DE1921936C3 - Stromversorgungsschaltung insbesondere für eine Differenzverstärkerstufe - Google Patents

Description

ersten Transistor 10 von bestimmtem Leitfähigkeitstyp, beim dargestellten Ausführungsbeispiel vom npn-Typ, der in einen ersten Zweig des Kreises geschaltet ist und einen zweiten Transistor 12 vom gleichen Leitfähigkeitstyp, der parallel in einen zweiten Schaltkreiszweig geschaltet ist. Die Emitter der beiden Transistoren 10 und 12 sind gemeinsam an den Verbindungspunkt 14 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 10 ist mit einem Widerstand 16 und der Kollektor des Transistors 12 mit einem Widerstand 18 verbunden. Die jeweils anderen Enden der Widerstände 16 und 18 liegen an einem Punkt mit weitgehend fester Spannung, gemäß der Darstellung an Masse. Zum Anschluß von zusätzlichen Schaltkreisen an den Differenzverstärkei dienen Ausgangsklemmen 20 und 22. Die Basen der Transistoren 10 bzw. 12 sind mit Signalquellen 24 bzw. 26 gekoppelt Die Signalquellen können unabhängig voneinander sein, oder die eine kann eine Bezugsquelle sein, während die andere veränderlich sein kann. Der gemeinsame Verbindungspunkt 14 ist mit dem Kollektor eines Transistors 28 und dem einen Ende eines Widerstands 30 verbunden. Das andere Eide dieses Widerstands 30 liegt an der negativen Klemme 32 einer geeigneten Spannungsquelle 34. Ein Widerstand 36 ist mit einem Ende an die Klemme 32 und mit dem anderen Ende an den Emitter des Transistors 28 angeschlossen. Die Basis 38 des Transistors 28 liegt an einem Punkt relativ festen Potentials, das von einer Vorspannungsquelle 40 geliefert wird. Eine besonders bei integrierten Schaltungen zweckmäßige Möglichkeit zur Schaffung der Vorspannung ist in F i g. 2 dargestellt, wo man die feste Vorspannung mittels zweier Dioden 52 und 54 erhält, die an einen Stromversorgungswiderstand 56 angeschlossen sind, der seinerseits an Masse liegt.

Die Betriebsweise der Differenzverstärkerstufe ist an sich bekannt. Es sollen deshalb nur die die Erfindung betreffenden Hauptgesichtspunkte erläutert werden.

Der in den Transistoren 10 und 12 fließende Strom wird im wesentlichen durch den Emitterkreis bestimmt, der aus dei.i eine Stromsenke bildenden Transistor 28 und dem gemeinsamen Emitterwiderstand 30 besteht. Unter der Voraussetzung, daß die Transistoren 10 und 12 relativ hohe Stromverstärkungsfaktoren (B>50) besitzen, ist die Vereinfachung zulässig, daß der Kollektorstrom gleich dem Emitterstrom ist. Der von einem oder beiden Transistoren ib und 12 gelieferte Gesamtemitterstrom /<■ fließt dann in den gemeinsamen Emitterkreis, welcher zv/ei Strompfade enthält. Ein erster Strom A fließt längs eines Strompfades, der aus dem Kollektor-Emitter-Übergang des Transistors 28 und dem Widerstand 36 besteht, in den Stromsenkenkreis. Dieser erste Strom /ι ist virtuell unabhängig von Änderungen der Versorgungsspannung, da er durch einen Wert der an die Basis des Transistors 28 angelegten Vorspannung e_b abzüglich des Basis-Emitter-Spannungsabfalls Vbe des Transistors 28, dividiert durch den Wert des Widerstands 36, bestimmt ist und somit durch die folgende Gleichung dargestellt werden kann:

- ^v

Durch den gemeinsamen Emitterwiderstand 30 fließt ein zweiter Strom /?. Dieser Strom h wird durch die Spannung bestimmt, die zwischen dem Verbindungspunkt 14, wo die gemeinsame Emitterspannung der Verstärkerstufe herrscht, und der negativen Klemme 32 der Spannungsquelle 34 liegt, die auf einem Potentialwert von - Vm: gehalten wird. Die Spannung »m Verbindungspunkt 14 wird immer gleich dem höchsten Wert der Eingangsspannung e,„ abzüglich des Basis-Emitter-Spannungsabfalls in Durchlaßrichtung Vrk eines oder beider Transistoren 10 und 12 sein. Der Strom /2 ist daher eine Funktion der Eingangsspannung, der Netz- oder Versorgungsspannung, des Spannungsabfalls Vhf. eines oder beider Transistoren und des Wertes des Widerstands 30. Er kann durch folgenden Ausdruck wiedergegeben werden:

U =

- V_B,

Ri

Es wurde schon erwähnt, daß die Summe aus I₁ und h gleich dem Emitterstrom ist, der wiederum den in den Kollektoren der Transistoren 10 und/oder 12 fließenden Strom repräsentiert. Bei der Betrachtung der Gleichungen für /1 und h sieht man, daß beHe einen Ausdruck enthalten, der einem in Durchlaßrichtung vorgespannten Basis-Emitter-Übergang (Vbe) entspricht. Der Basis-Emitter-Spannungsabfall Vbe ist sowohl von der Temperatur als auch von der Stromamplitude abhängig.

Außerdem ist der Temperaturkoeffizient der Änderung von Vbe von der Stromamplitude abhängig. Bei einem Transistor einer bestimmten Geometrie hat sich ;·_ B. herausgestellt, daß der Temperaturkoeffizient von Vbe sich von —1,6 mV/°C bei niedrigen Emitterströmen (0.1 mA oder weniger) bis zu — l,3mV/°C bei einem Emitterstrom von 5 mA ändert.

Wenn gemäß F i g. 2 die Vorspannung eb für den Stromsenkenkreis von zwei Transistoren abgeleitet wird, die als Dioden geschaltet sind (durch einen Kurzschluß zwischen der Basis und dem Kollektor oder einfaches »Schwimmenlassen« des Kollektors und alleinige Verwendung der Basis-Emitter-Übergänge), wie es häufig im Falle von integrierten Schalungen geschieht, ist der Wert der Vorspannung die Summe aus den jeweiligen Vß^Spannungsabfällen. In dem beschriebenen Fall würde e* gleich zwei VseSpannungsabfällen sein (eb=2 Vbe)· Wenn man diesen Wert für et, in die Gleichung für /1 einsetzt, sieht man, daß dieser erste Strom /ι gleich einem Spannungsabfall Vbe dividiert durch den Wert des Widerstands 36 ist (Λ = Vbe/Rv,). Da Vbe einen negativen Temperaturkoeffizienten hat, nimmt /, mit steigender Temperatur ab. Betrachtet man die Gleichung für /2, so sieht man, daß ein Temperaturanstieg zu einem Absinken von Vbe führt, was einen Gesamtanstieg des Potentials am festgelegten Widerstand 30 und somit ein Ansteigen von 1% zur Folge hat. Durch die richtige Auswahl des Verhältnisses von /?_J0 und Rtb kann man einen nahezu vollkommenen Ausgleich oder Gleichgewichtszustand erreichen. Auf diese Weise wird iine Temperaturkompensition ohne die Verwendung von speziellen Materialien bewirkt. Dieses Verfahren eignet sich insbesondere für die Technik der integrierten Schaltungen, ist aber nicht auf diese beschränkt.

In Fig,3 ist ein weiteres AusführungsbeispieJ der Erfindung dargestellt, bei welchem die Differsn/stufe ein Teil eines Stromlenk-Verknüpfungsgiiedes ist. Die Ausgangsklemmen 20 bzw. 22 des Differenzverstärkers sind an die Basen der Transistoren 60 bzw. 62, die als Emitterfolger geschaltet sind, angeschlossen. Die Ausgangssignale dieser Emitterfolger sind das »NOR«- und »ODER«-Signal zum Ansteuern nachgescholteter Torschaltuneen. Ein Transistor 64. dessen Basis über

einen Widerstand 65 an Masse liegt, bildet den Emitterfolgerausgang einer vorgesehalteten Stufe und ist gemäß der Darstellung an die Basis des Transistors 12 angeschlossen. Es sei angenommen, daß das Ausgangssignal dieses Transistors ein Signal mit hohem Binärwert (»I«) ist. Die Basis des Transistors IO ist mit dem Emitter eines Transistors 66 verbunden, der den Refercnzpegel für die Differenzstufe liefert und als Stromversorgungsquelle für den Vorspannungskreis für die Stromsenke wirkt. Dieser Vorspannungskreis besteht .ms dem Widersland 56 und Dioden 52 und 54. hei denen es sieh beispielsweise um Transistoren mit einem Kurzschluß /wischen Basis und Kollektor handelt. Die Basis des Transistors 66 ist an einen Spannungsteiler aus den Widerständen 68 und 70 .ingeschlossen. Das Verhältnis dieser beiden Widerst,inde stellt den gcw unschten Refercn/pegel ein.

