DE2810075C2

DE2810075C2 - Schaltmatrix in Form einer monolithischen Halbleitervorrichtung

Info

Publication number: DE2810075C2
Application number: DE2810075A
Authority: DE
Inventors: Masamichi Tokozozawa Saitama Mori
Original assignee: Nippon Telegraph & Telephone Public Corp Tokyo; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1977-03-08
Filing date: 1978-03-08
Publication date: 1982-11-11
Also published as: US4246594A; JPS596514B2; JPS53111285A; DE2810075A1; CA1101564A

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltmatrix nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Untersuchungen an einem Video- bzw. Fernseh- »chaltsystem für den Austausch einer großen Zahl von elektrischen Signalinformationen haben gezeigt, daß es nötig ist, Analogvideosignale oder Hochgeschwindigkeit-Digitalsignale mit 100 Mb/s (Megabits/Sekunde) auszutauschen. Hierfür sind Schaltmatrizert nötig, die Signale mit einem weiten Frequenzband in der Größenordnung von 100 MHz auszutauschen Vermögen; dieses Erfordernis hat eine dringende Notwendigkeit für die Entwicklung neuer Signalschalter ausgelöst Üblicherweise werden Signalschalter mit Schaltelementen des pnpn-Typs bei einer Schaltmatrix für Privatbzw. Haus-Nebenstellenanschluß oder einen Niedriggeschwindigkeit-Digitalsignalaustausch oder -anschluß für elektronische Rechner verwendet Für die Schaltmatrix wurde dabei bisher hauptsächlich dielektrische oder Luftspalt-Isolation angewandt, während die Anwendung der pn-Sperrschicht-Isolation bei als monolithische Halbleitervorrichtungen ausgebildeten Schaltmatrizen kaum festgestellt werden kann. Es ist schwierig, eine solche elektronische Schaltmatrix für eine hohe Durchbruchspannung, d h. einen hohen Höchstspannungspegel des zu verarbeitenden Signals, auszulegen. Wenn jedoch eine solche Matrix in einem Signalschalter verwendet wird, etwa bei einem Videoschaltsystem, das im Gegensatz zu einem Fernsprechschaltsystem keine so hohe Durchbruchspannung erfordert, ergeoen sich im praktischen Gebrauch keine Schwierigkeiten. Es hat sich allerdings herausgestellt daß eine übliche Schaltmatrix in Form einer monolithischen Halbleitervorrichtung mit pn-Sperrschicht-Isolation mit einem hohen Grad an Signalnebensprechen behaftet ist das bei höherer Frequenz noch stärker wird. Aus diesem Grund ist die bisherige Schaltmatrix für die Verarbeitung oder Handhabung eines Signals mit einer Frequenz in der Größenordnung von einigen MHz oder mehr praktisch ungünstig.

Bei einer bekannten Schaltmatrix (vgl. DE-OS 24 30 416) der eingangs genannten Art soll das Übersprechen durch ineinander geschachtelte Isolationswannen und Übergang zu vertikalen pnpn-Schaltelementen gelöst werden. Mit einer solchen Schaltmatrix kann aber das Nebensprechen trotz eines relativ komplizierten Aufbaus nicht immer im gewünschten Ausmaß verringert werden, wie dies weiter unten auch anhand von F i g. 2 noch näher erläutert werden wird. Weiterhin ist es auch bereits bekannt (vgl. US-PS 34 23 650), bei einer monolithischen Ilalbleiter-Mikroschaltung ein aus zwei Schichten unterschiedlicher Leitfähigkeit bestehendes Substrat zu verwenden, wobei aber keine besonderen Trennbereiche bzw. hochohmige Trennschichten vorgesehen werden.

Eine Halbleitervorrichtung, bei welcher ein n⁺-Bereich das pnpn-Schaltelement umschließt, wird von A. R. Hartman and P. W. Shachle im Artikel »A Junction Technology for Integrating Silicon Controlled Rectifiers in Crosspoini Circuits«, IEDM 1976, S. 55, beschrieben.

Aufgabe der Erfindung ist es damit eine Schaltmatrix in Form einer monolithischen Halbleitervorrichtung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 so weiterzubildtn, daß das Signalneben- oder -übersprechen merklich verringert und der Stromverstärkungsfaktor parasitärer Transistoren stark herabgesetzt ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Patentansprüchen 2 und 3 angegeben.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen und der Zeichnung näher erläutert Es zeigen

F i g, 1 eine schematische Aufsicht auf einen Teil einer Schaltmatrix in Form einer monolithischen Halbleitervorrichtung,

F i g. 2 einen Schnitt durch einen Teil einer bisherigen Schaltmatrix unter Verwendung von lateralen Dioden-

thyristoren als Schaltelemente,

F j g. 3a und 3b eine Schnittansicht bzw. eine Aufsicht auf einen Teil einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltmatrix unter Verwendung von lateralen Diodenthyristoren als Schaltelemente,

F i g. 4 ein Äquivalentschaltbild für die Diodenthyristorkonstruktion gemäß F i g. 2 und 3a,

Fig.5 ein Äquivalentschaltbild für eine bisherige Schaltmatrix nach F i g. 2,

Fig.6 ein Äquivalentschaltbild für die erfindungsgemäße Schaltmatrix nach F i g. 3a,

F i g. 7 ein Äquivalentschaltbild als Reduzierung der Schaltung nach F i g. 5,

F i g. 8 ein Äquivalemschaltbild als Reduzierung der Schaltung nach F i g. 6,

F i g. 9 ein Modell einer bisherigen Schaltmatrix zur Berechnung bzw. Bestimmung der Größe des Signalnebensprechens,

Fig. 10 und 11 Modelle von Schaltmatrizen unterschiedlichen Aufbaus zur Unterdrückung des Signalnebensprechens für die Berechnung bzw. Bestimmung der Größe des Signalnebensprechens unter denselben Bedingungen wie beim Modell gemäß F i g. 9,

F i g. 12 ein Modell der erfindungsgemäßen Schaltmatrix zur Berechnung bzw. Bestimmung der Größe des Signalnebensprechens unter denselben Bedingungen wie bei den Modellen nach den F i g. 9 bis 11.

