DE2425973A1 - Komplementaer-fet-verstaerker - Google Patents
Komplementaer-fet-verstaerkerInfo
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- H03G3/3015—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in amplifiers suitable for low-frequencies, e.g. audio amplifiers the gain being continuously variable using diodes or transistors
Description
RCA 66,65ü
US Serial Ho. 365,034
Piled: June 1, 1973
RCA Corporation, New York, N.Y., V.St.A.
Komplementär-FET-Verstärker
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Koinplementär-FET-Verstärker
mit zwei Feldeffekttransistoren (FET) entgegengesetzten Leitungstyps, deren Kanäle in Reihe zwischen zwei
Betriebspotentialklemmen geschaltet sind und deren Steuerelektroden mit einer gemeinsamen Eingangsklemme verbunden sind,
ferner mit einer Ausgangsklemme, die mit einem Punkt der Reihenschaltung zwischen den Kanälen der beiden Transistoren
gekoppelt ist, und mit einer Betriebspotentialversorgungsschaltung, die an die Betriebsspannungsklemmen angeschlossen
ist. Insbesondere betrifft die Erfindung Verstärker mit komplementären Isolierschicht-Feldeffekttransistoren.
Schaltungsanordnungen mit komplementären Feldeffekt- transistoren
haben in großem Umfang Anwendung in digitalen. Schaltwerken und Logikschaltungen gefunden. Diese Schaltungen
zeichnen sich durch hohe Schwellwerte, von Natur aus strukturell
einfachen Aufbau, niedrigen Leistungsverbrauch und sehr
hohe Sparniungsverstärlomg aus. Die letzterwähnte Eigenschaft
hat ih£e Ursache aus der großen Impedanztransforniation, die
der Struktur solcher Schaltungen von Natur aus anhaftet und
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es ermöglicht, cine außergewöhnlich hohe Anzahl nachfolgender
Verknüpfung schal two rice oder dergl. anzusteuern.
. Es ist auch bekannt, daß man z.B. einen Komplementär-ίΈΤ-Inverter
bei geeigneter Vorspannung als Analogverstärker verwenden kann und dabei viele Vorzüge beibehält, die solche ·
Schaltungen bei digitalen Anwendungen haben. Solche Verstärker haben sich jedoch .in Analogschaltungen bisher noch nicht
richtig durchsetzen können, da es schwierig ist, einen Komplementär-FDT-Inverter
auf den richtigen Arbeitspunkt vorzuspannen. Der Grund für diese Schwierigkeit liegt darin, daß
der Bereich der Eingangs-Ausgangs-Übertragungsfunktion eines solchen Verstärkers, in dem sich das Ausgangssignal in Abhängigkeit
von EingangsSignalschwankungen wesentlich ändert, nur sehr schmal ist. Dies ist bei digitalen Anwendungen ein
wesentlicher Vorteil, da die resultierende Unempfindlichkeit für Signale außerhalb des schmalen Bereichs einem solchen Verstärker
oder Inverter im Vergleich zu anderen Typen von Verknüpfungsschaltungen
eine außerordentlich hohe Unempfindlichkeit gegen Störungen verleiht. Andererseits erfordert dieser
relativ enge Bereich der Übertragungsfunktion eine genaue
Steuerung der zugeführten Vorspannung, wenn ein Koaplementär-EET-Inverter
bei analogen Anwendungen als Verstärker verwendet wird und die erforderliche Präzision ist wegen der verhältnismäßig
schlechten Reproduzierbarkeit der Übertragungsfunktionen schwierig zu erreichen.
Die zwei Hauptfaktoren, die die schlechte Reproduzierbarkeit der Übertragungs funktionen von Komplementär-EST-Verstärkern
verursachen, sind Schwankungen bei der Herstellung des Verstärkers und Schwankungen der Umgebungsbedingungen,
denen der Verstärker im Betrieb ausgesetzt ist. Die Exemplarstreuung aufgrund des Herstellungsprczesses beruht auf einer
großen Anzahl von Parametern, wie Abmessungen, Trägerbeweglichkeit und dergl. In entsprechender Weise beeinflussen auch die
Umgebungsbedingungen, denen ein Komplementär-PET-Inverter
ausgesetzt ist, seine Übertragungfunktion, z.B. die Temperatur,
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Teinperaturgradicnton und verschiedene Arten von Strahlungsbelastung,
v;ie elektromagnetische Strahlung und Kernstrahlung sowie elektrostatische Felder. Umgebungseinflüsse lassen sich
besonders schwer kompensieren, da die komplementären Transistoren,
die den Inverter oder Verstärker bilden, iEkllgemeinen
auf gleiche Temperaturänderungen oder gleiche Strahlung^ änderungen unterschiedlich reagieren.
Es ist bekannt, einen Komplementär-FET-Verstärker mittels
eines Rücklcopplungswiderstande's vorzuspannen, der den Ausgang des Verstärkers mit seinem Eingang verbindet. Wie weiter unten
noch an Hand der Form einer typischen Übertragungskennlinie
im einseinen erläutert v/erden wird, erfordert diese Art der
Vorspannung eine Wechselspannungskopplting des zu verstärkenden
Eingangssignals und hat eine Gegenkopplung zur Folge, die die Ableitung der übertragungskennlinie herabsetzt und den üuiiearbeitspunkt
sowohl von den Herstellungs- als auch Umgebungseinflüssen,
wie sie oben erwähnt wurden, abhängig macht. Außerdem beeinträchtigt das Vorhandensein des zur Vorspannung
dienenden Widerstandes die Eingangsimpedanz des Verstärkers. Sine weitere Schwierigkeit besteht darin, daß Widerstände in
integrierten Schaltungen nicht ganz einfach herzustellen sind und auf dem Schaltungssubstrat eine erhebliche Fläche beanspruchen.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Komplementär-FET-Feldeffekttransistor so vorzuspannen,
jlaß der Arbeitspunkt des Verstärkers Änderungen der Umgebungsbedingungen und normale Herstellungsschwankungen automatisch
korrigiert. Insbesondere soll ein solcher Verstärker angegeben v/erden,. der als integrierte Schaltung ohne Widerstände hergestellt
v/erden kann.
Biese Aufgabe wird durch eine Ausführungsform eines Kociplementär-FST-Verstärkers- gemäß der Erfindung gelöst, der
einen ersten Verstärker mit komplementären Feldeffekttransistoren enthält, der auf einen gewünschten Ruhearbeitspunkt da-
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durch vorgespannt wird, daß die ihm von einem zweiten, ähnlichen
Verstärker aufgeführten Betriebspotentiale verachoben
werden. Der sweite Verstärker ist auf einen vorgegebenen Ruhoarbeitspunkt
vorgespannt und seine Ausgangsspannung dient als
Steuerspannung für die den beiden Verstärkern zugeführten Betriebspotentiale.
