DE2727777B2 - Ablenkschaltkreis für eine Kathodenstrahl-Bildröhre - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Ablenkschaltkreis für eine im Zeilenraster betriebene Kathodenstrahlröhre mit im Gegentakt arbeitenden, von einer Treiberschaltung beaufschlagbaren Ablenkspulen und mit von einer mit einem Referenzsignal beaufschlagbaren rückgekoppelten Integratorschaltung zur Erzeugung der Ablenkspulen-Treibersignale.

Sie findet insbesondere Anwendung in alphanumerischen Datenanzeigegeräten mit einer Raster- oder Punktmatrixstruktur. Die Ablenkung für ein solches Anzeigegerät muß äußerst akkurat und stabil sein,

ίο sowohl hinsichtlich der Ausgangsposition und der Geschwindigkeit, da sich kleine Bewegungen der dargestellten Zeichen für den Operator sehr irritierend und ermüdend auswirken. Andererseits erfordern die Kathodenstrahlröhren Anzeigegeräte, niedrige Kosten und einen justierfreien Betrieb. Die Ablenkschaltkreise für herkömmliche Anzeigegeräte waren abhängig von Komponentenjustierung für die Spurzentrierung, von genauer Anpassung der Komponentenwerte und von präziser Spezifikation der Parameter, wie der Ablenkungsspuleninduktanz und Resistanz.

Aus der DE-AS 10 99 577, insbesondere Fig. 1 mit dem dazugehörigen Text, ist ein Ablenkschaltkreis für eine Kathodenstrahl-Bildröhre mit Ablenkspulen bekannt, bei der eine auf ein konstantes Referenzsignal ansprechende Integratorschaltung mit einem Rückkopplungsweg zur Erzeugung eines zeitveränderlichen AblenksDuIen-Treibersignals, eine auf dieses Treibersignal ansprechende Schaltung zur Erzeugung eines Ablenkspulen-Treiberstromes, und ein mit dem Rückkopplungsweg verbundenes Abfühlelement für den Ablenkspulen-Treiberstrom, vorgesehen ist

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Ablenkschaltkreis für eine Kathodenstrahlröhre mit hoher Genauigkeit und Stabilität bei niedrigen Kosten und geringem Leistungsverbrauch und Justierfreiheit anzugeben.

Diese Aufgabe der Erfindung wird in vorteilhafter Weise durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruches 1 genannten Maßnahmen gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Grundsätzlich umfaßt die vorliegende Erfindung einen Operationsintegrator, welcher einen Referenzstrom empfängt, der sowohl die Geschwindigkeit und die Startposition für die Ablenkung bestimmt. Ein Paar Gegentakt-Ausgabetreiber haben einen gemeinsamen Stromsensor in der Rückkopplungsschleife des Integrators. Dies zwingt die Treiber als gesteuerte Stromquellen für die aufgeteilten Ablenkspulen zu arbeiten, welche sich außerhalb der Rückkopplungsschleife befinden. Eine Arcus/Sinus-Korrektur wird durch ein Phasenschiebe-Netzwerk in der Integratorschleife vorgesehen. Ein Wegfall des Treibersignals wird durch eine monostabile Kippschaltung mit Zeitsperre unwirksam gemacht.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in den Zeichnungen dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigt
F i g. 1 ein Schaltbild des Ablenkschaltkreises,

W) F i g. 2 verschiedene Signalverläufe für die Erklärung der Wirkungsweise des Schaltkreises nach F i g. 1.

Fig. 1 zeigt einen Ablenkschaltkreis 10. Die Abfallflanke eines digitalen Signals am Punkt Pl triggert die monostabile Kippschaltung M1 und aktiviert den

h5 Treibermodul M 2. Wenn jeder der Eingänge PX und P2 niedrig ist, verbindet M 2 den Punkt P3 mit Masse über einen internen Transistor. Pi ist mit der Kathode der 7phnerdiode D \ gekoppelt, welche über die

RS

/?6, Rl
K9, KIl
R 10, R 13
R 12 R 14

820 Ohm
1,39 Kiloohm
6,350 Kiloohm, 1%
7,5 Kiloohm
2,2 Kiloohm
470 Ohm
4300hm
9,1 Kiloohm
12 Ohm. 1%

20

Widerstände R1 und R 2 zwischen den Versorgungsspannungspunkten von 24 Volt und —24 Volt liegt Der einen eingeprägten Strom liefernde Widerstand A3 ist über die Diode D 2 mit dem Punkt P3 verbunden und mit der Integratorkapazität Ci in der negativen Rückkopplungsschleife des Operationsverstärkermoduls M 3. Die Sättigung von Af 3 wird durch Begrenzung der Spannung über C1 mittels der Zehnerdiode D 3 und D A verhindert; im normalen Betrieb werden diese Dioden niemals leiten. Eine andere Diode D 5 verknüpft ι ο die Anodenspannung von D1 mit der anderen Seite von Cl.