Fig. 13a und 13b eine Schnittansicht und eine Aufsicht einer abgewandelten Ausführungsferm einer Schaltmatrix unter Verwendung von lateralen Diodenthyristoren als Schaltelemente,

Fig. 14 eine Teilschnittdarstellung zur Erläuterung der Durchbruchspannung eines bei den Schaltmatrizen verwendeten lateralen pnpn-Schaltelements,

Fig. 15abis 15gTeilschnittansichten zur Veranschaulichung einer Reihe von Fertigungsschritten bei der Herstellung einer Schaltmatrix unter Verwendung von lateralen Diodenthyristoren als Schaltelemente und

Fig. 16 einen Teilschnitt durch eine Schaltmatrix unter Venv.ndung von Triacs oder bidirektionalen Thyristoren als laterale pnpn-Schaltelemente.

In F i g. 1 ist ein Teil einer Schaltmatrix dargestellt, die als monolithischer integrierter Schaltkreis (IC) ausgebildet ist Schaltelemente S,j (i=\-Z, 7= 1—3) sind in F i g. 1 jeweils in Form eines Triodenthyristors dargestellt. Die Anoden A₁ und Gate-EleKtroden Gi dieser Schaltelemente S,j sind an Zeilenleitungen der Matrix angeschlossen, während ihre Kathoden C₁ mit Spaltenleitungen der Matrix verbunden «:nd. Die Matrixanordnung der Schaltelemente J₁₁ kann von an sich bekannter Bauart sein.

Bei der Einordnung nach Fig. 1 tritt ein besonders störendes Signalnebensprechen, das durch das Substrat hindurch erfolgt, speziell zwischen benachbarten Schaltelementen auf, die nicht in derselben Zeile und Spalte angeordnet sind. Das betreffende Signalnebensprechen ist also dasjenige, das z. B. zwischen den Schaltelementen S73 und Sn gemäß F i g. 1 auftritt. In den Figuren sind einander entsprechende oder ähnliche Teile mit jeweils gleichen Bezugsziffern bezeichnet. Weiterhin beziehen sich die Begriffe »oben«, »rechts« usw. auf die Darstellung gemäß der Zeichnung.

Vor der Erläuterung des Signalnebensprechens ist zunächst der Aufbau einer bisherigen Schaltmatrix und einer Schaltmatrix gemäß der Erfindung beschrieben. Fig,2 veranschaulicht im Schnitt den Aufbau einer bisherigen Schaltmatrix (vgl. auch DE-OS 24 30 416), die mit pn-Sperrschicht-Isolation ausgeführt ist und ein Substrat 10 in Form einer p-Schicht mit niedriger Fremdatomkonzentration aufweist Vergrabene Diffusionsschichten 12| und 12₂, jeweils in Form einer n+-Schichtmit hoher Fremdatomkonzentration, sind an den vorgegebenen Stellen des Substrats 10, an denen die Schaltelemente S\3 und Sn vorhanden sein sollen, eindiffundiert Weiterhin sind an den Stellen, an denen die Schichten 12i und 12₂ ausgebildet sind, n-Schichten 14 mit niedriger Fremdatomkonzentration durch epitaxiales Aufwachsen auf der Oberfläche des Substrats 10 gezüchtet Ein Isolierbereich 16 als p+-Schicht mit hoher Fremdatomkonzentration ist in den Teil der Schicht 14 eindiffundiert, an dessen Unterseite die Schichten 12| und 12₂ nicht ausgebildet sind. Bei der dargestellten Konstruktion reicht der Isolierbereich 16 bis zur Oberfläche des Substrats 10. Durch den Isolierbereich 16 wird die n-Schichi 14 in zwei η-Bereiche 14i und 142 unterteilt, an deren Unterseiten die Schichten 12] bzw. 12₂ ausgebildet sind. Die η-Bereiche 14i und ^dienen als Ar.-den-Gate-EIektroden der Schaltelemente Sn und S₁₃. In c;e Oberflächenbereiche der η-Bereiche 14i und 142 sind, wie dargestellt getrennt zwei p-Bereiche ISt und 2O₁ bzw. 18₂ und 2O₂ eindiffundiert Weiterhin sind in die Bereiche 2Oi bzw. 2O₂ n⁺ Bereiche 22i und 22₂ mit hoher Fremdatomkonzentration eindiffundiert Die Bereiche I81 und I82 dienen als Anodenelektroden der Schaltelemente Sn und S13. Die Bereiche 22) und 22₂ dienen als Kathodenelektroden derselben Schaltelemente. Signalquellen e_si3 und e_sn sind zwischen die Anoden I81 bzw. 18₂ und eine Masseleitung GND geschaltet Ebenso sind Lastwiderstände R_L\z und R_Ln zwischen die Kathoden 22i bzw. 22₂ und die Masseleitung geschaltet

Bei der vorstehend beschriebenen Konstruktion wirken die Bereiche 14, 18, 20 und 22 unter Bildung einer lateralen pnpn-Schalterstruktur oder einer in Rückwärtsrichtung sperrenden Diodenthyristorstruktur zusammen. Wenn beispielsweise der Bereich 20 als Kathoden-Gate-Elektrode verwendet wird, bildet diese Konstruktion einen Triodenthyristor, wie er bei der Ma.rix gemäß F i g. 1 vorhanden ist. Wenn weiterhin der Bereich 20 als Kathoden-Gate-Elektrode und der Bereich 14 als Anoden-Gate-Elektrode benutzt wird, bildet die Konstruktion einen Tetrodenthyristor.

In den Fig. 3a und 3b ist der Aufbau einer Schaltmatrix gemäß der Erfindung mit pn-Sperrschicht-Isolation dargestellt. Bei der dargestellten Ausführungsform besteht das Substrat 11 aus einer p/p ⁺ -Doppelstruktur, bei welcher eine p-Schicht 26 mit niedriger Fremdatomkonzentration über eine ρ+ -Schicht 24 mit hoher Kremdatomkonzentration aufgetragen ist. Im Hinblick auf die Unterd.iickung des Signalnebensprechens iMpfiehlt es sich, der Schicht 24 eine möglichst hohe Fremdatomkonzentration zu verleihen. Dennoch reicht für die Schicht 24 eine Fremdatomkon^entration von ungefähr 5 χ 10"cm-³ und für die Schicht 26 eine solche von ungefähr 1 χ 10^l5cm-³ in der Praxis aus. Je dünner die Schichten 24 und 26 sind, um so günstiger ist dies für die Unterdrückung des Nebensprechens. Im praktischen Gebrauch wirft jedoch eine Dicke der Schicht 24 von etwa 300 μηι und der Schicht 26 von etwa 5 μπι keine Schwierigkeit auf. Die im Substrat ti vorgesehene Schicht 24 dient zur Herabsetzung des Substratwiderstands. Die dünne Schicht 26 besitzt die Aufgabe, die Substratkapazität (Csub) zwischen dem Substrat 11 und der vergrabenen Diffusions-η+-Schicht 12 zu reduzieren, die in den Bereich der Schicht 26 eindiffundiert ist. in welr.hem Hip Snhaltoiomonin c.

