignal
des zweiten Oszillators 14 frequenzmoduliert
wird. Unabhängig davon kann natürlich auch eine Frequenzmodulation
des zweiten Oszillators vorhanden sein, die
von der zweiten Steueranordnung 16 verursacht wird. Eine
solche Frequenzmodulation würde jedoch nicht auf die
erste Schleife übergreifen.
Die Anordnung der Fig. 13 unterscheidet sich von den
Anordnungen der Fig. 11 und 12 dadurch, daß zusätzlich
die erste Steueranordnung 8 und die zweite Steueranordnung
16 miteinander verknüpft sind. Diese Verknüpfung
besteht z. B. darin, daß die Steuersignale der
ersten Steueranordnung die Steuersignale der zweiten
Steueranordnung beeinflussen und umgekehrt.
Die Anordnung der Fig. 14 unterscheidet sich von den
Anordnungen der Fig. 12 und 13 im wesentlichen
dadurch, daß ein dritter Wandler 17 zur Kompensation
negativer Einflüsse vorgesehen ist, der dieselbe
kompensierende Funktion wie der zweite Wandler 12 der Anordnungen
der Fig. 4 bis 9 hat. Diese Funktion ist
in Verbindung mit der Fig. 2 beschrieben. Das Ausgangssignal
des dritten Wandlers 17 dient als Referenzsignal
für die erste und die zweite Schleife. Das Referenzsignal
steuert die erste Steueranordnung 8 und die zweite
Steueranordnung 16 an. Sind weitere Schleifen vorhanden,
so können auch diese Schleifen vom Referenzsignal angesteuert
und dadurch stabilisiert werden. Dies deutet die
gestrichelte Linie 18 an. Die gestrichelte Linie 19 deutet
an, daß weitere Schleifen von der Wechselsignalquelle 3
gespeist werden können.
Während bei der Anordnung der Fig. 14 die beiden Eingänge
des dritten Wandlers 17 durch ein gemeinsames Signal
gespeist werden, welches von der Wechselsignalquelle 3
stammt, werden die beiden Eingänge des dritten Wandlers 17
bei der Anordnung der Fig. 15 von verschiedenen Signalen
gespeist, die die Wechselsignalquelle 20 liefert.
Die Verwendung von mehr als zwei Schleifen ist in der Fig.
16 angedeutet.
Während der dritte Wandler 17 bei der Anordnung der Fig.
15 nur von der Wechselsignalquelle 20 angesteuert
wird, wird der Wandler 17 bei der Anordnung der Fig. 17
noch zusätzlich an der Steuerelektrode 5 durch eine dritte
Steueranordnung 21 angesteuert. Wie die Fig. 17 zeigt,
bildet der Wandler 17 zusammen mit der dritten Steueranordnung
21 eine Regelschleife. Diese Regelschleife wird
durch eine Signalquelle 22 über einen Operationsverstärker
oder Komparator 23 angesteuert. Die Regelung erfolgt so,
daß das Ausgangssignal des Wandlers 17 gleich dem Steuersignal
der Signalquelle 22 wird.
Die Regelschleife funktioniert folgendermaßen. Erfährt
das Ausgangssignal des Wandlers 17 eine unerwünschte
Änderung durch negative Einflüsse wie z. B. eine Temperatur-
oder Betriebsspannungsänderung, so wird durch
Vergleich des Ausgangssignals des Wandlers 17 mit dem
Steuersignal der Signalquelle 22 am Eingang des Operationsverstärkers
oder Komparators 23 nach Verstärkung
durch den Operationsverstärker am Steuereingang 5 des
Wandlers 17 ein der unerwünschten Änderung entgegenwirkendes
Signal erzeugt, so daß die unerwünschte Änderung
am Ausgang des Wandlers 17 kompensiert wird. Dadurch
erhält man ein nur vom Steuersignal der Signalquelle 22
abhängiges Wandlerausgangssignal, welches zumindest weitgehend
mit dem Steuersignal der Signalquelle 22 übereinstimnmt.
Das die negativen Einflüsse kompensierende Signal
an der Steuerelektrode 5 des dritten Wandlers 17
wird auch an den Steuerelektroden 5 des ersten Wandlers 1
und des zweiten Wandlers 12 zugeführt, damit auch deren
negativen Einflüsse kompensiert werden. Dies setzt allerdings
voraus, daß sämtliche Wandler möglichst gleiche
Eigenschaften haben, die z. B. durch identischen Wandleraufbau
erreicht werden.
Der Vorteil, den die Kompensationsweise der Anordnung
der Fig. 17 hat, kann am besten
folgendermaßen erläutert werden. Ändert
sich die Umgebungstemperatur
so, daß der Wandler 1 ein kleineres Ausgangssignal
liefern würde, so würde sich das Steuersignal für
den Oszillator 2 entsprechend ändern, da das kleinere
Ausgangssignal des Wandlers 1 am Eingang des Operationsverstärkers
oder Komparators 8 mit einem konstanten Signalwert
der Signalquelle 9 verglichen wird. Eine Änderung
des Steuersignals für den Oszillator hat aber
zwangsläufig eine Änderung der Oszillatorfrequenz zur
Folge. Diese Oszillatorfrequenzänderung ist natürlich
unerwünscht, weil man natürlich eine von negativen Einflüssen
unabhängige Oszillatorfrequenz haben will. Bei
geschlossener Schleife erfolgt
eine solche Oszillatorfrequenzänderung, daß
das Ausgangssignal des Wandlers 1 trotz Temperaturänderung
konstant bleibt.
Dadurch kann selbst bei Konstanz des Signals
der Signalquelle 9 bei negativen Einflüssen eine unerwünschte
Oszillatorfrequenzänderung entstehen. Eine
solche unerwünschte Oszillatorfrequenzänderung tritt dagegen
bei der Anordnung der Fig. 17 nicht auf, weil die
Regelschleife, die durch den dritten Wandler und die
dritte Steueranordnung gebildet wird, durch negative Einflüsse
bedingte Oszillatorfrequenzänderungen verhindert.
Die Anordnung der Fig. 17 ermöglicht eine externe Ansteuerung
der verschiedenen Schleifen, beispielsweise durch
Signalquellen innerhalb der Steueranordnungen, ohne daß
sich die erwähnten negativen Einflüsse auswirken.
Die Fig. 18 zeigt ein Blockschaltbild eines Wandlers,
wie er in den vorhergehenden Anordnungen verwendbar ist.
In seiner einfachsten Form besteht ein solcher Wandler
aus einem Impulsprozessor 24. Bei der Anordnung der Fig.
