DE2454505C2

DE2454505C2 - Transistorisiertes Batteriezündsystem für funkengezündete Brennkraftmaschinen

Info

Publication number: DE2454505C2
Application number: DE2454505A
Authority: DE
Inventors: Soo Nam Detroit Mich. Kim
Original assignee: Ford Werke GmbH
Current assignee: Ford Werke GmbH
Priority date: 1973-11-19
Filing date: 1974-11-16
Publication date: 1983-10-27
Also published as: AU471082B2; GB1452642A; AU7397074A; JPS5083643A; DE2454505A1; US3937193A; CA1037108A; BR7409466A

Description

Die Erfindung betrifft ein transistorisiertes Batteriezündsystem für funkengezündete Brennkraftmaschinen, bei dem der den Primärstrom der Zündspule schaltende Leistungstransistor von einem Impulsgeber steuerbar ist, welcher ein sich periodisch änderndes Signal mit einer Periodendauer entsprechend der benötigten Zündimpulsfolge liefert, mit einem von dem Impulsgeber beeinflußbaren ersten Schaltkreis zum Erzeugen eines ersten periodischen elektrischen Signals von der Periodendauer eines Zündimpulses mit einem ersten und einem zweiten Abschnitt und mit einem zweiten Schaltkreis zum Erzeugen eines die gleiche Periodendauer wie das erste periodische Signal aufweisenden zweiten periodischen elektrischen Signals, welches durch die Spannung eines Kondensators gebildet wird, der in Abhängigkeit von dem ersten elektrischen Signal ge- und entladen wird, wobei bei Erreichen eines Schwellwerts durch die Kondensatorspannung im Verlaufe des Entladevorgangs der Strom durch die Primärwicklung eingeschaltet und mit dem Signal des Impulsgebers wieder abgeschaltet wird und wobei durch abnehmende Energiespeicherung des Kondensators mit höher werdender Drehzahl der Brennkraftmaschine die Primärstrom-Ausschaltdauer verkürzt und somit die Fließdauer des Zündspulenprimärstroms unabhängig

von der Maschinendrehzahl konstant gehalten wird.

Bei herkömmlichen Zündsystemen mit nockengesteuerten Unterbrecherkontakten ist der Einschaltwinke] des Ziindspulenprimärstroms bezogen auf den gesamten Zündzyk'ius konstant. Dieses führt zu einer drehzahlabhängig veränderlichen Fließdauer des Zündspulenprimärstroms, was mit erheblichen Nachteilen verbunden ist. Die zum Aufbauen des erforderlichen Zündspuler.primärstroms notwendige Zeitspanne ist durch die induktive Zeitkonstante der Primärwicklung der Zündspule bestimmt Demnach darf diese Zeitspanne nicht unterschritten werden, und es ist jedoch auch sinnlos, die Zeitspanne für den Stromfluß zu verlängern, da sich hierdurch eine Energievergeudung und ein übermäßiges Erwärmen der Zündspule ergeben.

Es war deshalb erwünscht, in einem Zündsystem für eine funkengesteuerte Brennkraftmaschine die Fließdauer des Zündspulenprimärstroms konstant zu halten und auf eine solche Zeitspanne zu beschränken, die Iedigüeh dazu ausreicht, daß der Zündspulenprimärstrom auf einen ausreichenden Wert ansteigt, welcher für ein entsprechendes Zündpotential auf der Sekundärseite erforderlich ist Dabei sind im Zusammenhang mit modernen elektronischen Zündsystemen sekundärseitig größere Werte für die Zündenergie und die Zündspannung erwünscht

Bei einem aus der DE-OS 21 27 674 bekannten Zündsystem gemäß dem Oberbegriff ist das Problem einer drehzahlunabhängig konstanten Fließdauer des Zündspulenprimärstroms nur teilweise gelöst Hierbei wird beirr. Eintreffen des Impulsgebersignals in dem ersten Schaltkreis ein Transistor durchgeschaltet, so daß sich ein geladener Kondensator über einen Widerstand entladen kann. Dadurch wird ein normalerweise leitender Transistor eines monostabilen Multivibrators in dem zweiten Schaltkreis gesperrt, was zu einem vorübergehenden Durchschalten eines Transistors und zu einem Entladen des Kondensators im zweiten Schaltkreis führt Nach Beendigung des Entladungsvorgangs gelangt der monostabile Multivibrator wieder in seinen Ursprangszustand. Während der Durchschaltzeit des Transistors im zweiten Schaltkreis ist ein Schalttransistor für die Zündspule gesperrt. Demnach folgt dem Eintreffen des Impulsgebersignals die Ausschaltzeit der Zündspule, die ihrerseits erst dann Strom erhält, wenn im zweiten Schaltkreis der Transistor infolge der Entladung des Kondensators wieder gesperrt wird. Da die Ladungsmenge dieses Kondensators bei niedriger Drehzahl größer und bei großer Drehzahl kleiner ist, ergeben sich hierdurch entsprechend größere und kleinere Ausschaltzeiten für den Zündspulenstrom. Hierdurch soll die Einschalt- bzw. Fließdauer des Zündspulenprimärstroms drehzahlunabhängig konstant gehalten werden. Da jedoch die Auflade- und Entladevorgänge des Kondensators nach einer e-Funktion erfolgen, isi eine exakte Konstanz der Fließdauer nicht erzielbar.

Bei einem Zündsystem gemäß der DE-OS 21 24 310 steuert der impulsgeber einen Steuertransistor in den Leitjngszustand, wodurch der Spulenstrom eingeschaltet wird. Ein Transistor sorgt in Verbindung mit zugehörigen Schaltungsteilen für ein spulenstromabhängiges Vorspannen des Steuertransistors, was einer Rückkopplung entspricht und dazu führt, daß das Einschalten des Spulenstroms durch Vorspannungsänderung des Steuertransistors nur so lange erfolgt, bis sich ein bestimmter Spulenstrom aufgebaut hat.

Bei einem Zündsystem gemäß der DE-OS 23 07 443 erfolet bei höheren Drehzahlen mittels einer Verweilzeit-Rückkopplungssteuerung eine rückkopplungsabhängige Bezugsniveau-Steuerung für einen Impulsgeber, um eine konstante Einschaltdauer zu erzielen.

Ausgehend von einem Zündsystem gemäß dem Oberbegriff bzw. der DE-OS 21 27 674 liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, die bekannte Einrichtung so abzuwandeln, daß die Einschaltdauer des Zündspulenprimärstroms in exakt bestimmbarer Weise drehzahlunabhängig konstant gehalten werden kann, ohne daß hierzu Schaltungsrückkopplungen erforderlich sind.

Zur Lösung der gestellten Aufgabe zeichnet sich ein Batteriezündsystem der im Oberbegriff genannten Art erfindungsgemäß dadurch aus, daß die ersten Abschnitte des ersten Signals des ersten Schaltkreises jeweils eine Zeitdauer haben, die einem konstanten Bruchteil der Periodendauer des zugehörigen Zündimpulses entspricht, und daß der Kondensator des zweiten Schaltkreises während eines jeden ersten Abschnitts des ersten Signals durch eine Konstantstrom-Ladeeinrichtung geladen und unmittelbar danach während eines jeden zweiten Abschnitts des ersten Signals durch eine Konstantstrom-Entladeeinrichtung vollständig entladen wird.

Demnach dient der erste Schaltkreis zum Erzeuger, eines ersten periodischen Signals mit einem winkelkcnstanten ersten Abschnitt, während der zweite Schaltkreis hieraus über die Konstantstrom-Lade- und Entladeeinrichtungen für den Kondensator eine Konstantzeit-Ansteuerung des Zündspulenprimärstroms versieht Wegen der zeitlich linearen Spannungsänderung an dem Kondensator ergibt sich eine exakte drehzahiunabhängige Einschaltdauer für den Zündspulenstrom. Wenn die Drehzahl ansteigt, wird der erste Abschnitt des ersten Signals aufgrund der Winkelkonstanz kürzer, so daß der Kondensator auf ein kleineres Spannungsniveau aufgeladen wird und der Entladevorgang trotz der verkürzten Periodendauer innerhalb derselben beendet werden kann. Durch die Verwendung der Konstantstromeinrichtungen lassen sich lineare Lade- und Entladevorgänge erzielen, die im vorliegender. Fa'l in sehr einfacher Weise eine Drehzahlunabhängigkeit der Einschaltdauer des Zündspulenstroms ohne Verwendung von Schaltungsrückkoppiungeri ermöglichen.

