DE2727777C3 - Ablenkschaltkreis für eine Kathodenstrahl-Bildröhre - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Ablenkschaltkreis für eine im Zeilenraster betriebene Kathoden strahlröhre mit im Gegentakt arbeitenden, von einer " Treiberschaltung beaufschlagbaren Ablenkspulen und mit von einer mit einem Referenzsignal beaufschlagbaren rückgekoppelten Integratorschaltung zur Erzeugung der Ablenkspulen-Treibersignale.

Sie Findet insbesondere Anwendung in alphanumerischen Datenanzeigegeräten mit einer Raster- oder Punktmatrixstruktur. Die Ablenkung für ein solches Anzeigegerät muß äußerst akkurat und stabil sein,

ίο sowohl hinsichtlich der Ausgangsposition und der Geschwindigkeit, da sich kleine Bewegungen der dargestellten Zeichen für den Operator sehr irritierend und ermüdend auswirken. Andererseits erfordern die Kathodenstrahlröhren Anzeigegeräte, niedrige Kosten

is und einen justierfreien Betrieb. Die Ablenkschaltkreise für herkömmliche Anzeigegeräte waren abhängig von Komponentenjustierung für die Spurzentrierung, von genauer Anpassung der Komponentenwerte und von präziser Spezifikation der Parameter, wie der Ablen kungsspuleninduktanz und Resistanz.

Aus der DE-AS 10 99 577, insbesondere Fig. 1 mit dem dazugehörigen Text, ist ein Ablenkschaltkreis für eine Kath-odenstrahl-Büdröhre mit Ablenkspulen bekannt, bei der eine auf ein konstantes Referenzsignal ansprechende Integratorschaltung mit einem Rückkopplungsweg zur Erzeugung eines zeitveränderlichen Ablenkspulen-Treibersignals, eine auf dieses Treibersignal ansprechende Schaltung zur Erzeugung eines Ablenkspulen-Treiberstromes, und ein mit dem Rück kopplungsweg verbundenes Abfühlelement für den Ablenkspulen-Treiberstrom, vorgesehen ist

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Ablenkschaltkreis für eine Kathodenstrahlröhre mit hoher Genauigkeit und Stabilität bei niedrigen Kosten und geringem Leistungsverbrauch und Justieffreiheit anzugeben.

Diese Aufgabe der Erfindung wird in vorteilhafter Weise durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruches 1 genannten Maßnahmen gelöst

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Grundsätzlich umfaßt die vorliegende Erfindung einen Operationsintegrator, welcher einen Referenzstrom empfängt, der sowohl die Geschwindigkeit und die Startposition für die Ablenkung bestimmt Ein Paar Gegentakt-Ausgabetreiber haben einen gemeinsamen Stromsensor in der Rückkopplungsschleife des Integrators. Dies zwingt die Treiber als gesteuerte Stromquellen für die aufgeteilten Ablenkspulen zu arbeiten,

so welche sich außerhalb der Rückkopplungsschleife befinden. Eine Arcus/Sinus-Korrektur wird durch ein Phasenschiebe-Netzwerk in der Integratorschleife vorgesehen. Ein Wegfall des Treibersignals wird durch eine monostabile Kippschaltung mit Zeitsperre unwirksam gemacht.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in den Zeichnungen dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigt F i g. 1 ein Schaltbild des Ablenkschaltkreises,

bo F i g. 2 verschiedene Signalverläufe für die Erklärung der Wirkungsweise des Schaltkreises nach F i g. 1.

F i g. 1 zeigt einen Ablenkschaltkreis 10. Die Abfallflanke eines digitalen Signals am Punkt Pl triggert die monostabile Kippschaltung MX und aktiviert den

hi Treibermodul M2. Wenn jeder der Eingänge Pl und /'2 niedrig ist, verbindet M2 den Punkt P3 mit Masse über einen internen Transistor. P3 ist mit der Kathode der Zehnerdiode DX gekoppelt, welche über die

Widerstände R1 und R 2 zwischen den Versorgungsspannungspunkten von 24 Volt und —24 Volt liegt Der einen eingeprägten Strom liefernde Widerstand A3 ist über die Diode £72 mit dem Punkt P3 verbunden und mit der Integratorkapazität Cl in der negativen Rückkopplungsschleife des Operationsverstärkermoduls Ai 3. Die Sättigung von M 3 wird durch Begrenzung der Spannung Ober C1 mittels der Zehnerdiode D 3 und DA verhindert; im normalen Betrieb werden diese Dioden nicnals leiten. Eine andere Diode D 5 verknüpft die Anodenspannung von D1 init der anderen Seite von Cl.

