DE2231700A1 - Frequenzsyntheseschaltung mit mehreren rueckkopplungskreisen - Google Patents

Description

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DipL-Ιης. Heim Lesser, Patentanwalt ' D —8 München 81, Cosimostroße 31 ■ Telefon: (0811) 483820

ADRET ELECTRONIQUE 28. 6. 1972

Trappes, Prankreich -L 9761

Pl/wa

Preauenzsyntheseschaltimg mit mehreren Rückkopplungskreisen

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung elektrischer Signale mit einer veränderlichen, aus einem ganzzahligen Vielfachen eines Frequenzschrittes und einem Inkreinent bestehenden Frequenz, die einen ersten Schwingkreis aufweist, der so gesteuert ist, daß er dieses ganzzahlige Vielfache erzeugt.

Es ist bereits eine Frequenzsyntheseschaltung bekannt, die einen ersten Rückkopplungskreis zur "Phasenverriegelung" mit einem programmierbaren Frequenzteiler,, einen zweiten Rückkopplungskreis zur Phasenverriegelung ohne programmierbaren Frequenzteiler und ohne Einrichtung zur analogen Frequenzannäherung, Einrichtungen zur Blockierung des zweiten Rückkopplungskre ises, während der erste eine numerische Frequenzannäherung durchführt, und zur Blockierung des ersten Rückkopplungskreises, wobei der Betrieb des zweiten zugelassen wird', sobald die Frequenzannäherung beendet ist, und einen dritten Rückkopplungskreis aufweist, der gleichzeitig mit dem zweiten ar- ·■ beitet und dessen Phasenvergleicher benutzt und ferner einen die Ausgangsspannung des Phasenvergleichers des zweiten Rückkopplungskreises verstärkenden Verstärker besitzt, der die Aufgabe hat, diese Ausgangsspannung auf den Wert Null einzustellen.

Eine derartige Schaltung gestattet die Erzeugung einer Fre-

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_ ρ —

quenz PN ohne bemerkenswertes Phasenrauschen, wobei P ein bestimmter Frequenzschritt und N eine mit Hilfe des Frequenzteilers programmierbare ganze Zahl ist.

In manchen Anwendungsbereichen ist es erforderlich, eine Frequenz F - PN +& zu erzeugen, wobei S ein Frequenzinlcrement ist, das seinerseits aus einem festen Teil Fo und einem veränderlichen, positiven oder negativen Teil ε bestehen kann.

Die bekannten Einrichtungen zur Erzeugung einer derartigen Frequenz sind jedoch im Fall von hohen Frequenzen sehr schwierig herzustellen und können keine Frequenz ohne Phasenrauschen erzeugen.

Mit der vorliegenden Erfindung soll eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art zur Verfügung gestellt werden, die die den bekannten Schaltungsanordnungen anhaftenden Nachteile vermeidet, die also eine Frequenz mit einem veränderlichen Anteil abgeben kann, wobei auch bei hohen Frequenzen Phasenrauschen vermieden wird.

Dies wird erfindungsgemäß erreicht durch einen zweiten Schwingkreis und durch 3inrichtungen, welche mit Hilfe der Spannung zur Steuerung der Frequenz des ersten Schwingkreises dem zweiten Schwingkreis eine Frequenz verleihen, die gegen die erste Frequenz um einen Wert versetzt ist, der ir Groben gleich dem Inkrement ist.

Mit der Erfindung soll also die Frequenz PN durch einen entsprechend gesteuerten ersten Schwingkreis erzeugt werden und die dessen Frequenz steuernde Steuerspannung dazu benutzt werden, der Frequenz eines zweiten Schwingkreises einen Wert zu verleihen, der gegen die erste Frequenz um einen Betrag versetzt ist, der in etwa gleich dem Inkrement S ist.

Auf diese Weise wird für den zweiten Schwingkreis eine An-

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BAD

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näherung an die Frequenz PN + S durchgeführt, -wobei die Peinsteuerung der Frequenz dieses zweiten Schwingkreises mit bekannten Phasenverriegelungsorganen durchgeführt werden kann.

Bei einer Ausfuhrungsform, der Erfindung besitzt der erste Schwingkreis drei Rückkopplungskreise, wobei die Steuerspannung des ersten Rückkopplungskreises zur numerischen Frequenzannäherung die Frequenzannäherung des zweiten Schwingkreises bewirkt, der seinerseits einen vierten und einen fünften Rückkopplungskreis besitzt, die jeweils wie der zweite bzw. der dritte Rückkopplungskreis ausgebildet sind und von denen der vierte zur Feinsteuerung der Frequenz des zweiten Schwingkreises dient und zu diesem Zweck das Inkrement S empfängt.

Eine Abwandlung besteht darin, daß der zweite Schwingkreis durch einen Rückkopplungskreis gesteuert wird, der einen digitalen "Phasen-Frequenz-Vergleicher besitzt, auf den ein Integrierkreis folgt.