Die Erfindung weiter ausbildende Merkmale ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die Erfindung wird nachstehend in Verbindung mit einem bevorzugten Ausführungsbeispiel an Hand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

so F i g. 1 ein Schaltbild des elektronischen Zündsystems gemäß der Erfindung in einer bevorzugten Ausführungsform,

F i g. 2 ein über der Zeit aufgetragenes Diagramm von verschiedenen Spannungswellenformen und einer Stromwellenform, die an verschiedenen Stellen in der Schaltung nach Fig. 1 auftreten und solche Wellenformen darstellen, wie sie bei einer Betriebsdrehzahl einer Brennkraftmaschine von etwa 600 U/Min, d. h. einer typischen Leerlaufdrehzahl auftreten, wobei die Spannungswellen über Massepotential aufgetragen sind,

Fig. 3 ein Diagramm mit dem. Verlauf des durchschnittlichen Stromverlaufs in der Primärwicklung der Zündspule in Abhängigkeit von der Maschinendrehzahl und

F i g. 4 ein Diagramm mit dem Verlauf der Spannung in der Sekundärwicklung der Zündspule in Abhängigkeit von der Maschinendrehzahl.
In F i g. 1 ist eine in ihrer Gesamtheit mit iO bezeich-

nete Schaltung eines elektronischen Zündsystems für eine nach dem Otto-Prinzip arbeitende Brennkraftmaschine abgebildet Das Schaltbild zeigt eine Gleichstromquelle, die vorzugsweise die 12 Volt Batterie eines Kraftfahrzeugs ist, deren negative Klemme 14 an Masse angeschlossen ist und deren positive Klemme 16 an einen Zündschalter 18 herangeführt ist. Der Zündschalter 18 hat einen »Aus«-Kontakt 20, einen »Lauf«-Kontakt 22 und einen »Anlaß«-Kontakt 24. Wenn sich der Zündschalter 18 in der »Lauf«-Stellung befindet, wird elektrisches Potential zu einer Leitung 26 geführt. Es wird auch dann elektrisches Potential zur Leitung 26 geführt, wenn sich der Zündschalter in der »Anlaß«- Stellung befindet In der letzteren Stellung wird das elektrische Gieichspannungspotentia! zürn Anlaßsystcm !5 (nicht dargestellt) der Maschine geführt, um diese anzudrehen.

Das elektronische Zündsystem 10 hat einen Eingangskreis 30 zur Erzeugung eines periodischen elektrischen Signals V/„ mit einer Periode gleich dem Zündzyklus der Maschine. Das Zündsystem 10 enthält ferner einen ersten Schaltkreis 32 zur Erzeugung eines elektrischen Signals, das einen ersten Abschnitt und einen zweiten Abschnitt aufweist, wobei der erste Signalabschnitt einen vorgestimmten Bruchteil oder Winkelbetrag des vom Eingangskreis 30 erzeugten periodischen elektrischen Signals wiedergibt. Der erste Schaltkreis 32, im folgenden Konstantwinkel-Erzeugerkreis genannt erzeugt Spannungssignale Vl, V₂ und V3, welche den derart in F i g. 2 bezeichneten Wellenformen entsprechen.

Das Ausgangssignal V3 des Konstantwinkel-Erzeugerkreises 32 wird einem zweiten Schaltkreis 34, im folgenden Konstantverweilzeit-Erzeugerkreis genannt, zugeführt, der ein elektrisches Signal V₄ erzeugt, welches die Zündsystem-Verweilzeit bestimmt. Durch geeignete Bemessung der Schaltungskomponenten kann die Verweilzeit über einen Bereich von Maschinendrehzahlen konstant gehalten werden. Das Ausgangssignal V5 des Verweilzeit-Erzeugerkreises 34 wird einem Ausgangskreis 36 zugeführt, der eine Halbleiterschalteinrichtung enthält, welche in Reihe mit der Primärwicklung 42 einer Zündspule 44 geschaltet ist. Bei Verwendung in einem Zündsystem für eine Mehrzylinder-Brennkraftmaschine kann die Sekundärwicklung 46 der Zündspule in üblicherweise mit einem Hochspannungsverteiler (nicht dargestellt) zur aufeinanderfolgenden Versorgung der verschiedenen Zündkerzen mit dem Zündpotentia! V₆ verbunden sein.

Der Kreis 38 dient zur Begrenzung des Stroms in der Primärwicklung 42 der Zündspule auf einen vorbestimmten Höchstwert Ein Stromunterbrecherkreis 40 hat die Aufgabe, einen Stromfluß in der Primärwicklung 42 der Zündspule zu verhinden, wenn die Drehzahl der Kurbelwelle der Maschine unterhalb eines vorbestimmten Wertes einschließlich Null liegt Dieser Kreis verhindert die Vergeudung von elektrische Energie und die Erwärmung der Zündspule und anderer Schaltungskomponenten, wenn die Maschine beispielsweise zu einer Zeit außer Betrieb ist, in welcher sich der Zündschalter in der »Lauf«-Stellung befindet, wie dies auftreten mag, wenn die Maschine »wegbleibt« oder abgewürgt wird oder wenn der Zündschalter aus anderen Gründen in der »Lauf«-Steilung für beträchtliche Zeitspannen belassen wird.

Das Zündsystem 10 enthält ferner einen Spannungsreglerkreis 28, der mit Gleichspannungspotential von der Leitung 26 aus versorgt wird. Dieses Gleichspannungspotential wird über eine Leitung 50 unmittelbar der oberen Klemme 52 der Primärwicklung 42 der Zündspule zugeführt und gelangt über eine Leitung 54 zur Kollektorelektrode eines Transistors Qt im Spannungsreglerkreis 28. Zwischen einer Leitung 44 und Masse ist ein aus einem Widerstand R\y und einer Zenerdiode D\ bestehender Spannungsteiler geschaltet. Der gemeinsame Anschluß zwischen der Kathode der Zenerdiode D\ und dem Widerstand R\j ist an die Basis des Transistors Qs für deren Basis Ansteuerung angeschlossen. Die Zenerdiode D\ hat vorzugsweise eine nominale Umkehr-Zusammenbruchsspannung von 5,6 Volt. Somit steht an einer an dem Emitter des Transistors Qs angeschlossenen Leitung 56 ein von der Zenerdiode D\ geregeltes Gleichspannungspotential von etwa 5 Volt aufgrund des Basis-Emitter-Spannungsabfalls am Transistor Qg an. Diese Gleichspannung wird durch einen Filterkondensator C₂, der zwischen der Leitung 56 und Masse angeschlossen st, die glättet Die niedrige geregelte Gleichspannung an der Leitung 56 wird einer Leitung 58 zugeführt, welche die Kreise 32, 34 und 36 versorgt. Diese an der Leitung 58 auftretende geregelte Spannung wird ferner über eine Leitung 60 dem Kreis 38 zugeführt Das Massebezugspotential für die Kreise 30,32,34,36,38 und 40 wird durch die Leitungen 62 und 64 hergestellt

Wenngleich dies auch nicht wesentlich ist, enthält der Kreis 30 zur Erzeugung eines periodischen elektrischen Signals mit einer Periodendauer gleich dem Zündzyklus der Maschine einen magnetischen Impulsgenerator mil einer rotierenden Zahnscheibe 66, die in der Nähe einer Abgriffspule 68 mit einem Magnetpolstück 70 angeordnet ist Die Zahnscheibe 66 hat so viel Zähne, wie die Brennkraftmaschine Zylinder besitzt, die zu zünden sind. In einer Achtzylinder-Viertakt-Maschine mit hin- und hergehenden Kolben hat die Zahnscheibe 66 achi Zähne und wird von der Nockenwelle der Maschine angetrieben, die mit halber Kurbelwellendrehzahl arbeitet Jedesmal wenn ein Zahn am Polstück 70 vorbeiläuft wird ein Wechselspannungssignal V/„ mit einer Periodendauer gleich dem Zündzyklus der Maschine erzeugt Dieser Signalerzeugermechanismus ruft die Wellenform ν,η an den Klemmen der Abgriffsspule 68 hervor von denen eine Klemme mit der Masseleitung 64 verbunden ist und die andere Klemme den Eingang für den Kreis 32 bildet Der Verlauf der Spannung V_in ist in F i g. 2 dargestellt, das alle in F i g. 2 gezeigten Wellenformen, die an verschiedenen Stellen des Zündsystems 10 auftreten, gegenüber Massepotential aufgetrager sind Die Wellenformen gelten also auch für eine Achtzylinder-Viertaki-Maschinc, die bei 600 U/Min, arbeitet, d. h. einer Drehzahl, bei welcher die Zündzyklusdauer 25 msec, beträgt