Die Rückkopplungsschleife des Verstärkers Af 3 schließt auch ein ÄC-Phasenschiebenetzwerk mit drei Anzapfungen R4—R7, C2—CA ein. Der nicht invertierende Eingang PA des Verstärkers A/3 ist über den Präzisions-Vorspann-Widerstand R 8 an Masse gelegt und über die Kompensationskapazität C5 mit dem invertierenden Eingang PS gekoppelt Die stabilisierende Kapazität CS ist mit dem Ausgang P 6 von A/3 verbunden. Die Spannungsversorgungs-Nebenschlußkapazitäten Cl und CS tragen auch zur Verhinderung von Schwingungen in Af 3 bei. Die verfügbaren ±24 Volt für die Spannungsversorgung werden innerhalb der Grenzen von Af 3 durch die Zehnerdioden D 6 und D 7 reduziert Der Ausgang P 6 ist auch mit dem Treibermodul A/4 fiber die Diode DS verbunden, um P 6 auf Masse zu legen, falls die Zeitsperre für AfI abläuft, wie nachfolgend noch beschrieben wird.

Der Verstärkerausgang P6 beaufschlagt die Darlington-Schaltung (Q3, QA) und die NPN/PNP-Schaltung (Ql, <?2) der Ausgabetreiber. Die Basis des PNP-Vorstufentreiber-Transistors Ql empfängt direkt das Signal P6. Dessen zugeordneter NPN-Ausgabetransistors Q 2 hat einen herkömmlichen Vorspannwiderstand R 9. Eine Hälfte der Ablenkspule, L1, verbindet den Emitter von Q 2 mit der —24-Volt-Spannungsversorgung und ist durch den Dämpfungswiderstand R10 geshuntet Der andere Darlington-Treiber hat zwei NPN-Transistoren <?3 und Q 4 und den Vorspannwiderstand Λ11. Um die zwei Basis-Emitterspannungsabfälle von Q1 und Q 3 zu kompensieren, wird die Basis von Q 3 um zwei Diodenabfälle über P6 durch D 9, D10 und R12 angehoben. Die andere Hälfte der Ablenkspule, L 2, wird durch R13 geshuntet und liegt zwischen dem Kollektor von QA und der +24-Volt-Spannungsversorgung. Der Emitter von QA ist mit den? Kollektor von Q 2 verbunden. Dieser Verbindungspunkt P 7 ist über den Stromabfühl-Widerstand RIA mit Masse verbunden. F i g. 1 zeigt, daß Pl das ferne Ende der Rückkopplungsschleife für den Operationsverstärkermodul Af 3 ist Die Spannung am Punkt Pl kann auch als eine externe Kompensationsspannung CAfP für andere Schaltkreise (nicht gezeigt) ausgegeben werden, welche nicht ein Teil der Erfindung sind.

Typische Komponentenwerte sind in der folgenden Tabelle angegeben:

Rl	RS	8200hm
R2		U9 Kiloohm
R 3,	R7	6350 Kiloohm, 1%
RA	RU	7,5 Kiloohm
R 6,	R 13	2,2 Kiloohm
R 9,		47<>Ohm
RIO,		43ÖOhm
R 12	9,1 Kiloohm
R14	12 0hm, 1%

R15 1 Kiloohm

Cl 0,106 uF,l%

C2, C3, C4 0,1 uF

C5 47OpF

C6 3OpF

Cl, CS 5nF

C9 6,8 uF

Ll, L 2 6,6 mH (11,3 Ohm)

Dl 6V

ίο D3 8V

D6, Dl 8V

Ail SN74123

(14,15,4,1,8,16,2)

M 2, Ai4 SN 75 451

(5,4,6,7;3,4,1)

A/3 uA741

(7,6,5,4,2,3)

Die in Klammern gesetzten Zahlen für AfI bis Af 4 stellen die Anschlüsse für eine angenommene dual in-line Struktur dar.

F i g. 2 zeigt einen Satz von Spannungsverläufen 20 für die Erklärung der Wirkungsweise des Ablenkschaltkreises 10. Ein Ablenkzyklus wird durch die Hinterkante des digitalen SVCP-Triggersignals (Punkt Pl in Fig. 1) z. Zt Tl initiiert Modul 2 bringt Punkt P3 auf Masse, wodurch R 3 gestattet wird, einen Referenzstrom I (R 3) aus der Kapazität Cl zu pumpen. Dieser Strom hat einen konstanten Wert, da die Spannung über R 3 durch die Zehnerdiode D1 konstant geha'ten wird.

