DE2355400B2 - Signalbegrenzer - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Signalbegrenzer und insbesondere Signalbegrenzer für Video-Demodulatoren zur Demodulation angehobener Trägerwellen in Fernsehwiedergabegeräten.

Signalbegrenzer mit einem in Antipa. allel-Schaltung verbundenen Dioden-Paar — d. h., die Anode der einen Diode ist mit der Kathode der anderen Diode verbunden _, sind allgemein benannt. Die Begrenzerdioden haben jeweils gegenüber Erdpoteniial Streukapazitäten. Diese Streukapazitäten neigen dazu, das Frequenzverhalten des Signalbegrenzers einzuschränken. Bei Signalbegrenzern mit einem sehr niederen Impedanzpegel werden zwar die Wirkungen der Sireukapazitäten bei der Einschränkung des Frequenzverhaltens reduziert, sie führen jedoch zu unerwünschten hohen Leistungsverlusten im Signalbegrenzer und in dei Schaltungsanordnung, in der die Signale begrenzt werden.

Das Problem der Dioden-Streukap jzitäten in einem Signalbegrenzer, der bei einem Frequenzbereich von 45 MHz benutzt wird, wird gewöhnlich dadurch gelöst, daß andere rückwirkende Bauteile mit Begrenzerdioden verbunden werden, so daß sie in Antiresonanz-Verbindung mit den Streukapazitäten stehen. Diese Losung hat sich als unbefriedigend erwiesen, weil die Änderung der Leitungskapazität die Antiresonanz-Verbindung in Abhängigkeit der gerade vorhandenen Signalamplitude verstimmt und die Umsetzung der zu begrenzenden Signale von Amplitudenmodulation (AM) in Phasenmodulation (PM) verursacht. Eine derartige Amplitudenmodulation-in-Phasenmodulation-Umsetzung ist unerwünscht, da die auftretende Phasenmodulation durch den nachfolgenden Demodulator, der das begrenzte Signal weiterverarbeitet, demoduliert werden kann.

Es ist unter anderem Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Signalbegrenzer zu schaffen, bei dem diese Nachteile nicht auftreten.

Bei dem erfindungsgemäßen Signalbegrenzcr wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß die Basen der ersten und zweiten Transistoren mit der Quelle verbunden sind, um das erste bzw. zweite Eingangssignal zu erhalten, daß die Eingangsklemmen des Differenzverstärkers jeweils mit den voneinander getrennten Emittern der ersten bzw. zweiten Transistoren verbunden sind, daß das amiparallel geschaltete Dioden-Paar zwischen die ersten und zweiten Eingangsklcmmcn des Differenzverstärkers gelegt ist und daß Bauelemente vorgesehen sind, um einen Emitterstrom durch die Emitter der ersten und zweiten Transistoren zu erhalten, der im wesentlichen ausreicht, um die Leitfähigkeit in Durchlaßrichtung der entsprechenden Halblcitcrvcrbindungen während einer Teil-Periode des ersten bzw. zweiten Eingangssignals aufrecht zu erhalten, wenn die Eingangssignale groß genug sind, daß die Signale, die zwischen den ersten und zweiten Eingängen des Differenz-Verstärkers auftreten, begrenzt werden.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnungen beispielsweise nähet' erläutert. Es zeigt

.,Pig. I ein" Prinzipschaltbild, einer Beg-renzerschaltung, die der Erklärung des Grundgedankens der vorliegenden Erfindung dient,

F i g. 2 ein Schaltbild einer Ausführungsform der Erfindung, wie sie in einem Amplitudehmodulations-Demodulator für angehobene Trägerwellen benutzt wird.

F i g. 3 eine graphische Darstellung der Wirkungen. die bei der Auswahl von Bauteilen im Schaltkreis von F i g. 2 auftreten und die Einschränkung des Umseizungseffekts von Amplitudenmodulation in Phasenmodulation als einen Gesichtspunkt der Erfindung betrefr'en und

F i g. 4 ein Schaltbild einer weiteren Bauart für einen

. ._b.

Schaltungsteil der Ausführungsform gemäß F i g. 2.

In F i g. 1 ist ein Signalbegrenzer mit einem Paar Dioden 1, 2 in Antiparallel-Schaliung dargestellt. Die Dioden 1, 2 besitzen Streukapazitäten 3, 4 gegenüber einer Äquipotentialfläche auf geerdetem Referenz-Potential. Die Streukapazitäten 3, 4 können Anoden-Trägermaterial-Kapazitäten der Dioden 1, 2 sein, wenn diese Dioden beispielsweise in integrierter Bauweise hergestellt wurden.