■ angeordnet sind; außerdem soll dadurch die Durchbruchspannung zwischen der Schicht 12 und dem Substrat 11 erhöht werden.

Die n-Schicht 14 wird auf der Schicht 26 durch epitaüiales Aufwachsen oder dergleichen gebildet. In der Schicht 14 werden Isolierbereiche 28t und 282 des p+-Bereichs mit hoher Fremdatomkonzentration ausgebildet, so daß sie an der Unterseite mit der Schicht 26, nicht aber mit den Schichten 12i und 12₂ in Berührung stehen. Durch die Anordnung dieser Bereiche wird ein Trennberetch 30 der Schicht 14 zwischen den Bereichen 28t und 282 gebildet Für die Unterdrückung des Nebensprechens ist es um so günstiger, je größer die Breite des Bereichs 30 bzw. der Abstand zwischen den Bereichen 28i und 282 ist. Die bei der Integration zu erreichende Dichte strllt jedoch eine Grenze für die Verbreitung dieses Abstands dar. Für alle praktischen Erfordernisse reicht eine Breite von ungefähr 10 μηι aus.

Bei der bisherigen Konstruktion nach F i ^a. 2 sind die äquivalenten Widerstände R\ und Ri des Isolierbereichs 16 und diejenigen des Substrats 10 zwischen die Anoden-Gate-Bereiche 14i und 142 der Schaltelemente Si 3 und Sn parallel geschaltet. Weiterhin sind zwischen den Schichten 12i und 12₂ sowie der Unterseite des Substrats 10 Äquivalentwiderstände R₃ und Ra eingefügt

Bei der Konstruktion nach F i g. 3a sind andererseits zwischen die Bereiche 14t und 142 eine Reihe von Äquivalentwiderständen Rs, Ri und Rt, der Isolierbereiche 282 und 28i sowie des Trennbereichs 30 und ein Äquivalentwiderstand Rg der Schicht 26 parallel zueinander eingefügt Zwischen den Schichten 12i und 122 sowie der Unterseite des Substrats 11 befindet sich eine Reihe von Äquivalentwiderständen R₉ und R_u bzw. eine weitere Reihe von Widerständen /?io und Rm der Schichten 24 und 26. Außerdem enthält ein Verbindungspunkt rwischen den Widerständen /?io und Rn einen Äquivalentwiderstand Rn der Schicht 24 gegen den Verbindungspunkt der Widerstände R₉ und /?i 1.

Die Unterseite des Substrats 10 oder 11 wird in einem erdfreien Zustand bzw. im Anschluß an den Schaltkreis des Mindestpotentials gehalten. Im erdfreien Zustand dieser Substrate fließt der zum Signalnebensprechen führende Streustrom durch den Isolierbereich 16 oder den Trennbereich 30 und das Substrat 10 bzw. 11, wodurch das Signalnebensprechen zunimmt Aus diesem Grund bezieht sich die folgende Beschreibung auf den Fall, in welchem die Unterseite des Substrats 10 bzw. 11 an Masse liegt

Im folgenden ist anhand von F i g. 4 das Äquivalentschaltbild für die Pchaltelemente S/, gemäß Fig.2 und 3a beschrieben. In F i g. 4 bezeichnet die Ziffer 38 einen pnp-Transistor aus dem p-Bereich 18, dem n-Bereich 14 und dem p-Bereich 20, während die Ziffer 40 einen npn-Transistor aus dem n-Bereich 14, dem p-Bereich 20 und dem !!+-Bereich 22, die Ziffer 42 einen parasitären pnp-Transistor aus dem p-Bereich 18, dem n-Bereich 14, dem Isolierbereich 16 und dem Substrat 10 bzw. aus dem p-Bereich 18, dem n-Bereich 14, dem Isolierbereich 28 und der p-Schicht 26 und das Symbol Csub die Substratkapazität bedeuten, d. h. die pn-Sperrschichtkapazität zwischen der η+-Schicht 12 und der n-Schicht 14 einerseits und dem Substrat 10 und dem Isolierbereich 16 andererseits bzw. die pn-Sperrschichtkapazität zwischen der n⁺-Schicht und der n-Schicht 14 einerseits sowie der p-Schicht 26 und dem Isolierbereich 28 andererseits. Wie aus dem Äquivalentschaltbild ohne weiteres hervorgeht, bilden die Transistoren 38 und 40 einen Thyristor bzw. ein pnpn-Schaltelement S,j.

Wenn sich das Schaltelement Sy im Sperrzustand befindet, ist der Schaltkreisweg vom Emitter des Transistors 38 zum Emitter des Transistors 40, d. h. der Weg von der Anodenklemme zur Kathodenklemme, offen. Zu diesem Zeitpunkt fließt kein Strom von der Anodenklemme zur Kathodenklemme, so daß der parasitäre Transistor 42 nicht vorgespannt, sondern gesperrt ist. Wenn sich das Schaltelement S^·dagegen im Durchschaltzustand befindet, ist die Anodenklemme praktisch zur Kathodenklemme hin kurzgeschlossen! während gleichzeitig der parasitäre Transistor 42 in seinen Aktiv- bzw. Durchschaltzustand vorgespannt ist Mit anderen Worten: Im Durchschaltzustand des Elements S_y fließt ein Teil des Stroms von der Anodenklemme zur Substratklemme durch den Transistor 42, um schließlich zu dem das Signalnebensprechen verursachenden Streustrom zu werden.

nip Wprhselstrom-Äquivalentschaltbilder der Konstruktionen gemäß F i g. 2 und 3a sind in F i g. 5 und 6 dargestellt Wenn dabei die Schaltelemente S22 und Su beide durchgeschaltel sind, läßt sich der Vorgang der Entstehung des Signalnebensprechens wie folgt erläutern.