Ausführungsbeispiele, Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung v/erden im folgenden unter Bezugnahme auf die
Zeichnung näher erläutert; es zeigen:
Pigur 1 ein Schaltbild eines bekannten Komplementär-FET-Verstärlcers;
Figur 2 ein Schaltbild der Eingangs-Ausgangs-übertragung3_
funktion des Verstärkers gemäß Figur 1;
Figur 3 ein Schaltbild einer Spannungsverschiebungsschaltung;
Figur 4 ein Schaltbild einer Spannungsverschiebungsschaltung
mit Feldeffekttransistoren;
Figur 5 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispieles der Erfindung j
Figur 6 ein Schaltbild für eine Abwandlung eines Bezugsverstärkerteils
einer Ausführungsform gemäß Figur 5J
Figur 7 ein Schaltbild einer Abwandlung der Spannungspegelverschiebungsschaltung
gemäß Figur 4 und
Figur 8 ein Schaltbild einer Abwandlung der Schaltungsanordnung gemäß Figur 7.
Der in Figur 1 dargestellte bekannte Komplementär-Feldeffekttransistor-(EST-)Verstärker
hat eine Eingangsklemme 10, die mit der Steuerelektrode 12 eines Feldeffekttransistors 14
vom P-Typ und der Steuerelektrode 16 eines Feldeffekttransistors
13 von IT-Typ gekoppelt ist. Die steuerbare Stromstrecke, also der Kanal des FET 14 ist zwischen einen Schaltungspunlct
20 und eine Ausgangsklemrce 22 geschaltet. In entsprechender
Weise ist der Kanal des FET 18 zwischen einen Schaltungspunlct 24 und die Ausgangsiclenme 22 geschaltet.
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Im Betrieb v/ird einem Verstärker mit Transistoren dec
dargestellten Typs über den Schaltuncopunkt 20 ein Bctriobapotentinl
V., zugeführt, dno positiv im Vergleich zu cinora
Betriebspotential V, am Schnltun.f;spun!rt ?A int. En i.'rt bekannt,
daß PcldüiTckttranaiatoren, die so geschaltet sind, sich im
wesentlichen wie spannungsgeoteuerte Widerstünde verhalten.
Wenn s.D. der PET 18 ein F-Kanal-Anreicherungs-Isolierschichtfeldeffckttransictor
ist, neigt der Widerctandswert seines Kanals dazu, abzunehmen, wenn die seiner Steuerelektrode 16
zugeführte Spannung (die größer als V- ist) zunimmt. Wenn in entsprechender Weise der 51ET Η ein P-Kanal-Anreicherungsisolierschichtfeldeffekttransistor
ist, neigt der Widerstand seines Kanals zum Abnehmen, wenn die Spannung (die kleiner ist
als V2) an seiner Steuerelektrode 12 abnimmt. Da die Steuerelektroden
12 und 16 beide mit der Eingangsklemme 10 verbunden ist, ändern sich die Widerstandswerte der Kanäle der FET13 14
und 18 in Abhängigkeit von dem der Eingangsklemme 10 zugeführten
Eingangssignal in komplementärer Weise und das Potential an der Ausgangsklemme 22 v/ird durch das Verhältnis der
Widerstandswerte der Kanäle der I1ET1S 18 und 14· und durch den
Betrag der den Schaltungspunkten 24 und 20 zugeführten Potentiale
bestimmt.
Aus Figur 2 sind weitere Einzelheiten der Abhängigkeit von Eingangs- und Ausgangssignal des bekannten Verstärkers
gemäß Figur 1 dargestellt. Die Ausgangs spannung ^qtjj>
an der
Ausgangsklemme 22 ändert sich in Abhängigkeit von der Eingangsspannung VpT an der Eingangskleinme 10 gemäß der typischen Übertragungskennlirfie
30. Diese Übertragungskennlinie gilt für den Fall,- daß die FET1S 14 und 18 wirklich komplementär sind, d.h.
daß der Widerstandswert des Kanals des FET1S 14 gleich dem
Widerstandswert des Kanals des FET1S 18 ist, wenn die Eingangsspannung an der Eingangsklemme 10 in der Mitte zwischen
den Betriebspotentialen an den Klemmen 20 und 24 liegt. In der Praxis sind die Kennlinien der Transistoren jedoch im allgemeinen
nicht ideal gepaart und die Übertragungskennlinie des
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Verstärkero kann dadurch vornehoben werden, wie eo an Hand der
Kennlinien 32 und 34 dargestellt i3t. Zu den Faktoren, die eine Verschiebung der Übertragungskonnlinie verursachen, gehören
Unterschiode in der Geometrie der FST1S 14 und 1ü,
Unterschiede in den Trägerbeweglichkeiten der Transistoren
und unvermeidliche Strukturunterschiede in den 'Einrichtungen, wie sie sich normalerweise bei der Herstellung ergeben. Auch
wenn die Transistoren genau gepaart sind, so daß sich eine Übertragungskennlinie ergibt,'v/ie sie bei 30 in Figur 2 dargestellt'
ist, können im normalen Betrieb des Verstärkers Umgebungseinflüsse auftreten, die die Übertragungskennlinie 30
zum Ort der Übertragungskennlinie 32 oder 34 verschieben. Zu diesen Umweltseinflüssen gehören z.B. elektrostatische Felder,
elektromagnetische Strahlung und Korpuskularstrahlung, der Absolutwert der Temperatur, Temperaturgradienten usw. In der
Praxis kann man daher die Lage der Übertragungskennlinie des bekannten Verstärkers nicht genau voraussagen. Dies hat wieder
um zur Folge, daß es schwierig ist, einen solchen Verstärker in Kleinsignalanwendungen richtig vorzuspannen.