18 ist dem Impulsprozessor 24 ein Integrator 25 nachgeschaltet,
der dann nicht erforderlich ist, wenn keine
Integration des Ausgangssignals des Impulsprozessors erforderlich
ist. An die Eingänge 26, 27 und 28 des Impulsprozessors
werden die zu verarbeitenden Impulssignale
gelegt. Das am Ausgang 29 des Impulsprozessors erzeugte
Ausgangssignal wird durch den Integrator 25 geglättet
und steht als Ausgangssignal am Ausgang 30 zur Verfügung.
Zur Steuerung des Impulsprozessors 24 dient der Steuereingang
5.
Der Wandler der Fig. 19 weist gegenüber dem Wandler der
Fig. 18 zusätzlich zwei Impulsformer 31 und 32 sowie zwei
Frequenzteiler 33 und 34 auf. Diese zusätzlichen Glieder
sind erforderlich, wenn die Impulssignale für den Impulsprozessor
24 nicht von vornherein zur Verfügung stehen,
sondern erst aufbereitet werden müssen. Im Beispiel der
Fig. 19 ist der Wandler für zwei Eingangs-Wechselsignale
ausgelegt. Bei mehr als zwei Eingangs-Wechselsignalen sind
entsprechend mehr Impulsformer und Frequenzteiler erforderlich.
Für bestimmte Anwendungszwecke sind die Frequenzteiler
vorzugsweise programmierbar ausgebildet.
Beim Wandler der Fig. 19 wird das erste Eingangs-
Wechselsignal mit der Frequenz f₁, welches dem Eingang a
des Impulsformers 31 zugeführt wird, durch diesen Impulsformer
in ein entsprechendes Impulssignal mit der
Frequenz f₁ umgewandelt. Entsprechendes gilt für das
zweite Eingangs-Wechselsignal mit der Frequenz f₂ am
Eingang b des Impulsformers 32, welches durch diesen
Impulsformer in ein entsprechendes Impulssignal mit
der Frequenz f₂ umgewandelt wird. Da der Impulsprozessor
24 nur einen bestimmten Frequenzbereich bzw. ein
bestimmtes Frequenzverhältnis zwischen Eingangssignalen
optimal verarbeiten kann, werden die beiden Frequenzteiler
33 und 34 benötigt, falls die Frequenzen f₁ und
f₂ der Eingangs-Wechselsignale zu hoch sind oder in einem
für die Verarbeitung im Impulsprozessor ungeeigneten
Verhältnis zueinander stehen. Die von den Frequenzteilern
33 und 34 gelieferten Impulssignale mit den Frequenzen
f₁/n und f₂/m werden an die Eingänge 26 und 28
des Impulsprozessors 24 gelegt. Dem dritten Eingang 27
des Impulsprozessors 24 wird das Ausgangssignal des Impulsformers
32 zugeführt.
Das Ausgangssignal des Impulsprozessors an seinem Ausgang
29 wird, wie bereits in Verbindung mit der Fig. 18
erläutert, an den Eingang des Integrators 25 gelegt.
Der Ausgang 30 des Integrators liefert ein geglättetes
Ausgangssignal. Der vierte Eingang 5 ist identisch mit
dem Steuereingang 5 der vorhergehenden Anordnungen.
Für einen erweiterten Anwendungsbereich weist der Wandler
der Fig. 20 im Spezialfall noch einen Phasenprozessor
35 auf. Beim Wandler der Fig. 33 hat dieser Phasenprozessor
die beiden Eingänge 36 und 37. Dem Eingang
36 des Phasenprozessors 35 wird das zu steuernde Signal
zugeführt. Im Beispiel der Fig. 20 ist dies das Ausgangs-
Impulssignal des Impulsformers 31 mit der Frequenz
f₁. Dem Eingang 37 wird das Steuersignal zugeführt, welches
im Beispiel der Fig. 33 vom Steuereingang 5 des
Impulsprozessors 24 kommt. Der Phasenprozessor 35 liefert
an seinem Ausgang 38 ein Ausgangssignal, welches
eine Phasenänderung gegenüber dem zu steuernden Signal
(Eingang 36) entsprechend der Steuerwirkung des Steuersignals
(Eingang 37) aufweist.
Die im Wandler verwendeten Impulsformer, Frequenzteiler
sowie der Integrator sind übliche Schaltungsteile,
die seit Jahren in der Technik Anwendung finden.
Der nach der Erfindung vorgesehene Impulsprozessor
ist so ausgebildet, daß sein eines Ausgangs-Impulssignal
die Anzahl der Impulse seines Ausgangssignals
pro Zeiteinheit bestimmt, während sein anderes Eingangs-
Impulssignal die Breite der Impulse seines Ausgangssignals
bestimmt. Da das eine Eingangs-Impulssignal
die Impulszahl des Ausgangssignals des Impulsprozessors
beeinflußt und da die Impulsbreite des Ausgangssignals
des Impulsprozessors proportional zur
Periodendauer des die Impulsbreite bestimmenden Eingangssignals
ist, ist die Änderung der Gleichkomponente
des Ausgangssignals des Impulsprozessors proportional
zur Frequenz des einen Eingangssignals und umgekehrt
proportional zur Frequenz des anderen Eingangssignals.
Da die Impulsbreite der Periodendauer des die Impulsbreite
bestimmenden Eingangssignals proportional ist
und die Periodendauer umgekehrt proportional der Signalfrequenz
ist, ist die Änderung der Gleichkomponente
des Impulsprozessor-Ausgangssignals umgekehrt proportional
zur Frequenz des die Impulsbreite bestimmenden
Eingangssignals.
Ein Impulsprozessor mit den oben genannten Merkmalen
läßt sich beispielsweise durch die Kombination von
drei Anordnungen, die z. B. Flip-Flops mit den nachfolgend
genannten Eigenschaften sind, oder durch die
Kombination von Anordnungen mit den nachfolgend geschilderten
Eigenschaften lösen. Zwei der drei Flip-Flops
sind einander gleich, und zwar sind es sogenannte
D-Flip-Flops, die die Eigenschaft haben, daß
ein Flankenanstieg eines Clock-Signals am Clock-Eingang
einen am Dateneingang D vorhandenen Signalwert
auf den Ausgang Q des Flip-Flops überträgt. Die beiden
Flip-Flops müssen weiterhin die Eigenschaft haben,
daß ein Impuls am Reset-Eingang das Flip-Flop am Ausgang
Q auf Null setzt. Im nachfolgend beschriebenen
Beispiel löst beispielsweise die positive Flanke eines
Clock-Signals die Signalübertragung und eine positive
Flanke des Reset-Signals die Löschung aus. Das dritte
Flip-Flop ist ein sogenanntes JK-Flip-Flop, welches
die Eigenschaft hat, daß die Frequenz seines Clock-
Signals geteilt wird, wenn an den J- und K-Eingängen
ein entsprechendes Logiksignal anliegt. Im nachfolgend
beschriebenen Ausführungsbeispiel handelt es sich um
ein positives Logik-Signal.