Die Rückkopplungsschleife des Verstärkers M3 schließt auch ein ÄC-Phasenschiebenetzwerk mit drei Anzapfungen RA-RT, Cl-CA ein. Der nicht invertierende Eingang PA des Verstärkers Af 3 ist über den Präzisions-Vorspann-Widerstand /78 an Masse geiegt und über die Kompensationskapazität CS mit dem invertierenden Eingang PS gekoppelt Die stabilisierende Kapazität C6 ist mit dem Ausgang P6 von M3 verbunden. Die Spannungsversorgungs-Nebenschlußkapazitäten Cl und CS tragen auch zur Verhinderung von Schwingungen in Ai 3 bei. Die verfügbaren ±24 Volt für die Spannungsversorgung werden innerhalb der Grenzen von M3 durch die Zehnerdioden D 6 und Dl reduziert Der Ausgang P 6 ist auch mit dem Treibermodul Ai 4 über die Diode D 8 verbunden, um P6 auf Masse zu legen, falls die Zeitsperre für AfI abläuft, wie nachfolgend noch beschrieben wird.

Der Verstärkerausgang P6 beaufschlagt die Darlington-Schaltung (Q3, QA) und die NPN/PNP-Schaltung (Ql, Q 2) der Ausgabetreiber. Die Basis des PNP-Vorstufentreiber-Transistors Qi empfängt direkt das Signal P6. Dessen zugeordneter NPN-Ausgabetransistors Q 2 hat einen herkömmlichen Vorspannwiderstand R9. Eine Hälfte der Ablenkspule, Li, verbindet den Emitter von φ 2 mit der —24-Volt-Spannungsversorgung und ist durch den Dämpfungswiderstand RiQ geshuntet Der andere Darlington-Treiber hat zwei NPN-Transistoren <?3 und QA und den Vorspannwiderstand All. Um die zwei Basis-Emitterspannungsabfälle von Q1 und Q 3 zu kompensieren, wird die Basis von Q 3 um zwei Diodenabfälle über P% durch D 9, D10 und R 12 angehoben. Die andere Hälfte der Ablenkspule, L 2, wird durch R 13 geshuntet und liegt zwischen dem Kollektor von QA und der +24-Volt-Spannungsversorgung. Der Emitter von QA ist mit dem Kollektor von Q2 verbunden. Dieser Verbindungspunkt Pl ist über den Stromabfühl-Widerstand R14 mit Masse ,0 verbunden. Fig. 1 zeigt, daß Pl das ferne Ende der Rückkopplungsschleife für den Operationsverstärkermodul Af 3 ist. Die Spannung am Punkt Pl kann auch als eine externe Kompensationsspannung CAfP für andere Schaltkreise (nicht gezeigt) ausgegeben werden, welche η nicht ein Teil der Erfindung sind.

Typische Komponentenwerte sind in der folgenden Tabelle angegeben:

R 15 1 Kiloohm

Cl 0,106 uF,l%

C2, C3, CA 0,IuF

CS 47OpF

C6 3OpF

Cl, CS 5nF

CS 6,8 uF

Ll, L 2 6,6 mH (113 Ohm)

DX 6V

D3 8V

D6, Dl 8V

A/l SN 74 123

(14,15,4,1,8,16,2)
M 2. Af 4 SN 75 451

(5,4,6,7;3,4,1)
A/3 uA741

(7,6,5,4,2,3)

Die in Klammern gesetzten Zahlen für Af 1 bis Af 4 stellen die Anschlüsse für eine angenommene dual in-line Struktur dar.

F i g. 2 zeigt einen Satz von Spannungsverläufen 20 für die Erklärung der Wirkungsweise des Ablenkschaltkreises 10. Ein Ablenkzyklus wird durch die Hinterkante des digitalen SlVP-Triggersignals (Punkt PX in Fig. 1) z. Zt TX initiiert Modul 2 bringt Punkt P3 auf Masse, wodurch R 3 gestattet wird, einen Referenzstrom I (R 3) aus der Kapazität Cl zu pumpen. Dieser Strom hat einen konstanten Wert, da die Spannung über R 3 durch die lehnerdiode D1 konstant gehalten wird.