Ϊ ine A n;tk sr tier Schaltung /pum tl:iH rtnr S'mnniinin..

pegel am gemeinsamen Emitter der Transistoren IO und 12. also am Verbindungsptinkt 14. jeweils einen von /wc, Werten besitzt. Der erste Wert, den man erhält, wenn der Ausgang der vorgeschalteten Stufe sich im Zustand hohen Binärwertes befindet, ist ungefähr gleich Massepotential abzüglich der Summe der Durchlußspannungsabfälle der Basis-Emitter-f Ibcrgänge der Transistoren 64 und 12. Der /weite Wert, der sich ergibt. wenn der Ausgang der vorgesehalteten Stufe im Zustand niedrigen Binärwertes ist. ist ungefähr gleich der durch die Widerstände 68 und 70 eingestellten Referenzspannung abzüglich der Summe der Durchlaß Spannungsabfall·;- der Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 66 und 10. Somit ist die Spannung am Verbindungspunkt 14 immer um zwei K/jz-Spannungsabfälle (2 V_M) tiefer als entweder Massepotential oder das durch die Widerstände 68 und 70 eingestellte Referenzpotential. Wie oben erläutert wurde, wird infolgedessen die Spannung am Verbindungspunkt 14 bei einem Ansteigen der Temperatur mit der doppelten durch den negativen Temperaturkoeffizienten eines einzigen Basis-Emitter-Übergangs gegebenen Rate ansteigen. Wenn man lediglich beispielsweise einen negativen Temperaturkoeffizienten von 1.6 mV/ C annimmt, wird das Potential am Verbindungspunkt 14 um 3.2 mV' C angehoben werden, was einen Anstieg des Stromes Λ durch den gemeinsamen Emitterwider-

30 um

3,2

m-V C zur Folge hat. Der Stromer-

ζ-.-Ίρ-erkreis ist identisch mit demjenigen, denn man bei er.er Kombination der I-'i g. 1 und 2 erhält, und wie oben beschrieben wurde, wird die Spannung am Widerstand 36 :r,it einer Rate von 1.6 mV/ C sinken, was /u einer

1,6

■\bnahme des Stromes /; mit einer Rate von-

- mA/ C

fuhrt.

Durch richtige Wahl der Widerstandsverhältnisse kjnn die Stromabnahme im ersten Strompfad durch die Stromzunahme im zweiten Strompfad ausgeglichen ■.■der aufgehoben werden. Obwohl gemäß dem oben .-dargelegten Beispiel Ry, doppelt so groß wie R^ gewählt werden sollte, zeigen Laboruntersuchungen. düß wegen sekundärer Effekte wie z. B. der Änderung des Tempera iurkoeffizienten des in Durchlaßrichtung vorgespannten Basis-Emitier-Ijbergangs mit der S'romamplit'jde für einen optimalen Ausgleich ein anderes Verhältnis als 2 : I erforderlich sein kann. Be einem bestimmten Schaltkreis gemäß der Erfindung ergab z. B. ein Verhältnis von 3 : 1 einen optimaler Ausgleich.

) Dadurch, daß man die Emitterströme gleichmäßig zwischen den beiden durch den gemeinsamen Emitier widerstand und die Konstantstromsenke gebildeler Leitungs- oder Strompfaden aufteilt, erhält mn η einer nahezu vollkommenen Temperaturgleichlauf. Dies ha

in zur Folge, daß über den gesamten Bereich dci 1 emperaluranderungen ein konstanter Stöiahslanc erhalten bleibt.

Die Transistorstromsenkc wird vorgespannt, dami der hmdurchlließende Strom unabhängig von Schwan

■ . klingen der Netz- oder Versorgungsspannung ist. Wenr also der Emitterstrom gleichmäßig in /i und /> aufgctcil wird, wird er nur halb so empfindlich gegen eine StrnmvprsMrminusrpuHunp ills im P.illp pinor 'schultnnu

die nur aus einem gemeinsamen F.mitterwidersianc

j'i besteht.

Wenn man nur eine Stromquelle mit hoher Impedanz benutzt, so hat dies einen nachteiligen Einfluß auf du Schaltungsstabilität. Durch eine l.eitungsinduktivität (in Basiskreis des Differenzverstärkers) und durch eint

j". Parallel- oder Querkapazität an der Emittcrvcrbindunf der beiden Differenz-Transistoren wird wirkungsmäßij ein /.CKr is gebildet, der die Verstärkerstufe zun Schwingen bringen kann. Wenn man aber die Ausgangsimpedanz der Stromquelle mittels des gemein

in samen EmittcrwidersUinds herabset;". so wirkt dies al: Nebenschluß für die Kapazität, so daß der Bereich dci Frequenzstabilität vergrößert wird.