Es sei z.B. angenommen, daß ein vorgegebener Verctärker
eine Übertragungslcennlinie, wie die in Figur 2 dargestellte
Übertragungskennlinie 30 hat und daß der Kennwert der Eingangs spannung in der Mitte zwischen den an den Schaltungspunkten
und 24 liegenden Potentialen V2 bzw. V1 liegt. In diesem Falle
liefert der Verstärker eine Ausgangsspannung Vq1 entsprechend
dem Arbeitspunkt 36 auf der Üb.ertragungskennlinie 30. Die
Keigung der Übertragungskennlinie 30 im Arbeitspunkt 36 stellt
den Kleinsignalverstärkungsfaktor des Verstärkers dar und hat typiseherweise dann ein Maximum, wenn die Ausgangsspannung
nominell in der Mitte zwischen den zugeführten Betriebspotentialen V- und V2 ist. Wegen der erwähnten Herstellungs- und
Umgebungseinflüsse kann die tatsächliche Übertragungskennlinie
doch der Übertragungskennlinie 32 oder 34 entsprechen. Wenn V^
nicht geändert wird, ergeben sich die tatsächlichen Arbeitspunkte 38 oder 40 und Ausgangsspannungen V^1 bzw.-Vq1JJ. Da die
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Steigung der Übertragungokennlinie 32 bsw, 34 im Arboitcpunirfc
3S bzw. 40 kleiner ist als die Steigung der Übertragungclccnnlinie
50 im Arbeitspunkt 36, ergibt sich, für den Verstärker
auch ein kleinerer Verstärkungsfaktor. Es ist außerdem ersiclitlich,
daß die maximale symmetrische Kleinsignal-Ausgangsspannung,
die sich erreichen läßt, kleiner ist als im Arbeitspunkt 36. Kit anderen Worten werden durch die unerv/ünschte
Verschiebung der Übertragungskennlinie sowohl der Verstärkungs,
faktor als auch der Aussteuerungsbereich verringert.
Man beachte, daß der Betriebszustand, der durch eine Ausgangsspannung
Vq.. mit einem Nennwert in der Mitte zwischen den
den Schaltungspunkten 20 und 24 zugeführten Betriebspotentialen eine maximale Verstax'kung und einen maximalen Aussteuerbereich
des Verstärkers gewährleistet, unabhängig davon, welche der Kennlinien oder Übertragungsfunktionen 30, 32 und 34 tatsächlich
die wirkliche Übertragungsfunktion des Verstärkers darstellt.
Mit anderen Worten gesagt, entspricht der ideale Arbeitspunkt des bekannten Verstärkers gemäß Figur 1 dem Arbeitepunkt
42, 36 oder 44. Dieser Arbeitspunkt kann gemäß der vorliegenden Erfindung dadurch erhalten werden, daß man die den Schaltungspunkten 20 und 24 zugeführten Betriebspotentiale derart verschiebt,
daß die Ausgangskleumie 22 auf einem Ruhepotential gehalten
wird, dessen Kennwert gleich der Ruhespannung an der Eingangsklemme 10 ist.
Die nit einer Spannungsverschiebung arbeitende Schaltungsanordnung
gemäß Pigur 3 enthält den bekannten Verstärker gemäß Pigur 1, dessen Elemente mit den gleichen Bezugszeichen wie
dort bezeichnet sind. Außerdem ist eine veränderliche Impedanz-'anordnung
42 vorgesehen, die zwischen den Schaltungspunkt 20 und einen Schaltungspunkt 44 gekoppelt ist. Eine weitere veränderliche
Inpedanzanordnung 46 ist zwischen den Schaltungspunkt 24 und- einen Schaltungspunkt 48 gekoppelt. Die veränderlichen
Impedanzanordnunjen sind außerdem mit einer Steuerklemme
50, gekoppelt.
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Die veränderliche Impedalanordnung 42 ict go aungcbildot,
daß sich ihre Impedanz in Abhängigkeit vom Signal an der
Steuerklenune 50 in einem vorgegebenen Sinne ändert. Die veränderliche
Impcdanζ anordnung 46 ist so ausgebildet, daß sich
ihre Impedanz in Abhängigkeit von dem gleichen Signal an der Steuerklemme 50 in entgegengesetzten Sinne ändert wie die
Impedanzanordnung 42.
Zur Erläuterung der Schaltungsanordnung gemäß Figur 3 sei
angenommen, daß der Schaltungspiinkt 44 auf einem festen Potential
eines relativ positiven Wertes gehalten v/erde, daß der 'Schaltungspunkt 43 auf einen festen Potential eines relativ
negativen Viertes gehalten v/erde und daß die 3ingangsklemmo 10
auf einem Bezugspegel, wie Hasse, gehalten werde. Es sei ferner angenommen, daß sich die Impedanz der veränderlichen Impedanzanqrdnung
42 direkt mit einer der Steuerklemme 50 zugeführten
Steuerspannung andere und daß sich, die Impedanz der veränderlichen
Impedanzanordnung 46 invers zur Steuerspannung an der
Steuerkleimne 50 andere. Wenn die Spannung ander Steuerklemme
50 zunimmt, nimmt also die Impedanz der veränderlichen Impedanzanordnung 46 ab, während die der veränderlichen Impedanzanordnung
42 zunimmt. Dies hat die Wirkung, daß die Potentiale an den Schaltungspunkten 24 und 20 in Sichtung auf das feste
Potential am Schaltungspunkt 48 verschoben werden. Wenn anderer seits die der Steuerklemme 50 zugeführte Spannung abnimmt,
werden die veränderlichen Impedanzanordnungen 42 und 46 die Betriebsspannungen an den Schaltungspunkten 20 und 24 im
Effekt in Richtung auf das feste Betriebspotential am Schaltungspunkt 44 verschieben.
Da der bekannte Verstärker gemäß Figur 1, wie oben erläutert wurde, eine Ausgangsspannung liefert, die durch das
Widerstandsverhältnis der Transistoren 14 und 18 und die Betriebspotentiale
an den Schaltungspunkten 20 und 24 bestimmt wird, und da diese Betriebspotentiale durch die der Steuerquellc
50 zugeführte Spannung beeinflußt werden, folgt, daß die Spannung an der Ausgan^sklemme 22 durch geeignete
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Änderung der der Steucrkleinnc 50 :nif;o führten Spannung au.C
einen gewünschten Wort gebracht worden kann, wie gleich erläutert
v/erden wird.
Figur 4 seigt eine Schaltungsanordnung, bei der die
Punktion der in Figur 3 in Blockform dargestellten veränderlichen
IinpedanFianordnungen -durch Feldeffekttransistoren ausgeübt
wird. Bei der Schaltungsanordnung gemäß Figur 4 ist der
Kanal eines Feldeffekttransistors 60 vom P-Typ zwischen die Schaltungspunkte 44 und 20 geschaltet. Der Kanal eines Feldeffekttransistors
62 vom il-Typ ist zwischen die Schaltungspunkte 48 und 24 geschaltet. Die Steuerelektrode 24 des FET
62 und die Steuerelektrode 66 de3 FET 60 sind mit der Steuerklemme
50 verbunden. Die Schaltungsanordnung gemäß Figur 4 arbeitet, wie es oben für die Spannungsverschiebungsschaltung
gemäß Figur 3 erläutert wurde. Eine der Steuerklenrae 50 zugeführte
Steuerspannung wird eine komplementäre Änderung der Impedanzen der Kanäle der FET1S 60 und 62 in Abhängigkeit von
der Steuerspannung an der Steuerklemme 50 bewirken. Hierdurch werden wiederum im Effekt die Betriebspotentiale an den Schaltungspunkten
20 und 24 der bekannten Verstärkerschaltung in der erläuterten Weise verschoben.