Die Quelle 5 der Eingangssignale besitzt für den Frequenzbereich der Eingangssignale eine kleine Quellenimpedanz im Vergleich zur Impedanz der Streukapazität 3. Diese kleine Quellenimpedanz wirkt für die Kapazität 3 über den ganzen Frequenzbereich hinweg als Nebenschluß, so daß keine merkliche Dämpfung des Eingangssignalpotentials auftritt, die sonst durch die Tiefpaß-RC-Filterwirkung vorhanden sein würde.

Wenn der positive Teil des Eingangssignals von der Quelle 5 den Leitschwellwert der Diode 1 übersteigt, wird die Diode 1 leitend, wodurch das Signal über die Diode selbst im wesentlichen auf dieses Leitschwellwert-Potential begrenzt wird.

Wenn der negative Teil des Eingangssignales von Queiie 5 das Leitschwellwert-Potential der Diode 2 übersteigt, wird diese leitend, wodurch das Signal über der Diode 2 im wesentlichen auf das Leitschwellwert-Potential begrenzt wird. Der Differenzverstärker 6 erhält ein symmetrisch begrenztes Eingangssignal zwischen den Eingangsklemmen 7 und 8, wovon eine Klemme eine invertierende Eingangsklemme und die andere Klemme eine nicht invertierende Eingangsklemme ist. Ein symmetrisch begrenztes Ausgangssignal tritt an der Ausgangsklemme 9 des Differenzverstärkers 6 auf und ist auf Erdpotential an der Klemme 10 bezogen.

Der Wert des Widerstandes 11 ist deran gewählt, daß er wesentlich größer ist — wenigstens um eine Größenordnung — als die Quellenimpedanz der Quelle 5, um die Strombelastung für die Quelle 5 in akzeptableu Grenzen zu halten, insbesondere für Ausschläge des Eingangssignalpotentials, die wesentlich größer als das Schwellwertpotential ist, bei dem die Diode 1 oder 2 leitend wird. Diese Strombegrenzung hält die Leistungsverluste des Signalbegrenzers in annehmbaren ί>5 Grenzen. Obwohl der Widerstand 11 vergleichsweise groß ist, beeinträchtigt die Kapazität 12, die gegenüber dem lirdpotcntiai aufuiu und die Streukapa/.ität 4 den Frequenzgang des Signalbegrenzers nicht, er wirkt sich

eher vorteilhaft aus. Dies ist deshalb so, weil die Kapazität 12 und die Streukapazität 4 in Reihenschaltung mit der Antiparallel-Schaltung der Dioden I und 2 einen Hochfrequenzweg darstellen, der eine kleinere Impedanz aufweist als der Hochfrequenzweg über den •Widerstand 11 allein.

Die Anordnung der in I- i g. 1 dargestellten Bauteile legt die Streukapazitäten 3 und 4 derart fest, daß sie den Frequenzgang oder die Bandbreite des Signalverstärkers nicht merklich reduzieren.

F i g. 2 stellt eine schematische Schaltungsanordnung eines Video-Demodulalors für einen angehobenen Träger dar. Trägerwellen mit Video-Zwischenfrequenz-Modulation, wie sie vom Video-Zwischenfrequenzverstärker eines Fernsehempfängers geliefert werden, laufen durch einen abgestimmten Eingangskreis-Trennverstärker 100. Ein abgestimmter Ausgangskreis-Verstärker 110 spricht auf die Signale an, die vom Trennverstärker 1OÖ kommen, um gefilterte, modulierte Trägerwellen an einen Signalbegrenzcr !20 zu geben. Der Signalbegrenzer 120, eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, spricht auf die ihm angelegten Signale an, um zwischen den Klemmer. A. A' eine im wesentlichen unmodulierte Video-Zwischenfrcquenzträger-Welle zu liefern. Diese unmodulierte Trägerwelle sowie die modulierte Trägerwelle vom Trennverstärker 100 werden als getrennte Eingangssignale einem ersten Produkt-Demodulator 130 zugeführt, der die modulierte Trägerwelle synchron demoduliert, um demodulierte Videosignale der Anwendungsanordnung 150 zuzuführen. Die unmodulierte Trägerwelle vom Signalbegrenzer 120 und die modulierte Trägerwelle vom i rennverstärker i00 werden als getrennte Eingangssignalc einem zweiten Produkt-Demodulator 140 zugeführt, der die modulierte Trägerwelle synchron demoduliert, um die demodulierten Video-Signale zu erhalten, die die Signale verstärken, die vom Produkt-Demodulator 130 an die Anwendungsanordnung 150 geführt werden.