Der Operationsverstärker Af3 und die Darlington-Ausgabestufen Q1 bis Q A bilden einen Integrator durch die Wirksamkeit der Kapazität Cl in der Rückkopplungsschleife zwischen dem Punkt Pl und dem invertierenden Eingang P 5. Deshalb würde der konstante Strom von P5 die Spannung über R14 linear ansteigen lassen, wie es in dem nicht korrigierten Signalverlauf V(RlA) in Fig.2 entsprechend der Beziehung:

Ο⁷'»)'

gezeigt ist.
Es ist jedoch gut bekannt, daß die Elektronenstrahlbewegung einer Kathodenstrahlröhre nicht linear bezüglich der Ablenkspulenströme erfolgt. Die Phasenverschiebung durch das RA-Rl, C2-C2 Netzwerk modifiziert den Ström von R 3, um eine konventionelle Arcus/Sinus-Korrektur zu erzeugen. Die I (R A) Kurve

so in F i g. 2 ist eine vergrößerte Darstellung des Stromes durch A4, welcher proportional der Größe der an V(R 14) anliegenden Korrektur ist Der V(RlA) korrigierte Signalverlauf zeigt die resultierende Ablenkspannung über F14. Weitere Referenzen auf V(R 14) gelten für die korrigierte Version.

Zwischen der Zeit Tl und der Zeit T2 liegt V(R 14) unter Massepotential, so daß Q 3 und Q 4 ausgeschaltet sind. Ql und Q 2 bilden eine gesteuerte Stromsenke durch die Wirkung des Stromabfühlwiderstandes R14 in der Rückkopplungsschleife des Verstärkers Af 3. Dies erzwingt einen Strom in der Ablenkspule L1 zu

V(RU) RU

obwohl L 1 selbst außerhalb der Rückkopplungsschleife des Integrierschaltkreises um A/3 liegt. Wie in Fig.2

dargestellt, ist I (L X) gehalten, den Wert von V(R 14) zu folgen, bis die Spannung bei Γ2 Massepotential erreicht. Danach sind Q1 und Q 2 in Sperrichtung vorgespannt, so daß / (L X) = 0 für den Rest des Zyklus ist.

Sowie V(R 14) über Massepotential zur Zeit T2 steigt, werden Q 3 und Q 4 vorwärts vorgespannt und beginnen zu leiten. Diese zwei Transistoren bilden eine Stromquelle, deren Wert auch durch die Spannung über R 14 gesteuert wird. Zwischen T2 und T3 ist dann

/ (Ll) =

(R 14) R 14

wie in Fig. 2 gezeigt. Während dieses Intervalles ist 1(Li)=Q. Da der Strom in nur einer Hälfte der Ablenkspule fließt (entweder L1 oder L 2), irt sogleich der gesamte Leistungsverbrauch des Schaltkreises 10 erheblich geringer.

Die ansteigende Flanke von -SWP zur Zeit Γ3 initiiert ein Rücklaufintervall. Modul M2 trennt P3 von Masse, wodurch R1 gestattet wird, einen großen Rücksetzstrom durch D 2 zu erzwingen, um die Ablenkspannung V(R 14) auf — V(D 1) bis spätenstens 7" 4 zurückzustellen, bevor der nächste Zyklus bei T5 beginnt. Die Rücksetzaktion wird beendet, wenn eine Vorwärtsspannung von D 5 den Strom durch die Diode D2 bis I(D2)= I(R X) abfallen läßt, abzüglich eines kleinen Korrekturstromes I (R 4). An diesem Punkt gibt es keinen weiteren Strom, der zur Ladung von CX verfügbar wäre, so daß V(R 14) auf einem konstanten Initiierungsspannungswert verbleibt, bis ein neuer Zyklus zur Zeit 7*5 beginnt Dieser Wert der festgelegten Spannung bestimmt natürlich den Ort des Beginns jeder Ablenkung auf der Kathodenstrahlröhre. Diese festgelegte Spannung ist proportional der Zehnerspannung von DX, da V(DX) den Wert von I (R 3) bestimmt, welcher wiederum die festgelegte Spannung festsetzt