Bei einer Ausfülirungsform der vorliegenden Erfindung
wird eine Schaltungsanordnung der in Figur 4 dargestellten Art wie folgt als Iteferenzverstärker verwendet: Angenommen, den
Schaltungspunkten 44 und 48 werde eine positive bzw. negative Spannung gleichen Betrags zugeführt und die Eingangsklemme 10
werde auf einem Besugspotential, wie Masse, gehalten. Die.
Transistoren 14 und 18 arbeiten wie der bekannte Verslärker
gemäß Figur 1 mit einer Übertragungskennlinie, wie sie in Figur 2 dargestellt ist. An der Ausgangsklemae 22 wird dann
eine Ausgangsspannung auftreten, deren Wert von der Übertragungskennlinie
des Verstärkers abhängt. Wenn z.B. die tatsächliche Übertragungskennlinie der Kurve 30 in Figur 2 entspricht,
wird sich der Arbeitspunkt 36 einstellen, und es wird sich die Ausgangsspannung VQ1 (Figur 2) ergeben, die unter
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den angenommenen Voraussetzungen gleich Manoepotential ist.
l/enn andererseits die Übcrtragungslrennlinie der Kurvo 32 entspricht,
wird sich der Arbeitspunkt 30 einstellen und die Ausgangs3panuung
an der Ausgangaklemme 22 würde den positiven
V/ert YX* haben. Wenn andererseits die tatsächliche Übertragungskennlinie
der Kurve 34 entspricht, stellt sich der Arbeitspunkt 40 ein und an der Ausgangsklemme 22 resultiert eine
negative Ausgangs spannung v"0-j.
Die Ausgangsspannung an' der Ausgangsklerarae 22 gibt also
sowohl den Betrag als auch die Verschiebung der Übcrtragungskennlinie
bezüglich der ideal gelegenen tJbertragungskennlinie
30 wieder. Gemä.3 der vorliegenden Erfindung kann diese
Spannung dasu verwendet werden, die Betriebspotentiale in der beschriebenen ¥ei3e so zu verschieben, daß die Ausgangsklemme
22 auf einem Huheepannungswert gehalten wirC, der· nominell
gleich der der Eingangsklemme 10 zugeführten Spannung ist.
Eine Möglichkeit, dies zu erreichen,.besteht darin, die
Steuerklemme 50 einfach mit der.Ausgangsklemme 22 zu koppeln.
Man erhält hierdurch eine Gegenkopplungsspannung zur Verschiebung der Betriebspotentiale an den Schaltungspunkten 20 und 24»
die die Ausgangsspannung an der Ausgangsklemme 22 derart zu ändern strebt, daß sie möglichst gleich der Bezugsspannung an
der Eingangsklemme 10 wird.
Gemäß der Erfindung kann sie ferner dazu verwendet werden, die Ruhearbeitspunkte anderer entsprechender Verstärker zu
steuern, indem die Steuerklemmen aller anderen Verstärker mit der Ausgangsklemme des Eeferenzverstärkers verbunden v/erden.
Wenn die in den anderen Verstärkern verwendeten Transistoren gleichartige Eigenschaften wie die im Referenzverstärker verwendeten
Transistoren haben, stellt die durch den Referenzverstärker erzeugte Ausgangsspannung ein geeignetes Mittel für
die Kompensation der erläuterten Herstellung- und Umwelteinflüsse
-dar. Gleichartige Eigenschaften keinn man z.B. dadurch
erreichen, daß man die Transistoren auswählt oder daß man die
zusammengehörigen Verstärker auf einen gemeinsamen Substrat
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ale integrierte Schaltung ausbildet.
Figur 5 zci;-rt eine Anwendung der vorliegenden Erfindung,,
bei der zwei Schal foingganordnungen entsprechend Figur 4 miteinander
verbunden sind. Gleichartige Elemente sind in Figur 4 und 5 niit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet, denen Jedoch
zusätzlich noch ein bzw. zwei Akzente hinzugefügt vmrden. Bei
der Schaltungsanordnung gemäß Figur 5 sind die Schaltungspunkte 44! und 44" zusammen an eine Quelle für eine "Spannung +V an.-geGchlcssen.
Die Sclialtungspunkte 48' und 48" sind susamnen
an eine Quelle für eine Spannung -V angeschlossen. Die Eingangsklemme
10' ist mit einer Quelle für eine Bezugsspannung,
die Hasse sein kann, gekoppelt. Die Ausgangsklemme 22· ist mit
Steuerklemnen 50* und 50" gekoppelt. Die Eingangskierame 10"
dient zur Zuführung eines zu verstärkenden Eingangssignals;
das verstärkte Ausgangssignal steht an einer Ausgangskleinme
22" zur Verfugung.
Die Eigenschaften entsprechender Transistoren eines vorgegebenen Leitungstyps sind gepaart. So hat also z.B. der P-Kanal-Transistor
60 Eigenschaften, die mit denen des P-Kanal-Tränsistors
60" übereinstimmen. In entsprechender ¥eise haben die Transistoren 14* und 14", die dem P-Typ angehören, gleiche
Eigenschaften. Es ist jedoch nicht erforderlich, daß der Transistor
141 vom P-Typ die gleichen Eigenschaften hat wie der
Transistor 60· vom P-Typ, seine Eigenschaften müssen nur mit
denen des Transistors 14" vom P-Typ'übereinstimmen. Die Transistoren
14' und 18* bilden einen Referenzverstärker 70; die
Transistoren 14" und 13" bilden einen.Signalverstärker 72.
Die Schaltungsanordnung gemäß Figur 5 arbeitet folgendermaßen: Nach dem Anlegen der Betriebsspannungen +V und -V entsteht
an der Ausgangsklemme 22' eine Spannung, die von der
speziellen Übertra^ungckennlinie der zugeordneten Transistoren"
abhängt. Diese Ausgangsspannung wird auf die Steuerkleisme 50*
surüekgekop-oelt, im die Betriebspotentiale, die dem Referenzverstärker
70 über die Schaltungspunlcte 20· und 24* zugeführt
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werden,- in einen solchen Ginne zu ve räch loben, ein?, der Unterschied,
svrischen der Ausgangs spannung an der Ausgangsklemme 22'
und der Referenzspannung an der Eingangcklemme 10' verkleinert
wird»
Das su verstärkende Eingangssignal v/ird der 3ini-.inriGkle-.mmo
10" des Signalverstärkers 72 zugeführt. Dessen Stcuerklemme 50" ist mit der Ausgangsklemme 22' des Referenzvcrstärkers 70
verbunden, so daß die Bctriebspotentiale an den Schaltun^spunkten
20" und 24" effektiv in einer solchen V/eise verschoben werden, daß an dor Ausgangsklemrae 22" eine Ruhe spannung entsteht,
die in wesentlichen gleich der Ruhespannung an der Ausgangski emme 22' ist.