Um dies noch genauer zu beschreiben, werden die mit Video-Zwischenfrequenz modulierten Trägerwcllcnsignalc. die an den Eingangsklemmcn 101 und 102 des Trennverstärkers 100 anliegen, über ein Bandfilter 105 an die entsprechenden Basis-Elektroden der in Kollektorschaltung betriebenen Verstärkertransistoren 108 und 109 geleitet. Die Transistoren 108 und 109 wirken als Emitterfolger und erzeugen gegenphasen-modulierte Trägerwcllcnsignale mit niederer Impedanz an ihren entsprechenden Emittern. Diese Signale werden an den abgestimmten Ausgangs-Verstärker 110 geleitet, wobei sie an die Basen der Transistoren 111 und 112 gelegt werden, die als Differenzverstärker mit verbundenen Emittern geschaltet sind.

Die Kollektoren der Transistoren 111. 112 liefern gegenphasig verstärkte modulierte Trägcrwcllensiröme an eine Lastschaltung 115 mit einem abgeglichenen antiresonanten Schwingkreis, wobei der antircsonante Schwingkreis 115 als Bandpaßfilter wirkt und die Amplitude der Modulations-Scitenhänder, die von der Video-Zwischcnfrequenz-Trägrrwclle entfernt sind, reduzieren. Der spezielle Video-Demodulator gemäß F i g. 2 zeigt Signalausschlägc mit Spiizc-zu-Spiize-Werten bis zu 3 Volt zwischen den Kollektoren der Transistoren 111 und 112, wenn er in der Schaltungsanordnung eines Fernsehempfängers eingesetzt ist.

Die automatische Verstärkungsregelung, die den Verstärkungsgrad für die Tonfrequenz und die Zwischenfrcaiien/ ties Fernsehempfängers steuert, hält die maximalen Ausschläge der den Klemmen 101, 102 zugeführten modulierten Trägerwellen klein genug, um eine Signalbegrenzung im Differenzverstärker 110 zu vermeiden. Dies wird deshalb durchgeführt, weil eine Begrenzung in dem Differenzverstärker 110 von einem nicht mehr zu tolerierenden Ausmaß einer Umsetzung von Amplitudenmodulation zu Phasenmodulation begleitet wird. Die Amplitude der modulierten Trägerwelle zwischen den Kollektoren der Transistoren 111.

ίο 112 weist nur für im wesentlichen Schwarzbcreiche des darauf kodierten Video-Signals einen Spitze-zu-Spitze-Wert von 3 Volt auf. Die Amplitude isi für die einem helleren Bild entsprechenden Teile des darin kodierten Video-Signals kleiner. Gerade diese Änderungen sind es. die in dem folgenden Begrenzer 120 ausgeschaltet werden müssen, um eine im wesentlichen unmodulierte Trägerwelle für die Produkt-Demodulatoren 130. 140 zu erhalten.

Der abgeglichene Schwingkreis 115 wird von BcIastungsauswirkungen des Signalbegrenzers Ί20 durch die Transistoren 116, 117 geschützt, die als Emitterfolger geschaltet sind. Dies wird deshalb getan, um eine Uil'iSci/üüg von Amplituden — in FnaseriiiiuduiuiiuM /u vermeiden, die mit einer sich verändernden Belastung des Schwingkreises 115 während des Trägerwellen-Zyklusses zusammenhängt, und die bei direktem Zusammenschalten der Begrenzerdioden mit dem Schwingkreis 115 verursacht werden würde.

