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Vertikalablenkschaltung, insbesondere für einen Fernsehempfänger Es
sind eisenlose Vertikalablenkschaltungen bekannt (schweizerische Patentschrift 375
044), bei denen die Endstufe durch zwei komplementäre Endtransistoren gebildet wird,
die von einem vorgeschalteten Treibertransistor im Gegentakt gesteuert werden. Bei
solchen Schaltungen ist während der ersten Hinlaufhälfte der erste Endtransistor
und während der zweiten Hinlaufhälfte der zweite Endtransistor leitend und führt
der Ablenkspule einen sägezahnförmigen Strom zu. Während der anderen Hinlaufhälfte
ist der Transistor jeweils nichtleitend.
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Um Verzerrungen des die Ablenkspule durchfließenden sägezahnförmigen
Stromes gering zu halten, müssen die Kennlinien der beiden Endtransistoren möglichst
genau übereinstimmen, d. h., die Endtransistoren müssen paarig sein. Paarige Transistoren
lassen sich jedoch für nicht komplementäre Transistoren leichter finden als für
komplementäre Transistoren. Es ergeben sich daher hinsichtlich der übereinstimmung
der Transistoren Vorteile und Vereinfachungen, wenn für beide Endtransistoren nicht
komplementäre Transistoren, also beispielsweise npn-Transistoren, verwendet werden
können. In diesem Fall muß die vom Treibertransistor kommende Steuerspannung den
beiden Transistoren mit entgegengesetzter Phase zugeführt werden. Zu diesem Zweck
ist es bekannt, die Basis des ersten Endtransistors mit dem Kollektor und die Basis
des zweiten Endtransistors mit dem Emitter des Treibertransistors zu verbinden.
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Bei einer bekannten Schaltung dieser Art (deutsche Patentschrift 1236
559) . wird zur Erzielung der richtigen Ansteuerung der beiden Endtransistoren von
dem Basisstrom des zweiten Endtransistors ein Gleichstrom- solcher Größe subtrahiert,
daß dieser Transistor etwa während der ersten Hinlaufhälfte nichtleitend ist. Zusätzlich
liegt parallel zur Basis-Emitter-Strecke des zweiten Endtransistors eine so gepolte
Diode, die etwa während der ersten Hinlaufhälfte den Differenzstrom aus dem Emitterstrom
des Treibertransistors und dem Gleichstrom übernimmt. Diese Schaltung erfordert
einen verhältnismäßig hochwertigen Treibertransistor. Außerdem ist diese Schaltung
im wesentlichen für. hohe Betriebsspannungen geeignet.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltung zu schaffen,
die für einen großen Bereich verschieden hoher Betriebsspannungen geeignet ist und
bei der ein Treibertransistor mit geringerer Sperrspannung verwendet werden -kann.
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Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 gekennzeichnete Erfindung
gelöst. Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben. Es
ist zwar eine Vertikalablenkschaltung bekannt (deutsche Auslegeschrift
1157 648), bei der ein einem Endtransistor vorangeschalteter Treibertransistor
an seinem Emitter die Steuerspannung für die Basis des Endtransistors liefert, mit
seinem Kollektor an einen Abgriff des Ausgangsübertragers im Kollektorkreis des
Endtransistors angeschlossen ist und dadurch direkt, also unter Umgehung des Endtransistors,
zur Erzeugung des Sägezahnstromes in dem übertrager beiträgt. Hierbei handelt es
sich aber nicht um eine eisenlose Schaltung der Art, von der die Erfindung ausgeht.
Diese bekannte Schaltung benötigt nämlich einen Ausgangsübertrager, der ein teures
und schweres Bauteil ist und bei der Erfindung vermieden wird. Außerdem übernimmt
hier der Treibertransistor im Gegensatz zur Erfindung nicht allein die vollständige
Speisung der Ablenkspule während eines Teils der Hinlaufzeit. Der Treibertransistor
ist hier während der ganzen Hinlaufzeit als Treiber wirksam und nur mit einigen
Prozent direkt an der Speisung der Ablenkspule beteiligt.