Es ist bereits gezeigt worden, daß V(D X) auch direkt die Rate der Strahlführung fiber den Bildschirm steuert, da die Integratorkapazität CX mit einer Rate geladen wird, welche auch direkt proportional I (R 3) durch den Korrekturstrom I (R 4) modifiziert ist Deshalb ist die Verfolgung zwischen dem Startpunkt und der Ablenkrate unmittelbar dem Schaltkreis 10 eigen, ohne daß irgend welche Komponenten angepaßt werden müssen. Dieses Merkmal erhält die Ablenkung akkurat auf der Kathodenstrahlröhre zentriert bei Spannungsschwankungen der Referenzdiode DX. Ein Wegfall des

— SWP-Steuersignals könnte zu einem übermäßigen Verlust in Q 2 oder Q 4 führen. Die Sperrzeit für den monostabilen Multivibrator läuft niemals ab, solange die

— SWP-Pulse oberhalb einer bestimmten Wiederholungsrate auftreten, die bestimmt wird durch die Zeit Steuerkomponenten /?15, C9. Aber ein Ausfall bei

— SWP-PuIsen gestauet P2 anzusteigen, welches einen neuen Ablenkzyklus über die Verbindung zu einer anderen Eingabe des Treibers Af 2 erzwingt Ein hoher Wert bei P2 bedingt auch, daß der Treiber Af 4 den Verstärkerausgang P6 über die Diode D 8 auf Masse legt Dadurch schaltet Q X und Q 2 aus, wodurch irgend ein Stromfluß durch L X verhindert wird. Der Abtastzyklus kann nicht zu dem Punkt fortschreiten, wo <?3 und Q 4 eingeschaltet würden, da die Integratorschleife jetzt unterbrochen ist, so daß L 2 keinen Strom führt Die nächste Anstiegskante von - SWP triggert M1 und ein normaler Abtastzyklus beginnt

Hierzu 2 Blatt Zciclinunsjcn

Claims (5)

π mn Patentansprüche:

1. Ablenkschaltlcreis für eine im Zeilenraster betriebene Kathodenstrahlröhre mit im Gegentakt arbeitenden, von einer Treiberschaltung beaufschlagbaren Ablenkspulen und mit von einer mit einem Referenzsignal beaufschlagbaren rückgekoppelten Integratorschaltung zur Erzeugung der Ablenkspulen-Treibersignale, dadurch gekennzeichnet,

daß für eine Horizontalablenkung die Treiberschaltung aus je einer Transistor-Darlington-Schaltung für jede Ablenkspulenhälfte besteht, daß ein Operationsverstärker (M3) vorgesehen ist, dessen Ausgang (P6) mit dem Steuereingang der Treiberschaltung verbunden ist, daß die Treiberschaltung einen für beide Ablenkspulenhälften gemeinsamen Widerstand (R 14) aufweist, welcher über eine Kapazität (Ci) mit dem Eingang des Operationsverstärkers verbunden ist, und daß der Eingang des Operationsverstärkers mit einem während eines durch Triggersignale bestimmten Ablenkzyklus konstanten, die Startposition der Ablenkung bestimmenden Referenzsignal beaufschlagbar ist,

und daß der Operationsverstärker (M3) mit Triggerschaltungen zum Rücksetzen des Treibersteuersignals auf einen durch das Referenzsignal vorgegebenen Wert zum Zeitpunkt des Beginns der Zeilenablenkung verbunden ist

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,

daß die Treiberschaltung aus einer PNP/NPN-Transistorkombination (Q 1, Q 2) in besagter Darlington-Schaltung für eine Ablenkspulenhälfte (L 1) und eine NPN/NPN-Transistorkombination (Q3, Q4) in besagter Darlington-Schaltung für die andere Ablenkspulenhälfte (L 2) besteht, daß die Basis des PNP-Transistors (QX) mit dem Ausgang des Operationsverstärkers (M3) verbunden ist, und daß der Kollektor des Transistors (Q 2) mit dem Emitter des Transistors (Q 4) und des Transistors (Q X) und dem Widerstand (R 14) zur Ableitung einer Rückkopplungsspannung verbunden ist.

3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Referenzsignal ein in einer ersten Richtung fließender Referenzstrom ist.

4. Anordnung nach Anspruch 1 und 3, dadurch gekennzeichnet,

daß durch die Triggerschaltungen ein veränderlicher Rücksetzstrom erzeugbar ist mit einer Richtung entgegengesetzt dem Referenzstrom, daß der Rücksetzstrom nach vorgegebener Zeit in Abhängigkeit von der Größe des Referenzstromes auf den Referenzwert abfällt.

5. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Rückkopplungsweg der Integratorschaltung eine an sich bekannte Phasenschieberschaltung zur Modifizierung des Treibersignals im Sinne einer Arcus/Sinus-Korrektur vorgesehen ist.