Der Operationsverstärker Af3 und die Darlington-Ausgabestufen Q1 bis Q A bilden einen Integrator durch die Wirksamkeit der Kapazität Cl in der Rückkopplungsschleife zwischen dem Punkt Pl und dem invertierenden Eingang P5. Deshalb würde der konstante Strom von PS die Spannung über R 14 linear ansteigen lassen, wie es in dem nicht korrigierten Signalverlauf V(R XA) in F i g. 2 entsprechend der Beziehung:

so IWi. _ .
(RlHCl) '"

gezeigt ist

Es ist jedoch gut bekannt, daß die Elektronenstrahlbewegung einer Kathodenstrahlröhre nicht linear bezüglich der Ablenkspulenströme erfolgt. Die Phasenverschiebung durch das RA-Rl, C2-C2 Netzwerk modifiziert den Strom von R 3, um eine konventionelle Arcus/Sinus-Korrektur zu erzeugen. Die I(R A) Kurve in F i g. 2 ist eine vergrößerte Darstellung des Stromes durch RA, welcher proportional der Größe der an V(RXA) anliegenden Korrektur ist. Der V(RXA) korrigierte Signalverlauf zeigt die resultierende Ablenk-, spannung über F14. Weitere Referenzen auf V(R XA) gelten für die korrigierte Version.

Zwischen der Zeit TX und der Zeit T2 liegt V(R XA) unter Massepotential, so daß ζ>3 und QA ausgeschaltet sind. QX und Q 2 bilden eine gesteuerte Stromsenke durch die Wirkung des Stromabfühlwiderstandes R 14 in der Rückkopplungsschleife des Verstärkers Af 3. Dies erzwingt einen Strom in der Ablenkspule L X zu

I [IA)

V[RlA) RU

obwohl L X selbst außerhalb der Rückkopplungsschleife des Inteerierschaltkreises um Ml lieel. Wie in Fi ρ 7

dargestellt, ist I (L 1) gehalten, den Wert von V(R 14) zu folgen, bis die Spannung bei Tl Massepotential erreicht. Danach sind Ql und Ql in Sperrichtung vorgespannt, so daß / (L 1)=0 für den Rest des Zyklus ist.

Sowie V(R 14) über Massepotential zur Zeit Tl steigt, werden Q 3 und Q 4 vorwärts vorgespannt und beginnen zu leiten. Diese zwei Transistoren bilden eine Stromquelle, deren Wert auch durch die Spannung über R 14 gesteuert wird. Zwischen Tl und Γ3 ist dann

V (R 14)

KL2) =

wie in Fig.2 gezeigt. Während dieses Intcrvaücs ist ZfLl) = O. Da der Strom in nur einer Hälfte der Ablenkspule fließt (entweder L 1 oder L 2), ist sogleich der gesamte Leistungsverbrauch des Schaltkreises 10 erheblich geringer.

Die ansteigende Flanke von -SWP zur Zeit T3 initiiert ein Rücklaufintervall. Modul Ml trennt P3 von Masse, wodurch R1 gestattet wird, einen großen Rücksetzstrom durch Dl zu erzwingen, um die Ablenkspannung V(R 14) auf — V(D 1) bis spätenstens TA zurückzustellen, bevor der nächste Zyklus bei 7"5 beginnt Die Rücksetzaktion wird beendet, wenn eine Vorwärtsspannung von DS den Strom durch die Diode Dl bis 1(Dl) = I(Rl) abfallen läßt, abzüglich eines kleinen Korrekturstromes I (RA). An diesem Punkt gibt es keinen weiteren Strom, der zur Ladung von Cl verfügbar wäre, so daß V(R 14) auf einem konstanten Initiierungsspannungswert verbleibt, bis ein neuer Zyklus zur Zeit Γ5 beginnt Dieser Wert der festgelegten Spannung bestimmt natürlich den Ort des Beginns jeder Ablenkung auf der Kathodenstrahlröhre. Diese festgelegte Spannung ist proportional der Zehnerspannung von Di, da V(Dl) den Wert von 1(R 3) bestimmt, welcher wiederum die festgelegte Spannung festsetzt.