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Bei einer weiteren bekannten, jedoch zur Horizontalablenkung dienenden
Schaltung (französische Patentschrift 88 389, Zusatz zu 1332 609) wird aus der Ausgangsspannung
-des Endtransistors durch Integration eine zur Geometriekorrektur dienende Sägezahnspannung
gewonnen, die einen zweiten im Betriebsspannungsweg des Endtransistors liegenden
Transistor steuert. Hier handelt es sich aber ebenfalls um eine nichteisenlose Ablenkschaltung
mit einem Ausgangsübertrager. Im Gegensatz zur Erfindung sind auch hier beide Transistoren
nicht abwechselnd, sondern ständig gleichzeitig an
der Speisung
der Ablenkspule beteiligt. Da es. sich um eine Horizontalablenkschaltung handelt,
ist auch ihre sonstige Wirkungsweise mit der der Erfindung zugrunde liegenden Schaltung
nicht vergleichbar.
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Die Erfindung beruht auf der Tatsache, daß der zweite Endtransistor
während der ersten Hinlaufhälfte. ohnehin nichtleitend ist, d. h. für die Speisung
der Ablenkspule mit dem sägezahnförmigen Strom keine Bedeutung hat und daher während
dieser Zeit als Treibertransistor für den ersten Endtransistor verwendet werden
kann. Dadurch ergibt sich eine bessere Gesamtausnutzung der Transistoren. Die erfindungsgemäße
Schaltung ist für einen weiten Bereich verschieden hoher Betriebsspannungen geeignet.
Bei einfacheren Schaltungen kann ein zusätzlicher Treibertransistor eingespart werden,
weil der zweite Endtransistor als Treibertransistor dient. Außerdem wird die Abhängigkeit
der Kennlinienübergänge der beiden Endtransistoren von der Temperatur verbessert.
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Die Erfindung wird im folgenden an Hand der Zeichnung an mehreren
Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigt F i g. 1 ein Prinzipschaltbild der
Erfindung, F i g. 2 Kurven zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach
F i g.1, F i g. 3, 4, 5 Abwandlungen der Schaltung nach F i g. 1, und F i g. 6 ein
praktisch erprobtes Ausführungsbeispiel der Erfindung.
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In F i g. 1 wird in bekannter Weise ein Ladekondensator 1, der über
einen Widerstand 2 als Miller-Kapazität an den Ausgang einer durch Endtransistoren
3 und 4 gebildeten Endstufe ange= schlossen ist, über einett Widerstand 5 während
der Hinlaufzeit .H langsam aufgeladen und während der Rücklaufzeit über einen Schalter
6 schnell entladen. Der Ladekondensator 1 erzeugt an der Basis des Transistors 4
eine sägezahrtförmige Spannung 12. Die Kollektor-Emittex-Strecken der Transistoren
3, 4 sind . in Reihe geschaltet.. Der Kollektor des Transistors 4
ist mit
der Betriebsspannung über zwei Widerstände 7, 8 verbunden, deren Verbindungspunkt
über einen Kondensator 9 mit dem Emitter des Transistors 3 verbunden ist. Der Kondensator
9 dient , zum einwandfreien Durchschalten des Transistors 3 während der Rücklaufzeit.
An den Emittex des Transistors 3 (Schaltungspunkt 14) ist über einen Koppelkondensator
10 eine Ablenkspule 11 angeschlossen.
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Die Wirkungsweise dieser Schaltung wird an Hand der F i g. 2 erläutert.
Am Ende der Rücklaufzeit R, d. h. am Anfang der Hinlaufzeit H, wird der Schalter
6 geöffnet. Der Widerstand 2 verhinderte in der vorangegangenen Rücklaufzeit R die
vollständige Umladung des Kondensators 1, um die für dien schnelle Änderung des
Ablenkstromes während der Rücklaufzeit R notwendige Rückschlagspannung 30 in. fier
Steuerspannung 12 bzw. in der Spannung an der Ablezkspule zu ermöglichen. Dadurch
springt nach öffnen des Schalters 6. die Basisspannung des Transistors 4 sofort
auf einen gewissen Wert, um von hier aus, wie nachfolgend geschildert, zeitlinear
anzusteigen. über den Widerstand 5 wird jetzt der Kondensator 1 aufgeladen, so daß
die Spannung an der Basis des Transistors 4 langsam positiver wird und der Transistor
4 sägezahnförmig weiter leitend gesteuert wird. Dadurch wird die Basis des
Transistors 3 negativer, so daß der Transistor 3 langsam weniger leitend wird. Während
dieses Vorganges während der ersten Hinlaufhälfte ist also der Transistor 3 leitend.