Bei den dargestellten Ausführungsbeispielcn wird eir gemeinsamer Emitterwiderstand parallel zu einci

i) Transistorstromsenke verwendet, wodurch eine Tcmpe raturkompensation. Unempfindlichkeit gegen Schwan klingen der Energieversorgung und eine gute Frequenz Stabilität erzielt werden. Zur Erläuterung der Erfindung wurde eine Transistorstromsenke gewählt, weil sie sicr

4ii ausgezeichnet für integrierte Schaltungen eignet. Es se jedoch darauf hingewiesen, daß man gleiche odei ähnliche Ergebnisse erzielt, wenn man zu irgend einerr in den Emitterkreis der Differenzstufe geschalteter temperaturempfindlichen Stromerzeuger einen gemein

i't samen Emitterwiderstand parallel schaltet.

Die Verwendung des Emitterwiderstands kanr dadurch erweitert werden, daß man mit dem Emitter widerstand 30 der Differenzstufe nur den Kollektor Emitter-Übergang des Transistors 28 überbrückt unc

-.n den Widerstand 36 als gemeinsame Rückleitung .7:i beide Strompfade benutzt. Eine solche Anordnung weis zwar einen schlechteren Temperaturgleichlauf auf erhöht aber die Unempfindlichkeit gegen Energiever sorgungsschwankungen und gegen ein Rauschen de:

5Ί Pegels des Eingangssignals vom Wert »1« unc verringert die Schwinganfälligkeit. Außerdem kann mar bei dieser Anordnung die beiden Widerstände wesent lieh kleiner wählen, ohne die Verlustleistung zu erhöhen was insbesondere bei integrierten Schaltungen ein sehi

•-.ο erwünschtes Endziel ist.

Obwohl die beschriebenen Schaltkreise mit npn Transistoren bestückt sind, würden sie selbstverständ lieh auch mit pnp-Transistoren arbeiten, wenn man dif Anschlüsse an die Spannungsquelle umkehrt.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentanspruch;

   Stromversorgungsschaltung, insbesondere für eine Differenzverstärkerstufe, zum Erzeugen eines temperaturkompensierten Stromes für einen Verbindungspunkt zwischen den Emitterelektroden von zwei Transistoren eines gegebenen Leitfähigkeitstyps, mit einem dritten Transistor von demselben Leitfähigkeitstyp, der mit seiner Kollektorelektrode an den Verbindungspunkt der Emitterelektroden des ersten und zweiten Transistors und mit seiner Emitterelektrode über einen ersten Widerstand an eine Betriebsspannungsklemme geschaltet und au seiner Basiselektrode in Durchlaßrichtung vorgespannt ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Basiselektrode des ersten Transistors (10) vom Spannungsabfall an einer Mehrzahl von in Durchlaßrichtung vorgespannten, zwischen die Basiselektrode des dritten Transistors (28) und die Betriebsspannungsklemme (32) geschalteten Halbleiterübergängen (Dioden 52, 54) in Durchlaßrichtung vorgespannt ist und der IColIektorstrom des dritten Transistors (28) einen negativen Temperaturkoeffizienten hat, und daß ein zweiter Widerstand (30) den Verbindungspunkt (14) der Emitter der ersten beiden Transistoren (10, 12) mit der Betriebsspannungsklemme (32) koppelt und ein den mit negativem Temperalurkoeffizienten behafteten Kollektorstrom des dritten Transistors (28) kompensierender Strom mit positivem Temperaturkoeffizient fließt.

   Die Erfindung betrifft eine Stromversorgungsschaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruchs.