Im folgenden sei zunächst das Äquivalentschaltbild gemäß F i g. 5 betrachtet. Ein Teil des Signalstroms /22 von der Signalquelle e_sz2 fließt als Streustrom <x ■ /22 zu den Wide ständen Ru R2 und R* über den parasitären Transistor 422. Hierbei bedeutet das Symbol « den Stromverstärkungsfaktor des parasitären Transistors 42₂ im Betrieb in Basisschaltung, wobei dieser Faktor eine Größe von 1 oder weniger besitzt Der Streustrom « ■ /22 erzeugt einen Streustrom esi an der Verbindung zwischen den Widerständen R\, R2 und A₄. Das Potential esi erfährt eine Spannungsteilung durch einen Widerstands-Spannungsteilerkreis aus den Widerständen Ru /?2 und R₃, um als Potential es2 am Verbindungs- bzw. Verknüpfungspunkt zwischen den Widerständen Ru R2 und R₃ zu erscheinen. Das Potential e₅2 wird über die Substratkapazität Csub\ sowie den Kollektor-Emitterkreis des Transistors 40 zum Lastwiderstand Rlu übertragen. Da sich das Schaltelement Sn im Durchschaltzustand befindet, ist der Kollektor-Emitterkreis des Transistors 40t durchgehend bzw. geschlossen.

Wenn daher die Innen- oder Eigenimpedanz der Signalquelle ein wesentlich größer ist als diejenige der ohmschen Last Rl \3, wird das Potential es2 durch ein Hochpaßfilter mit der Kapazität Csub\ und dem Widerstand Rl η geteilt so daß es zu einem über dem Widerstand Rl 13 erscheinenden Streupotential en wird. Das Potential en entspricht dem durch das Potentia.' s_sn hervorgerufenen Signalnebensprechen.

Fig.6 ist ein Äquivalentschaltbild für das Schaltelement Sg gemäß F i g. 3a. Dabei erscheint, ebenso wie im Fall von Fig.5, eine Streuspannung eet an der Verbindung bzw. am Verknüpfungspunkt zwischen den Widerständen R5, Rs und Rio. Das Potential e&t wird durch einen Spannungsteilerkreis aus Widerständen R5 bis Äi3 zu einem Potential eB2 der an der Verbindung zwischen den Widerständen Ri, Rg und R9 erscheinenden Streuspannung geändert Das Potential e&2 wird durch ein Hochpaßfilter mit der Kapazität Csubx und dem Widerstand R_L\_Z zu einem Potential e_!3 der über den Widerstand R_Li3 auftretenden Streuspannung geteilt Das Potential en entspricht dem infolge des Potentials ^22 auftretenden Signalnebensprechen.

Gemäß den F ig. 5 und 6 entspricht R₂»Rl R#>(Rs+R6+Ri), R$>(Rs+Rt), und der Widerstand R\z

ist außerordentlich klein. Wenn die Widerstände R2, Rs, /?7, Rs und R\3 weggelassen werden, kann das Äquivalentschalthild gemäß F"ig.5 zu demjenigen gemäß F i g. 7 reduziert v/erden. Ähnlich läßt sich das Schaltbild gemäß Fig,6 zu demjenigen gemäß Fig.8 reduzieren. Wie nus dem Schaltbild gemäß Fig.7 hervorgeht, enthält der Äquivalenlschaltkreis der bisherigen Schaltelemente gemäß F i g. 2 den π-Widerstandskreis. Andererseits enthält der Äqüivaleritschaltkreis der Schaitelementkonstruktion nach F i g. 3a einen überbrückten T-Widerstandskreis der Art gemäß Fig.8. Bei der bisherigen Konstruktion gemäß Fig.2 ist der spezifische Widerstand des Substrats 10 hoch gewählt, um die Durchbruchspännung am prt-Übergang für die Trennung oder Isolierung zu erhöhen und die Substratkapazitat zu verringern. Die Spannungsabfälle über die Widerstände Λ3 und Ri₁ sind daher groß, so daß ein hoher Grad an Signalnebensprechen auftritt.
Wie aus den vorstehenden Ausführungen hervorgeht,

entsteht das Signalübersprechen aufgrund des Streustroms bzw. des Kollektorstroms des parasitären Transistors 42. Der Streustrom ist wenig von der Signalfrequenz abhängig bzw. wird bei höherer Signalfrequenz stärker gedämpft, Andererseits gelangt das vom Streustrom herrührende Nebensprechsignal durch ein Hochpaßfilter mit dem Kondensator Csub\ Und dem Widerstand Rl m, so daß die Signalfrequenz um so höher ist, je größer das Nebenspf echsignal ist.

Im folgenden sei qualitativ der Unterschied in den Nebensprechsignalen zwischen den Konstruktionen gemäß F i g. 2 und gemäß F i g. 3a betrachtet. Der Grad des Nebensprechens von der Signalquelle e_sn zum Lastwiderstand Rl\3, d.h. die Nebensprechdämpfung bestimmt sich nach folgender Gleichung:

Lxr=20logio|e_j22/ei3|(dB)

Dies führt im Fall von F i g. 7 zur Nebensprechdämpfung Lxti nach folgender Gleichung:

= 20 logic

Auf ähnliche Weise bestimmt sich die Nebensprechdämpfung L_x^ im Fall von Fig. 8 nach folgender Gleichung:

Am = 201og_I0

CC(A + K₆K)

_Ll3

+R₆(R₉+ R))I (3)

J|

A = R₉R₁₀ + (R₉ + R₁₀)R.

In den Gleichungen (2) und (3) bedeuten das Symbol α den Verstärkungsfaktor des parasitären Transistors 422 und das Symbol X_c die Impedanz der Substratkapazitat C_SUB χ. Die Impedanz X_c bestimmt sich wie folgt:

Xc - -J

2 ηf Csub 1

worin /"die Frequenz (in Hz) bedeutet. Tabelle 2

Im folgenden sollen die Nebensprechdämpfung Lxt

für die Beispiele gemäß F i g. 9 bis 12 betrachtet werden. Dimension Q/m)

Für die Auswertung der Nebensprechdämpfungen 50

sollen sich die einzelnen Beispiele auf die Voraussetzungen gemäß den folgenden Tabellen 1 bis 3 stützen.