Die Schaltungsanordnung zwischen den Klemmen ,4, A'. die den Widerstand 121 und die Dioden 122. 123 aufweist, begrenzt die Spilzenamplitude des angehobenen Trägerpotentials, das an die Produkt-Dcmodulato-

vorzugsweise Schottky-Sperrschichtdioden mit einer Sperrspannung in Vorwärlsrichtung von etwa 0.2 Volt. Auf diese Weise ist eine ausreichende Begrenzung der Trägerwcllcn-Ausschlägc möglich, um einen der Silizium-Transistoren von jedem der Produkt-Demodulatoren (i3i oder 132 von 130, 141 oder 142 von 140) über den gesamten Dcmodulations-Zyklus hinweg teilweise leitend zu halten, um einen kontinuierlichen Entladungsweg für die in den Emitter-Streukapazitäten 133. 143 gespeicherten Ladungen zu erhalten.
Es wird jedoch nichts dagegen getan, die nach oben gehenden Trägcr-Spannungsausschläge an den Emitter-Elektroden der Transistoren 131. 132, 141. 142 bezüglich des geerdeten Referenz-Potentials zu beschränken. Derartige Beschränkungen treten üblicherweise in den gezeigten Arten von Produkt-Demodulatoren auf.

um Unisetzungsvorgänge von Amplituden-Modulation in Phasenmodulation zu vermeiden, die durch das Laden und Entladen der Streukapazitäicn 133, 143 aiii Grund der Trägerwellcn-Signale verursacht werden die an die Basen der Transistoren 131, 132, 141. 142 gelegt werden.

Die gemeinsame Wirkung der Bauelemente 121 bi; 127 kompensiert und hebt die unerwünschten Amplitudenmodulation - in - Phasenmodulation-Umsctzungscf fekte über dem Linear-Video-Demodulator auf, die

to durch die noch verbleibende Aufladung der Streukapa zitäten 133, 143 an den Emittern der Transistoren 131 132. 141, 142 erzeugt werden. Die Art, in der diesi Kompensation vollzogen wird, scheint einer leichte] Untersuchung nicht zugänglich zu sein, die Festlcgunj

^hs (Irr Bauweise jedoch, die nötip ist, um diese Kompcnsa tion zu erreichen, ist ein Gesichtspunkt der vorliegen den Erfindung.

Die Transistoren 124. 125 im Schaltkreis gern;)

F i g. 2 wirken als Emitterfolger hauptsächlich während des positiveren Teils der angehobenen Trägersignale, die jeweils an die Basen dieser Transistoren angelegt werden. Wenn größere negative Ausschläge des angehobenen Trägersignals auftreten als die, die an der Basis von einetp^der Transistoren angelegt werden, wird das Potential an dessen Emitter positiv durch die Kopplung über die in Vorwärtsrichtung vorgespannte Diode der Dioden 122. 123 mit dein Emitter der anderen Diode. Die Werte der Widerstände 126, 127 werden groß genug gewählt, um dieses positive Spannungsüberschwingen zu ermöglichen, um den Basisemitter-Halbleiterteil von jedem der Transistoren 124, 125 während eines Teils des Zyklus der angehobenen Trägerwelle in umgekehrter Richtung vorzuspannen, wobei dieser Teil des Zyklus sich einer Halbperiodc nähert, da der Ausschlag der angehobenen Trägerwellenspannungen immer mehr einen Schwellwert übersteigt. Die resultierende Spannungswellenform am Emitter der Transistoren 124, 125 sind für angehobene Trägerspannungen mit relativ großer Auslenkung in F i g. 2 dargestellt und mit den Bezugszeichen W und W bezeichnet. Die Emitterfolgerwirkung des Transistors 124 oder 125 erzeugt eine gleichgerichtete Spitze während der positiven Ausschläge der angehobenen Trägerspannung, die an die Basis angelegt ist. Die entsprechende Emitterfolgerwirkung des anderen Transistors, der über die antiparallele Schaltung der Dioden 122. 123 verbunden ist, erzeugt eine etwas kleinere Spitze gleicher Polarität während der nächsten Halbperiode der angehobenen Trägerwelle.

Die DifferenzEpar.nung zwischen den Wellenformcn W und IV ist im wesentlichen eine Rechic-v.k-Spdiinung. Diese Differenzsspannung tritt zwischen den Klemmen A und A' auf und stellt angehobene Trägerschaltsignale für die Produkt-Demodulatoren 130, 140 dar. Für angehobene Trägersignale mit Ausschlägen, die kleiner sind als der Schwellwert, wirken die Transistoren 124, 125 während der ganzen Trägerperiode als Emitterfolger.