Die Fig. 21 zeigt einen erfindungsgemäßen Impulsprozessor.
Der Impulsprozessor der Fig. 21 besteht
aus den genannten drei Flip-Flops 39, 40, 41 und
aus einem Inverter 42. Beim Impulsprozessor der Fig.
34 ist das Flip-Flop 39 ein bekanntes Flip-Flop
vom Typ JK-Master-Slave, während die beiden anderen
Flip-Flops 40 und 41 bekannte D-Flip-Flops sind. Das
eine Eingangs-Impulssignal für den Impulsprozessor
wird nach der Fig. 21 dem Clock-Eingang des Flip-Flops
39 zugeführt. Die beiden Eingänge J und K des
Flip-Flops 39 sind mit dem nicht invertierenden Ausgang
Q des Flip-Flops 41 verbunden. Der invertierende
Ausgang des Flip-Flops 39 ist mit dem Clock-Eingang
des Flip-Flops 40 verbunden. Der nicht invertierende
Ausgang Q des Flip-Flops 40 ist mit dem Reset-Eingang
des Flip-Flops 41 verbunden. Der nicht invertierende
Ausgang Q des Flip-Flops 39 ist der Ausgang des Impulsprozessors.
Die Eingänge D der Flip-Flops 40 und
41 sowie der V CC -Eingang des Flip-Flops 39 sind Steuereingänge,
die miteinander verbunden sind. Der Reset-
Eingang des Flip-Flops 40 wird über den Inverter 42 angesteuert.
Die Fig. 22 zeigt einen Logikplan. Die in dieser Figur
dargestellten Eingangs-Impulssignale A und B haben
bereits ein solches Frequenzverhältnis, daß sie unmittelbar
an die Eingänge eines Impulsprozessors nach
der Erfindung gelegt werden können, um an seinem Ausgang
die gewünschte Frequenzabhängigkeit seines Ausgangssignals
von den Eingangssignalen zu erzielen.
Legt man das Impulssignal A der Fig. 22 an den Eingang
26 des Flip-Flops 41 der Fig. 21, so setzt die
positive Flanke dieses Signals zum Zeitpunkt t₁ entsprechend
dem Impulssignal C der Fig. 22 den Ausgang
Q des Flip-Flops 41 auf den Level, der an seinem
Eingang D anliegt und der dem Logikpegel 1 entspricht.
Dadurch wird auch der JK-Eingang des Flip-Flops 39 auf
den Logikpegel 1 gesetzt und das Flip-Flop 39 für eine
binäre Frequenzteilung des Clock-Signals vorbereitet.
Wenn nun am Clockeingang des Flip-Flops 39 eine positive
Flanke des Signals B der Fig. 22 eintrifft, so wird
der Ausgang Q dieses Flip-Flops zum Zeitpunkt t₂ entsprechend
dem Impulssignal D auf den Logikpegel 1 gesetzt.
Dieser Zustand hält an, bis die nächste positive
Flanke des Clocksignals B eintrifft. Wenn am Ausgang Q
des Flip-Flops 39 zum Zeitpunkt t₃ eine negative Flanke
auftritt, so entsteht zum gleichen Zeitpunkt an seinem
invertierenden Ausgang ein positiver Impulsanstieg
entsprechend dem Signal E, der dem Clock-Eingang des
Flip-Flops 40 zugeführt wird und dadurch am Ausgang Q
des Flip-Flops 40 entsprechend dem Signal F den Logikpegel
1 erzeugt. Dieser Impuls am Ausgang Q des Flip-Flops
40 wird dem Reset-Eingang des Flip-Flops 41 zugeführt
und bewirkt eine Nullsetzung des Logikpegels
am Ausgang Q des Flip-Flops 41. Da der Ausgang Q des
Flip-Flops 41 mit dem J- und K-Eingang des Flip-Flops 39
verbunden ist, wird durch die Nullsetzung des Logikpegels
am Ausgang Q des Flip-Flops 41 das Flip-Flop 39
an seinem Ausgang Q ebenfalls auf Null gesetzt. Der geschilderte
Impulsablauf wiederholt sich ständig beim
Eintreffen einer neuen positiven Impulsflanke am Clock-
Eingang des Flip-Flops 41.
Durch die geschilderte Logikverknüpfung wird bewirkt,
daß jedem einzelnen A-Impuls entsprechend der Darstellung
der Fig. 22 nur je ein D-Impuls zugeordnet ist.
Diese Zuordnung ist unabhängig von der Länge der A-Impulse.
Weiterhin ist der Fig. 22 zu entnehmen, daß die
Breite der D-Impulse gleich der Periodendauer des Signals
B ist. Im Beispiel der Fig. 22 ist die Periodendauer
des Signals B gleich der Zeitdifferenz von t₃ und
t₂.
Der Inverter 42 des Impulsprozessors der Fig. 21 hat
die Aufgabe, das am Eingang 27 zugeführte Signal - bei
der Anordnung der Fig. 21 das B-Signal - zu invertieren
und dann dem Reset-Eingang des Flip-Flops 40 zuzuführen.
Aus dem B-Signal wird durch diese Invertierung das G-Signal
der Fig. 22. Durch ein Steuersignal am Eingang 5
wird die Impulshöhe des am Ausgang 29 vorhandenen Impulsprozessor-
Ausgangssignals gesteuert. Dadurch wird auch
eine Steuerung der Gleichkomponente dieses Ausgangssignals
erzielt.
Der Logikplan der Fig. 23 enthält zusätzlich zu dem
Logikplan der Fig. 22 noch die Signale H, I, K und L.
Aus diesen Signalen werden die Signale der Fig. 22
durch Impulsformung bzw. Frequenzteilung hergestellt.
Das Signal H der Fig. 23 ist das erste Eingangs-
Wechselsignal am Eingang a des Wandlers der Fig. 32 und
das Signal I der Fig. 23 ist das zweite Eingangs-
Wechselsignal am Eingang b des Wandlers der Fig. 32.
Der Phasenprozessor der Fig. 20 besteht gemäß der
Fig. 24 beispielsweise aus einem RC-Glied, und einem
Komparator 43. Das RC-Glied hat die Aufgabe, aus einem
rechteckförmigen Impulssignal, welches am Eingang des
Phasenprozessors zugeführt wird, ein sägezahnförmiges
Impulssignal zu erzeugen. Durch Vergleich dieses
sägezahnförmigen Impulssignals mit einem von außen
zugeführten Steuersignal am Eingang des Komparators 43
wird der Komparator in die eine Richtung geschaltet,
wenn das Sägezahnsignal das Steuersignal übersteigt.