Da daher die Basis gegenüber dem Emitter am Transistor 3 positiv ist, ist die Diode
13, über die der Emitter des Transistors 3 und der Kollektor des Transistors 4 verbunden
sind, nichtleitend. Während der ersten Hinlaufhälfte arbeitet also der Transistor
4 auf die Arbeitswiderstände 7, 8 und wirkt somit als Treibertransistor für den
Endtransistor 3, der während dieser Zeit der Ablenkspule 11 einen sägezahnförmigen
Strom il zuführt. In Hinlaufmitte ist der Transistor 3 nichtleitend geworden, d.
h. die positive Vorspannung der Basis gegenüber dem Emitter verschwunden. In diesem
Zeitpunkt wird daher die Diode 13 leitend, so daß nun während der zweiten Hinlaufhälfte
der Transistor 4 über die leitende Diode 13 der Ablenkspule 11 einen sägezahnförinigen
Strom i. zuführt. Der Endtransistor 3 ist während dieser Zeit nichtleitend.
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In F i g. 3 ist der erfindungsgemäßen Schaltung als Treibertransistor
ein zusätzlicher Steuertransistor 15 vorgeschaltet, der an seiner Basis wieder mit
der Steuerspannung 12 gesteuert wird, und dessen Kollektor an den Abgriff eines
Spannungsteilers 16,17 angeschlossen ist. Der über einen Widerstand 18 geerdete
Emitter ist mit der Basis des Endtransistors 4 verbunden. Der Spannungsteiler 16,17
ist so ausgelegt, daß die maximal zulässige Sperrspannung für den Steuertransistor
15 nicht überschritten wird.. Der Widerstand 18 dient dazu, den Kollektor-Basis-Nullstrom
des Transistors 4 zu übernehmen. Der Transistor 15 kann auch durch einen pnp-Transistor
ersetzt werden, wobei dann die Basis des Endtransistors 4 mit dem Emitter des Transistors
15 verbunden und dessen Kollektor geerdet ist. Die Widerstände 17 und 18 können
dabei entfallen.
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In Fi g. 4 wird eine Verbesserung der Schaltungseigenschaft, insbesondere
ein besserer Kennlinienübergang, dadurch erreicht, daß der Kollektor des Transistors
4 reit der Basis des Transistors 3 über eine weitere Diode 19 verbunden ist. Dadurch,
wird der übergang vom leitenden Zustand des Transistors 3 bzw. seiner Basis-Emitter-StreQke
zum leitenden Zustand der Diode 13 verbessert.
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In F i g. 5 ist die Diode 19 von I~' i g. 4 durch einen Widerstand
20 ersetzt, und zusätzlich liegt in Reihe zur Diode 13 ein Widerstand 21. Auch hierdurch
läßt sieh ein besserer Kennlinienübergang, d. h. ein geringer Knick im Ablenkstromverlauf,
erzielen. Der Widerstand 21 hat folgende Bedeutung: Wenn der Widerstand 20 für die
Hinlaufmitte richtig gewählt ist, so wird gegen Hinlaufende, wenn der Spannungsabfall
am Widerstand 20 zunimmt,. der Endtransistor 3 wieder in den leitenden Zustand geraten.
Durch den Widerstand 21 fließt während der zweiten Hinlaufhälfte ein ansteigender
Strom, so dai3 die an ihm anfallende ansteigende Spannung den Spannungsanstieg am
Widerstand 20 kompensiert und so für die einwandfreie Sperrung des Endtransistors
3 während der zweiten Hnlaufhälfte sorgt.
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F i g. 6 zeigt ein praktisches Ausführungsbeispiel der Erfindung,
in dem zum besseren Verständnis. gleiche Schaltungselemente wie in den F i g. 1
bis 5. mit gleichen Bezugsziffern versehen sind. Als zur schnellen Umladung des
Miller-Kondensators 1 dienender Schalter dient ein Transistor 6. Die gesamte
Schaltung
ist über einen Rückkopplungsweg 22 selbstschwingend ausgebildet und wird
von einer Klemme 23 synchronisiert.