Die Begrenzungswirkung, die durch die antiparallcl geschalteten Dioden 122, 123 für Trägerwellensignale mit großen Ausschlägen vorhanden ist, ist begrifflich dem einfacheren Signalbegrenzer gemäß F i g. 1 ähnlich. Bei jeder Halbperiode der angehobenen Trägerwelle führt die Emitterfolgerwirkung einer der Transistoren 124,125 dazu, daß der angehobene Träger durch die niedere Quellenimpedanz, die durch feste Kopplung mit den antiparallel geschalteten Dioden 122, 123 verbunden ist, begrenzt wird. Diese niedere Quellenimpedanz liegt in der gleichen Größenordnung wie die Impedanz der in Vorwärtsrichtung vorgespannten Diode der Begrenzerdioden 122, 123. Daher wird sogar auch eine gute Bcgrenzerbandbreite erhalten, obwohl der Stromfluß durch die leitende Diode 122, 123 nur ein Bruchteil eines Milliamperes ist. wie dies durch den Widerstandswert des Emitterwiderstandes (126 oder 127) des anderen, nicht leitenden Transistors der über die Kollektoren verbundenen Transistoren 124, 125 festgelegt ist. Bei der nächsten Halbpcriode der angehobenen Trägerwelle tritt ein ähnlicher Zustand bei den Bauelementen 122. 124 und 126 auf. wobei die Rollen mit ihren Gegenstücken 123,125 und 127 vertauscht sind.

Dieser Gegentakt-Betricb der mit den Kollektoren verbundenen Transistoren, durch den wechselseitig eine Signalquellc mit niederer Impedanz durch die Emitterfolgerwirkung der Begrenzerdioden erzeugt wird, ermöglicht ein Laden und Entladen der Begrenzerkapazitäten, wobei nur NPN-Transistorcn verwendet werden. Dies ist bei den üblichen integrierten Schaltkreisen in Monolith-Bauweise wichtig, da NPN-Transistoren im Gegensatz zu den komplementären PNP-Transistoren ein gutes Hochfrequenzverhalten besitzen. Es ist auch nicht notwendig, eine negative Gesamtrückkopplungsanordnung zu benutzen, um eine niedere Quellenimpedanz, die die Tendenz hat, unerwünschte Rückkoppeleffekte auszulösen, zu erhalten.

Der Widerstandswerl der in Vorwärtsrichtung vorgespannten Diode 122 oder 123 beeinflußt die zuvorgenannte Kompensation der Effekte bei der Aufladung der Kapazitäten in den Produkt-Demodulatoren 130.

140; und dieser Widerstandswert kann mit einem zweiseitig leitenden Widerstand 121 erhöht werden (vgl. F i g. 2), um die Kompensation zu verbessern. F i g. 3 sicllt die Wirkung dar, wenn man den vergrößernden Widerstandswert im Schaltkreis von F i g. 2 verändert.

Wenn der vergrößernde Widerstandswert, beispielsweise der Widerstand 121, Null ist, so steigt die effektive Phasenlaufzeil der angehobenen Trägerwelle an, die mit dem angehobenen Trägerpegel ansteigt, wenn einmal der Spitzenwert dieses Pegels den Leitungs-Schwellwcrt für eine in Vorwärtsrichtung vorgespannte Diode übersteigt. Im Falle, daß der vergrößernde Widerstand unendlich ist — das ist dann der Fall, wenn die antiparallel geschalteten Dioden nicht im Schaltkreis vorhanden sind —,so nimmt die effektive Phasenlaufzeit der angehobenen Trägerwelle mit zunehmendem Trägerpegel ab.

Wenn der vergrößernde Widerstand 121 im Schaltkreis gemäß F i g. 2 einen Wert von 51 Ohm hat, so kann ein dazwischenliegender Zustand gefunden werden, bei dem die effektive Phasenlaufzeit der angehobenen Trägerwelle im wesentlichen konstant bleibt, da der Spitzenpegel der Trägerwelle über den Lcitungs-Schwellwert der Dioden 122, 123 ansteigt. Auftretende zufällige Phasenmodulation bei einem voll ausmodulierten starken Signal kann am Ausgang eines nachfolgenden Video-Verstärkers (nicht dargestellt) auf weniger als 5 oder 6" beschränkt werden. Der vergrößernde Widerstand 121 kann derart gewählt werden, daß ei zufällige Phasenstörungen im nachfolgenden Video Verstärker kompensiert.