Der Kreis 32 zur Erzeugung eines elektrischen Signali mit einem Abschnitt, der einen konstanten Winkel odei Bruchteil des Eingangssignals Vj_n wiedergibt, enthäl· einen Vergleicher A\, dessen negativer oder Umkehreingang mit dem elektrischen Signal Vj_n über einen Eingangswiderstand R₂ versorgt wird. Der positive Eingang des Vergleichers A\ ist über einen Eingangswiderstand R3 an Masse angeschlossen. Eine Schottky-Diode D₂ ist mit ihrer Kathode an den negativen Eingang des Vergleichers A] und mit ihrer Anode an die Masseleitung 64 angeschlossen. Eine Diode D₃ ist mit ihrei Anode an den negativen Eingang des Vergleichers A und mit ihrer Kathode an Masse angeschlossen. Eir Filterkondensator Q ist parallel ziar Abgriffsspule 6i geschaltet Eine Konstantstromquelle Z₁, die aus zwe

pnp-Transistoren besteht, ist mit den Emittern dieser Transistoren zusammengeschaltet und gleichzeitig mit der Niederspannungs-Versorgungsleitung 58 über eine LeHung 72 verbunden. Die Basiselektroden dieser beiden Transistoren sind miteinander verbunden, und der Kollektor des einen Transistors ist an die gemeinsame Transistorbasis angeschlossen, und diese gemeinsame Verbindung liegt über einen Widerstand Ra an der Masseleitung 64. Der Kollektor der einen dieser Konstantsiromtransistoren ist über eine Leitung 74 an den Ausgang des Vergleichers A\ und die Kollektorelektrode eines Transistors Q\ angeschlossen, dessen Emitter mit der Masseleitung 64 verbunden ist

Die Basis des Transistors Qi ist über einen Strombegrenzungswiderstand /?6 mit einem Anschlußpunkt verbunden, an welchem das Spannungssignal V₃ auftritt, welches zwischen einem Widerstand A₇ und der Kollektorelektrode eines Transistors Q₂ gebildet wird, dessen Emitter an die Masseleitung 64 angeschlossen ist. Die Basis des Transistors Q₂ ist über eine Leitung 76 mit der Kollektorelektrode des einen der beiden pnp-Transistoren in einer weiteren Konstantspannungsquelle I₂ verbunden. Die Konstantspannungsquelle I₂ ist in ähnlicher Weise wie die Konstantspannungsquelle I_x geschaltet, indem die Basen ihrer beiden Transistoren zusammengesch'ossen und an die Masseleitung 64 über einen Widerstand R₅ geführt sind. Die Stromquellen I_x und I₂ sind an die entgegengesetzten Enden eines Kondensators C₃ angekuppelt, wobei das eine Ende dieses Kondensators C₃, an dem das Spannungssignal Vl auftritt, mit dem Ausgang des Vergleichers A_x und das andere Ende des Kondensators C₃, an dem das Spannungssignal V2 auftritt, mit der Basis des Transistors Q2 verbunden sind.

Der Konstantstromerzeuger I_x erzeugt einen konstanten Stromfluß durch den Widerstand Ra. Es läßt sich mathematisch nachweisen, daß der Konstantstromerzeuger I_x einen Strom in der Leitung 74 erzeugt, dessen Größe sehr nahe bei der des Stroms durch den Widerstand R liegt, in ähnlicher Weise erzeugt der Konstantstromgenerators I₂ einen Strom in seiner Leitung 26, der gleich dem ständig vorhandenen Stromfluß im Widerstand R_s ist Vorzugsweise ist der Strom durch die Leitung 76 des Konstantstromerzeugers I₂ doppelt so groß wie der in der Leitung 74 vom Konstantstromerzeuger I_x hervorgerufene Strom.

Die Aufgabe des Vergleichers A_x besteht darin, die Nulldurchgangspunkte, und zwar sowohl die zum positiven wie die zum negativen Bereich der Eingangswellenform Vi_n zu ermitteln. Der Vergleicher A\ ist vorzugsweise eine integrierte Schaltung, die an ihrem Ausgang einen Schalttransistor aufweist, der einen Offenkreiszustand am Vergleicherausgang hervorruft, wenn das seinem negativen Eingang zugeführte Signal negativer ist als das seinem positiven Eingang zugeführtes Signal. Wenn andererseits das dem negativen (Umkehr-) Eingang des Vergleichers zugeführte Signal positiver als das dem positiven Vergleichereingang zugeführte Signal ist, dann befindet sich der Vergleicherausgang im wesentlichen auf Massepotential.

Die magnetische Abgriffwicklung 68 ist mit einer ihrer Klemmen über den Eingangswiderstand R₃ an den positiven Eingang des Vergleichers A_x angeschlossen. Somit befinden sich diese Abgriffswicklungsklemme und der positive Eingang des Vergleichers auf einem Bezugs-Massepotential. Wenn die obere Klemme der Abgriffwicklung 68 positiv in bezug auf deren untere Klemme ist, dann erzeugt diese Spannung einen Stromfluß durch den Eingangswiderstand R2 und die Diode D₃. Folglich tritt, sobald das Signal V_in das Nuii- oder Massepotential in positiver Richtung kreuzt, eine positive Spannung am negativen Eingang des Vergleichers A_x auf, wobei dieser Eingang positiv in bezug auf das am positive Bezugseingang des Vergleichers A\ auftretende Massepotential ist, und der Vergleicherausgang geht auf Massepotential. Die Diode D₃ begrenzt die am negativen Eingang des Vergleichers auftretende Spannung auf den Dioden-Spannungsabfall, angenähert 0,6 Volt Wenn das Signal V/„ in negativer Richtung durch Null geht, fließt Strom durch die Diode D₁ und den Widerstand R₂ entgegengesetzt zur vorgeschriebenen Richtung, und der negative Eingang des Vergleichers A_x wird negativ in bezug auf das Bezugs-Massepotential an seinem positiven Eingang. Deshalb wird der Vergleicherausgang in einen Offenkreis-Zustand umgeschaltet. Die Schottky-Diode D₂ begrenzt die Spannung am negativen Eingang des Vergleichers A\ auf angenähert-0,4 Volt