Es ist bereits gezeigt worden, daß V(D i) auch direkt die Rate der Strahlführung über den Bildschirm steuert, da die Integratorkapazität Cl mit einer Rate geladen wird, welche auch direkt proportional I (R 3) durch den

ίο Korrekturstrom I(RA) modifiziert ist. Deshalb ist die Verfolgung zwischen dem Startpunkt und der Ablenkrate unmittelbar dem Schaltkreis 10 eigen, ohne daß irgend welche Komponenten angepaßt werden müssen. Dieses Merkmal erhält die Ablenkung akkurat auf der Kathodenstrahlröhre zentriert bei Spannungsschw-anklingen der Referenzdiode Dl. Ein Wegfall des

— SWP-Steuersignals könnte zu einem übermäßigen Verlust in Ql oder QA führen. Die Sperrzeit für den monostabilen Multivibrator läuft niemals ab, solange die — SWP-Pulse oberhalb einer bestimmten Wiederholungsrate auftreten, die bestimmt wird durch die Zeit Steuerkomponenten R15, C9. Aber ein Ausfall bei

— SWP-Pulsen gestattet Pl anzusteigen, welches einen neuen Ablenkzyklus über die Verbindung zu einer anderen Eingabe des Treibers Ml erzwingt. Ein hoher Wert bei Pl bedingt auch, daß der Treiber MA den Verstärkerausgang P6 über die Diode DS auf Masse legt. Dadurch schaltet Q1 und Q1 aus, wodurch irgend ein Stromfluß durch L1 verhindert wird. Der Abtastzyklus kann nicht zu dem Punkt fortschreiten, wo Q 3 und Q A eingeschaltet würden, da die Integratorschleife jetzt unterbrochen ist, so daß Ll keinen Strom führt. Die nächste Anstiegskante von — SJVPtriggert Ml und ein normaler Abtastzyklus beginnt.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (5)

Patentansprüche:

1. Ablenkschaltkreis für eine im Zeilenraster betriebene Kathodenstrahlröhre mit im Gegentakt arbeitenden, von einer Treiberschaltung beaufschlagbaren Ablenkspulen und mit von einer mit einem Referenzsignal beaufschlagbaren rückgekoppelten Integratorschaltung zur Erzeugung der Ablenkspulen-Treibersignale, dadurch gekennzeichnet,

daß für eine Horizontalablenkung die Treiberschaltung aus je einer Transistor-Darlington-Schaltung für jede Ablenkspulenhälfte besteht,
daß ein Operationsverstärker (M3) vorgesehen ist, dessen Ausgang (P6) mit dem Steuereingang der Treiberschaltung verbunden ist,
daß die Treiberschaltung einen für beide Ablenkspulenhälften gemeinsamen Widerstand (R 14) aufweist, welcher über eine Kapazität (CX) mit dem Eingang des Operationsverstärkers verbunden ist,
und daß der Eingang des Operationsverstärkers mit einem während eines durch Triggersignale bestimmten Ablenkzyklus konstanten, die Startposition der Ablenkung bestimmenden Referenzsignal beaufschlagbar ist,

und daß der Operationsverstärker (M 3) mit Triggerschaltungen zum Rücksetzen des Treibersteuersignals auf einen durch das Referenzsignal vorgegebenen Wert zum Zeitpunkt des Beginns der Zeilenablenkung verbunden ist.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

daß die Treiberschaltung aus einer PNP/NPN-Transistorkombination (Q 1, Q 2) in besagter Darlington-Schaltung für eine Ablenkspulenhälfte (L 1) und eine NPN/NPN-Transistorkombination (QX QA) in besagter Darlington-Schaltung für die andere Ablenkspulenhälfte (L 2) besteht, daß die Basis des PNP-Transistors (QX) mit dem Ausgang des Operationsverstärkers (M 3) verbunden ist,
und daß der Kollektor des Transistors (Q 2) mit dem Emitter des Transistors (Q 4) und des Transistors (Q i) und dem Widerstand (R 14) zur Ableitung einer Rückkopplungsspannung verbunden ist.

3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Referenzsignal ein in einer ersten Richtung fließender Referenzstrom ist.

4. Anordnung nach Anspruch 1 und 3, dadurch gekennzeichnet,

daß durch die Triggerschaltungen ein veränderlicher Rücksetzstrom erzeugbar ist mit einer Richtung entgegengesetzt dem Referenzstrom,
daß der Rücksetzstrom nach vorgegebener Zeit in Abhängigkeit von der Größe des Referenzstromes auf den Referenzwert abfällt.

5. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Rückkopplungsweg der Integratorschaltung eine an sich bekannte Phasenschieberschaltung zur Modifizierung des Treibersignals im Sinne einer Arcus/Sinus-Korrektur vorgesehen ist.