Tabelle 1

Konzentration
η (cm-³)

Spez. Widerstand. ρ (ö ■ cm)

p*-Bereiche 44,46
p-Schichten 48,50
n-Bereich 52
p*-Schicht54

/J₁ = 1,0X10«
η = 1,5X10"
η = 1,0XlOK
η =5,0X1019

.Rs =12 ß/α
ρ =1,0Χ10ΐ
ρ =5,0X10«
/ =2,0X10-3

Anmerkung) n^iOberflächenkonzentration
R_s: Schichtwiderstand

/₃ =20
ί/_φ= 10

= 5

4 = 300
at, = 295
S_n = 200X200

Anmerkung) wistdieGrößederliefebeijedemBeispielgemäß Rg. 9 bis 12. S_a ist die Bodenfläche des SchaltelementsS^anwelcherdiesesSchaltelementrnitdem Substrat in Berührung steht

Tabelle 3

/=4MHz

= 2OpF α = 0,1 R₁₃₂=R^=ISQ

Im folgenden sei angenommen, daß der größte Teil des Streustrorns unmittelbar unter das Schaltelement 5^ hineinfließt, was bedeutet, daß das Signalnebensprechen

den ungünstigsten Zustand erreicht hat. Unter dieser Voraussetzung bestimmt sich der Substratwiderstand /?V£/?durch die Gleichung:

worin Q_a und d den spezifischen Widerstand bzw. die Dicke des Substrats und S₃ die Bodenfläche des Schaltelements ^bedeuten,

Weiterhin ssr angenommen, daß der Streustrom geradlinig vom Schaltelement S22 zum Element Sn fließt. Unter dieser Voraussetzung bestimmt sich der Widerstand Rlat des zwischen den Schaltelementen 522 und 5i3 angeordneten Trennbereichs bzw. Isolierbereichs wie folgt:

worin ρ^ und / den spezifischen Widerstand bzw. die Länge des Trenn- bzw. Isolierbereichs und Sb die Kontaktfläche zwischen dem Isolierbereich und dem Schaltelement 5(,sowie5i,= tv ■ O₁ bedeuten.

Nachstehend sollen die Nebensprechdämpfungen L_XT für die Fälle gemäß den F i g. 9 bis 12 auf der Grundlage der Gleichungen (2) bis (6) und anhand der Einzelheiten gemäß den Tabellen 1 bis 3 berechnet werden.

1. Fall gemäß Fig. 9

Anhand von Gleichung (5) ergibt sich RvER=r₂ = 75Q Ω. Dies entspricht den Widerständen R₃ und Ra gemäß Gleichung (2).

Anhand von Gleichung (6) erhält man Amt=/2 = 24 Ω. Dies entspricht dem Widerstand R\ gemäß Gleichung (2).

Nach Gleichung (4) läßt sich ableiten Xc= -j2 kß. Durch Einsetzen von α = 0,1 und /?£22 = #ζ.ΐ3 = 75Ω in Gleichung (2) erhält man die Nebensprechdämpfung Lxt für den Fall gemäß F i g. 9 mit

2. Fall gemäß F ig. 10

Bei Anwendung von Gleichung (5) auf die beiden Substrate gelten Γ₃=12,5Ω und γ₅=0,074Ω. Der Widerstand r₃ entspricht den Widerständen R₉ und Rw gemäß Gleichung (3). Der Widerstand rs entspricht dem Widerstand R gemäß Gleichung (3).

Aus Gleichung (6) ergibt sich 7?μγ=/Ί=24Ω. Der Widerstand Rlat= η aufgrund der p-Schicht beträgt 30 ΙςΩ. Der Widerstand η entspricht dem Widerstand R₆ gemäß Gleichung (3), und der Widerstand r₄ wird in Gleichung (3) vernachlässigt, weil

η =24 Ω < r4=30kΩ. Wie im vorher beschriebenen Fall erhält man durch Einsetzen der so erhaltenen Werte, nämlich X_c=-j2kQ, a=0,1 und Rl22=Rlu=75Q, in Gleichung (3) die Nebensprechdämpfung Lxt2 fördert Fall gemäß Fi g. 10 mit

LxT2^74,l dB.

3. Fall gemäß F ig. 11

Aus Gleichung (5) ergibt sich R_VER=r₂=750 Ω. Dies entspricht den Widerständen R₃ und R₄. gemäß Gleichung (2). Bei Anwendung von Gleichung (6) auf die Isolierbereiche 46 und den Trennbereich 52 erhält man «6=24Ω und r_T=5kn. In Gleichung (2) ist Ri gleich

Wie unter Punkt 1. beschrieben, ergibt sich durch Einsetzung der so erhaltenen Werte und von Xc= -j'2 kß,a=0,l und R_L22=Rlu=75 ßdieNeben-Sprechdämpfung Lxt₃ für den Fall gemäß F i g. 11 zu

4. Fall gemäß Fig. 12

Wie in den vorstehend beschriebenen Fällen erhält man bei Berechnung der Widerstände Rver und Rlat jeweils r₆=24 Ω, r?=5 kΩ_j 0 = 12,5 Ω, r₅ = 0,074 Ω und r₈ = 50 kΩ. In Gleichung (3) ist der Widerstand A₆ gleich 2r₆ + r₇z*rj, während die Widerstände R₉ und R\₀ dem Widerstand r₃ entsprechen und der Widerstand R dem Widerstand Rs entspricht. Da gemäß Gleichung (3) gilt r> = 5 kΩ < Γ8 = 50 ^Ω, wird r₈ vernachlässigt. Durch Einsetzen der so erhaltenen Werte und von Xc=-72kß, A = O₁I und Rl22 = Rl\3 = 75Ω in Gleichung (3) ergibt sich die Nebensprechdämpfung Lxta gemäß Fig. 12zu

Lxt^ 104,7 dB.

Wie aus den obigen Berechnungen hervorgeht, entspricht die Verbesserung des Nebensprechens in den Fällen gemäß F i g. 10 und 11 gegenüber dem bisherigen Fall nach F i g. 9 den folgenden Größen:

und

Lxti- Lxt\ =40,2 dB

13.1 dB.

Wenn die Anordnungen nach Fig. 10 und 11 im praktischen Gebrauch kombiniert werden, beträgt die resultierende Verbesserung des Nebensprechens 53.3 dB.

Andererseits entspricht die Nebensprech-Verbesserung für die Anordnung gemäß F i g. 12

= 70,8 dB.

Dieser Wert ist um 17,5 dB größer als die durch die Kombination von Fig. 10 und 11 erreichte Verbesserung. Ersichtlicherweise ist somit die Anordnung gemäß F i g. 12 erheblich vorteilhafter als die Kombination der Anordnungen nach Fig. 10 und 11. Dieses Unterscheidungsmerkmal der Anordnung nach Fig. 12 beruht auf einer zweckmäßigen Kombination und nicln auf einer einfachen Anhäufung bzw. Zusammenstellung.
Im folgenden ist nunmehr eine weitere Verbesserung des Nebensprechens erläutert Aus Gleichung (3) ist ersichtlich, daß durch eine Verringerung des Stromverstärkungsfaktors des parasitären Transistors 42 die Nebensprechdämpfung noch weiter verbessert werden kann. Die Verkleinerung des Faktors α wird durch die in den Fig. 13a und 13b dargestellte Konstruktion realisiert Dabei sind kompensierende n⁺-Bereiche 32] und 322 mit hoher Fremdatomkonzentration in die η-Bereiche 14| bzw. 14? eindiffundiert. Der Kompensierbereich 32 ist innerhalb des Isolierbereichs 28 so ausgebildet daß er das die Bereiche 14, 18, 20 und 22 umfassende Schaltelement umschließt Der Kompensierbereich 32 ist dabei so tief eindiffundiert daß er bis zur vergrabenen Schicht 12 reicht Hierbei bleibt zwischen den Bereichen 28 und 32 ein n-Bereich 34 mit niedriger Fremdatomkonzentration zurück. Der Bereich 34 dient zur Verbesserung der Durchbruchspannung zwischen dem Schaltelement Sg und dem Bereich 28. Wenn die gegebenen Umstände eine niedrige Durchbruchspannung zulassen, kann daher die Neben-Sprechdämpfung auch ohne den Bereich 34 ausreichend verbessert werden.

Durch Anwendung des Kompensierbereichs 32 werden die folgenden Wirkungen erreicht

Im !olgenden sind die Wirkungen des Schaltelements & gemäß Fig. 13a erläutert. Vom Emitter 18₂ des parasitären Transistors 422 in das Schaltelement Sn injizierte Ladungsträger, d. h. positive Elektronenmangelstellen bzw. Löcher, passieren die Basis 14* des Transistors 422 und fließen in den Kollektor 26 des Transistors 422. Dabei müssen diese positiven Elektronenmangelstellen die n+^Schicht 122 und/oder den η+'Bereich 32₂ passieren. Bei diesem Durchgang vereinigen sich die positiven Elektronenmangelstellen mit den negativen Elektronen in der Schicht 122 ünd/oder im Bereich 322, wobei sie nahezu verschwinden, so daß nur wenige der in den Emitter 18₂ injizierten Ladungsträger zum Kollektor 26 übertragen werden. Diese die Lpdungsträger reduzierende Wirkung ist unter Verwendung nur der Schicht 122 erzielbar.

Tabelle 4

Andererseits ist es schwierig, die Ladungsträger auf diese Weise bei Benutzung einer einzigen Schicht 122 merklich zu reduzieren, weil hierbei an der Schicht 12₂ vorbeifließende Ladungsträger auftreten. Dagegen ist der parasitäre Transistor 422 vollständig vom η+-Bereich 322 und von der n+-Schicht 122 umschlossen, so daß die betreffenden Ladungsträger sehr wirksam verringert werden können. Mit anderen Worten: Durch die Kombination der n+-Schicht 12 mit dem n+-Bereicb

iö 32 wird der Stromverstärkungsfaktor « des parasitären Transistors 42 erheblich verkleinert.

Die Wirkungen des Kompensierbereichs 32 sind im folgenden qualitativ beschrieben. Der Stromverstärkungsfaktor « wird unter den im folgenden angegebenen Bedingungen ermittelt.

Vergrabene n*-Schicht 12;	-0,7 V	Q =5,0X10i'cm-³	d	= 9//m
iijpitaxiale n-Schicht 14;	0,2 V	η = UX lucern-³	Xj	= 10 ^m
p*-Isolierbereich 28;	C_s= 1,0X10" cm-³	Xj	= 12 μτη
p-Emitterbereich 18;	C₅= 5,0XlO¹⁸ cm"³		= 2μτη
	~7/mi



Mindestabstand zwischen Bereichen 28 und 32,
Vbe\
VbO

Anmerkung) Es bedeuten: Q₅ die Oberflächenkonzentration, η die Konzentration der gesamten n-Schicht 14, Xj die Tiefe des Übergangs bzw. derSperrschicht, </die DickederSchicht 14, P^£und V_BCu\s Basis-Emitter-Spannnng bzw. die Basis-Kollektor-SpannuDg des parasitären Transistors 42.

Das Ergebnis der Simulation mittels eines Programms nach der Gummel-Methode und unter den Bedingungen gemäß Tabelle 4 ist nachstehend in Tabelle 5 zusammengefaßt

Tabelle 5

Konzentratiomn (cm"³)
des n*-Kompensierbereichs
32

Stromverstärkungsfaktor a des parasitären Transistors 42

1X1Q16
1X10"
1X1018
1X1015
5X1019

0,942

0,812

0,211

0,0181

0,0035

40

45

50

Die genannte Methode ist von H. K. Gummel in »A Self-Consistent Iterative Scheme for One-Dimensional Steady State Transistor Calculation«, IEEE Trans, Bd. 11, Nr. 10, Oktober 1964, S. 455-465 beschrieben.

Tabelle 5 zeigt, daß der Stromverstärkungsfaktor α des parasitären Transistors 42 durch Erhöhung der Konzentration des Kompensierbereichs 32 erheblich verkleinert werden kann. Genauer gesagt: Durch Ausbildung des Kompensierbereichs 32 kann der Stromverstärkungsfaktor auf ungefähr 1/52 reduziert _Μ werden, auch wenn die Konzentration in der Größenordnung von 1 χ 10¹⁹ cm~³ im Vergleich zu einer Konzentration von lxl0^!6cm-³ liegt Wie aus Gleichung (3) ersichtlich ist wird durch Hinzufügung des Bereichs 32 das Nebensprechen um etwa 583 dB _ω verbessert

Mit der Schaltmatrix werden also die folgenden Wirkungen erreicht:

(1) Da das Substrat 11 ist doppellagig mit einer p+-Schicht 24 mit hoher Fremdatomkonzentration und einer p-Schicht 26 mit niedriger Fremdatomkonzentration ausgeführt ist, werden der Widerstand des Substrats 11 verringert, die Durchbruchspannung des Schaltelements Sy verbessert und die Substratkapazität Csubherabgesetzt Infolgedessen kann das Signalnebenjprechen beträchtlich verringert werden, während die Durchbruchspannung und die Substratkapazität nicht schlechter sind als bei der bisherigen Schaltmatrix.

(2) Der zwischen benachbarten Isolierbereichtr 28 der Schaltelemente Sy vorgesehene hochohmige Trennbereich 30 führt ebenfalls zu einer Verringerung des Signalnebensprechens.

(3) Bei Kombination der Merkmale (1) und (2) wird eine ausgezeichnete Dämpfungswirkung des Nebensprechens erzielt die wesentlich besser ist als die Summe dieser Merkmale bei getrennter Anwendung derselben.

(4) Durch die zusätzliche Anordnung der Kompensierbereiche 32 an den betreffenden Schaltelementen Sij wird der Stromverstärkungsfaktor α erheblich herabgesetzt Hierdurch wird das Signalnebensprechen weiter reduziert so daß eine Schaltmatrix mit einem geringen Grad an Signalnebensprechen erhalten wird.

Die folgenden Erläuterungen beziehen sich auf 13a die Durchbruchspannung der Schaltmatrix nach F i g. 13a. Die Durchbruchspartnung des pnpn-Schaltelements S#(vgl. F i g. 14) läßt sich aufteilen in:

(I) Die Durchbruchspannungen der ρπ-Sperrschicht J\ zwischen dem p-Bereich 18 und dem n-Bereich 14 sowie der Dn-Soerrschicht U zwischen Hem

p-Bereich 20 und dem η-Bereich 14,
(II) Die Durchbruchspannungen der Sperrschichten J₃ zwischen dem n-Bereich 34 und dem p+-Isolierbereich 28 sowie zwischen dem n+-Bereich 12 und der p-Schicht26.

Die Durchbruchspannungen an den pn-Sperrschichten Ji und J₂ betragen jeweils 200 bis 300 V unter der Voraussetzung, daß kein Durchgriff bzw. Durchschlag auftritt, die Konzentration des n-Bereichs 14 ί χ 10¹⁵ cm~³ beträgt und die Speziellen Auswirkungen speziellen bzw. Einflüsse auf die Oberfläche unberücksichtigt bleiben. Wenn ein Durchschlag auftritt, ändert sich die Durchbruchspannung in Abhängigkeit vom kleinsten Abstand Li zwischen den beiden Obergängen bzw. Sperrschichten J\ und J₂. Wenn beispielsweise die Konzentration des n-Bereichs 14 bei 1 χ ΙΟ¹⁵ cm-³ liegt und der Abstand L\ gleich 10 μΐη ist, beträgt die Durchschlagspannung ungefähr 80 V. Wenn hierbei die Konzentration des n-Bereichs 14 auf 3xl0¹⁵cm-³ erhöht wird, beträgt die Durchschlagspannung ungefähr 240 V. Wie erwähnt, kann die Durchbruchspannung in Querrichtung des Schaltelements S₁₁ ohne weiteres nach einem an sich bekannten Verfahren bestimmt oder festgelegt werden, d. h. durch entsprechende Wahl der Konzentration des n-Bereichs 14 und der Größe des Abstands Li.

Wenn andererseits die pn-Sperrschicht Ji durchbricht, wird (iie Durchbruchspannung entweder durch den n-Bareich 34 oder durch die p-Schicht 26 mit hoher Konzentration bestimmt Wenn die Verarmungsschichten am n-Bereich 34 oder an der p-Schicht 26 den η+ -Bereich 32 oder die ρ+-Schicht 24 berühren, variiert die Durchbruchspannung. Im folgenden sei der Fall betrachtet in welchem ein Durchschlag an der p-Schicht 26 auftritt Hierbei sei angenommen, daß der Abstand zwischen der η+ -Schicht 12 und der ρ+-Schicht 24 gleich D\ und das elektrische Feld beim Auftreten eines Durchschlags Eb entsprechen. Die Durchbruchspannung Vb an diesem Abschnitt bestimmt sich durch Vb=EbD\. Wenn die Konzentration der p-Schicht 26 1 χ 10¹⁵ cm-³ beträgt beträgt das elektrische Durschlagfeld Eb beispielsweise ungefähr 300 V/20 μπι. Im Fall von D\ = 10 μπι liegt daher die Durchbruchspannung V_B bei ungefähr 150 V.

Die vorstehend erwähnten Durchbruchspannungen entsprechen theoretischen Entwurfsgrößen. Bei der derzeitigen Technologie der Herstellung integrierter Schaltkreise wird die Durchbruchspannung durch den Sperrschichtabschnitt bestimmt, der an der Oberfläche des Halbleiterplättchens freiliegt. Bei der pn-Sperrschicht-Isolation liegt die Durchbruchspannung des Schaltelements S₁, bestenfalls bei 100 V.

Diese Isolations-Technik ist daher ungeeignet bei Schaltmatrizen in Form einer monolithischen Halbleitervorrichtung für die Signalschalter eines Fernsprechanschlusses, der eine hohe Durchbruchspannung erfordert Dafür ist bei der erfindungsgemäßen Schaltmatrix das Signalnebensprechen sehr gering, und es kann eine Durchbruchspannung in der Größenordnung von 70 bis 80 V unter Anwendung der p-Schicht 26 bei kleiner Substrätkapazhät realisiert werden. Die erfindungsgemäße Schaltmatrix eignet sich daher für den Signalschalter eines Video-Vermittlungssystems, bei dem keine hohe Durchbruchspannung erforderlich ist, bei dem jedoch ein Signalaustausch in einem weiten Frequenzband bei niedrigem Nebensprechen erfolgt Da weiterhin die bisherigen Fertigungsverfahren angewandt werden können, läßt sich die erfindungsgemäße Schaltmatrix wirtschaftlich herstellen. Falls eine vergleichsweise hohe Durchbruchspannung erforderlich ist die Anforderungen an das Signalnebensprechen dagegen nicht so streng sind, können ohne weiteres Schaltmatrizen mit hoher Durchbruchspannung hergestellt werden. Der mechanische Anschluß für einen privaten bzw. Haus-Nebenstellenanschluß läßt sich daher durch die kostensparende Schaltmatrix in Form einer monolithischen Halbleitervorrichtung gemäß der Erfindung ersetzen.

Im folgenden ist abschließend das Verfahren zur Herstellung einer Schaltmatrix beschrieben. Zunächst wird die ρ+-Schicht 24 als Grundplättchen hergestellt (vergl. Fig. 15a). Gemäß Fig. 15b wird sodann zur Bildung eines Substrats die p-Schicht 26 epitaxial auf der ρ--Schicht 24 gezüchtet Sodann wird die η+-Schicht 12 an der Stelle in die p-Schicht 26 eindiffundiert an welcher das Schaltelement Sj, ausgebildet werden soll (vergL Fig. 15c). Danach wird gemäß Fig. 15d die n-Schicht 14 epitaxial auf der p-Schicht 26 gezüchtet Dabei diffundiert die η+-Schicht 12 geringfügig in die n-Schicht 14 hinein. Im Anschluß daran wird der ρ+-Bereich 28 so in die n-Schicht 14 eindiffundiert daß er die π+ -Schicht 12 nicht berührt, sondern umschließt Der p+-Bereich 28 wird so tief ausgebildet daß er gemäß Fig. I5e die p-Schicht 26 berührt Danach wird der η+-Bereich 32 innerhalb des ρ+-Bereichs 28 koaxial zu letzterem ausgebildet Die Ausbildung des η+-Bereichs 32 wird so lange fortgesetzt bis dieser Bereich mit der η+-Schicht 12 in Berührung kommt Dadurch wird der n-Bereich 14 innerhalb des n+-Bereichs 32 gebildet und der n-Bereich 34 wird zwischen dem η+-Bereich 32 und dem ρ + -Bereich 28 hergestellt (vergl. Fig. 15f). In einer letzten Stufe werden die p-Bereiche 18 und 20 sowie der η+ -Bereich 22 in den n-Bereich 14 eindiffundiert (vergl. Fig. 15g). Eine entsprechende Anzahl der auf diese Weise hergestellten Schaltelemente S₁, wird auf passende Weise zu einer Schaltmatrix zusammengestellt

Es ist darauf hinzuweisen, daß für das pnpn-Schaltele· ment S,, wahlweise z. B. auch eine Quer-Triac-Konstruktion oder eine bi-direktionale Quer-Thyristor-Konstruktion verwendet werden kann, bei welcher ein η+ -Bereich 56 mit hoher Fremdatomkonzentration in den p-Bereich 18 eindiffundiert ist. Die in F i g. 16 dargestellte Triac-Anordnung ist symmetrisch ausgebildet Eine Klemme bzw. ein Anschluß Γι am η + -Bereich 56 und ein mit dem η+ -Bereich 22 verbundener Anschluß T₂ sind daher, von einem äußeren Wechselstrom- und Gleichstromkreis her betrachtet einander äquivalent.

Die Schaltelemente gemäß den Fig. 3a. 13a, 14 und 16 entsprechen sämtlich dem Diodentyp. Diese Schaltelemente können jedoch auch vom Trioden- oder Tetrodentyp sein. Wenn beispielsweise an den p-Bereich 20 gemäß Fig. 14 eine Kathoden-Gate-Klemme angeschlossen ist, arbeitet das Schaltelement als Triode, und wenn zusätzlich eine Anoderc-Gate-Klemme mit dem n-Bereich 14 verbunden ist, wirkt es als Tetrode. Im Fall von Fig. 16 wird durch den Anschluß einer ersten Gate-Klemme an den p-Bereieh 18 eine Triode und durch Hinzufügung einer zweiten Gate-Klemme zum p-Bereich 20 eine Tetrode gebildet Wenn weiterhin eine dritte Gate-Klemme an den n*Bereich 14 angeschlossen wird, ergibt sich eine Pentode.

Darüber hinaus kann für das Schaltelement auch eine Schalterartordnung in Form eines Transistors oder einer Diode Verwendet werden.

Hierzu 13 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltmatrix in Form einer monolithischen Halbleitervorrichtung mit einer Anzahl von lateralen PNPN-Schaltelementen in Matrixanordnung, mit einem Substrat eines ersten Leitfähigkeitstyps, mit einer Schicht eines zweiten Leitfähigkeitstyps mit einer niedrigen Fremdatomkonzentration, die auf dem Substrat ausgebildet ist, mit vergrabenen (o Schichten des zweiten Leitfähigkeitstyps mit einer hohen Fremdatomkonzentration, die am Übergang zwischen dem Substrat und der Schicht des zweiten Leitfähigkeitstyps mit niedriger Fremdatomkonzentration an den jeweiligen Matrixpunkten vorgesehen sind, wobei in dieser Schicht über den vergrabenen Schichten an den jeweiligen Matrixpunkten die Schaltelemente ausgebildet sind und mit in der Schicht angebrachten, die Schaltelemente umgebenden und sich bis zum Substrat erstreckenden Isolierbereicben des ersten Leitfähigkeitstyps, d a durch gekennzeichnet, daß das Substrat (11) aus einer ersten Schicht (24) mit einer hohen Fremdatomkonzentration und einer zweiten Schicht (26) mit einer niedrigen Fremdatomkonzentration besteht, wobei beide Schichten (24,26) übereinander angeordnet sind und sich an dio zweite Schicht (26) die Schicht (14) des zweiten Leitfähigkeitstyps mit niedriger Fremdatomkonzentration anschließt, und daß zwischen den Isolierbereichen (28i, 282) einander benachbarter Schaltelemente als Trennbereiche (30) uienende Teile der Schicht (14) des zweiten Leitfähigkeitst^ ps mit. '.edriger Fremdatomkonzentration liegen.

2. Schaltmatrix nach Ansprud 1, gekennzeichnet durch Kompensierbereiche (32) des zweiten Leitfähigkeitstyps mit hoher Fremdatomkonzentration, die die vergrabenen Schichten (12) berühren und die Bereiche (14, 18, 20, 22) der Schaltelemente innerhalb der Isolierbereiche (28) in der Schicht (14) des zweiten Leitfähigkeitstyps umgeben, um den Stromverstärkungsfaktor eines parasitären Transistors (42) zu verringern, der durch einen Anodenbereich (18) und einen Gatebereich (14) des Schaltelements sowie die zweite Schicht (26) und den Isolierbereich (28) an jedem Schaltelement (14, 18, 20,22) gebildet ist.

3. Schaltmatrix nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schicht (14) des zweiten Leitfähigkeitstyps zwischen den Kompensierbereichen (32) und den Isolierbereichen (28) gelegen
weitere Bereiche (34) aufweist, um die Durchbruch spannung zwischen den Gatebereichen (14) und den Isolierbereichen (28) zu verbessern.

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