Unmittelbar bevor der Vergleicherausgang offengeschaltet wird, wird der Transistor Q₂ leitend, und die Spannung V₂ an seiner Basis wird gleich dem Basis-Emitter-Spannungsabfall am Transistor Q₂, nämlich einer Spannung von etwa 0,6 Volt. Wenn der Ausgang des Vergleichers A\ negativen Nulldurchgang der Spannung V;„ den Offenzustand einnimmt, liefert die Konstantstromquelle I_x ihren konstanten Strom durch die Leitung 74 zum Kondensator C₃ und lädt diesen auf die in F i g. 1 angegebene Polarität auf, wobei dieser Strom durch die Basis-Emitter-Verbindung des Transistors Q₂ fließt Der Kondensator C₃ lädt linear auf und erzeugt den linear ansteigenden Abschnitt der Spannung Vi, welcher sich solange fortsetzt, wie der Ausgang des Vergleichers A_x im offenen Zustand verbleibt. Die Spannung V₂ an der entgegengesetzten Klemme des Kondensators C₃ verbleibt während dieser Zeit bei 0,6 Volt Wenn die Ausgangsspannung des Vergleichers Ai beim positiven Nulldurchgang der Eingangsspannung Vj_n auf Massepotential geht, sinkt die Spannung V, plötzlich auf dieses Massepotential ab, wodurch die entgegengesetzte Klemme, an der das Signa! V₂ auftritt, veranlaßt wird, auf etwa —3,4 Volt abzusinken, wobei in diesem Fall angenommen ist, daß die Maschine mit etw 600 U/Min, läuft und die sich linear ändernde Spannung Vi auf etwa 4 Volt angestiegen ist Wenn die Spannung V₂ negativ gegenüber dem Massepotential wird, schaltet der Transistor Q₂ aus, und die Spannung V₃, die die Ausgangsspannung des Kreises 32 ist, steigt plötzlieh auf eine Höhe nahe der Speisespannung von 5,0VoIt Der Transistor Ci wird völlig leitend, und gleichzeitig beginnt sich der Kondensator C₃ in entgegengesetzter Richtung von der Konstantstromquelle I₂ aufzuladen, die in ihrer Leitung 36 einen kostanten Strom von doppelter Höhe als demjenigen liefert, der von der Konstantstromquelle /1 erzeugt wird. Der Strom aus der Quelle I₂ fließt durch die Leitung 76, den Kondensator C₃ und den Kollektor-Emitter-Pfad des Transistors Q\. Dieses Aufladen des Kondensators C₃ in umgekehrter Richtung ruft den sägezahnförmigen ersten Abschnitt der Wellenform V₂ in F i g. 2 hervor. Die Spannung V₂ steigt linear mit der doppelten Neigung gegenüber dem linear anwachsenden Abschnitt der Spannungswelle Vi an, weil der von der vom Konstantstromerzeuger I₂ erzeugte Strom doppelt so groß wie jener ist, der vom Konstantstromerzeuger /1 erzeugt wird. Die Spannung V₂ wächst bis auf 0,6 Volt, d. h. den Basis-Emitter-Spannungsabfall des Transistors Q₂ in

einer Zeitspanne an, die gleich der einen Hälfte derjenigen ist, die erforderlich ist, um den Kondensator C₃ durch die Konstantstromquelle I\ aufzuladen.

Da der Kondensator C₃, wenn er von der Konstantstromquelle /1 aufgeladen wird, einen konstanten Strom während eines Intervalls gleich der Zeit zwischen den Nulldurchgängen des Eingangssignals V,„ aufnimmt und weil ein Nulldurchgang am Ende jeder Halbwelle des Eingangssignals V/„ auftritt, ist die zur Aufladung des Kondensators C₃ in entgegengesetzter Richtung von dem Konstantstromerzeuger h her erforderliche Zeit immer gleich einem Viertel oder 25% der Periode des elektrischen Eingangssignals V_1n das in der Abgriffwicklung 38 des magnetischen Impulsgenerators erzeugt wird.

Wenn das Signal Vz 0,6 Volt erreicht, wird der Transistor Q2 leitend, und die Spannung V₃ sinkt auf das Sättigungsniveau des Transistors Qz ab. Dadurch wird das Signal V₃ ein periodisches Signal mit einem ersten Abschnitt, der aus einem Impuls mit einer Dauer von einem Viertel oder 25%, nämlich einem bestimmten Bruch, der Periodendauer des elektrischen Eingangssignals Vi_n hat Änderungen in der Maschinendrehzahl werden diesen Bruchwert des ersten Abschnittes des Signals V₃ im Verhältnis zur Periodendauer des Eigangssignals V«, nicht ändern. Somit erzeugt der Kreis 32 ein elektrisches Signal mit einem konstanten Winkel, d. h. 90° vom periodischen Eingangssignal.

Wenn der Transistor Q₂, wie vorbeschrieben, leitend wird, wird der Transistor Qi nichtleitend, wie dies zu Anfang in dieser Beschreibung angenommen worden war. Der Transistor Qi hindert Ausgleichsspannungen am Eingang daran, die Aufladung des Kondensators C₃ vom Konstantstromerzeuger h zu beeinflussen.

Der Kreis 34 zur Erzeugung eines elektrischen Signals für die konstante Verweilzeit hat einen Konstantstromerzeuger, der aus zwei pnp-Transistoren besteht, die ebenso wie die Transistoren in den Konstantstromquellen /1 und /2 geschaltet sind. Die Konntantstromquelle /₃ erzeugt einen Strom in einem Widerstand Rg, wenn der Kollektor-Emitter-Ausgangskreis des Transistors Q₃ leitend ist Der Strom in der Kollektorleitung 78 der Konstantstromquelle I₃ ist konstant und nahezu gleich dem Stromfluß im Widerstand Rg. Die Basis des Transistors Q₃ ist über einen Widerstand Rw an dem Kollektor des Transistors Qi angeschlossen, an welchem das Spannungssignal V₃ auftritt Das Signal V₃ wird ferner über einen Widerstand Rn an die Basiselektrode eines Transistors Q₄ geführt Der Emitter des Transistors Q* ist an Masse angeschlossen, und sein Kollektor ist mit dem Ausgang eines Vergleichers Az verbunden. Der Vergieicherausgang ist über eine Leitung 30 an die zwischen der Anode einer Diode D₅ und einer Klemme eines Widerstands i?is gebildeten Verbindung angeschlossen. Die andere Klemme des Widerstands Rib Hegt an der Niederspannungsversorgungsleitung 58. Die Kathode der Diode D₅ ist über einen Widerstand Ru an eine Klemme eines Widerstandes R_i3 angeschlosssen, dessen andere Klemme mit der Niederspannungsversorgungsleitung 58 verbunden ist Die zwischen den Widerständen Ai₃ und R_H bestehende Verbindung ist über eine Leitung 82 mit den zusammengeschalteten Basen eines Paares von npn-Transistoren innerhalb eines Konstantstromauslasses /4 verbunden. Die beiden npn-Transistoren im Konstantstromauslaß /4 liegen mit ihren Emittern zusammen an einer Leitung 84, die zur Masseleitung 64 führt Der Kollektor des einen der pnp-Transistoren ist an die zusammengeschalteten Basen der Transistoren angeschlossen, und der Kollektor des anderen Transistors ist über eine Leitung 86 mit dem negativen Eingang eines Vergleichers Az verbunden. Der Kontantstromauslaß U ist somit derart geschaltet, daß der Strom in seiner Leitung 86 nahezu gleich dem Strom in seiner Leitung 82 ist. Vorzugsweise ist der von der Konstantstromquelle I₃ in der Leitung 78 erzeugte Strom etwas geringer oder gleich dem Vierfachen des konstanten Stroms in der Leitung 86 des Konto stantstromauslasses. Die Leitung 86 ist über eine Leitung 88 an eine Klemme eines Kondensators G geführt Die Leitung 78 von der Konstantstromquelle I₃ ist ebenso mit dieser Kondensatorklemme verbunden. Die andere Klemme des Kondensators G liegt an der Masseleitung64.

im Betrieb des Konstantverweilzeit-Kreises 34 wird der Transistor Q₃ voll leitfähig gemacht, wenn das periodische elektrische Signal V₃ auf sein höheres Spannungsniveau zu Beginn des ersten oder Konstantwinkel-Abschnitts dieser Wellenform ansteigt. Dies veranlaßt die Konstantstromquelle I₃, ihren konstanten Stromfluß in der Leitung 78 zu erzeugen. Angenähert drei Viertel dieses Stroms fließen in den Kondensator G und laden ihn in der angegebenen Polarität auf; der Rest des Stroms aus der Konstantstromquelle I₃ in Höhe eines Betrags, der gleich dem Strom aus dem Konstantstromauslaß U ist, fließt durch die Leitung 88 und die Leitung 86 zur Masse. Dadurch wird der Kondensator G in einem gleichbleibenden Ausmaß während der Konstantwinkelzeit, d. h. 25% der Dauer des periodischen Eingangssignals V« linear aufgeladen, und am Ende dieser Zeit wird ein Spannungsniveau erreicht sein, das umgekehrt proportional der Maschinendrehzahl ist und bei etwa 6000 U/Min, angenähert 4,0 Volt betragen kann. Wenn der erste Abschnitt des Konstantwinkelsignals V₃ endet und diese Spannung V₃ ein niedriges Niveau von etwa 0,1 Volt annimmt, wird der Transistor Q₃ nichtleitend, und der Kondensator G beginnt sich über die Leitung 88 und die Leitung 86 des Konstantstromauslasses U zu entladen, wobei diese Entladung mit der festen Stromgröße des Konstantstromauslasses /4 erfolgt Der Verlauf der Spannung V4, der an der positiv bezeichneten Klemme des Kondensators G auftritt, ist in F i g. 2 veranschaulicht Es läßt sich ersehen, daß die Wellenform V4 einen sich linear ändernden ersten Abschnitt 90 aufweist, der die konstant anwachsende Ladungsansammlung am Kondensator G darstellt, die mit dem ersten Konstantwinkelabschnitt des periodischen Signals V₃ zusammenfällt Während der Entladung des Kondensators G über den Konstantstromabfluß /4 nimmt die Welle Vt, von ihrem Maximalwert, der bei einem festen Winkelpunkt 92 im Zündzyklus auftritt, linear zu einem Punkt 94 hin ab.

Die Verweilzeit Γ des Zündsystems beginnt im Punkt 94 der Welle V₄. Aus später erklärten Gründen treten die Sekundärspannungen V₆ an der Hochspannungsseite der Zündspule immer am Ende des Zündzyklus auf, was den positiven Nulldurchgängen des Eingangssignals V_m entspricht Deshalb ist es einleuchtend, daß die Verweilzeit in Lauf gesetzt wird, wenn der Punkt 94 erreicht ist, und daß eine solche Verweilzeit immer an einem festen Punkt im Zündzyklus zu Ende geht Somit ist die Verweilzeit die Länge der Zeit Γ zwischen dem Punkt 94 auf dem mit 100 angegebenen Schwellenniveau in der Welle V₄ und dem Ende des Zündzyklus. Die Neigung des Abschnitts 96 der Welle V₄, der die Entladung des Kondensators G durch den Konstantstromabfluß /₄ darstellt, ist für alle Maschinendrehzahlen innerhalb eines

vorbestimmten Bereichs konstant. Vorzugsweise wird die Neigung des Wellenabschnitts 96 derart ausgewählt, daß das Nullspannungsniveau am Ende 104 des Zündzyklus auftreten würde, wenn es sich bis zum Erreichen des Nullspannungsniveaus fortsetzen könnte. Es läßt sich somit aus dem gestrichelten Abschnitt 98 der Welle V₄ ersehen, daß dies der Fall ist. In Wirklichkeit veranlassen die Diode D₅ und der Widerstand Am in Verbindung mit dem Vergleicher A₂ die Spannung, Null vor dem Ende des Zündzyklus zu erreichen, wie dies durch den ausgezogenen Abschnitt der Welle V₄ im Bereich unterhalb des Schwellenniveaus 100 gezeigt ist. Dies ist deshalb vorgesehen, um sicherzugehen, daß die Spannung und die Ladung am Kondensator C₄ tatsächlich vor dem Ende des Zündzyklus abnehmen. Da jedoch die Verweiizeit im Punkt 94 beginnt, ist eine frühere Entladung des Kondensators inkonsequent mit Bezug auf die vom Kreis 34 entwickelte Verweilzeit.

Wenn der Abschnitt 96 der Spannungswelle V₄ mit einer Neigung ausgewählt wird, die zu einem Erreichen des Nullpotentials am Ende des Zündzyklus führen würde, ist das Verweilzeitsignal Vs am Ausgang des Vergleichers A₂ über einen Bereich der Maschinendrehzahl konstant. Dies geschieht, weil die Neigung des zweiten Abschnitts % der Welle von dem Konstantstromabfluß herrührt und notwendigerweise unabhängig von der Maschinendrehzahl ist. Die Stelle 94 befindet sich an einer festen Spannungsschwelle 100, und die Verweilzeit T ist gleich dem gestrichelt eingezeichneten Spannungsabschnitt 98, multipliziert mit dem Kosinus des Winkels zwischen diesem Abschnitt und dem Nullspannungs-(Masse-) Bezugspotential. Mit anderen Worten, der Abschnitt 98 ist eine Konstante wegen des festen Schwellenwerts iöO, und der Winkel zwischen diesem Abschnitt und dem Nullspannungsniveau muß wegen der konstanten Neigung des zweiten Spannungsabschnittes 96 unabhängig von der Maschinendrehzahl sein. Wenn die Maschinendrehzahl zunimmt, nimmt die konstante Verweilzeit T einen immer größeren Anteil des gesamten Zündzyklus ein. Auf andere Weise ausgedrückt, der Kondensator Ct lädt bei höheren Maschinendrehzahlen bis zu einem Spannungsniveau 92 auf, welches unter demjenigen liegt, auf das er bei niedrigeren Maschinendrehzahlen aufgeladen wird, und es wird deshalb mit der konstanten Entladungsrate des Kondensators Ca der Punkt 94 an dem Schwellenniveau 100 früher im Zündzyklus erreicht, als dies der Fall bei niedrigeren Maschinendrehzahlen ist. Dies führt zur Aufrechterhaltung einer konstanten Verweilzeit

Wenn der Absolutwert der Neigung des zweiten Abschnittes 96 der Spannungswelle V₄ derart vergrößert werden soü, daß das Ende der gestrichelten Linie 98 das Null-Bezugspotential vor dem Ende 104 des Zündzyklus erreicht, zu welcher Zeit die Sekundärspannung an der Hochspannungswicklung der Zündspule auftritt, wird die Verweilzeit in begrenztem Ausmaß veränderlich. Die Zeit zwischen dem Auftreten des Punktes 94 an dem Spannungsschwellenniveau 100 und dem Ende des Abschnitts 98 bleibt konstant, jedoch würde das Ende des Abschnittes 98 vor dem Ende 104 des Zündzyklus liegen. Die Zeit zwischen dem Ende des Abschnittes 98 und dem Ende des Zündzyklusses würde dann variabel und umgekehrt proportional zur Maschinendrehzahl seia Um Probleme in Verbindung mit Spannungsrückkopplungen zu vermeiden, müssen die Spannungswelle V₄ und die Ladung des Kondensators das Nullniveau vor dem Ende des Zündzyklus erreichen.

Der Vergleicher A₂ ist mit seinem positiven Eingang an ein festes Bezugspotential angeschlossen, das von der Verbindung dieses Eingangs mit der gemeinsamen Verbindungsstelle des aus den Widerständen R\s und Ru gebildeten Spannungsteilers begründet ist. Dies ist die Schwellenspannung 100 für die Spannungswelle V₄. Der negative Eingang des Vergleichers A₂ ist das ν,-Spannungssignal, das an der oberen Klemme des Kondensators Ci auftritt Wenn die Kondensatorspannung oberhalb des Schwellenniveaus 100 liegt, ist der

ίο negative Eingang zum Vergleicher A₂ positiv in bezug auf das Schwellenpotential am positiven Eingang, und der Ausgang des Vergleichers Αϊ befindet sich sehr nahe am Massepotential. Zu diesem Zeitpunkt ist der Transistor Q₄ nichtleitend, weil das an seine Basis über den Widerstand Rn herangeführte Spannungssignal V₃ wegen des leitfähigen Zustandes des Transistors φ gemäß vorstehender Beschreibung niedrig ist Wenn der negative Eingang des Vergleichers Ai das von der durch den positiven Eingang am Vergleicher A₂ aufgegebenen Bezugsspannung begründete Schwellenpotential 100 erreicht und dann leicht unter dieses absinkt, wird der Ausgang des Vergleichers Αχ dann ein offener Kreis, und die Spannung V5 an diesem Ausgang steigt auf etwa 3,5 Volt. Dies geschieht im Punkt 102 der Spannungswelle V5.

Wenn sich die Spannungswelle V5 an ihrem unteren Spannungsniveau befindet, wird die Diode Ds umgekehrt vorgespannt, und es kann kein Strom durch den Widerstand Ru und die Diode Dh fließen. Jedoch wird an Punkt 102 der Spannungswelle V₅ die Anode der Diode D₅ stärker positiv als deren Kathode, und dies führt zu einem Stromfluß durch diese Diode und den Widerstand Am in der Leitung 82 zum Konstantstromabnuß Z₄. Dies erhöht den Stromfluß durch die Leitung 82 in den Konstantstromabfluß /4 und vergrößert folglich den in der Leitung 86 fließenden konstanten Strom, der immer sehr nahe gleich dem Strom in der Leitung 82 sein muß. Da der Strom in der Leitung 86 vom Kondensator Ct aufrechterhalten wird, drückt sich die gesteigerte Entladung dieses Kondensators in der Spannungswelle V₄ durch das starke vollständige Abfallen aus, das nach Erreichen des Schwellenpunktes 94 auftritt Diese gesteigerte Kodensatorentladungsrate stellt sicher, daß sein Ladungs- und Spannungsniveau vor dem Ende des Zündzyklus Null erreicht

Das Verweilzeitsignal V₅ steigt auf sein hohes Niveau im Punkt 102, wie vorbeschrieben, an und kehrt zu seinem niedrigen Niveau am Ende 104 des Zündzyklus zurück, weil der Transistor Q₄ in diesem Punkt aufgrund des Niveauanstiegs des Spannungssignals V₃ vollständig leitend wird, der am Ende des Zündzyklus auftritt und dem positiven N'uiidurchgangspunkt des Eingangssignals Vi_n entspricht

Der Ausgangskreis 36 besteht aus einem Transistorpaar Q₇ in Darlington-Schaltung. Der Kollektor-Emitter-Kreis des Ausgangstransistors der Darlington-Schaltung ist in Reihe mit der Primärwicklung 42 der Zündspule und in Reihe mit einem Widerstand R_x, geschaltet Der Widerstand R₂₉ hat einen sehr niedrigen Widerstandswert Weiterhin ist ein Kondensator C₇ mit einem Ende an die gemeinsamen Kollektoranschlüsse der Darlington-Transistoren Qr und mit dem anderen Ende an die Masseleitung 64 angeschlossen. Zwei Zenerdioden Dt, und Dj sind zueinander in Reihe zwisehen den Basis- und Kollektorelektroden des Eingangstransistors der Darlington-Schaltung Qi geschaltet Die Basiselektrode dieses Eingangstransistors ist über eine Leitung 106 an den Kollektor eines Transistors Q₆

angeschlossen. Der Emitter des Transistors Qe ist mit der Masseleitung 64 verbunden, und sein Kollektor liegt über einen Wider-land R23 an der Niederspannungsversorgungsleitung 58. Die Basis des Transistors Qe, ist über einen Strombegrenzungswiderstand Rn an den Kollektor eines Transistors Qs angeschaltet, dessen Emitter an der Verbindungsstelle zwischen den Darlington-Transistoren Q, und dem Widerstand R₃₉ Hegt Der Kollektor des Transistors Qs ist ebenfalls über einen Widerstand an die Niederspannungsversorgungsleitung 58 angeschlossen. Die Basis des Transistors Qs ist über einen Strombegrenzungswiderstand Rig mit dem Ausgng des Vergleichers A2, an welchem das Verweilzeitsignal Vs auftritt verbunden.

Wenn das Verweilzeitsignal V5 auf niedrigem Spannungsniveau steht, ist die Basis-Emitter-Verbindung des Transistors Qs umgekehrt vorgespannnt, und der Transistor ist nichtleitend. Der Kollektor des Transistors Qs befindet sich in diesem Zeitpunkt auf einem Potential nahe dem der Niederspannungsversorgungsleitung 58, und die Basis-Emitter-Verbindung des Transistors Qi ist vorwärts vorgespannt Dies veranlaßt den Transistor Qs, völlig leitend zu werden, und bringt die Leitung 106 sehr nahe an Massepotential. Somit haben die Darlington-Transistoren Qj keine Basisansteuerung und sind nichtleitend, so daß sie einen Stromfluß durch die in Serie liegende Primärwicklung 42 der Zündspule verhinden.

Wenn das Verweilzeitsignal V5 auf sein hohes Potentialniveau im Punkt 102 heraufgeht, wodurch die Verweilzeit eingeleitet wird, ist die Basisemitterverbindung des Transistors Qs vorwärts vorgespannt, und der Transistor ist leitend. Der Kollektor des Transistors Qs befindet sich dann auf niedrigem Potential und macht den Transistor Qt nichtleitend. Wenn der Transistor Qe nichtleitend wird, gelangt die Spannung an der Leitung 106 in die Nähe des Niederspannungsversorgungspotentials, und die Darlington-Transistoren Qr erhalten die erforderliche Basisansteuerung, um sie völlig leitend zu machen. Dies bewirkt, daß sich der Strom /5 in der Primärwicklung 42 der Zünspule graduell bis zu einem vorbestimmten Wert nahe seinem Maximum aufbaut. Der Stromwellenverlauf /5 ist in F i g. 3 gezeigt

Der Strombegrenzungskreis 38 erfüllt die Funkton der Begrenzung des Stroms /5 in der Primärwicklung der Zündspule auf ein Niveau bei oder nahe seines Maximums. Dieser Kreis besteht aus einem Vergleicher A3, dessen positiver Eingang an die Verbindungsstelle zwischen zwei in Reihe geschalteten Widerständen Λ24 und Rx angschlossen ist Die Widerstände Ä24 und R& bilden aufgrund ihres Anschlusses zwischen der Niederspannungsversorgungsleitung 60 und der Masseleitung 62 einen Spannungsteiler. Vorzugsweise beträgt die dem positiven Eingang des Vergleichers A3 zugeführte Bezugsspannung etwa 0,6 Volt über Mas^epotential.

Zwischen dem positiven und dem negativen Eingang des Vergleichers A3 ist ein Filterkondensator C* angeschlossen. Der negative Eingang des Vergleichers Λ3 ist an die Verbindungsstelle zwischen den Widerständen Rv und /?28 angeschlossen. Die obere Klemme des Widerstands Rv ist mit der Niederspannungsversorgungsleitung 60 verbunden, und der Widerstand R& liegt mit einer seiner Klemmen über eine Leitung 108 an der zwischen dem Darlington-Transistor Qj und dem Widerstand Ri₃ im Ausgangskreis 36 gebildeten Verbindung. Ein Rückkopplungswiderstand Ris ist zwischen dem Ausgang des Vergleichers A3 und dem negativen Eingang angeschlossen. Ferner ist der Ausgang des Vergleichers A3 über eine Leitung 110 mit der Basis des Transistors Q₅ im Ausgangskreis 36 verbunden.

Die Widerstände Rn, Ä» und R23 bilden einen Spannungsteiler, der Widerstand A₂₉ ist so bemessen, daß ei den Strom in der Primärwicklung 42 der Zündspule aul ein maximales Niveau begrenzt, und hat einen niederohmigen Wert Die Widerstände Ä27 und A₂₈ sind so bemessen, daß die in F i g. 2 in ihrem Verlauf abgebildete Spannung V₇ bei 03 Volt über Masse aufrechterhalten wird, wenn kein Strom durch den Widerstand Rs von den Darlington-Transistoren Qj fließt Der Strombegrenzungskreis 38 kann so ausgebildet werden, daß ei den Strom /5 in der Primärwicklung der Zündspule aul beispielsweise 6 Ampere begrenzt In solch einem Fall hat der Widerstand R& einen Wert von 0,05 Ohm, so daß der Spannungsabfall an ihm 03 Volt bei 6 Ampere Stromfluß beträgt Da sich der Strom in der Primärwicklung der Zündspule graduell auf 6 Ampere aufbaut steigt die Spannung am Widerstand /?» ebenso graduell bis auf 0,3 Volt an. Diese Spannung am Widerstand Rn hebt die Spannung V₇ an dem negativen Eingang zum Vergleicher A3 auf einen ähnlichen Wert an. Somit wächst die Spannung V7, bis sie 0,6 Volt in einem Zeitpunkt erreicht, wsnn der Strom /5 in der Primärwicklung der Zündspule 6 Ampere beträgt Bevor die Spannung 0,6 Volt erreicht, ist die Spannung Vj am negativen Eingang zum Vergleicher A3 geringer als die 0,6 Volt betragende Bezugsspannung an dem positiver Eingang hierzu. Demzufolge ist der Ausgang des Ver· gleichers in diesem Zeitpunkt offen, und der Transistoi Qs kann während der durch das Spannungssignal Vs bestimmten Verweilzeit leiten, und der Transistor Qj ist ir diesem Zeitpunkt ebenso leitend und läßt den Wicklungsstrom fließen. Sowie der Strom durch den Transistör 29 soweit angestiegen ist, daß er die 0,6 Volt am negativen Eingang zum Vergleicher A3 erzeugt, ist dei Punkt erreicht, in welchem der negative Eingang star ker positiv als die dem positiven Eingang des Vergleichers A3 zugeführte Bezugsspannung ist Wenn dies geschieht, sinkt die Spannung am Ausgang des Vergleichers bis ganz in die Nähe des Massepotentials ab. Dieses Massepotential wird über die Leitung 110 der Basis des Transistors Q₅ zugeführt und macht diesen nichtlei tend. Wenn der Transistor Qs nichtleitend wird, wire auch der Transistor Qj in der oben beschriebener Weise nichtleitend gemacht Dies verhindert der Stromfluß /5 in der Primärwicklung der ZündspuW durch den Transistor Qj und ein weiteres Ansteigen de! Stroms /5 ist nicht möglich. Jedoch kann der Strom /5 wenn der Transistor Qj nichtleitend wird, in den Kon densator Q fließen.

Wenn der Transistor Qj nichtleitend wird, sinkt di« Spannung am Widerstand Ä29 augenblicklich ab, wo durch er den negativen Eigang des Vergleichers Λ3 au ein Spannungsniveau unterhalb des Potentials am posi tiven Eingang hierzu bringt Dies ruft ein Potential ar der Leitung 110 hervor.welches den Transistor Qs er neut zu leiten gestattet, und der Transistor Qj wird dann wenn das Verweilzeitsignal auf seinem hohen Poten tialniveau geblieben ist, erneut leitend gemacht. Ei leuchtet somit ein, daß der Strombegrenzungskreis 3( die Darlington-Transistoren Qj veranlaßt, abwechselnc leitend und nichtleitend zu werden und dadurch der Strom /5 in der Primärwicklung der Zündspule auf eir Maximalniveau zu begrenzen.

Der Kreis 40 zur Stromunterbrechung bei niedrige] Maschinendrehzahl enthält einen in einer Spannungs folgeschaltung verwendeten Vergleicher At₁. Der Ver

gleicher Α» ist mit seinem negativen Eingang über eine Rückkopplungsleitung 112 an eine Leitung 114 angeschlossen, die ihrerseits über eine Leitung 110 mit der Basis des Transistors Qs verbunden ist Ein Strombegrenzungswiderstand am liegt zwischen dem Ausgang des Vergleiches A₄ und der Rückkopplungsleitung 112. Der positive Eingang zum Vergleicher A₄ hat einen Widerstand Ru und einen Kondensator C₅, die zwischen dem Vergleicher und die Masseleitung 62 geschaltet sind. Eine Diode D₄ ist mit ihrer Kathode an den positiven Eingang des Vergleichers A₄ und mit ihrer Anode über einen Widerstand Ra an das Spannungseingangssignal V3 angeschlossen, das am Kollektor des Transistors Qi auftritt

Wie bereits oben erläutert wurde, besteht das Konstantwinkel-Spannungssignal V₃ aus einer Vielzahl periodischer Impulse, die einen bestimmten Bruchteil des Zündzyklus, wie er durch das Spannungssignal V_1n dargestellt ist, einnehmen. Wenn die Spannung V3 auf höchstem Potentialniveau steht, ist die Diode D* vorwärts vorgespannt, und es fließt Strom in den Kondensator C₅. Wenn das elektronische Zündsystem 10 das erste Mal gespeist wird, steigt die Spannung Ve am positiven Eingang des Vergleichers exponentiell bis etwa 3,5 Volt an, wie dies in F i g. 2 zu Beginn des ersten Zyklus der Welle Vi angegeben ist, wobei dieser exponentielle Spannungsanstieg charakteristisch für die Aufladung des Kondensators Cs mit einem Stromfluß durch den Widerstand Rg ist Wenn das Spannungssignal V3 auf seinen niedrigen Potentialwert absinkt, wird die Diode D₄ umgekehrt vorgespannt, und der Kondensator C₅ entlädt durch den Widerstand R_u. Die durch den Kondensator Cs und den Widerstand Ru gebildete Zeitkonstante ist größer als die vom Widerstand R₉ und den Kondensator Cs gebildete Zeitkonstante, und das Abklinken der Spannung Ve während der Entladung des Kondensators C₅ erfolgt deshalb weniger schnell als sein Aufladen. Somit steigt während jedes Zyklus der periodischen Welle V3 die Spannung Ve um ein Stück an und sinkt dann sehr schnell wieder ab. Die somit erhaltenen Durchschnitts- und Minimalwerte der Spannung Ve sind eine Funktion der Maschinendrehzahl.

Die Spannung am negativen Bezugscingang zum Vergleicher At wird von der Basis des Transistors Qs über die Leitungen 110,114 und 112 aufgegeben. Wenn die Darlington-Transistoren Q₁ leitend sind und einen Stromfluß in der Primärwicklung 42 der Zündspule gestatten, liegt die Basis des Transistors Qs bei etwa 0,6 Volt. Es befindet sich somit der negative Eingang zum Vergleicher A₄ auf diesem Spannungsniveau, wenn Strom durch die Primärwicklung 42 der Zündspule fließt. Wenn die Spannung V₈ unterhalb 0,6 Volt abfällt, dann ist der negative Eingang zum Vergleicher A₄ auf größerer Spannung als der positive Eingang, und der Ausgang des Vergleichers A₄ wird auf Massepotential sinken. Dieses Massepotential wird dann über den Widerstand Λ20 und die Leitung 110 zur Basis des Transistors Qs geleitet und veranlaßt diesen, nichtleitend zu werden und dadurch den Transistor Qj nichtleitend zu machen, so daß der Stromfluß in der Primärwicklung 42 der Zündspule unterbrochen wird.

Der Punkt in welchem die Stromunterbrechung auftritt ist durch die Charakteristiken des Spannungssignals V3 und die Größen der ÄC-Zeitkonstantenelemente Rs, Q₁ und Λ11 bestimmt. Vorzugsweise sind die Größen dieser Elemente und die Spannung V3 derart, daß die Spannung Ve unterhalb 0,6 Volt absinkt, um den Strom in der Primärwicklung der Zündspule zu unterbrechen, wenn die Drehzahl der Maschine unterhalb oder etwa gleich 30 U/Min, ist Dies ist weniger als die normale Kurbclwellendrehzahl der Maschine. Die Unterbrechung des Primärstroms der Zündspule bei Maschinendrehzahlen untehalb dieser Größenordnung verhindert die Vergeudung von elektrischer Energie aus der Gleichstromquelle 12 für den Fall, daß der Zündschalter 18 in der »Lauf«-Stellung belassen worden ist, wenn die Maschine nicht in Betrieb ist oder wenn die Drehzahl unter 30 U/Min, absinkt Die in F i g. 2 gezeigte Spannungswelle V₈ veranschaulicht die Größe dieser Spannung bei einer Maschinendrehzahl von 600 U/Min, wohlgemerkt oberhalb des Niveaus bei welchem die Unterbrechung des Primärstroms aufgrund der Wirkung des Kreises 40 auftritt

In Fig.3 ist in einem Diagramm der Durchschnittswert des Primärstroms /5 in der Zündspule über der Kurbelwellendrehzahl der Brennkraftmaschine aufgetragen. Das Diagramm enthält zwei Kurven 116 und

118. Die Kurve 116 gibt den durchschnittlichen Primärstrom in der Zündspule für ein elektronisches Zündsystem wieder, das im wesentlichen die Wirkungsweise eines herkömmlichen Zündsystems mit Unterbrecherkontakten nachahmt Die Kurve 118 hingegen veranschaulicht den durchschnittlichen Primärstrom /5 der Zündspule eines elektronischen Zündsystems 10 gemäß der Erfindung. Es läßt sich sehen, daß das elektronische Zündsystem gemäß der Erfindung einen durchschnittlichen Primärstrom in der Zündspule erzeugt, der bei Maschinendrehzahlen unterhalb 2350 U/Min, wesentlich geringer als der Primärstrom des von der Kurve 116 wiedergegebenen Zündsystems ist. Bei Maschinendrehzahlen oberhalb des vorgenannten Wertes erreicht die Kurve des elektronischen Zündsystems 10 bei 120 einen Scheitelwert und fällt dann graduell in ähnlicher Weise wie der durchschnittliche Strom für die Kurve 116 ab. Der Scheitelwert 120 im durchschnittlichen Zündstrom tritt bei etwa 2800 U/Min, auf. Dieser Wert entspricht einer Maschinendrehzahl, bei welcher der Punkt 92 der Spannungswelle V₄ mit dem Schwellenniveau 100 zusammenfällt. Somit nimmt bei dieser Maschinendrehzahl von etwa 2800 U/Min, die Verweilzeit 7*des Zündsystems die gesamte Zeitspanne zwischen dem festen Punkt 122 der Spannungswelle V₅ und dem Ende des Zündzyklus 104 ein. Die Verweilzeit kann diese Zeitspanne zwischen dem festen Punkt 122 und dem Ende 104 wegen der Wirkung des Transistors (?₄ nicht überschreiten, der den Beginn der Verweilzeit verhindert, bis das Spannungssignal V3 auf seinen niedrigen Potentialabschnitt abgesunken ist.