   Es sind Differenzverstärker bekannt, bei denen ein gemeinsamer Verbindungspunkt der Emitter der beiden Transistoren einer Stufe über die Kollektor-Emitter-Strecke eines als Konstant-Stromquelle wirkenden weiteren Transistors an die eine Klemme einer Betriebsspannungsquelle angeschlossen ist, wobei die Basis dieses weiteren Transistors an einer festen Vorspannung liegt (»Electronic Engineering«, Oktober 1966, Seite 661, oder »NTZ«, 1966, Heft 2, Seiten 65 bis 69). Mit einer Konstant-Stromquelle oder -Senke (US-PS 32 90 520) arbeitende Differenzversttirkerstufen gewährleisten die für eine gute Gleichtaktunterdrükkung erforderliche hohe Impedanz und sind außerdem praktisch unempfindlich gegen Schwankungen der Versorgungsspannung. Sie sind aber wegen der Temperaturabhängigkeit des in Durchlaßrichtung vorgespannten Basis-Emitter-Übergangs in hohem Maße anfällig gegen Temperaturänderungen. Zusätzlich bereitet die an sich erwünschte hohe Emitterimpedanz bei hohen Frequenzen Schwierigkeiten, denn sie macht den Schaltkreis unstabil, was sich durch Schwingungen in der Verstärkerstufe bemerkbar macht. Wenn man statt dessen einen gemeinsamen Emitterwiderstand verwendet, so hat dies den Nachteil, daß der durch den Emitterwiderstand fließende Strom eine Punktion der Versorgungsspannung ist und sich in direkter Abhängigkeit von dieser ändert. Damit man eine hochohmige Eingangsimpedanz erhält, muß der Emitterwiderstand außerdem groß gewählt werden, und für die Aufrechterhiiltung eines gewünschten Minimalstrompegels in der Verstärkerstufe muß man eine höhere Versorgungsspannung verwenden- Der Schaltkreis mit einem gemeinsamen Emitterwiderstand ist also spannungsabhängig und hat einen schlechten Wirkungsgrad, denn er verbraucht mehr Leistung, als es bei Alternativmethoden erforderlich ist.

   Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine als Quelle für temperaturkompensierten Strom verwendbare Stromversorgungüschaltung anzugeben, welche

   ίο weitgehend unabhängig von Schwankungen der Versorgungsspannung ist, die auch relativ klein sein kann, und welche zugleich eine gute Frequenzstabilität aufweist.

   Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch gekennzeichnete Stromversorgungsschaltung gelöst.

   Diese Schaltung gewährleistet eine gute Temperaturkompensation ohne die obengenannten Nachteile bekannter Schaltungen. Insbesondere sind Differenzverstärkerstufen oder sogenannte Stromlenk-Verknüpfungsglieder (ECL-Logikkreise), in denen die Erfindung realisiert ist, besser als bisher für einen Betrieb in einem größeren Temperatur- und Versorgungsspannungsbereich geeignet.

   Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichung dargestellt. Es zeigt

   F i g. 1 ein schematisches Schaltbild einer emittergekoppelten Differenzverstärkerstufe mit einer Schaltung gemäß der Erfindung,

   Fig.2 ein schematisches Schaltbild einer Vorspannungsschaltung für eine Transistorstromsenke und

   F i g. 3 ein schematisches Schaltbild eines emittergekoppelten Stromlenk-Verknüpfungsgliedes.

   Emittergekoppelte Differenzverstärkerstufen in weitem Maße in Verstärkerschaltungen, insbesondere in Rechenverstärkern und in schnellen Stromlenk-Ver knüpfungsgliedern verwendet, wo eine galvanische Kopplung der Stufen erwünscht und notwendig ist. Bei dieser Betriebsweise wird jedoch stark die zulässige Drift des Ausgangsspannungspegels der Verstärkerstufe eingeschränkt

   Der Ausgangsspannungspegel wird durch den Spannungsabfall am Lastwiderstand bestimmt Dieser Spannungsabfall ist direkt proportional zum Wert des im Lastwiderstand fließenden Kollektorstroms (Ic)- Offensichtlich führt jede Änderung des Kollektorstroms zu

   einer Änderung der Ausgangsspannung. Jede Drift oder

   Änderung des Kollektorstroms, wo sie auch immer

   herrühren mag, ist also gleichbedeutend mit einem fehlerhaften Eingangssignal.

   In einem Verknüpfungsglied können Kollektorstrom-

   änderungen, die eine Verschiebung der binären Pegel verursachen, die Störfestigkeit so stark herabsetzen, daß d>e Torschaltung durch Störimpulse niedriger Amplitude aufgetastet werden kann. Eine hinreichend große Änderung kann dazu führen, daß statt einer binären »0« eine »1« (oder umgekehrt) dargestellt und dadurch eine Fehlauslösung bewirkt wird.

   Eine Regelung des Kollektorstroms erhält man gemäß dem dargestellten Alisführungsbeispiel der Erfindung durch die in den Emitterkreis der Differenz verstärkerstufe geschaltete Parallelschaltung aus einem Stromerzeuger und einem gemeinsamen Emitterwiderstand. Wenn die Temperatur ansteigt, dient ein wachsender Strom durch den gemeinsamen Emitterwidersland als Ausgleich für eine Abnahme des durch den Stromerzeuger fließenden Stromes. Das Problem und seine Lösung soll nun anhand von F i g. I erläutert werden. Die dort dargestellte Differenzverslärkerstufe mit /usartirnengeschaiicien Emittern enthält einen