Unterschreitet dagegen das Sägezahnsignal das Steuersignal,
so wird der Komparator in die andere Richtung
geschaltet. Dadurch entsteht ein Komparator-Ausgangssignal,
das dem Clock-Eingang des D-Flip-Flop 44
zugeführt wird. Das D-Flip-Flop erzeugt an seinem
Ausgang Q ein Impulssignal, dessen Phase von der
Steuerspannung am Komparator bestimmt wird.
Die Fig. 25 zeigt den Verlauf der Gleichkomponente
des Wandlerausgangssignals in Abhängigkeit vom Verhältnis
f₁/f₂, wobei f₁ die Frequenz des ersten
Eingangs-Wechselsignals und f₂ die Frequenz des zweiten
Eingangs-Wechselsignals ist. Gemäß der Fig. 25
ergibt sich die Gleichkomponente V des Wandlerausgangssignals
aus der Beziehung V = A + B · f₁/f₂. Die
Konstante A ergibt sich aus dem Schnittpunkt der
Kennlinie mit der Ordinate. Die Konstante B entspricht
der Steigerung der Kennlinie. Die Frequenz f₁ ist die
Frequenz des ersten Eingangs-Wechselsignals und die
Frequenz f₂ die Frequenz des zweiten Eingangs-Wechselsignals.
Wie aus der Fig. 25 und auch aus der Beziehung
V = A + B · f₁/f₂ hervorgeht, besteht ein linearer
Zusammenhang zwischen der Änderung der Gleichkomponente
V und dem Frequenzverhältnis f₁/f₂. Dies ist
gleichbedeutend damit, daß die Änderung der
Gleichkomponente V proportional zum Verhältnis f₁/f₂
erfolgt. Dieser Zusammenhang bzw. diese Beziehung kann
im allgemeinen über einen großen Frequenzbereich
erreicht werden. Selbst Abweichungen von der Gerade
der Fig. 25 ergeben wesentliche Verbesserungen gegenüber
bekannten Anordnungen. Wie die Beziehung
V = A + B · f₁/f₂ zeigt, bleibt die Abhängigkeit der
Gleichkomponente vom Frequenzverhältnis auch dann
erhalten, wenn die Differenz zwischen f₁ und f₂ konstant
bleibt. Für die Frequenz des Oszillatorsignals gilt
dasselbe, d. h., die Ausgangsfrequenz des Oszillators
ändert sich mit dem Frequenzverhältnis selbst dann,
wenn die Differenz zwischen f₁ und f₂ konstant bleibt.
Die Fig. 26 zeigt das Ausgangssignal-Impulssignal 45 des
Impulsprozessors. Durch Integration des Impulssignals 45
erhält man das Signal 46 der Fig. 26, das Schwankungen
aufweist, die vom Grad der Integration (Glättung)
abhängen. Eine ideale Glättung würde die gestrichelte
Linie 46 a ergeben. Die gestrichelte Linie 46 a ist die
Gleichkomponente des Ausgangssignals, von der im
Vorhergehenden immer die Rede ist. Diese Gleichkomponente
würde beispielsweise von einem Drehimpulsinstrument
angezeigt werden, das bekanntlich den Mittelwert
anzeigt.
Die Fig. 27 zeigt eine Oszillatorabstimmschaltung
nach der Erfindung. Oszillatorabstimmschaltungen werden
beispielsweise in Empfängerschaltungen wie z. B. Rundfunk-
und Fernsehempfängern benutzt. In neuer Zeit
werden immer mehr elektronische Abstimmittel
eingesetzt. Bei einer elektronischen Abstimmung, die z. B.
mittels Varactordioden erfolgt, besteht jedoch zwischen
der Steuerspannung und der Oszillatorfrequenz ein
nicht linearer Zusammenhang. Aus diesem Grund ist es
nicht möglich, eine lineare Frequenzskala durch Anzeige
der Steuerspannung für die Abstimmdiode zu realisieren.
Bei den bekannten Oszillatorabstimmschaltungen muß die
starke Temperaturabhängigkeit der Varactordioden durch
komplizierte Kompensationsschaltungen kompensiert werden.
Die Oszillatorabstimmung der Fig. 27 weist die
erwähnten Nachteile nicht auf. In der Fig. 27 bildet
der Wandler 47 mit der Steueranordnung 48 und dem
Oszillator 49 eine Regelschleife. Dem Wandler 47 werden zwei
Eingangssignale zugeführt, und zwar ein Referenzsignal
von der Referenzquelle 50 sowie das Ausgangssignal des
Oszillators 49. Gesteuert wird die Frequenz des
Oszillators 49 von der Steuerquelle 51. Das Oszillatorsignal
speist die Mischstufe des Empfängers in bekannter Weise.
Die Steueranordnung 48 der Fig. 27 besteht aus der
Steuerquelle 51 und dem Operationsverstärker
oder Komparator 54. An den Eingang des Operationsverstärkers
oder Komparators 54 werden das Ausgangssignal des
Wandlers 47 und das Signal der Signalquelle 51 gelegt.
Der Oszillator der Fig. 27 besteht gemäß der Fig. 41
beispielsweise aus einem LC-Resonanzkreis, der von dem
Transistor T zur Selbsterregung gebracht wird. Die
Frequenz des Oszillators wird mittels der Varactordiode D
vom Eingang 52 aus gesteuert. Das Ausgangssignal des
Oszillators wird der Klemme 53 entnommen. Anstelle des
Oszillators der Fig. 41 kann beispielsweise auch ein
gesteuerter Multivibrator oder RC-Oszillator verwendet
werden.
Die Oszillatorabstimmschaltung ergibt einen linearen
Zusammenhang zwischen der Oszillatorfrequenz des
Oszillators 49 und dem Signal der Steuerquelle 51. Die
Oszillatorfrequenz stellt sich so ein, daß am Ausgang des
Wandler 47 ein Ausgangssignal erzeugt wird, welches gleich
dem Steuersignal der Steuerquelle 51 ist. Da die
Referenzfrequenz konstant bleibt, wird die Frequenz für
den Fall, daß der Wandler seine Eigenschalften nicht
verändert, auf dem eingestellten Wert konstant
gehalten. Für den Fall, daß eine Abweichung der
Oszillatorfrequenz vom jeweiligen Sollwert auftritt, die durch
negative Einflüsse wie z. B. Temperatureinwirkung oder
Betriebsspannungsänderung verursacht wird, so bewirkt
diese Abweichung ebenfalls eine Abweichung vom
Sollwert am Ausgang des Wandlers, die beim Vergleich mit
der Steuerspannung eine von Null verschiedene
Differenzspannung ergibt. Diese von Null verschiedene
Differenzspannung bewirkt wiederum eine Frequenzänderung
des Oszillators, und zwar derart, daß die unerwünschte
Abweichung infolge des Selbstregeleffekts ausgeglichen
wird. Auf diese Weise werden negative Einflüsse wie
Temperatur und Alterung der Bauelemente des
Oszillators kompensiert bzw. unwirksam gemacht.