Aus dem Verlauf der Kurve 118 in Fig.3 läßt sich ersehen, daß bei Maschinendrehzahlen oberhalb 2800 U/Min, der durchschnittliche Primärwicklungsstrom größer ist als der bei einem herkömmlichen Zündsystem gemäß der Kurve 116. Dies ist erwünscht, weil im oberen Drehzahlbereich der Kurven der Primärstrom der Zündspule seinen Maximalwert nicht erreichen kann, jedoch so nahe wie möglich bei dem Maximum liegen sollte.

In F i g. 4 ist in einem Diagramm die Sekundärspannung der Zündspule in kilovolt über der Maschinendrehzahl aufgetragen. Das Diagramm enthält eine Kurve 124, welche die Sekundärspannung wiedergibt, die in der Zündspule eines Zündsystems mit einem Primärstromverhalten gemäß Kurve 116 in F i g. 3 erhalten wird. Fig.4 enthält ferner eine Kurve 126, welche die mit dem elektronischen Zündsystem 10 gemäß der Erfindung erhaltene Sekundärspannung wiedergibt. Es ist

erkennbar, daß die von der Kurve 124 wiedergegebene Sekundärspannung eines herkömmlichen Zündsystems sehr schnell absinkt, wenn die Maschinendrehzahl zunimmt, und daß ihr Maximalwert bei etwa 31 kV liegt Das Zündsystem gemäß der Erfindung hat andererseits einen Maximalwert von etwa 39 kV, und diese Spannung bleibt über einen Drehzahlbereich bis zu etwa 2800 U/Min, aufrechterhalten. Bei Maschinendrehzah-

len oberhalb dieses Wertes erzeugt das elektronische Zündsystem 10 eine Sekundärspannung, die im wesentlichen linear abfällt; jedoch beträgt die Sekundärspannung dieses Systems bei einer Maschinendrehzahl von 4000 U/Mia immer noch etwa 30 kV, d. h. sie hat eine Höhe nahe dem Maximum der Sekundärspannung, die von einem herkömmlichen System erhalten wird.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Transistorisiertes Batteriezündsystem für funkengezündete Brennkraftmaschinen, bei dem der den Primärstrom der Zündspule schaltende Leistungstransistor von einem Impulsgeber steuerbar ist, welcher ein sich periodisch änderndes Signal mit einer Periodendauer entsprechend der benötigten Zündimpulsfolge liefert, mit einem von dem Impulsgeber beeinflußbaren ersten Schaltkreis zum Erzeugen eines ersten periodischen elektrischen Signals von der Periodendauer eines Zündimpulses mit einem ersten und einem zweiten Abschnitt und mit einem zweiten Schaltkreis zum Erzeugen eines die gleiche Periodendauer wie das erste periodische Signal aufweisenden zweiten periodischen elektrischen Signals, welches durch die Spannung eines Kondensators gebildet wird, der in Abhängigkeit von dem ersten elektrischen Signal ge- und entiaden wird, wobei bei Erreichen eines Schwellwerts durch die Kondensatorspannung im Verlaufe des Entladevorgangs der Strom durch die Primärwicklung eingeschaltet und mit dem Signal des Impulsgebers wieder abgeschaltet wird und wobei durch abnehmende Energiespeicherung des Kondensators mit höher werdender Drehzahl der Brennkraftmaschine die Primärstrom-Ausschaltdauer verkürzt und somit die Fließdauer des Zündspulenprimär-Stroms unabhängig von der Maschinendrehzahl konstant gehalten wird, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten Abschnitte des ersten Signals (V₃) des ersten Schaltkreises (32) jeweils eine Zeitdauer haben, die einem konstanten Bruchteil der Periodendauer des zugehörigen Zündimpulses entspricht, und daß der Kondensator (C₄) des zweiten Schaltkreises (34) während tines jeden ersten Abschnitts des ersten Signals (V₃) durch eine Konstantstrom-Ladeeinrichtung (/3) geladen und unmittelbar danach während eines jeden zweiten Abschnitts des ersten Signals (V₃) durch eine Konstantstrom-Entladeeinrichtung (A) vollständig entladen wird.

2. Zündsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Schaltkreis (32) einen auf die Durchgänge des Impulsgeber-Signals (V_1n) durch ein bestimmtes Spannungsniveau ansprechenden Vergleicher (Ai) mit zwei ausgangsseitigen Schaltzuständen aufweist, ferner erste und zweite Konstantstromquellen (Λ, /2) mit einem zwischen diese geschalteten weiteren Kondensator (C₃), dessen eine Klemme mit dem Ausgang des Vergleichers (Ai) verbunden ist, und zwei Schalteinrichtungen (<?i, (h)< ^von dem die eine (<?i) das Aufladen des weiteren Kondensators (C₃) über die erste Konstant- stromquelle (/1) bewirkt, wenn der Ausgang des Vergleichers (A\) den einen Schaltzustand eingenommen hat, und die andere (Q₂) das Entladen des weiteren Kondensators (Cs) über die zweite Konstantstromquelle (/2) bewirkt, wenn der Ausgang des Vergleichers (Ai) den anderen Schaltzustand eingenommen hat.

3. Zündsystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der von der zweiten Konstantstromquelle (/2) gelieferte Strom größer als der von der ersten Kontantstromquelle (A) gelieferte Strom ist.

4. Zündsystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Strom der zweiten Konstantstromquelle (Z₂) etwa doppelt so groß wie derjenige der ersten Konstantstromquelle (Λ) ist

5. Zündsystem nach einem oder mehreren der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Vergleicher (Ai) die Nulldurchgänge des Impulsgeber-Signals (Vi₁) erfaßt

6. Zündsystem nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Schaltkreis (34) einen von dem ersten Signal (V₃) angesteuerten Schalter (Q₅) zum Einschalten der Kondensatoraufladung durch die Konstantstrom-Ladeeinrichtung (Z₃) sowie zum Einschalten der Kondensatorentladung durch die Konstantstrom-Entladeeinrichtung (/4) aufweist

7. Zündsystem nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Schaltkreis (34) einen die Spannung am Kondensator (C₄) mit einem Spannungsschwellwert vergleichenden Komparator (A2) zum Einschalten des Zündspulenprimärstroms (/5) beim Unterschreiten des Spannungsschwellwertes aufweist

8. Zündsystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Komparator (A₂) beim Unterschreiten des Spannungsschwellwertes die Konstantstrom-Entladeeinrichtung (/4) auf einen, größeren Konstantstrom umschaltet

9. Zündsystem nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 8, gekennzeichnet durch einen weiteren Schaltkreis (38) zum Begrenzen des Primärstroms (/5) der Zündspule (44) auf einen Maximalwert.

10. Zündsystem nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 9, gekennzeichnet durch einen zusätzlichen Schaltkreis (40) zum Unterbinden des Stromflusses durch die Primärwicklung (42) der Zündspule (44) beim Unterschreiten einer vorbestimmten Mindestdrehzahl (30 U/min) der Brennkraftmaschine.