Wegen der Übereinstimmung der Eigenschaften der Transistoren
in Referenzverstärker 70 und Signalverstärker 72 ändert sich auch die Übertragungskennlinie des Signalverstärkers 72
wie die de3 Referenzverstärkers 70. Die Rückkopplung von der Ausgangsklemne 22' zur Steuerklemme 50' des Referenzverstärkers
stabilisiert den Arbeitspunkt des Referenzverstärkers auf einen Viert, der in der Efähe des Wertes der Referenzspannung liegt,
die der Eingangsklemme 10' zugeführt ist. Die gleiche Spannung
stabilisiert in entsprechender Weise den Ruhearbeitspunkt des Signalverstärkers 72.
Die Schaltungsanordnung gemäß Pigur 5 ist typisch für das
Prinzip. Der einzige stabilisierte Signalverstärker 72, der in Pigur 5 dargestellt ist, kann in der Praxis durch zwei, drei
oder eine größere Anzahl von Verstärkern ersetzt v/erden, die alle getrennte Eingangs- und Ausgangsklemmen haben und die alle
mit den Steuerelektroden der den Transistoren 60" und 62" entsprechenden Transistoren-mit der Klemme 50' verbunden sind.
Ein Signalverstärker, der wie der Signalverstärker 72 in Figur 5 auf seinen Ruhearbeitspunkt vorgespannt wird, hat eine
Anzahl .wesentlicher Vorzüge gegenüber Verstärker;-.., üic in der
bekannten Weise vorgespannt sind. Z.B. existiert kein Rückkcpplungsweg
von der Sif^ial-Einffansslcleaiiie 10" zur Signäl-
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AuRgaiircklcnnc 22", v/.io er üblicherweise in Koripl
sistorvcrstärkem verwendet wird. Die iiingnngnirnpedanz des
vorliegenden Verstärkers ist daher hoch, es int Ice ine Gegenkopplung
vorhanden, und Signalverstäxker dieser Art können
direkt gekoppelt werden.
Die in Figur 5 gezeigte Kompensation zur Einstellung des
Arbeitspunktes des Verstärkers kann dadurch verbessert v/erden, daß man im Referenzverstärkerteil der Schaltungsanordnung gemäß
der Erfindung einen zusätzlichen Verstärker verwendet. Der zusätzliche Verstärker kann ein weiterer Peldeffckttransistorverstärker, ein Operationsverstärker oder irgendein anderer
Gleichstromverstärker sein. Bei der in Figur 6 dargestellten Schaltungsanordnung ist z.3. die Ausgangsklemmc 22· des Referenzverstärkers
70 gemäß Figur 5 mit einer nichtinvertierenden
Eingangsklemme 76 eines Verstärkers 74 gekoppelt. Die Ausgangsklemme
78 des Verstärkers 74 ist mit der Steuerklemme 50' verbunden. Der Verstärker 74 kann nah eine weitere Eingangsklemuie
80 aufweisen. 3ei dieser Abwandlung des Referenzverstärkerteils gemäß Figur 5 dient der Verstärker 74 dazu, das Ausgangssignal
an der Ausgangsklemme 22' (ohne Inversion) zu verstärken und das verstärkte Signal der Klemme 50' zuzuführen.
Durch diese Verstärkung erhält man ein größeres Signal an der Steuerklenine 50' und damit eine weitgehendere Korrektur von
Änderungen der Übertragungscharakteristik des Referenzverstärkers 70. Der zweiten Eingangsklemme QO des Verstärkers 74 kann
außerdem eine Versetzungs- oder Offsetspannung zugefünrt werden, falls dies bei der betreffenden Anwendung erwünscht ist. Solche
Versetzungsspannungen sind z.B. dann von Nutzen, wenn der Signalverstärker'als Logikpegelumsetzer verwendet wird, um
niederpegelige Logiksignale mit einem 3ezugswert auf höherpegelige Signale mit einem anderen Bezugswert umzusetzen, z.B.
bei einer Kopplung von ECL- oder TTL-Logikschaltungen auf.MOS-Logikschaltungen.
Figur.7 sei^t eine Abwandlung der Schaltungsanordnung
genäß Figur 4, die entweder als Referenzverstärker 70 oder
409881/1110
als Signalvers tclrker 72 in Figur 5 verwendet v/erden kann. Mc
Schaltungsanordnung gemäß Figur 7 enthält zur.ätsuche, in
Reihe geschaltete Verstärker um den Veriitäi'kungngrad doa Vcrstärkertciles
der Schaltungsanordnung zu erhöhen. Die Elemente
der zusätzlichen Verstärker sind mit Bezugszeichen bezeichnet,
denen die Kleinbuchstaben "a" bzv/. "b" angehängt sind. Die Transistoren
60, 14, 13 und 62 sind wie bei der Schaltungsanordnung
gemäß Figur 4 geschaltet. Außerdem ist die Einganßsklcmme 10
des die Translatoren 14 und 10 enthaltenden Verstärkers mit einer Ausgangsklemme 22a eines Verstärkers mit Transistoren Ha
und 13a gekoppelt. Dieser Verstärker hat eine Eingangsklemrae
10a, Jie mit einer Ausgangsklemme 22b einea Verstärkers lait
Transistoren 14b und 13b gekoppelt ist. Das Eingangssignal wird einer Eingangsklemiae 10b dieses letzteren Verstärkers zugeführt.
Die Schaltungspunkte 20, 20a und 20b sind miteinander
verbunden. Das Gleiche gilt für 'die Schaloung3punkte 24, 24a
und 24b.
Da eine gerade Anzahl von zusätzlichen Verstärkerstufen in Reihen- oder Kaskadenschaltung verwendet wurde, verursachen
die zusätzlichen Verstärkerstufen im Endeffekt keine Signalinversion, und die Ausgangsklemme 22 kann mit der SteuerJclemO
50 verbunden werden, um diese Schaltungsanordnung wie den Eeferenzverstärker
70 in Figur 5 "zu betreiben. V/enn andererseits eine ungerade Anzahl zusätzlicher Stufen eingeschaltet worden
wäre, ergäbe sich eine Signalinversion und man müßte dann das
Ausgangssignal an der Ausgangsklenme 22 vor der Zuführung zur
Steuerklemme 50 invertieren, um die den Arbeitspunkt des Verstärkers
stabilisierende Gegenkopplung beizubehalten.