Die Fig. 28 zeigt die Prinzipschaltung eines LC-Oszillators
mit Varactor-Diodenabstimmung. Die Schwingung
wird durch den Transistor T erzeugt, wobei die Frequenz
der erzeugten Schwingung der Resonanzfrequenz des
Schwingkreises, bestehend aus den Elementen L und C, entspricht.
Die Steuerung der Oszillatorfrequenz erfolgt durch
Variation der Kapazität der Varactordiode D mittels
der Steuerspannung (in Sperrichtung).
Die Oszillatorabstimmung der Fig. 27 ist dann
nicht optimal, wenn der Wandler 47 durch negative
Einflüsse den Wandlungsgrad verändert. In diesem Fall
würden sich entsprechende Frequenzänderungen ergeben, die
auf diese negativen Einflüsse zurückzuführen sind.
Weiterhin ist die Oszillatorfrequenz der Signalspannung
der Signalquelle 51 proportional. Dies bedeutet für den
Oszillatorkreis eine relativ kleinere Änderung
gegenüber der Frequenzänderung der Eingangsschwingkreise,
sofern die Oszillatorfrequenz gleich der Eingangsfrequenz
plus der Zwischenfrequenz ist. Dieser Nachteil
hat zur Folge, daß die Schaltung für eine direkte
Skalenanzeige ungeeignet ist. Bei Zwischenfrequenzänderungen
und gleichem Empfangsfrequenzbereich müßte
vielmehr jeweils ein anderes Spannungsverhältnis der
Signalquelle eingestellt werden.
Beide Nachteile vermeiden eine Schaltung nach der Fig.
28. In dieser Schaltung wird ein zweiter Wandler 55
zur Erzeugung einer Referenzspannung verwendet, der über
die zweite Steueranordnung 56 die erste Steueranordnung 48
ansteuert. Der zweite Wandler 55 bewirkt eine
Kompensation der negativen Einflüsse. Die zweite
Steueranordnung 56 weist eine bekannte Addierschaltung 57 auf,
die die Spannungen an den Knoten 58 und 59 addiert und
der ersten Steueranordnung 48 zuführt. Während am
Knoten 58 eine konstante Spannung anliegt, ändert sich die
dem Knoten 59 zugeführte Spannung mit der Schleiferstellung
des Potentiometers 60.
Die Addierschaltung ist so ausgelegt, daß die vom
Schleifer des Potentiometers 60 zum Eingang der ersten
Steueranordnung gelangende verstärkte Spannung der
jeweiligen Empfangsfrequenz der Empfängers entspricht,
und sie ist außerdem so ausgelegt, daß die an der Klemme
58 vorhandene Spannung durch die Addierschaltung so
verstärkt wird, daß die am Eingang der ersten
Steueranordnung 48 anliegende Spannung der Zwischenfrequenz
entspricht. Die Addition beider Spannungskomponenten
am Eingang der ersten Steueranordnung 48 entspricht
dann der Oszillatorfrequenz des Empfängers. Bei
Verwendung von Varactordioden mit gleicher Kennlinie kann die
Steuerspannung für den Oszillator gleichzeitig zur
Steuerung der Varactordioden der Eingangsabstimmkreise
verwendet werden. Damit erreicht man den üblichen Gleichlauf
bei entsprechendem Abgleich der Kreiselemente. Die
erforderlichen Wandler entsprechen beispielsweise den
Wandlern der Fig. 18 bis 21.
Im folgenden werden zunächst die Probleme beschrieben,
die bei dem erforderlichen Frequenzgleichlauf zwischen
dem Oszillator und dem Eingangskreis eines Überlagerungsempfängers
auftreten, und anschließend wird eine
Anordnung nach der Erfindung angegeben, die diese Probleme
löst.
Um den erforderlichen Gleichlauf zwischen Oszillator
und Eingangskreis zu erzielen, werden verschiedene
Lösungen angewendet. So versucht man beispielsweise durch
einen speziellen Plattenschnitt des Abstimmdrehkondensators
den gewünschten Gleichlauf zu erzielen. Bei
elektronischen Abstimmsystemen stehen jedoch keine
Varactordioden mit speziell angepaßten Kapazitäts-
Spannungscharakteristiken zur Verfügung. Aus diesem Grund
wird bei Abstimmsystemen mit Varactordioden der bekannte
Dreipunkt-Gleichlauf verwendet. Dieser Dreipunkt-Gleichlauf
ermöglicht aber einen Gleichlauf optimal nur in
drei Punkten des Frequenzbereichs. Selbst bei exakt
gleicher Kennlinie der Abstimmelemente (Abstimmdioden)
ergeben sich Gleichlaufabweichungen, die zu Empfindlichkeitseinbrüchen
innerhalb des Abstimmbereichs führen.
Hinzu kommt, daß durch Ungleichheit der Kennlinien
und Abweichungen des Kapazitätswertes des Padding-
Kondensators zusätzliche Abweichungen entstehen und
damit das Problem verstärken.
Bei Anwendung der nachfolgend beschriebenen
erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung der Fig. 43 lassen
sich die durch den Dreipunktgleichlauf bedingten
Abweichungen, die in der Praxis noch viel wesentlicher
sind als in der Theorie, vollständig vermeiden.
Die Anordnung der Fig. 29 besteht aus zwei Frequenz-
Regelschleifen. Die erste Schleife besteht aus dem
Wandler 61, der Steueranordnung 62 und dem
Empfängeroszillator 63. Die zweite Schleife besteht aus dem
Wandler 64, der Steueranordnung 65 und dem Sample-
Oszillator 66. Der weitere Wandler 67 dient als
Referenzquelle für die Frequenzsteueranordnung 67. Die
Steueranordnung 62 und 65 bestehen aus einem Komparator
oder Operationsverstärker. Die Frequenzabstimmanordnung
68 enthält ein Abstimmpotentiometer 69, eine Addierschaltung
70 und eine Verstärkerschaltung 71. Die
Verstärkerschaltung 71 besteht aus einem Operationsverstärker
72 und einem Spannungsteiler 73. Der Empfängeroszillator
steuert die Empfängermischstufe 74 und der
Eingangsabstimmkreis 75 ist mit dem Steuereingang des Sample-
Oszillators 66 verbunden. Eine Referenzsignalquelle 76
steuert die Wandler der Schaltung.
Die Aufgabe der Schaltung besteht darin, daß zwischen
der Oszillatorfrequenz und der Resonanzfrequenz des
Eingangskreises eine konstante Differenzfrequenz, die
gleich der Zwischenfrequenz ist, über den gesamten
Empfangsbereich sichergestellt wird.
Die Referenzfrequenz wird dem Wandler 61 der ersten
Schleife sowie dem Wandler 67 und dem Wandler 64 der
zweiten Schleife zugeführt.
Wie die Fig. 29 zeigt, wird die Referenzfrequenz beiden
Eingängen des Referenzwandlers 67 zugeführt. Beide
Eingänge des Referenzwandlers sind miteinander verbunden.
Dadurch, daß an beiden Eingängen des Referenzwandlers
das gleiche Eingangssignal vorhanden ist, entsteht
am Ausgang des Wandlers eine Gleichkomponente, die dem
Frequenzverhältnis 1 entspricht. Würde man diese Spannung
direkt den Schleifen zuführen, so würden sich die
Oszillatoren auf eine Frequenz einstellen, die der Referenzfrequenz
entspricht. Die sich jeweils einstellende
Frequenz der Oszillatoren ist gleich der Referenzfrequenz
multipliziert mit dem Verhältnis der jeweiligen
Steuerspannung U St dividiert durch die vom Wandler 67
erzeugte Referenzspannung U ref . Das Teilerverhältnis
des Potentiometers ist deshalb gleich dem Verhältnis
von Empfangsfrequenz zur Referenzfrequenz. Das bedeutet,
daß der Spannung des Schleifers am Potentiometer
jeweils die Empfangsfrequenz zugeordnet werden kann.
Addiert man zu der Schleiferspannung des Potentiometers
eine der Zwischenfrequenz entsprechende Spannung, so
erhält man eine Steuerspannung U St 1 am Eingang der
Steueranordnung 62, die der Sollfrequenz des Empfängeroszillators
entspricht. Dadurch wird diese Sollfrequenz
auch im Oszillator der ersten Schleife erzwungen.
Das Referenzsignal hat beispielsweise eine Frequenz,
die über der höchsten, dem Wandler 61 zugeführten Oszillatorfrequenz
liegt. Die Signalspannung ist so zu
wählen, daß die Impulsformerstufen der Wandler voll
ansprechen. Der Referenzwandler 57 liefert über die
Abstimmsteueranordnung 68 die Steuerspannung für die
erste und zweite Schleife. Da die negativen Einflüsse
auf alle Wandler gleich angenommen werden können, werden
durch die Einfügung des Referenzwandlers 67 die
negativen Einflüsse auf die Oszillatorfrequenz kompensiert.
Dies erfolgt unabhängig von der Spannungs-
Frequenzcharakteristik des Empfängeroszillators 63.
Vom Schleifer des Abstimmungspotentiometers 69 wird das
der Empfangsfrequenz proportionale Steuersignal U fe
abgenommen und der Verstärkeranordnung 71 zugeführt.
Das durch die Verstärkeranordnung 71 verstärkte Signal
gelangt als Steuersignal U St 2 zum Eingang der Steueranordnung
65 und erzwingt dieser Spannung entsprechend
die Sollfrequenz des Sample-Oszillators 66. Der Mechanismus
ist derselbe wie bei der ersten Schleife. Die
sich einstellende Frequenz des Sample-Oszillators 66
ist gleich der Empfangsfrequenz multipliziert mit der
Verstärkung der Verstärkeranordnung 71.
Würde man die Schleiferspannung U fe dem Eingang der
Steueranordnung 65 direkt zuführen, so würde gleichzeitig
mit der Empfängeroszillatorfrequenz (erste
Schleife) in der zweiten Schleife die Empfangsfrequenz
erzeugt werden. Dadurch hätte man einen exakten
Gleichlauf zwischen Oszillator- und Empfangsfrequenz.
Unter der Voraussetzung, daß der Sample-Oszillator
die gleiche Frequenz/Spannungs-Charakteristik wie der
Eingangs-Abstimmkreis hat, kann durch Verbinden der
Steuerleitungen Gleichlauf zwischen der Frequenz des
Sample-Oszillators und der Resonanzfrequenz des Eingangs-
Abstimmkreises erzielt werden. Da jedoch der
Sample-Oszillator nicht auf der Empfangsfrequenz schwingen
soll, wird die Schleiferspannung nicht unmittelbar
der Steueranordnung 65 zugeführt, sondern verstärkt
über einen Verstärker 71, so daß eine dem Verstärkungsfaktor
entsprechende höhere Frequenz des Sample-Oszillators
erzielt wird. Die Spannungs-Frequenzcharakteristik
in bezug auf die relative Frequenzänderung
bleibt jedoch erhalten, so daß der Gleichlauf zwischen
der Resonanzfrequenz des Eingangsabstimmkreises und
dem Empfängeroszillator 63 erhalten bleibt.
Nach der Fig. 30 wird eine Übereinstimmung der Spannungs-
Frequenzcharakteristik zwischen Eingangs-Abstimmkreis
und Abstimmkreis des Sample-Oszillators dadurch
erreicht, daß Varactordioden 77 und 78 gleicher Charakteristik
verwendet werden und daß die Kapazitäten C pe
und C ps in gleicher Relation zu den Kapazitäten der
Varactordioden stehen. Hierbei ist vorausgesetzt,
daß die Kapazität C s im Vergleich zu den Kapazitätswerten
der Varactordioden sehr groß ist. Eine weitere
Bedingung besteht darin, daß das Steuersignal für die
Varactordioden 77 und 78 gleiche Größe hat. Gleichheit
zwischen den Varactordioden wird am einfachsten
dadurch ermöglicht, daß diese sich auf einem gemeinsamen
Halbleiterchip befinden. Die Induktivitäten L e und L s
sind entsprechend den Frequenzunterschieden zwischen
Sample-Oszillatorfrequenz und der Eingangs-Resonanzfrequenz
unterschiedlich zu wählen. Anstelle eines Potentiometers
69 kann auch ein digital gesteuerter
Spannungsteiler vorhanden sein.
Während bei bekannten Gleichlaufschaltungen die Soll-
Resonanzfrequenz des Eingangs-Abstimmkreises (Empfangskreis)
von der Empfangsfrequenz fe entsprechend der
Gleichlaufkurve 79 der Fig. 31 bei den meisten Empfangsfrequenzen
abweicht und keine Abweichung im Idealfall
nur in drei Punkten vorhanden ist, weicht die Gleichlaufkurve
80 bei einer Schaltung der Erfindung entsprechend
der gestrichelten Linie vom Idealfall überhaupt
nicht ab.
Als Wandler können wieder Wandler der Fig. 18 bis 21
verwendet werden.