Der für eine im wesentlichen konstante effektiv! Phasenlaufzeit benötigte vergrößernde Widerstand is dann kleiner, wenn die über die Kollektoren verbünde nen Verstärker-Transistoren 124.125 für einen Emitter folgerbetrieb für Teilperioden anstatt für einci Emitterfolgerbetrieb für die gesamte Periode vorge spannt sind. Dies trägt dazu bei. die Begrenzerband breite aufrecht zu erhalten.

F i g. 4 zeigt anstatt der Elemente I2i. 122. 123 zwi sehen den Klemmen A. A' eine andere Schaltungsmög lichkeit, um den Durchlaßwiderstand der antiparalle geschalteten Dioden in einem Netzwerk /wischen de Klemmen A. A' zu vergrößern.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

23 Patentansprüche:

1. Signalbegrenzer mit einer Quelle für erste und zweite gegenphasige Eingangssignale, mit ersten und zweiten Transistoren, die jeweils Basen. Emitter und Kollektoren aufweisen, und deren Kollektoren miteinander verbunden sind, mit einem antiparallel geschalteten Dioden-Paar und mit einem Differenzverstärker, der eine erste und eine zweite Eingangsklemme und einen Ausgangsschaltkreis aufweist, um den an die Eingangsklemmen anliegenden Signalen ein dilferentielles Verhalten zu geben, d a durch gekennzeichnet, daß die Basen der ersten und zweiten Transistoren (124, 125) mit der Quelle verbunden sind, um das erste bzw. zweite Eingangssignal zu erhalten, daß die Eingangsklemmen des Differenzverstärkers (130, 140) jeweils mit den \oneinander getrennten Emittern der ersten bzw. zweiten Transistoren (124, 125) verbunden sind, daß das antiparaflel geschaltete Dioden-Paar (122, 123) zwischen die ersten und zweiten Eingangsklemmen des Differenzverstärkers (130, 140) gelegt ist und daß Bauelemente (126, 127) vorgesehen sind, um einen Emitierstrom durch die Emitter der ersten und zweiten Transistoren (124, 125) zu erhalten, der im wesentlichen ausreicht, um die Leitfähigkeit in Durchlaßrichtung der entsprechenden Halbleiterverbindungen während einer Teil-Periode des ersten bzw. zweiten Eingangssignales aufrecht tu erhalten, wenn die Eingangssignale groß genug tind, daß die Signale, die zwischen den ersten und zweiten Eingängen des Differenzverstärkers auftrelen, begrenzt werden.

2. Signalbegrenzer nach Anspruch 1, dadurch gckennzeichnet, daß dritte und vierte Transistoren (131, 141 bzw. 132, 142), die jeweils Basen und Emitier mit einer dazwischenliegerden Basis-Emitter-Halbleiterverbindung und einen Kollektor besitzen.

in emitlergekoppelter Verstärkeranordnung verbunden sind, um den Differenzverstärker (130. 140) tu bilden, wobei die ersten und zweiten Eingiinge des Differenzverstärkers (130, 140) jeweils mit den Basen der ersten bzw. zweiten Transistoren (131. 141 bzw. 132, 142) verbunden sind und wobei der Ausgangsschaltkreis des Differenzverstärk.crs (130. 140) eine Kollektor-Emitterleitung von wenigstens einem der ersten und zweiten Transistoren (124. 125) aufweist.

3. Signalbegrenzer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Dioden (122, 123) während des Durchlaßbetriebes Halbleiterverbindungen mit niederer charakteristischer Durchlaßspannung (offset-Spannung) sind als bei den Basis-Emitter-Halbleiterverbindungen der dritlen und vierten Transistoren (131. 141 bzw. 132, 142).

4. Signalbegrenzer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein in beiden Richtungen leitender Widerstand (121) in Reihe mit jeder der eisten und zweiten Dioden (122, 123) geschaltet ist.