Figur 8 zeigt eine Abwandlung der Schaltungsanordnung gemäß
Figur 7, die zusätzliche Transistoren 60a, 60b, 62a und 62b enthält. Der Kanal des Transistors 60a ist zwischen die Schaltungspunkte
44 und 20a gekoppelt. Der Kanal des Transistors 60b
ist zwischen den Schaltimgapimkt 44 und den Schaltungspunkt 20b
gekoppelt. D.le Steuerelektroden der Transistoren 60a und 60b
sind susanmen an die Steuerkiensie 50 angeschlossen. Der Kanal
409881/1110
dec Transistors C2a liegt zwischen dem Cchaltungrjpunkt 48 und
dem Schaltunr:spunkt 24a; der Kanal dos Transistors 62b ist.
zwischen den Schaltun^spunkt Ί3 und den SchaLtun^npunkt 24b geschaltet.
Die Steuerelektrode^ GAa und 64b sind ."jeweils mit
der Steuerlclemrac 50 verbunden. Die Schaltungspunkte 20a und 20b,
die in-Figur 7 beide an den Schaltungspunkt 20 angeschlossen
waren, sind also in Figur 8 voneinander getrennt. In entsprechender Weise sind die in Figur 7 beide mit dem Schaltungspunkt 24 verbundenen Schaltungspunkte 24a und 24b bei der
Schaltungsanordnung gemäß Figur 8 voneinander getrennt.
Die Schaltungsanordnung gemäß Figur 8 arbeitet im Prinzip
v/ie die gemäß Figur 7· Bei ersterer sind jedoch zusätzlich noch Transistoren in jeder Verstärkerstufe vorgesehen. Diese Transistoren
gewährleisten eine bessere Trennung oder Unabhängigkeit der Verstärkerstufen als bei Figur 7. Wie bei Figur 7 kann
man mehrere, hintereinander geschaltete Verstärkerstufen verwenden und die Schaltungsanordnung kann entweder als Referenzverstärker
oder als Signalverstärker betrieben werden, wie es oben erläutert ist.
Bei den bevorzugten Ausführungsbeispielen der vorliegenden
Erfindung wurden Spannungsversßhiebungsschaltungen (z.B. Figur 5) verwendet, um vorspannungskompensierte Verstärker zu. bilden.
Selbstverständlich können die hier beschriebenen Spannungsverschi
ebungs schaltungen, z.B. die Spannungsverschiebungsschaltung gemäß Figur 3, auch für andere Anwendungen verwendet werden,v/o
ein Ausgangssignal erzeugt werden soll, dal von zwei Singangssignalen
abhängt, also diese gemeinsam repräsentiert. Die Schaltungsanordnung gemäß Figur 4 kann z.B. ganz allgemein als
Signalverschieb-angs- oder Summier schaltung verwendet werden,
indem man die Signaleingangsklemme mit einer äußeren Vorspannungsquelle
verbindet und die Steuerklemme von außen auf ein ärmliches Kiveau vorsOannt.
4098 81/1110
Claims (6)
- 7700-71I Dr.ν.Β/Ε-Al»-Patentansprüche1,/ Komplementär-Feldeffekttransistor-Verstärker mit zwei Feldeffekttransistoren (FET) entgegengesetzten Leitungstyps, deren Kanäle in Reihe zwischen zwei Betriebspotentialklemmen geschaltet sind und deren Steuerelektroden mit einer gemeinsamen Eingangsklemme verbunden sind, ferner mit einer Ausgangsklemme, die mit einem Punkt der Reihenschaltung zwischen den Kanälen der Transistoren gekoppelt ist, und einer Betriebspotentialversorgungsschaltung, die an die Betriebspotentialklemmen angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Betriebspotentialversorgungsschaltung ein erstes spannungsgesteuertes Impedanzelement (42; P60) zwischen der einen Betriebspotentialklemme (20) und einem Schaltungspunkt für ein erstes festes Potential, ferner ein zweites spannungsgesteuertes Impedanzelement (46; N62), das zwischen die andere Betriebspotentialklemme (24) und einen Schaltungspunkt für ein zweites festes Potential geschaltet ist, enthält; daß die beiden Impedanzelemente durch die gleiche Steuerspannung gesteuert sind und daß sich ihre Impedanzen in Abhängigkeit von einer Änderung der Steuerspannung gegensinnig ändern.
- 2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste und das zweite Impedanzelement aus einem dritten und einem vierten Feldeffekttransistor (P60, N 62) desselben Leitungstyps wie der erste bzw. zweite Transistor (Pl1I, N18) bestehen, und daß die Steuerspannung den Steuerelektroden des dritten und vierten Transistors zugeführt ist.409881/1110
- 3· Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steucrspannun^ von der Ausgangsspannung an der Ausgangsklemme (22) gewonnen wird.
- 4. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß er mit einem zweiten Verstärker (72, P60", N62u) des gleichen Typs parallel zwischen die beiden Schaltungspunkte für das feste Potential (+V1J-V) geschaltet ist; daß die Eingangsklemme (101) des ersten Verstärkers mit einem Punkt festen Potentials verbunden ist; daß die Ausgangsspannung des ersten Verstärkers dem ersten und zweiten Verstärker als Steuerspannung zugeführt ist und daß der Eingangsklemme (10") des zweiten Verstärkers ein Eingangssignal zugeführt ist.
- 5· Verstarker, nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß er mit einem zweiten Verstärker desselben Typs zwischen die Schaltungspunkte für das erste und das1 zweite feste Potential geschaltet ist; daß ein zu verstärkendes Signal der Eingangsklemme (10b) des ersten Verstärkers zugeführt ist; daß die Ausgangsklemme des ersten Verstärkers direkt mit dem Eingang des zweiten Verstärkers gekoppelt ist und daß den Verstärkern die gleiche Steuerspannung zugeführt ist.