In der Technik gibt es bekanntlich sogenannte Frequenzsynthesizer,
die aus einem Referenzsignal vorgegebener
Frequenz durch eine digitale Aufbereitung - im
einfachsten Fall durch Frequenzteiler - ein Signal mit
einer gewünschten Frequenz erzeugen. Infolge der digitalen
Aufbereitung entstehen am Ausgang außer der gewünschten
Frequenz eine Vielzahl unerwünschter Störsignale,
die für viele Anwendungszwecke störend sind.
Die Fig. 32 zeigt einen Frequenzsynthesizer nach der
Erfindung, der diese Nachteile vermeidet. Beim Frequenzsynthesizer
der Fig. 32 bilden der Wandler 82, die
Steueranordnung 85 und der Oszillator 86 eine Regelschleife.
Die Steueranordnung der Fig. 32 besteht aus
einem Komparator oder Operationsverstärker. Der eine
Eingang des Wandlers 82 wird von einer Referenzsignalquelle
82 gespeist, während das zweite Eingangssignal
für den Wandler 82 vom Oszillator 86 geliefert wird.
Außer dem Wandler 82 ist noch ein zweiter Wandler 83
vorgesehen, dessen einer Eingang vom Referenzsignal der
Referenzsignalquelle 81 und dessen anderer Eingang von
einem geteilten Referenzsignal angesteuert wird, welches
vom Frequenzteiler 84 aus dem Referenzsignal gewonnen
wird. Die beiden Wandlerausgangssignale werden an den
Eingang des Komparators der Steueranordnung 85 gelegt.
Beim Frequenzsynthesizer der Fig. 32 wird im Oszillator
86 eine Oszillatorfrequenz erzeugt, die gleich der
geteilten Eingangsfrequenz ist. Verwendet man als Oszillator
86 einen LC-Oszillator, so kann durch seinen
Resonanzkreis ein von Störungen befreites Frequenzsignal
erzeugt werden, wenn die Resonanzfrequenz des LC-Kreises
entsprechend eingestellt ist. Wird der Schwingkreis
durch die Selbstregelung des Regelkreises auf die
Teilerfrequenz eingestellt, so entsteht als Ausgangssignal
ein Signal mit nur einer Frequenz, nämlich der
Teilerfrequenz, welches von allen Störsignalen befreit
ist. Als Wandler können die Wandler der Fig. 31 bis
34 Verwendung finden.
Rundfunk- und Fernsehempfänger werden heute bekanntlich
durch eine Fernsteuerung bedient, die im allgemeinen
einen relativ komplexen Aufbau aufweisen. Die Fig. 47
zeigt eine Fernsteuerschaltung nach der Erfindung, die
sich mit einfachen Mitteln realisieren läßt.
Die Fig. 33 zeigt eine Fernsteuerschaltung nach der Erfindung.
Diese Fernsteuerschaltung weist eine Schleife
auf, die aus dem Wandler 87, der Steueranordnung 88
und dem Oszillator 89 besteht. Dem Wandler 87 wird
an seinem einen Eingang das vom programmierbaren Frequenzteiler
92 geteilte Referenzsignal der Referenzsignalquelle
90 zugeführt. Das Ausgangssignal des Wandlers
91 wird dem Eingang der Steueranordnung 88 zugeführt.
Die Frequenzschleife bewirkt, daß sich am Ausgang
des Oszillators 89 ein Signal einstellt, dessen
Frequenz gleich der Ausgangsfrequenz des Frequenzteilers
92 ist. Diese Frequenz kann über die Signalquelle
93 der Steueranordnung 88 frequenzmoduliert werden.
Die Steueranordnung 88 weist neben der Signalquelle
noch einen Komparator oder Operationsverstärker auf,
an dessen Eingang neben dem Signal der Signalquelle 93
noch das Ausgangssignal des Wandlers 87 gelegt wird.
Die Signalquelle 93 wird vom Ausgangssignal eines
Wandlers 91 angesteuert, der zwar die gleichen Eigenschaften
wie der Wandler 87, jedoch eine andere
Aufgabe als der erste Wandler 87 hat. Der Wandler 91
wird von der Referenzsignalquelle 90 angesteuert,
und zwar wird das Referenzsignal den beiden Eingängen
des Wandlers 91 zugeführt.
Die Oszillatorfrequenz kann über die Signalquelle 93
frequenzmoduliert werden. Das Ausgangssignal des Oszillators
steuert den nachfolgenden Sender 94, der
das modulierte Signal überträgt. Mittels des Frequenzteilers
92 kann durch entsprechende Programmierung
der Übertragungskanal und mittels des Frequenzmodulationssignals
der Befehl übertragen werden. Als Wandler
können die Wandler der Fig. 18 bis 21 Verwendung
finden.
Claims (26)
1. Schaltungsanordnung zum Erzeugen einer periodischen
Schwingung, bei der ein Frequenz-Gleichsignal-Wandler
(1) und ein Oszillator (2) zu einer
Regelschleife verbunden sind und zwischen
Oszillator (2) und dem Frequenz-Gleichsignal-Wandler
(1) eine Steueranordnung (8) vorgesehen ist, die die
Regelschleife steuert, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter
Frequenz-Gleichsignal-Wandler (12) außerhalb der Regelschleife vorgesehen
ist, der durch ein Wechselsignal gesteuert wird und dessen
Ausgangssignal die zur Steuerung der Regelschleife
vorgesehene Steueranordnung (8) ansteuert, daß der
Frequenz-Gleichsignalwandler (1) mit mindestens zwei
Eingangs-Wechselsignalen gespeist wird, daß der
Frequenz-Gleichsignalwandler (1) eine Gleichkomponente liefert,
die sich in Abhängigkeit vom Verhältnis der Frequenzen
der beiden Eingangs-Wechselsignale ändert und die zur
Erzeugung eines Ausgangssignals dient, dessen
Frequenz eine Funktion dieses Frequenzverhältnisses ist,
und daß der zweite Frequenz-Gleichsignal-Wandler (12)
denselben Aufbau wie der erste Frequenz-Gleichsignal-Wandler
(1) aufweist und infolgedessen beide Wandler
dieselben elektrischen Eigenschaften aufweisen.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
als Steueranordnung (8) ein durch eine Steuerquelle gesteuerter
Operationsverstärker oder Komparator (11) vorgesehen ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß der zweite Wandler (12) mit dem einen Eingang des
Operationsverstärkers oder Komparators (11) verbunden ist oder eine Steuerquelle
(10) ansteuert, die zwischen den Ausgang des ersten Wandlers (1) und den
einen Eingang des Operationsverstärkers oder Komparators (11) geschaltet ist.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch
gekennzeichnet, daß die Wechselsignalquelle (13) mit dem Eingang des zweiten
Wandlers (12) verbunden ist.
5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch
gekennzeichnet, daß ein Eingang des ersten Wandlers (1) mit einem Eingang des
zweiten Wandlers (12) verbunden ist.
6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch
gekennzeichnet, daß eine zweite Regelschleife mit dem zweiten Wandler (12) und
einem zweiten Oszillator (14) vorgesehen ist.
7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch
gekennzeichnet, daß ein dritter Wandler (17) als Referenzsignalquelle zur
Ansteuerung der beiden Regelschleifen vorgesehen ist.
8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch
gekennzeichnet, daß die Wandler (1, 12, 17) einen Impulsprozessor ( 24)
aufweisen, der aus Frequenzsignalen ein Impulssignal erzeugt.
9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch
gekennzeichnet, daß die Wandler (1, 12, 17) einen Integrator (25) aufweisen,
der dem Impulsprozessor (24) nachgeschaltet ist.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet,
daß der Impulsprozessor (24) einen Steuereingang für ein Steuersignal
aufweist, welches die Umwandlung der Eingangssignale in das Ausgangssignal
steuert.
11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch
gekennzeichnet, daß der Impulsprozessor (24) derart ausgebildet ist, daß die
Änderung der Gleichkomponente seines Ausgangssignals proportional zum
Tastverhältnis von mindestens einem seiner Eingangssignale ist.
12. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch
gekennzeichnet, daß der Impulsprozessor (24) derart ausgebildet ist, daß
sein Ausgangssignal von den Tastverhältnissen seiner Eingangssignale
unabhängig ist.
13. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch
gekennzeichnet, daß die Wandler (1, 12, 17) für den Fall, daß ihre
Eingangs-Wechselsignale keine vom Impulsprozessor (24) verarbeitbare
Impulssignale sind, Impulsformer (31, 32) aufweisen, die die Eingangs-Wechsel-Signale
in Impulssignale umwandeln.
14. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch
gekennzeichnet, daß die Wandler (1, 12, 17) dem Impulsprozessor (24)
vorgeschaltete Frequenzteiler (33, 34) aufweisen, die die für den
Impulsprozessor (24) erforderlichen Frequenzen liefern.
15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die
Frequenzteiler (33, 34) programmierbar sind.
16. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 15, dadurch
gekennzeichnet, daß der Impulsprozessor (24) einen zusätzlichen Eingang für
ein Steuersignal aufweist, welches die Umwandlung der Eingangs-Wechselsignalquelle
in das Ausgangssignal steuert.
17. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 16, dadurch
gekennzeichnet, daß der Impulsprozessor (24) derart ausgebildet ist, daß
sein eines Eingangs-Impulssignal die Anzahl der Impulse seines Ausgangssignals
pro Zeiteinheit und sein anderes Eingangs-Impulssignal die Breite
der Impulse seines Ausgangssignals bestimmt.
18. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 17, dadurch
gekennzeichnet, daß der Impulsprozessor (24) drei Flip-Flops (39, 40, 41)
aufweist, von denen zwei (40, 41) die Eigenschaft haben, daß ein
Flankenanstieg eines Clock-Signals an ihrem Clock-Eingang einen an ihrem Dateneingang
vorhandenen Signalwert auf ihren Ausgang übertragen und daß ein
Impuls an ihrem Reset-Eingang das Flip-Flop am Ausgang auf Null setzt,
während das dritte Flip-Flop (39) die Eigenschaft hat, daß die Frequenz
seines Clock-Signals geteilt wird, wenn an seinen Eingängen ein
entsprechendes Logiksignal anliegt.
19. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 18, dadurch
gekennzeichnet, daß die Wandler (1, 12, 17) einen Phasenprozessor (35)
aufweisen, dessen einem Eingang eines der Eingangs-Impulssignale und dessen
anderem Eingang ein Steuersignal zugeführt wird, welches die Phase des
Ausgangssignals des Phasenprozessors steuert.
20. Schaltungsanordnung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß
dem Impulsprozessor (24) und dem Phasenprozessor (35) das gleiche Steuersignal
zugeführt wird.
21. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 20, dadurch
gekennzeichnet, daß bei Verwendung der Schaltung als Frequenzsynthesizer ein
Frequenzteiler (34) vorgesehen ist, der das Referenzsignal teilt.
22. Schaltungsanordnung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß
dem einen Eingang des zweiten Wandlers (12) das frequenzgeteilte Referenzsignal
und dem anderen Eingang des zweiten Wandlers (12) das nicht
frequenzgeteilte Referenzsignal zugeführt wird.
23. Schaltungsanordnung zum Erzielen eines Gleichlaufs zwischen der
Oszillatorfrequenz und der Resonanzfrequenz des Eingangskreises eines
Überlagerungsempfängers nach einem der Ansprüche 1 bis 22, dadurch
gekennzeichnet, daß zwei Frequenz-Regelschleifen (61, 62, 63 bzw. 64, 65, 66)
vorgesehen sind, daß der Empfängeroszillator der Oszillator (63) der
ersten Frequenz-Regelschleife ist und daß der Oszillator (66) der
zweiten Frequenz-Regelschleife der Sample-Oszillator der Gleichlaufschaltung ist.
24. Schaltungsanordnung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, daß eine
Abstimmsteuerung (16) vorgesehen ist, die vom Referenzwandler (17)
angesteuert wird.
25. Schaltungsanordnung nach Anspruch 23 oder 24, dadurch gekennzeichnet,
daß der Referenzwandler (17) über die Abstimmanordnung (16) das Steuersignal
für die beiden Regelschleifen liefert.
26. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 23 bis 25, dadurch
gekennzeichnet, daß die Abstimmsteueranordnung (16) ein Abstimmpotentiometer,
eine Addierschaltung sowie eine Verstärkerschaltung aufweist.
Priority Applications (19)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19782845005 DE2845005A1 (de) | 1978-10-16 | 1978-10-16 | Schaltungsanordnung zur erzielung eines frequenzabhaengigen signals |
IT26512/79A IT1123855B (it) | 1978-10-16 | 1979-10-15 | Circuito di comando a distanza |
IT26511/79A IT1123854B (it) | 1978-10-16 | 1979-10-15 | Disposizione di comando per generare un segnale dipendente dalla frequenza |
IT26513/79A IT1165325B (it) | 1978-10-16 | 1979-10-15 | Disposizione di comando per ottenere un sincronismo fra la frequenza dell'oscillatore e la frequenza di risonanza del circuito di entrata di un ricevitore ad eterodina |
IT26510/79A IT1123853B (it) | 1978-10-16 | 1979-10-15 | Disposizione di comando avente un circuito di regolazione a due fili |
FR7925611A FR2439527A1 (fr) | 1978-10-16 | 1979-10-15 | Montage de telecommande, notamment pour recepteurs de radiodiffusion et de television |
FR7925610A FR2439511A1 (fr) | 1978-10-16 | 1979-10-15 | Montage comprenant une boucle de regulation |
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