5. Signalbegren/er nach Anspruch 1. um symmetrisch begrenzte Signale in bezug >u den Lingangssignalen zu erhalten und um diese nachfolgend an Anwendungsanordnungen weiter/.uleiten. dadurch f>5 gekennzeichnet, daß die ersten und /weilen Dioden (122, 123) jeweils eine Anode und eine Kathode und icweils mil diesen Anoden bzw. Kaihoden vcrbun-₂

dene Streukapazitäten, die zwischen wenigstens einer der Elektroden und einem Referenz-Potential wirken, aufweisen, wobei eine Quelle für die Ein gangssignale auf dieses Referenz-Potential bezoger ist und wobei eine Quellenimpedanz vorhanden isi "die für den Frequenzbereich der Eingangssignale kleiner ist "als die Impedanz der S'.reukapa/itäien daß Anordnungen vorhanden sind, um die erste Emgangsklemme des Differenzverstärkers (130, 140; mit der Quelle für die Eingangssignale zu verbinden daß weiterhin Mittel vorhanden sind, um die Anode der ersten Diode (122) und die Kathode der zweiten Diode (123) mit der ersten Eingangsklemme des Differenzverstärkers (130, 140) zu verbinden, daß Anordnungen vorhanden sind, um die Kathode der ers'cn Diode (122) und die Anode der zweiten Diode (123) mit der zweiten Eingangsklemme des DiI-ferenzverstärkers (130, 140) zu verbinden und daß Widerstands-Bauelemente (126, 127) vorhanden sind, um die zweite Eingangsklemme des Differenzverstärkers (t30, 140) mit, dem Referenz-PoiomiaJs zu verbinden, wobei die Widerstands-Bauelemente (126, 127) einen Widerstandswert aufweisen, der wenigstens eine Größenordnung größer ist als die Impedanzen jener der zuvor genannten Verbindungs-Anordnungen und auch um wenigstens eine Größenordnung größer ist als die Qi'ellenimpedanz der Quelle für die Eingangssignale.

6. Signalbegrenzer nach Anspruch 1, mit einer Quelle für die modulierten Trägerwdiensignale. dadurch gekennzeichnet, daß ein auf die modulierten Trägerwellensignalen ansprechender abgeglichener antiresonanter Schwingkreis (115) vorgesehen ist um eine Gegenphase der ersten und zweiten selektiv gefilterten Trägerwellenspannungen zu erhalten wobei die ersten und zweiten Transistoren (124 125) mit verbundenen Kollektoren jeweils eine Eingangsklemme besitzen, die direkt mit dem abgeglichenen Schwingkreis (115) verbunden ist, um die erste bzw. zweite selektiv gefilterte Trägerwellenspannung zu erhalten, und wobei jeder der Transistoren (124, 125) eine Ausgangsklemme hat. daß die dritten und vierten Transistoren (131, 141 bzw. 132 142) jeweils einen Emitter und eine Basis mit einer dazwischenliegenden Emitter- Basis- Halbleiter verbindung und einen Kollektor aufweisen, wobei die dritten und vierten Transistoren (131, 141 bzw. 132 142) als Produkt-Demodulatoren angeordnet sind daß die Emitter der dritten und vierten Transistoren (131, 141 bzw. 132, 142) miteinander verbunden und derart angeordnet sind, um modulierte Trägerweliensignale von der Quelle zu erhalten, wobei die Ba-

. sis-Elektroden der d. ',tten bzw. vierten Transistoren (ί 31, 141 bzw. 132, 142) derart verbunden sind, um die Ausgangssignale der Transistor-Verstärker mit verbundenen Kollektoren zu trennen, und daß wenigstens einer der Kollektoren der dritten odei vierten Transistoren (131, 141 bzw. 132, 142) mit der Anwendungsanordnung (150) verbunden ist.

7. Ein Amplitudenmodulations-Demodulator füi angehobene Trägerwellen nach Anspruch b. dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und /weiten Dioden (122. 123) wälvend des Durchlasses in Vorwiirtsrichlung eine charakteristische Durchlaß-Spannung (offsei-Poicniia!) besitzen, die niedrigei ist als die Emiiterbasis-Verbindung der ersten und zweiten Transistoren (124. 125) nnH daß erste und /weite in beiden Richtungen leitende Widerstände

jeweils in Reihe mit den einzelnen ersten und zweiten Dioden (122, 123) innerhalb der Antiparallel-Schaltung verbunden sind (F i g. 4).

8. Ampütudeninodulation-Demodulator für angehobene Trägerwellen nach Anspruch b, dadurch ge kennzeichnet, daß die ersten und zweiten Dioden (122, 123) während des Durchlasses in Vorwärts-■ richtung eine charakteristische Durchlaß-Spannung (offset-Potential) besitzen, die kleiner ist als die Emitterbasis-Verbindungen der ersten und zweiter Transistoren (124, 125), und daß ein zweiseitig lei tender Widerstand (121) mit beiden Dioden (122, 123) in Reihe geschaltet ist.