- 6. Verstärker nach Anspruch 3» dadurch gekennzeichnet, daß die Kanäle zweier weiterer komplementärer Feldeffekttransistoren (IAa, 18a) in Reihe miteinander der Reihenschaltung aus den Kanälen des ersten und zureiten Transistors (I1I, 18) parallelgeschaltet sind; daß die Steuerelektroden der weiteren Feldeffekttransistoren (14a, 18a) mit einer eigenen Eingangsklemme (10a) verbunden sind; daß der einen der Eingangsklemmen (z.B.lOa) ein Eingangssignal zugeführt ist und daß die entsprechende-Ausgangsklemme (z.B. 22a) mit der anderen Eingangsklemme (10) direkt gekoppelt ist.409881/1110Λ8 .Leerseite
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US365834A US3914702A (en) | 1973-06-01 | 1973-06-01 | Complementary field-effect transistor amplifier |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2425973A1 true DE2425973A1 (de) | 1975-01-02 |
DE2425973B2 DE2425973B2 (de) | 1978-03-30 |
DE2425973C3 DE2425973C3 (de) | 1985-12-05 |
Family
ID=23440557
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2425973A Expired DE2425973C3 (de) | 1973-06-01 | 1974-05-30 | Komplementär-Feldeffekttransistor-Verstärker |
Country Status (20)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3914702A (de) |
JP (1) | JPS5417545B2 (de) |
AR (1) | AR200785A1 (de) |
AT (1) | AT351593B (de) |
AU (1) | AU474135B2 (de) |
BE (1) | BE815832A (de) |
BR (1) | BR7404485A (de) |
CA (1) | CA999346A (de) |
CH (1) | CH578804A5 (de) |
DD (1) | DD112044A5 (de) |
DE (1) | DE2425973C3 (de) |
DK (1) | DK296374A (de) |
ES (1) | ES426652A1 (de) |
FI (1) | FI159774A (de) |
FR (1) | FR2232139B1 (de) |
GB (1) | GB1460605A (de) |
IT (1) | IT1012980B (de) |
NL (1) | NL7407052A (de) |
SE (1) | SE7407180L (de) |
SU (1) | SU588938A3 (de) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2929450A1 (de) * | 1978-07-20 | 1980-03-20 | Nippon Electric Co | Schnelle transistorschaltung mit geringer leistungsaufnahme |
DE19604394A1 (de) * | 1996-02-07 | 1997-08-14 | Telefunken Microelectron | Schaltungsanordnung zum Treiben einer Last |
Families Citing this family (47)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS562962B2 (de) * | 1974-08-23 | 1981-01-22 | ||
US4062042A (en) * | 1976-10-07 | 1977-12-06 | Electrohome Limited | D.C. controlled attenuator |
US4110641A (en) * | 1977-06-27 | 1978-08-29 | Honeywell Inc. | CMOS voltage comparator with internal hysteresis |
US4274014A (en) * | 1978-12-01 | 1981-06-16 | Rca Corporation | Switched current source for current limiting complementary symmetry inverter |
US4262221A (en) * | 1979-03-09 | 1981-04-14 | Rca Corporation | Voltage comparator |
US4253033A (en) * | 1979-04-27 | 1981-02-24 | National Semiconductor Corporation | Wide bandwidth CMOS class A amplifier |
US4297644A (en) * | 1979-11-23 | 1981-10-27 | Rca Corporation | Amplifier with cross-over current control |
US4333057A (en) * | 1980-03-24 | 1982-06-01 | Rca Corporation | Differential-input complementary field-effect transistor amplifier |
US4464587A (en) * | 1980-10-14 | 1984-08-07 | Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha | Complementary IGFET Schmitt trigger logic circuit having a variable bias voltage logic gate section |
US4446444A (en) * | 1981-02-05 | 1984-05-01 | Harris Corporation | CMOS Amplifier |
JPS5949020A (ja) * | 1982-09-13 | 1984-03-21 | Toshiba Corp | 論理回路 |
FR2539932A1 (fr) * | 1983-01-21 | 1984-07-27 | Thomson Csf | Dispositif de compensation des derives du gain en temperature, d'un amplificateur de signaux electriques hyperfrequences |
SE441487B (sv) * | 1984-02-27 | 1985-10-07 | Bengt Gustaf Olsson | Skyddsanordning |
EP0171022A3 (de) * | 1984-07-31 | 1988-02-03 | Yamaha Corporation | Signalverzögerungsvorrichtung |
US4594560A (en) * | 1985-04-17 | 1986-06-10 | Rca Corporation | Precision setting of the bias point of an amplifying means |
JPS62159917A (ja) * | 1986-01-08 | 1987-07-15 | Toshiba Corp | 集積回路におけるインバ−タ回路 |
FR2611283B1 (fr) * | 1987-02-19 | 1989-06-09 | Em Microelectronic Marin Sa | Dispositif comportant un circuit electronique de traitement d'un signal analogique |
US4825106A (en) * | 1987-04-08 | 1989-04-25 | Ncr Corporation | MOS no-leak circuit |
DE3814041A1 (de) * | 1988-04-26 | 1989-11-09 | Standard Elektrik Lorenz Ag | Steuerbarer wechselspannungsverstaerker |
US4833350A (en) * | 1988-04-29 | 1989-05-23 | Tektronix, Inc. | Bipolar-CMOS digital interface circuit |
US4937476A (en) * | 1988-06-16 | 1990-06-26 | Intel Corporation | Self-biased, high-gain differential amplifier with feedback |
US4899071A (en) * | 1988-08-02 | 1990-02-06 | Standard Microsystems Corporation | Active delay line circuit |
US4894562A (en) * | 1988-10-03 | 1990-01-16 | International Business Machines Corporation | Current switch logic circuit with controlled output signal levels |
US4945262A (en) * | 1989-01-26 | 1990-07-31 | Harris Corporation | Voltage limiter apparatus with inherent level shifting employing MOSFETs |
US4980580A (en) * | 1989-03-27 | 1990-12-25 | Microelectronics And Computer Technology Corporation | CMOS interconnection circuit |
FR2656174B1 (fr) * | 1989-12-15 | 1995-03-17 | Bull Sa | Procede et dispositif de compensation de la derive en courant dans un circuit integre mos, et circuit integre en resultant. |
US5024993A (en) * | 1990-05-02 | 1991-06-18 | Microelectronics & Computer Technology Corporation | Superconducting-semiconducting circuits, devices and systems |
US5113150A (en) * | 1991-05-31 | 1992-05-12 | Intel Corporation | Unity gain inverting amplifier providing linear transfer characteristics |
KR960003219B1 (ko) * | 1993-04-16 | 1996-03-07 | 삼성전자주식회사 | 반도체 집적회로의 중간전위 발생회로 |
JP3043201B2 (ja) * | 1993-04-22 | 2000-05-22 | 株式会社東芝 | 昇圧回路 |
KR0124046B1 (ko) * | 1993-11-18 | 1997-11-25 | 김광호 | 반도체메모리장치의 승압레벨 감지회로 |