Weitere Einzelheiten und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung, wobei auf die beiliegende Zeichnung Bezug genommen wird. Es zeigen:

Fig. 1 das Schaltschema einer Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Prequenzsyntheseschaltung;

Fig. 2 eine bevorzugte Ausführungsform der in Fig. 1 dargestellten Schaltung;

Fig. 3 eine Abwandlung.

Die in Fig. 1 dargestellte Frequenzsyntheseschaltung besitzt einen ersten Schwingkreis 1, dessen Ausgangsfrequenz an drei Trennorgane 3a, 3b und 3o angelegt 1st. Durch diese an sich bekannten Trennorgane werden Wechselwirkungen zwischen den einzelnen Signalen vermieden.

Das Trennorgan 3b ist mit einem ersten Frequenzteiler 5 mit einem feststehenden Verhältnis η verbunden, an welchen ein Fre-

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quenzteiler 6 mit einem durch numerische Steuerung programmierbaren -Verhältnis N angeschlossen ist.

Die Ausgangsfrequenz des Frequenzteilers 6 ist an einen ersten Phasenvergleicher 7 angelegt, der außerdem eine Eichfrequenz P erhält, nachdem diese durch einen Frequenzteiler 8 in dem Verhältnis η geteilt wurde.

Der Ausgang des Phasenvergleichers 7 steuert die Frequenz des Schwingkreises 1, beispielsweise indem er auf die Kathode einer Diode la mit veränderlicher Kapazität einwirkt. Diese Steuerung geht über einen Feldeffekttransistor 9 vor sich, der einen Unterbrecher bildet, welcher durch einen Ausgang eines Koinzidenzkreises 10 gesteuert wird.

An den Koinzidenzkreis 10 v/erden die Ausgangs signale der Frequenzteiler 6 und 8 angelegt. Ein Kondensator 13 verbindet die Drain-Elektrode des Feldeffekttransistors 9 mit Masse.

Das Trennorgan 3c ist mit einem zweiten Phasenvergleicher 11 verbunden, der zur Eichung dient und ein Spektrum von Oberwellen der Frequenz P empfängt, welches durch einen geeigneten, an sich bekannten Kreis 12 in die Form von kurzen Impulsen gebracht ist.

Der Ausgang des Phasenvergleichers 11 ist mit der anderen Elektrode (im vorliegenden Beispiel der Anode) der Diode la mit veränderlicher Kapazität verbunden.

Die Phasenvergleicher 7 und 11 können auch auf zwei getrennte Dioden mit veränderlicher Kapazität oder auf beliebige andere Organe zur Steuerung der Frequenz des Schwingkreises 1 einwirken .

Ein Verstärker 14 mit einem negativen Gegenwirkleitwert (sein Ausgangsstrom Is = -GE, wobei G sein Verstärkungsfaktor und E

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seine Eingangsspannung ist) verbindet den Ausgang des Phasen-· vergleichers 11 mit der Kathode der Diode la.

Der oben beschriebene, an sich bekannte Teil der Schaltung besitzt drei Rückkopplungskreise.

Der erste RUckkopplungskreis besteht aus den Freqzenzteilern 5 und 6 und dem Phasenvergleicher 7. Dieser· bekannte Rückkopplungskreis bewirkt eine "Phasenverriegelung". Er bewirktein schnelles Einschwingen des Schwingkreises 1 auf die gewünsct te Frequenz, ohne daß die Gefahr .besteht, daß er auf eine Oberschwingung dieser Frequenz einpendelt. Dies wird erreicht," wenn die aus dem Frequenzteiler 6 austretende Frequenz F₁ZnN gleich der aus dem Frequenzteiler 8 austretenden Frequenz P/n ist, d.h. wenn F₁ = PN.

Solange der erste RUckkopplungskreis nicht stabilisiert ist, wobei das Signal Fj/nN nicht mit den Bezugsimpulsen P/n in Phase ist, kommt es zu bestimmten Zeitpunkten zu einer Koinzidenz zwischen der negativen Spitze des Signals F₁ZnN und den Bezugsimpulsen. Der Koinzidenzkreis 10 ist so ausgebildet, daß er den Feldeffekttransistor 9 während einer bestimmten Zeit leitend schaltet, so daß das Ausgangssignal des Phasenvergleichers 7 auf die Diode la übertragen wird und der erste Rückkopplungskreis in Betrieb gehalten wird. Gleichzeitig wird der zweite Rückkopplungskreis, der die Organe ^c, 11 und 12 enthält, durch die auf der Leitung 10a übertragenen Signale gesperrt.

Sobald der erste Rückkopplungskreis stabilisiert ist, wobei die oben erwähnte Koinzidenz nicht mehr duftritt, wird er gesperrt (Feldeffekttransistor 9 in den nichtleitenden Zustand geschaltet), während der zweite RUckkopplungskreis arbeitet.

Der erste RUckkopplungskreis erzeugt ein .starkes Phasenrauschen in Niveau des Schwingkreises. Das durch die Frequenzteiler 5

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und 6 und duroh die Frequenz P/n eingeführte Rauschen wird nämlich mit dem hohen Koeffizient Nn in diesem .Kreis multipliziert. Der zweite RUckkopplungskreis dagegen kann mit sehr hohen Frequenzen arbeiten, ohne ein erhebliches Phasenrauschen zu erzeugen. Der Vorteil der Schaltung liegt darin, daß gerade dieser RUckkopplungskreis nach der Stabilisierung in Betrieb ist.

Bei dem Phasenverglicher 11, der allgemein ein symmetrischer Demodulator ist, drückt sich jedes Amplitudengeräusch in einer Restspannung im Gleichgswicht des Rückkopplungskreises aus, was eine Phasenverschiebung zwischen F₁ und PN erfordert, damit dieses Oleichtewicht hergestellt wird. Um dieses Restrauschen zu vermeiden, ist zweckmäßigerweise ein dritter RUckkopplungskreis (Verstärker 1-4) vorgesehen.

Dieser dritte Rückkopplungskreis behindert den Betrieb des ersten RUckkopplungskreises nicht (zu diesem Zweck wird der Ausgangsstrom des Verstärkers 14 entsprechend begrenzt). Während der zweite RUckkopplungskreis in Betrieb ist, bewirkt dieser dritte RUckkopplungskreis dagegen ein automatisches Nachstellen des Phasenvergleichers 11 auf etwa einen Wert Null seiner Ausgangsspannung, wodurch das Restrauschen praktisch aufgehoben wird.

Während des Betriebs des zweiten RUckkopplungskreises, wobei der Feldeffekttransistor 9 blockiert ist, hält der Kondensator 13 das Potential gespeichert, das er während des Betriebs des ersten RUckkopplungskreises angenommen hat. Gleichzeitig legt der Verstärker 14 an den Kondensator 13 je nachdem, ob die Ausgangsspannung des Phasenvergleichers 11 negativ oder positiv ist, einen positiven oder negativen Strom an.

Infolgedessen wird die in dem Kondensator 13 gespeicherte Spannung auf den Wert zurückgebracht, durch den die Wirkung der Ausgangsspannung des Phasenvergleichers 11 auf die Diode

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la mit veränderlicher Kapazität aufgehoben wird.

Im Folgenden sei der erfindungsgemäße Teil der in Fig.·1 dargestellten Schaltung beschrieben,wobei von der durch den Schwingkreis 1 erzeugten und am Ausgang des Trennorgans J>a. erhaltenen Frequenz PN ausgegangen wird.

Dieser Teil der Schaltung dient zur Erzeugung einer Frequenz F, . die zusätzlich zu der in Schritten P von hohem Wert veränderlichen Frequenz PN ein Frequenzinkrement Fo + S. mit einem veränderlichen Teil £ und ggf. einem festen Teil Fo besitzt.

Die einfachste bekannte Lösung dieser Aufgabe besteht darin, daß man die Frequenzen NP und Fo + β an einen Modulator anlegt und die subtraktive Überlagerung abnimmt.

Es ist nämlich bekannt, Fo + S mit Hilfe einer klassischen

iterativen Frequenzsynthesekette (chafne iterative de synthese

de frequence) und NP mit einem einfachen Phasenverriegelungskreis zu 'erzeugen.

Diese einfache Lösung besitzt jedoch große Nachteile. Damit der Modulator unter günstigen Bedingungen arbeitet, müssen die beiden Trägerfrequenzen, die den großen Änderungen bzw. den kleinen Inkrementen entsprechen, mindestens dreimal so hoch wie die ' Ausgangsfrequenz Fp sein, so daß die Trägerfrequenzen sehr hoch werden, wenn eine hohe Frequenz Fp gewünscht wird. Die Ausführung der programmierten Zähl- und Teilorgane des Phasenverriegelungskreises wird dabei sehr erschwert, da das Verhältnis N sehr hoch sein muß und das' Phasenrauschen am Ausgang dieses Kreises,das mit dem Verhältnis N multipliziert wird, einen beträchtlichen Wert annimmt.

Eine bessere bekannte Lösung besteht darin, daß in einen bekannten Phasenverriegelungskreis zwischen den Schwingkreis und das programmierte Zähl- und Teilorgan ein subtraktiver Mischer

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eingesetzt wird, der einerseits die Ausgangsfrequenz NP des Schwingkreises und andererseits das Inkrement der Frequenz Fo + £ erhält.

Aus diesem subtraktiven Mischer wird die Frequenz NP herausgeführt, die nach Teilung durch N in dem Phasenvergleicher des Kreises zur Einstellung des Schwingkreises auf die gewünschte Frequenz NP + Fo +£ mit einer Eichfrequenz P verglichen wird.

Wenn der Phasenvergleicher jedoch nicht einwandfrei ist, kanner an den Schwingkreis ein Störfrequenzspektrum der Form kP anlegen (k ist eine ganze Zahl).

Die gewünschte Frequenz des Schwingkreises hat die Form (N + N')P +£, da für Fo im allgemeinen ein Vielfaches von P gewählt wird, so daß die Ausgangsfrequenz bei ε = 0 abgerundet ist; (N + N')P fällt hierbei mit einer der Linien des Spektrums kP zusammen, so daß der Schwingkreis auf diese Linie einschwingt die von der gewünschten Frequenz um £ entfernt ist. In Wirklichkeit ist diese Erscheinung komplexer, und aus Gründen der Symmetrie bestehen zwei Störlinien, die von der gewünschten Frequenz um +£entfernt sind und diese umrahmen. Die Störlinien, die praktisch nicht beseitigt werden können., sind umso stärker, je kleiner £ ist. (Bekanntlich erzeugt ein frequenzmodulierter Schwingkreis mit einer Modulationsfrequenz £ ein Phasenrauschen das einer Phasenverschiebung entspricht, die gegen Unendlich geht, wenn £. gegen Null geht).

Mit der Erfindung werden diese Nachteile der bekannten Schal- ' tungen beseitigt.

Durch Verwendung eines dreifachen Rückkopplungskreises ist am Ausgang des Trennorgans 2 eine Frequenz PN verfügbar, die durch kein bemerkenswertes Phasenrauschen beeinträchtigt ist.

Erfindungsgemäß wird ein zweiter Schwingkreis 2 durch den oben

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beschriebenen Teil der Schaltung mit einer Frequenz von nahe NP + Fo 4- £. betrieben, indem während der Frequenzannäherungsphase die von dem ersten Rückkopplungskreis dem ersten Schwingkreis gelieferte Steuerspannung benutzt wird.

Hierzu wird die aus dem Phasenvergleicher 7 austretende Spannung über einen Feldeffekttransistor 15 an eine Elektrode einer Diode 2a mit veränderlicher Kapazität angelegt, die in- dem Schwingkreis 2 vorgesehen ist. Dieser Feldeffekttransistor 15 wird während der Inbetriebnahme des ersten Rückkopplungskreises durch das aus dem Koinzidenzkreis 10 austretende und durch ein Oder-Gatter ΐβ übertragene Signal geöffnet. Ein Kondensator speichert die hierbei durch den Phasenvergleicher 7 gelieferte Spannung.

Die Schaltung des Schwingkreises ist so berechnet, daß diese Spannung, die an die Diode 2a angelegt wird,eine Schwingfrequenz von nahe NP + Fo +B festlegt. Sie besitzt zu diesem Zweck ein Einstellorgan (nicht dargestellt), das die Änderung des Inkrements £ gestattet.

Diese analoge Annäherung an die Frequenz ist natürlich nicht genau genug.

Deshalb wird in einem Mischer 18 eine subtraktive Mischung der durch ein Trennorgan 19 übertragenen Ausgangsfrequenz des Schwin kreises 2 und der durch das Trennorgan 3a übertragenen Ausgangsfrequenz des Schwingkreises 1 vorgenommen.

Die sich ergebende Überlagerung Fo + 6- + Λ wird nach Filterung in einem Tiefpassfilter 20 an einen dritten Phasenvergleicher 21 angelegt, in dem sie mit einer Frequenz Fo + £. verglichen wird, die von einer bekannten iterativen Synthesekette geliefert wird. Das zur Phasenverschiebung A. proportionale, aus dem Phasenvergleicher 21 austretende Signal wird an die andere Elektrode der Diode 2a angelegt, wodurch ein vierter Rück-

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kopplungskreis der Schaltung gebildet wird, der zur Aufhabung ' von /S. dient. Dieser vierte Kreis bleibt auch dann in Betrieb, wenn der erste RUckkopplungskreis gesperrt ist," da er sich nach der gleichzeitigen Frequenzannäherung der beiden Schwingkreise stabilisiert.

Die genaue Frequenz NP + Fo +S erhält man somit am Ausgang des Trennorgans 22.

Da das Frequenzinkrement Fo + 6- wesentlich kleiner als NP ist, stellt die Filtrierung der aus dem Mischer 18 austretenden Überlagerung keine Schwierigkeit dar.

Ist die Frequenzannäherung beendet, so ist der zweite und der vierte Rückkoppelungskreis in Betrieb, wobei der erste gesperrt ist.

Es empfiehlt sich, das Restrauschen des vierten Rückkopplungskreises wie bei dem zweiten Rückkopplungkreis mit Hilfe eines Verstärkers 23 mit negativem Gegenwirkleitwert zu beseitigen, der zu der Diode 2a mit veränderlicher Kapazität parallel geschaltet ist. Der Verstärker 25 arbeitet auf dieselbe V/eise wie der Verstärker 14 und bildet einen fünften RUckkopplungskreis.

Wenn der vierte Rückkopplungskreis infolge einer kurzen Stromunterbrechung oder einer Störspannung nicht mehr korrekt arbeitet, muß die Frequenzannäherung wiederholt werden, d.h. muß der erste Rückkopplungskreis wieder in Betrieb genommen und die Frequenzannäherung des Schwingkreises 2 wiederholt werden.

Zu diesem Zweck blockiert ein Kreis 24 den Phasenvergleicher 11, während er die Feldeffekttransistoren 9 und 15 über das Oder-Gatter 16 öffnet. Dieser Kreis 24 kann aus einem einfachen Frequenzvergleicher oder einem beliebigen anderen Organ bestehen das eine überlagerung feststellen kann.

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-Ein an den Ausgang des Oder-Gatters 16 angeschlossenes Anzeigeorgan 25 zeigt an, ob die Schaltung ihre stabile Betriebsphase erreicht hat.

Um ein Zahlenbeispiel zu geben: Zur Erzeugung einer Frequenz ρ von 1O8 bis 118 MHz nimmt man beispielsweise Fo .= 20 MHz und £ variabel durch Inkremente von 0 bis 1 MHz, so daß F₁ zwischen 88 und 97 MHz variieren muß. Wenn η = 10, muß der Frequenzteiler 6 ein programmierbares Verhältnis zwischen den Werten 88 bis 97 haben und die den Schritt bestimmende Eichfrequenz P ist 1 MHz.

Allgemein gesagt, kann dann das durch den vierten Rückkopplungskreis bestimmte veränderliche Inkrement £ je nach dem vorgesehenen Verwendungszweck so variieren, daß eine leichte positive oder negative Frequenzversetzung von beispielsweise + 50 KHz erzeugt wird (Anwendung der Schaltung auf eine Fernsehsyntheseschaltung) oder daß ein bestimmter Bereich vollständig erfaßt wird (Anwendung auf eine Syntheseschaltung für allgemeine Zwecke).

Einer Schaltung, die den ersten Schwingkreis und die drei ersten RUckkopplungskreise enthält, können mehrere Schwingkreise 2 mit jeweils einem vierten und einem fünften Rückkopplungskreis beigegeben werden. Die Frequenzannäherung jedes dieser Schwingkreise 2 wird hierbei durch den Phasenvergleicher 7 auf die oben beschriebene V/eise, jedoch bei verschiedenen Werten PN + F¹O +£.', PN + F"o + €." usw. vorgenommen, die durch .■ eine entsprechende Berechnung ihrer Kreise bestimmt werden.

Diese Lösung eignet sich insbesondere für eine Einseitenband-Syntheseschaltung, die Frequenzpaare erzeugen soll.

Für manchen Verwendungszweck kann die Schaltung auch durch Weglassen einiger RUckkopplungskreise vereinfacht werden. Beispiel^ weise kann der zweite und der vierte Kreis, die die Feinein-

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stellung der Frequenz der Schwingkreise bewirken, oder der dritte und der fünfte Kreis, die die Restspannungen reduzieren, wegfallen. Der Sicherheitskreis 2h kann ebenfalls weggelassen werden. Jedoch nur die Schaltung mit allen fünf RUckkopplungskreisen sichert in allen Fällen ein vollkommen befriedigendes Ergebnis. .

Anstatt Fp größer als F, zu wählen, wie das bei dem vorstehend beschriebenen Beispiel der Fall ist, kann F_? auch kleiner als F, sein.

Um zu erreichen, daß die in Fig. 1 dargestellte Schaltung arbeiten kann, muß die analoge Frequenzannäherung zu einer Differenz der Frequenz der beiden Schwingkreise führen, die dem Inkrement ausreichend nahe kommt, damit die Steuerxmg durch den Phasenverriegelungskreis möglich ist. Dies erfordert, daß diese Frequenzdifferenz kleiner als das Aufnahmeband des zweiten Schwingkreises ist. Diese Bedingung bringt in manchen Anwendungsbereichen Schwierigkeiten in der Herstellung der Schwingkreise und ihrer analogen Frequenzsteuerung mit sich.

Bei der in Fig. 2 dargestellten Schaltung werden diese Schwierigkeiten durch einen zusätzlichen Phasenverriegelungskreis beseitigt, der eine zusätzliche Frequenzannäherung des zweiten Schwingkreises durchführt. Dieser Rückkopplungskreis besteht aus einem Phasenvergleicher, der nach Teilung ihrer Frequenz einerseits das Inkrement und andererseits die sich aus der ersten Frequenzannäherung ergebende Differenz der Frequenzen der beiden Schwingkreise empfängt und dessen Ausgang die Frequenz des zweiten Schwingkreises steuert.

In Fig. 2 ist eine gewisse Anzahl von Bauelementen der Fig. dargestellt, deren Bezugszahlen jedoch jeweils um JO erhöht wurden.

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Der erste Schwingkreis J>\ zur Erzeugung der Frequenz F, = PN gehört zu einem ersten Phasenverriegelungskreis, der einen feststehenden Frequenzteiler 35, der durch η teilt und dem ein programmierbarer Frequenzteiler 36 mit dem Verhältnis N folgt, und einen Phasenvergleicher 37 enthält, der die Frequenzannäherung des Schwingkreises 31 über einen dabei leitenden Feldeffekttransistor 39 steuert und zu diesem Zweck eine Eichfrequenz P/n erhält. Der Schwingkreis 31 schwingt hierdurch schnell auf F₁ = PN ein.

Ein zweiter Rückkopplungskreis zur Steuerung der Frequenzl des Scheingkreises 31 besitzt einen zweiten, eine Eichung durchführenden Phasenvergleicher 41, dem ein Spektrum von Oberschwingungen der Frequenz P zugeführt wird.

Ein dritter Rückkopplungskreis zur Steuerung der Frequenz des Schwingkreises 31 enthält einen Verstärker 44 mit negativem Gegenwirkleitwert und einen Kondensator 43.

Während der Frequenzannäherung ist das Signal F,/nN nicht mit den Bezugsimpulsen P/n in Phase, so daß es zu gewissen Zeitpunkten zu einer Koinzidenz zwischen der negativen Spitze dieses Signals und den Impulsen kommt. Hierbei arbeitet der Koinzidenzkreis 40 und überführt den Feldeffekttransistor 39 ' in seinen leitenden Zustand, so daß der erste Rückkopplungskreis in Betrieb tritt, während er den zweiten Rückkopplungskreis über 4oa sperrt.

Sobald der erste RUckkopplungskreis stabilisiert ist oder, genauer gesagt, nach einer Zeit, die durch einen in der Koinzidenzschaltung 4o vorgesehenen monostabilen Kippkreis bestimmt wird und auf einen solchen Wert festgelegt ist, daß die Stabilisierung in allen Fällen stattfindet, hört die Koinzidenz auf und der Feldeffekttransistor 39 wird gesperrt, so daß der erste Rückkopplungskreis abgeschaltet ist, während der zweite und der dritte RUckkopplungskreis in Betrieb sind.

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Ein zweiter Schwingkreis 32 dient der Zufügung des Inkrements. Eine analoge Prequenzannäherung des Schwingkreises 32 wird durch die bei 32a durch den ersten Rückkopplungskreis des Schwingkreises 31 gelieferte Steuerspannung bestimmt.

Die resultierende Frequenz NP + Fo + £ + Λ wird in einem subtraktiven Mischer 48 mit der Frequenz NP des Schwingkreises 31 gemischt und die Überlagerung Fo +£.+Λ wird nach Filterung in einem Tiefpassfilter 50 an einen Phasenvergleicher 51 ange-' legt,- in dem sie mit einer Frequenz Fo + £. verglichen wird, die von einer bekannten iterativen Synthesekette geliefert wird. Die zur Frequenzabweichung proportionale Überlagerung (oder die zur Phase proportionale Spannung), die aus dem Phasenvergleicher 51 austritt, wird bei 32 b an ein Frequenzsteuerorgan des Schwingkreises 32 angelegt, wodurch ein vierter Rückkopplungskreis zur Steuerung dessen Frequenz gebildet wird. Ein fünfter Rückkopplungskreis besteht wie in Fig. 1 aus einem Verstärker 53 mit negativem Gegenwirkleitwert und einem Konsensator 47,

Um zu vermeiden, daß 'die analoge Frequenzannäherung in manchen Fällen(angesichts des Auffangbandes dieses Schwingkreises) nicht das Einschwingen des Schwingkreises 32 gestattet, werden die an den beiden Eingängen des Phasenvergleichers 51 auftretenden Frequenzen durch einen feststehenden Koeffizienten ρ (Frequenzteiler 54 und 55) geteilt und die resultierenden Frequenzen l/p(Po + £) und l/p(Fo +ε + Δ ) werden in einem Phasenvergleicher 56 verglichen. Der zuA/p proportionale Ausgang des Phasenvergleichers 56 liefert eine zusätzliche Fre- ·" quenzannäherung des Schwingkreises 32. Er wird über einen Feldeffekttransistor 58 bei 32c angelegt. Dieser wird durch einen Koinzidenzkreis 57 gesteuert, der seinerseits durch die aus den Frequenzteilern 54 und 55 austretenden Signale gesteuert wird. Wenn die Abweichung^ relativ gering ist, bleibt der vierte .Rückkopplungskreis 32-48-50-51-32b in Betrieb und stabilisiert sich. Er übernimmt somit zusammen mit dem fünften Integral-

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RUckkopplungskreis 53-47 die Peinsteuerung der Frequenz des Schwingkreises 32. Der Kreis zur zusätzlichen Frequenzannäherung ist in diesem Fall nicht in Betrieb, da zwischen den aus den Frequenzteilern 54 und 55 austretenden Signalen keine Koinzidenz auftritt und der Feldeffekttransistor 58 deshalb gesperrt bleibt.

Wenn dagegen die Abweichung Δ zu groß ist, als der vierte RUckkopplungskreis 32b direkt die Feinsteuerung des Schwingkreises 32 übernehmen könnte, iwas beispielsweise bei einem zu großen inkrement oder bei einem Wechsel des Kodes auf«dem programmierten Frequenzteiler J>6 der Fall ist), öffnet der Koinzidenzkreis 57 für eine durch einen monostabilen Kippkreis bestimmte Zeit den Feldeffekttransistor 58, wodurch der Kreis zur zusätzlichen Frequenzannäherung in Betrieb gesetzt wird. Dieser ar-beitet mit einer Abweichung A /p und gestattet somit das Einschwingen des Schwingkreises 32, worauf der Kreis zur zusätzlichen Frequenzannäherung gesperrt wird (58 ist gesperrt) und der vierte und der fünfte Rückkopplungskreis wie im Fall von Fig. 1 in Betrieb treten. Diese Schaltung gestattet also die Herstellung größerer Inkremente Fo +£ als die in Fig. 1 dargestellte Schaltung. Die Ausgangsfrequenz der Schaltung wird bei 52 entnommen.

Bei der in Fig. 3 dargestellten, vereinfachten Schaltung sind die drei Rückkopplungskreise zur Steuerung des Schwingkreises 31 genauso wie in Fig. 2 ausgebildet. Alle in dem strichpunktier ten Rechteck in Fig. 2 enthaltenen Bauelemente sind in Fig. 3 mit einem in gleicher V/eise zum Teil gezeichneten Rechteck 59 schematisch angedeutet. Die analoge Frequenzannäherung des Schwingkreises 32 geht auf dieselbe Weise wie bei der Schaltung gemäß Fig. 2 vor sich (Steuerung 32a). Die RUckkopplungskreise 32b und 32c gemäß Fig. 2 sind jedoch durch einen einzigen Rückkopplungskreis ersetzt, der den subtraktiven Mischer 48, das Tiefpassfilter 50, zwei feste (fakultative) Frequenzteiler 60 und 62, einen digitalen "Phasen-Frequenz"-Vergleicher 6l und

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einen Integrierkreis enthält, der aus einem Widerstand 63 und einem Operationsverstärker 64 besteht, an dessen Anschlüssen eine geeignete Impedan2 65 (RC) vorgesehen ist. Der Kreis 32a ' zur zusätzlichen Frequenzannäherung ist beibehalten. Der "Phasen-Frequenz"-Kreis führt zu einem Eingang 32 d zur. Frequenzsteuerung des Schwingkreises 32. Die Impedanz 65 ist so ausgeführt, daß ein Rückkopplungskreis zweiter und dritter Ordnung (gleichzeitig proportional und integral) geschaffen wird.

Bekanntlich liefert der digitale "Phasen-Frequenz"-Vergleicher an seinem Ausgang eine Sägezahnspannung mit Zähnen, die je nach dem Vorzeichen der Differenz der beiden an seine Anschlüsse angelegten Frequenzen (A/p, wobei ρ das Verhältnis der Teiler 60 unf 62 ist) positiv oder negativ sind. Durch Integrieren dieser Sägezahnspannung durch den Kreis 64-65 erhält man somit eine positive oder negative Gleichspannung, die zu/\/p proportional ist und Λ /ρ durch Steuerung des Schwingkreises 32 aufheben kann. Wenn die AbweichungA/p auf eine einfache Phasenverschiebung reduziert ist, liefert der "Phasen-Frequenz"-Vergledcher 61 direkt eine zu dieser Phasenverschiebung proportionale Gleichspannung, deren Vorzeichen von der Richtung der Phasenverschiebung abhängt. Diese Spannung, die ohne Veränderung durch den Kreis 64-65 übertragen wird, steuert die Frequenz des Schwingkreises 32 bis zur Aufhebung der Phasenverschiebung. Auf diese Weise wird das Inkrement auf besonders einfache und wirksame Weise in die Schaltung eingeführt. Die Schaltung arbeitet auch bei sehr hohen Werten dieses Inkrements (höher als die Auffangbandbreite des Schwingkreises) korrekt. Wenn das Inkrement relativ gering ist, werden die Teiler 60 und 62 weggelassen.

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Claims (9)

Dipl.-Ing. Heinz lesser, Patentanwalt D —8 München 81, Cosimastrafce 81 · Telefon: (0811) 483820 - 17 Patentansprüche

1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung elektrischer Signale

mit einer veränderlichen, aus einem ganzzahligen Vielfachen eines Frequenzschrittes und einem Inkrement bestehenden Frequenz, die einen ersten Schwingkreis aufweist, der so gesteuert ist, daß er dieses ganzzahlige Vielfache erzeugt, gekennzeichnet durch einen' zweiten Schwingkreis (2,j52) und durch Einrichtungen, welche mit Hilfe der Spannung zur Steuerung der Frequenz des ersten Schwingkreises (1, 31) dem zweiten Schwingkreis eine Frequenz verleihen, die gegen die erste Frequenz um einen Wert versetzt ist, der im Groben gleich dem Inkrement ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen ersten RUckkopplungskreis (5/6*7) zur Phasenverriegelung, der einen programmierbaren Frequenzteiler aufweist, durch einen zweiten Rückkopplungskreis (4,11,12) zur Phasenverriegelung, der einen Phasenvergleicher (11) aufweist, an den einerseits die Ausgangsfrequenz des ersten Schwingkreises (1) und andererseits der Frequenzschritt und seine Oberschwingungen angelegt sind, durch eine Einruchtung zur Blockierung des zweiten RUckkopplungskreises, während der erste eine numerische Annäherung der Frequenz des ersten Schwingkreises durchführt, und zur Blockierung des ersten Rückkopplungskreises nach Beendigung dieser Annäherung, wobei der zweite in Betrieb bleibt, und durch einen vierten Rückkopplungskreis (18,20,21) zur Phasenverriegelung mit einem Phasenvergleicher (21), an den •einerseits das Inkrement und andererseits die Differenz . der Ausgangsfrequenzen der beiden Schwingkreise (1,2).angelegt ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch einen dritten, gleichzeitig mit dem zweiten

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RUckkopplungskreis (4,11,12) arbeitenden RUckkopplungskreis (14,13), der den Phasenvergleicher (1.1) des zweiten Rückkopplungskreises benutzt und ferner einen die Ausgangsspannung dieses Phasenvergleichers verstärkenden Verstärker (14) aufweist, der die Aufgabe hat, diese Ausgangsspannung auf den Wert Null festzustellen, und durch einen gleichzeitig mit dem vierten RUckkopplungskreis · (18,20,21)-arbeitenden fünften RUckkopplungskreis (23., 17)/ oder den Phasenvergleicher (21) des vierten Rückkopplungskreises benutzt und ferner einen Verstärker (23) für die Ausgangsspannung dieses Phasenvergleichers besitzt, der so beschaffen ist, daß er diese Ausgangsspannung auf den Wert Null feststellt.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3» dadurch gekennzeichnet, daß diese Einrichtungen einen als Unterbrecher geschalteten, den Ausgang des Phasenvergleichers (7) des ersten Rückkopplungskreises (5*6*7) mit einem Organ zur Steuerung der Frequenz des ersten Schwingkreises (X) verbindenden Peldeffekttransistor (9) und einen zwischen diesem und dem Organ zur Steuerung der Frequenz des ersten Schwingkreises vorgesehenen Kondensator (13) aufweisen, der die,Ausgangsspannung dieses Phasenvergleichers speichert.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3> gekennzeichnet durch Einrichtungen zum Feststellen des Auftretens einer Überlagerung an den Anschlüssen des Phasenvergleichers (21) des vierten Rückkopplungskreises (l8, 20, 21) und zum Inbetriebsetzen des ersten Rückkopplungskreises (5*6,7)* wenn eine derartige Überlagerung nicht auftritt.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3* gekennzeichnet durch mindestens einen zusätzlichen Schwingkreis, der genauso wie der zweite Schwingkreis (2)

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geschaltet ist, jedoch auf eine Frequenz eingesteuert ist, die denselben Frequenzschritt und ein anderes Inkrement besitzt.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch, 1 mit einem zur Steuerung der Frequenz des zweiten Schwingkreises'dienenden Rückkopplungskreis, der einen Phasenvergleicher aufweist, an den einerseits, das Inkrement und andererseits die Abweichung zwischen den Ausgangsfrequenzen der beiden Schwingkreise angelegt ist, dadurch gekenn ζ eich net, daß dieser Rückkopplungskreis ein Teilorgan (54,55) besitzt, welches dieses Inkrement und diese Abweichung durch einen feststehenden Koeffizienten teilt, so daß ihre Differenz auf einen solchen Wert reduziert wird, daß der ■ zweite Schwingkreis (32) in Tritt fallen kann.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7* dadurch gekennzeichnet, daß dieser RUckkopplungskreis einen digitalen "Phasen-Frequenz"-Vergleicher (6l) aufweist, auf den ein Integrierkreis folgt.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch f, dadurch gekennze lehne t, daß dieser Rückkopplungskreis einen Phasenvergleicher aufweist, an den.zwei Teiler angelegt sind, die die Frequenz des Inkrements bzw. der Abweichung teilen, und bei Intrittfallen des zweiten Schwingkreises außer Betrieb treten, wobei ein anderer RUckkopplungskreis ohne Frequenzteilung in Tätigkeit tritt.

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