EP0690510B1 (de) * | 1994-06-28 | 1998-05-06 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | SOI (Silizium auf Isolator)-Logikschaltung mit niedriger Spannung |
US5821769A (en) * | 1995-04-21 | 1998-10-13 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Low voltage CMOS logic circuit with threshold voltage control |
US5847576A (en) * | 1996-11-07 | 1998-12-08 | Lucent Technologies Inc. | Low power, variable logic threshold voltage, logic gates |
US5760649A (en) * | 1996-11-20 | 1998-06-02 | International Business Machines Corporation | Buffer amplifier with output non-linearity compensation and adjustable gain |
US6329867B1 (en) * | 1997-04-25 | 2001-12-11 | Texas Instruments Incorporated | Clock input buffer with noise suppression |
US6198306B1 (en) * | 1998-07-24 | 2001-03-06 | Vlsi Technology, Inc. | CMOS waveshaping buffer |
US6175221B1 (en) * | 1999-08-31 | 2001-01-16 | Micron Technology, Inc. | Frequency sensing NMOS voltage regulator |
TW563294B (en) * | 2001-10-10 | 2003-11-21 | Sony Corp | Amplification circuit |
US6930550B1 (en) | 2004-04-26 | 2005-08-16 | Pericom Semiconductor Corp. | Self-biasing differential buffer with transmission-gate bias generator |
GB0708324D0 (en) * | 2007-04-30 | 2007-06-06 | Univ Catholique Louvain | Ultra-low-power circuit |
JP2009010498A (ja) * | 2007-06-26 | 2009-01-15 | Nec Electronics Corp | 半導体回路 |
US8354886B2 (en) * | 2008-08-11 | 2013-01-15 | Nxp B.V. | Arrangement for calibrating the quiescent operating point of a push-pull amplifier |
US8754695B2 (en) * | 2011-08-30 | 2014-06-17 | Micron Technology, Inc. | Methods, integrated circuits, apparatuses and buffers with adjustable drive strength |
US8854138B2 (en) * | 2012-12-03 | 2014-10-07 | Chi Ming John LAM | Buffer amplifier |
US11463077B2 (en) * | 2016-05-25 | 2022-10-04 | Texas Instruments Incorporated | Low power comparator |
US11043947B1 (en) * | 2020-01-16 | 2021-06-22 | Arm Limited | Energy efficient power distribution circuits for protection of sensitive information |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2165445A1 (de) * | 1970-12-29 | 1972-07-27 | Tokyo Shibaura Electric Co | Logikschaltungen |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3392341A (en) * | 1965-09-10 | 1968-07-09 | Rca Corp | Self-biased field effect transistor amplifier |
-
1973
- 1973-06-01 US US365834A patent/US3914702A/en not_active Expired - Lifetime
-
1974
- 1974-05-24 FI FI1597/74A patent/FI159774A/fi unknown
- 1974-05-24 GB GB2329874A patent/GB1460605A/en not_active Expired
- 1974-05-25 ES ES426652A patent/ES426652A1/es not_active Expired
- 1974-05-27 NL NL7407052A patent/NL7407052A/xx not_active Application Discontinuation
- 1974-05-28 CA CA200,988A patent/CA999346A/en not_active Expired
- 1974-05-29 AU AU69549/74A patent/AU474135B2/en not_active Expired
- 1974-05-30 JP JP6172174A patent/JPS5417545B2/ja not_active Expired
- 1974-05-30 SE SE7407180A patent/SE7407180L/xx unknown
- 1974-05-30 AR AR254006A patent/AR200785A1/es active
- 1974-05-30 AT AT450574A patent/AT351593B/de not_active IP Right Cessation
- 1974-05-30 IT IT23384/74A patent/IT1012980B/it active
- 1974-05-30 FR FR7418731A patent/FR2232139B1/fr not_active Expired
- 1974-05-30 DE DE2425973A patent/DE2425973C3/de not_active Expired
- 1974-05-31 CH CH751774A patent/CH578804A5/xx not_active IP Right Cessation
- 1974-05-31 BR BR4485/74A patent/BR7404485A/pt unknown
- 1974-05-31 BE BE145003A patent/BE815832A/xx unknown
- 1974-05-31 DK DK296374*A patent/DK296374A/da unknown
- 1974-05-31 SU SU742033651A patent/SU588938A3/ru active
- 1974-06-04 DD DD178947A patent/DD112044A5/xx unknown
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2165445A1 (de) * | 1970-12-29 | 1972-07-27 | Tokyo Shibaura Electric Co | Logikschaltungen |
Non-Patent Citations (4)
Title |
---|
"Electrical Design News" (EDN) 5.März 1973 * |
"IBM Technical Disclosure Bulletin" Vol.11, Nr.7, Dezember 1968, S.812 * |
"RCA Application Note" ICAN-6539, Januar 1971, S.1-8 * |
1973 "IEEE International Solid State Circuits Conference", 14.Febr.1973, Digest of Technical Papers, S.58,59 * |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2929450A1 (de) * | 1978-07-20 | 1980-03-20 | Nippon Electric Co | Schnelle transistorschaltung mit geringer leistungsaufnahme |
DE19604394A1 (de) * | 1996-02-07 | 1997-08-14 | Telefunken Microelectron | Schaltungsanordnung zum Treiben einer Last |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
SE7407180L (de) | 1974-12-02 |
DE2425973B2 (de) | 1978-03-30 |
JPS5417545B2 (de) | 1979-06-30 |
FI159774A (de) | 1974-12-02 |
CA999346A (en) | 1976-11-02 |
AT351593B (de) | 1979-08-10 |
CH578804A5 (de) | 1976-08-13 |
AU474135B2 (en) | 1976-07-15 |
FR2232139B1 (de) | 1978-07-07 |
DK296374A (de) | 1975-02-03 |
US3914702A (en) | 1975-10-21 |
GB1460605A (en) | 1977-01-06 |
BE815832A (fr) | 1974-09-16 |
NL7407052A (de) | 1974-12-03 |
DE2425973C3 (de) | 1985-12-05 |
BR7404485A (pt) | 1976-02-10 |
DD112044A5 (de) | 1975-03-12 |
AU6954974A (en) | 1975-12-04 |
JPS5023157A (de) | 1975-03-12 |
IT1012980B (it) | 1977-03-10 |
ATA450574A (de) | 1979-01-15 |
BR7404485D0 (pt) | 1975-01-21 |
USB365834I5 (de) | 1975-01-28 |
ES426652A1 (es) | 1976-07-16 |
SU588938A3 (ru) | 1978-01-15 |
AR200785A1 (es) | 1974-12-13 |
FR2232139A1 (de) | 1974-12-27 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE2425973A1 (de) | Komplementaer-fet-verstaerker | |
DE3631099C2 (de) | CMOS Ausgangsstufe | |
DE2154904C3 (de) | Temperaturkompensierte Bezugsgleichspannungsquelle | |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8281 | Inventor (new situation) |
Free format text: GEHWEILER, WILLIAM FREDERICK, MOORESTOWN, N.J., US |
|
C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |