DE2247939A1 - Vorrichtung zum umsetzen digitaler signale in nf-signale - Google Patents

Description

NF-Signale"

Die Erfindung betrifft Digital/NF-Umsetzer zum Umsetzen von digitalen Signalen in NF-Signale bzw. tonfrequente Signale.

Auf verschiedenen Gebieten ist die Übertragung von digitalen Datensignalen, digitalen Steuersignalen und dergleichen in Form vonJiB==--' Signalen erwünscht. Dies gilt beispielsweise auch für ein neu entwickel tes Funkfernsprechsystem mit beweglichen Teilnehmereinrichtungen in Land-, Wasser- oder Luftfahrzeugen. Beispielsweise erfolgt bei einem Autofunkfernsprechsystem die Gesprächsverbindung einer beweg-

Patentanwälte Dipl.-Ing. Martin Licht, Dipl.-Wirtsch.-Ing. Axel Hansmann, Dipl.-Phys. Sebastian Herrmann

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lichen Teilnehmerstelle mit einer anderen beweglichen Teilnehmerstelle oder einer ortsfesten Teilnehmerstelle über eine Vermittluhgsstation, wobei die Herstellung einer Gesprächsverbindung, das Wählen eines Teilnehmers und die Trennung einer Gesprächsverbindung dadurch erfolgt, dass entsprechende digitale Steuersignale zur Vermittlungsstation gesendet werden, wobei diese digitalen Steuersignale in Form von NF-Signalen übertragen werden, mit denen ein von der beweglichen Teil nehmerstelle gesendetes HF-Trägersignal moduliert wird. Der in einer beweglichen Teilnehmerstelle vorgesehene Umsetzer zum Erzeugen von den digitalen Steuersignalen entsprechenden NF-Signalen sollte einen möglichst einfachen Aufbau aufweisen sowie zuverlässig arbeiten. Die bisher bekannten Umsetzer genügen diesen Forderungen nicht in vollem Maße. Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen Digital/NF-Umsetzer zu schaffen, der die vorgenannten Forderungen erfüllt. Gelöst wird diese Aufgabe durch einen Digital/NF-Umsetzer, der einen Kipposzillator aufweist, der durch einen Schmitt-Trigger und einen zur Schwingungsrückkopplung vorgesehenen Integrator gebildet wird. Ein mehrere Bit umfassendes digitales Eingangssignal wird an ein Diodenschaltnetz angelegt, wobei die Schaltungsparameter in der Schwingungsrückkopplungsschleife derart verändert werden, dass die Schwingungsfrequenz entsprechend der Codierung des digitalen Eingangssignals eingestellt wird. Ein an den Ausgang des Integrators angeschlossener aktiver Tiefpassfilterkreis liefert ein sinusförmiges NF-Signal an einen Ausgangskreis. Ein auf das digitale Eingangssignal ansprechender Schaltkreis sperrt den Ausgangskreis, solange keine vorgegebenen digitalen Werte vorliegen.

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Die Erfindung wird nun näher anhand von Zeichnungen erläutert, in denen zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild eines Digital/NF^Umsetzers nach der Erfindung und

Fig. 2 an verschiedenen Punkten des Schaltbildes nach Fig. 1 auftretende Wellenformen.

Der in Fig. 1 dargestellte Umsetzer 10 weist Eingangsklemmen 11-14 zum Empfang eines mehrere Bits in Paralleldarstellung umfassenden digitalen Eingangssignals sowie zwei Ausgangsklemmen 15 und 16 zur Abnahme eines tonfrequenten Ausgangssignals auf, dessen Frequenz vom Wert des digitalen Eingangssignals abhängt. Der Umsetzer 10 wird in Verbindung mit einer ortsunabhängigen Fahrzeugfunkfernsprechstelle erläutert, wobei die Eingangsklemmen 11-13 zum Empfang von digitalen Signalen vorgesehen sind, die anzeigen, dass die Teilnehmerstelle empfangsbereit ist oder dass die Teilnehmerstelle eine Gesprächsverbindung herstellen will oder dass die Teilnehmerstelle eine Gesprächsverbindung unterbrechen will. Die Eingangsklemme 14 ist eine gemeinsame Erdungsklemme und liegt auf Masse des Umsetzers 10. Die zur Zeit für die vorgenannten Signale zur Anzeige der Empfangsbereitschaft, zur Anzeige der Herstellung einer Gesprächsverbindung öder "zar-Anzeige^er Trennung einer Gesprächsverbindung vorgesehenen Signalfrequenzen be^agerTS'rS&i—I^Sajtind-^SS Hertz. Das an den Ausgangsklemmen 15 und 16 auftretende NF-Signal weist also eine dieser drei Frequenzen auf, wobei die Frequenz durch das an den Eingangsklemmen 11-13 anliegende digitale Eingangssignal festgelegt ist. Der Umsetzer 10 kann jedoch auch deaktiviert sein, so dass dann kein NF-Signal an den Ausgangsklemmen 15 und 16 vorliegt.

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Der Digital/NF-Umsetzer 10 enthält einen Kippgenerator, der durch eine pegelempfindliche bistabile Schaltung und durch eine Integratorschaltung gebildet wird, die beide miteinander zur Bildung einer Schwingungsrückkopplungsschleife verbunden sind. In der vorliegenden Ausführungsform wird die ρ eg el empfindliche bistabile Schaltung von einer Schmitt-Triggerschaltung 20 gebildet, die einen Differentialverstärker 21 mit hoher Verstärkung umfasst, der einen Eingang 22 zur Aufnahme des einen Eingangssignals, einen Ausgang 23 und einen Eingang 24 zur Aufnahme des anderen umzukehrenden Eingangssignals umfasst. Der Eingang 24 ist über einen Widerstand 25 mit Masse verbunden. Da somit dem Eingang 24 keine Signale zugeführt werden, arbeitet der Verstärker 21 als gewöhnlicher Verstärker mit hoher Verstärkung. Die Schmitt-Triggerschaltung 20 enthält auch zwei Rückkopplungswiderstände 26 und 27, die in Reihe zwischen dem Ausgang 23 und dem Eingang 22 des Verstärkers 21 geschaltet sind. Zwei mit entgegengesetzter Polung in Reihe geschaltete Zenerdioden 28 und 29 sind zwischen Masse und einem auf der Verbindungsleitung zwischen den Rückkopplungswiderständen 26 und 27 liegenden Schaltungspunkt 30 angeordnet. Der Schaltungspunkt 30 kann als Ausgang der Schmitt-Triggerschaltung 20 angesehen werden. Der eine Anschluss 31a eines Eingangswiderstandes 31 bildet den Eingang der Schmitt-Triggerschaltung 20, während der andere Anschluss des Widerstandes 31 mit dem Eingang 22 des Verstärkers 21 verbunden ist. Zwischen dem Verstärkerausgang 23 und dem Schaltungspunkt 30 ist eine aus einem Widerstand 32 und einer Diode 33 bestehende Reihenschaltung vorgesehen. Zwischen dem Schaltungspunkt 30 und Masse ist ein Kondensator 34 angeordnet. Über Leiter 35 und 36 wird der Verstärker 21 mit Betriebsgleichspannung positiver Polarität +A und mit Betriebsgleichspannung negativer Polarität -B ver-

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sorgt, wobei zwischen den Leitern 35 und 36 ein Filterkondensator 37 vorgesehen ist.

Die Integratorschaltung 40 enthält einen Differentialverstärker 41 mit hoher Verstärkung, der einen Eingang 42 zur Aufnahme des zur Umkehrung vorgesehenen Eingangssignals, einen Eingang 43 zur Aufnahme eines nicht zur Umkehrung vorgesehenen Eingangssignals und einen Ausgang 44 aufweist. Mit dem Eingang 42 steht ein Widerstand 45 in Verbindung, während der Eingang 43 über einen Widerstand 46 auf Masse liegt. Der Verstärker 41 wird also als Umkehrverstärker verwendet. Zwischen dem Ausgang 44 und dem Eingang 42 liegt ein Kondensator 47. Der Verstärker 41 wird über die Leiter 35 und 36 mit den Betriebsgleichspannungen versorgt.

Der Kipposzillator enthält einen Rückkopplungskreis, über den der Ausgang der Integratorschaltung 40 mit dem Eingang der Schmitt-Triggerschaltung 20 gekoppelt ist. In der vorliegenden Ausführungsform wird dieser Rückkopplungskreis durch einen Leiter 48 dargestellt, dessen eines Ende mit dem Ausgang 44 des Integratorverstärkers 41 und dessen anderes Ende mit dem eingangseitigen Anschluss 31a des Eingangswiderstandes 31 der Schmitt-Triggerschaltung 20 verbunden ist.

Der Kipposzillator enthält weiterhin eine einstellbare Impedanzschaltung 50, über die der den Ausgang der Schmitt-Triggerschaltung 20 darstellende Schaltungspunkt 30 an den Eingang der Integratorschaltung 40 gekoppelt ist. Die einstellbare Impedanzschaltung 50 enthält ein Widerstandsnetzwerk, das in Reihe zwischen dem Schaltungspunkt 30 und Masse geschaltete Widerstände 51, 52 und 53 umfasst. Die Eingangsseite 45a des Eingangswiderstandes 45 der Inte-

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gratorschaltung 40 ist mit einem Schaltungspunkt 54 auf der Verbindung zwischen den in Reihe liegenden Widerständen 52 und 53 verbunden. Der Widerstand 51 ist einstellbar. Das Widerstandsnetzwerk der einstellbaren Impedanzschaltung 50 enthält weiterhin Widerstände 55 und 56, von denen jeder mit dem einen Ende mit dem Schaltungspunkt 54 auf der Verbindungsleitung zwischen den in Reihe liegenden Widerständen 52 und 53 in Verbindung steht.

Ausserdem enthält die Impedanzschaltung 20 mit dem Widerstandsnetzwerk 51-56 in Verbindung stehende Schaltorgane zur Änderung des Dämpfungsfaktors zwischen dem Ausgangspunkt 30 der Schmitt-Triggerschaltung 20 und der Eingangsseite 45a des Eingangswider— Standes 45 der Integratorschaltung 40. Diese Schaltorgane werden von Transistoren 57 und 58 gebildet, von denen jeder mit seiner Emitter-KoUektor-Strecke in Reihe zwischen Masse und dem anderen Ende der zusätzlichen Widerstände 55 und 56 Hegt. Ein Kondensator 59 und ein dazu parallel liegender Widerstand 60 sind zwischen der Basis des Transistors 57 und Masse angeordnet. Ein Kondensator 61 mit einem dazu parallel liegenden Widerstand 62 sind zwischen der Basis des Transistors 48 und Masse vorgesehen.

Der Umsetzer 10 enthält weiterhin eine mit dem Kipposzillator gekoppelte Steuerschaltung, die auf das an den Eingangsklemmen erscheinende digitale Eingangssignal anspricht und die Schaltungsparameter in der Schwingungsrückkopplungsschleife derart modifiziert, dass die Schwingungsfrequenz entsprechend der Codierung des digitalen Eingangssignals eingestellt wird. Diese Steuerschaltung umfasst ein Decodier netzwerk 70, das an die von den Transistoren 57 und 58 gebildeten Schaltorgane gekoppelt ist, um die Spannungsteilerwirkung des Widerstandsnetzwerkes 51-56 entsprechend

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der Codierung des an den Eingangsklemmen 11-13 vorliegenden digitalen Eingangssignals einzustellen. In der vorliegenden Ausführungsform weist das Decodier netzwerk 70 die Form eines Diodenschal tnetzes auf, das Dioden 71 und 72 enthält, die entgegengesetzt gepolt in Reihe zwischen der Eingangsklemme 11 und der Basis des Transistors 58 liegen. Ein auf der Verbindungsleitung zwischen den Dioden 71 und 72 liegender Schaltungspunkt 73 ist über einen Widern stand 74 an eine positive Gleichspannungsquelle +C angeschlossen. Ein Kondensator 75 liegt zwischen dem Schaltungspunkt 73 und Masse. Zwischen der Eingangsklemme 12 und dem Schaltungspunkt 73 auf der Verbindungsleitung zwischen den Dioden 71 und 72 liegt eine weitere Diode 76. Die Schaltungselemente 71 -76 steuern die Arbeitsweise des Transistors 58.

Das Diodenschaltnetzwerk 70 enthält weiterhin zwei Dioden 77 und 78, die entgegengesetzt gepolt in Reihe geschaltet zwischen der Eingangsklemme 11 und der Basis des anderen Transistors 57 liegen. Ein auf der Verbindungsleitung zwischen den Dioden 77 und 78 liegender Schaltungspunkt 79 ist über einen Widerstand 80 an die positive Gleichspannungsquelle+C angeschlossen. Zwischen dem Schaltungspunkt 79 und Masse liegt ein Kondensator 81, während eine zusätzliche Diode 82 zwischen dem Schaltungspunkt 79 und der Eingangsklemme 13 vorgesehen ist. Die Schaltungselemente 77-82 steuern die Arbeitsweise des Transistors 57.

Der Umsetzer 10 enthält auch eine Filterschaltung, die auf das am Ausgang 44 der Integratorschaltung 40 auftretende Schwingungssignal anspricht und ein Sinussignal der gleichen Frequenz liefert. Diese Filterschaltung besteht aus einem aktiven Tiefpassfilter 83, . das einen Differential verstärker 84 hoher Verstärkung umfasst,

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dessen Inversionseingang mit 84, dessen normaler Eingang mit 86 und dessen Ausgang mit 87 bezeichnet ist. Zwischen dem Ausgang 44 des Integratorverstärkers 41 und dem Eingang 86 des Verstärkers 84 sind zwei in Reihe geschaltete Widerstände 88 und 89 angeordnet. Ein Kondensator 90 ist zwischen dem Ausgang 87 des Verstärkers 84 und der Verbindungsleitung zwischen den Widerständen 88 und 89 vorgesehen. Widerstände 91 und 92 liegen in Reihe zwischen dem Ausgang 87 und Masse. Die Verbindungsleitung zwischen den Widerständen 91 und 92 steht mit dem Inversionseingang 85 des Verstärkers 84 in Verbindung. Zwischen dem Eingang 86 des Verstärkers 84 und Masse ist ein Kondensator 93 vorgesehen. Über die Leiter 35 und 36 wird der Verstärker 84 mit Betriebsgleichspannung versorgt. Die Widerstands- und Kondensatorschaltungselemente 88-93 sind derart bemessen, dass die Filterschaltung83 eine Tiefpassfilterkennlinie aufweist. Für die eingangs erwähnten Tonsignalfrequenzen kann die Filterschaltung derart aufgebaut sein, dass die Frequenzkennlinie bei einer Frequenz von ungefähr 2800 Hertz einen Abfall von drei Dezibel zeigt.

Der Umsetzer 10 enthält weiterhin einen Ausgangskreis, über den das am Ausgang der Filterschaltung 83 auftretende Sinussignal an einen an die Ausgangsklemmen 15 und 16 angeschlossenen Verbraucher angelegt wird. Der Ausgangskreis umfasst einen Kopplungskondensator 94, Widerstände 95 und 96 und die Ausgangsklemmen 15 und 16. Der Widerstand 96 liegt in Reihe zwischen dem Kondensator 94 und der Ausgangsklemme 15, während der Widerstand 95 zwischen Masse und der Verbindungsleitung zwischen Kondensator 94 und Widerstand 96 angeordnet ist.

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Der Umsetzer 10 enthält weiterhin einen Schaltkreis 100, der auf das digitale Eingangssignal an den Eingangsklemmen 11-13 anspricht und den von den Schaltungselementen 94-96 gebildeten Ausgangskreis deaktiviert, solange an den Eingangsklemmen 11-13 keine vorgegebenen Digital werte auftreten. Der Schaltkreis 100 enthält einen Transistor 101, dessen Kollektor mit der Ausgangsklemme 15 und dessen Emitter mit Masse verbunden ist. Die Basis des Transistors 101 ist an ein Diodenschaltnetzwerk angekoppelt,, das wiederum an die Eingangsklemmen 11-13 angekoppelt ist. Das Diodenschaltnetz enthält Dioden 102, 103 und 104_s deren Kathoden jeweils mit den Eingangsklemmen 12, 13 und 14 in Verbindung = stehen. Die Anoden der Dioden 102, 103 und 104 stehen mit einem Schaltungspunkt 105 in Verbindung, der wiederum über einen Widerstand 106 mit der positiven Gleichspannungsquelle -fC verbunden ist. Der Schaltungspunkt 105 ist über in Reihe geschaltete Dioden 107, 108 und 109 mit der Basis des Transistors 101 verbunden. Zwischen dem Schaltungspunkt 105 und Masse ist ein Kondensator 110 angeordnet.

Nachstehend wird die Arbeitsweise des Umsetzers 10 näher erläutert» Dabei wird zunächst die Arbeitsweise des aus der Schmitt-Triggerschaltung 20 .und der Integrator schaltung 40 sowie den dazugehörigen Leitungsverbindungen gebildeten Kipposzülators beschrieben. Es wird momentan angenommen, dass die Transistoren 57 und 58 gesperrt sind. In Fig. 2 sind an verschiedenen Schaltungspunkten der Oszillatorschaltung auftretende typische Wellenformen dargestellt. Die Wellenform A entspricht dehn am Ausgang 23 des Verstärkers in der Schmitt-Triggerschaltung 20 auftretenden Signal. Dieses Signal ist ein Rechteckwellensignal, dessen Amplitude zwischen dem positiven Betriebsgleichspannungspegel +A und dem negativen Be-

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triebsgleichspannungspegel -B schwankt. Bei der vorliegenden Ausführungsform ist +A grosser als -B und daher weist die Wellenform A während der positiven Halbperioden eine grössere Amplitude auf als während der negativen Halbperioden. Dieses asymmetrische Rechteckwellensignal wird durch die Zenerdioden 28 und 29 abgekappt, so dass ein symmetrisches Rechteckwellensignal der durch die Wellenform B dargestellten Form am Ausgangspunkt 30 der Schmitt-Triggerschaltung 20 vorliegt. Das symmetrische Rechteckwellensignal schwankt zwischen den Spannungspegeln +Z und -Z, wobei Z der Durchbruchssperrspannungspegel jeder der Zenerdioden

28 und 29 ist.

Während der positiven Halbperioden der Wellenform A ist die Diode 33 gesperrt und es fliesst Strom über den Widerstand 26 und die Zenerdioden 28 und 29 nach Masse. Während der negativen Halbperioden der Wellenform A leitet die Diode 33, so dass dann der Widerstand 32 parallel zum Widerstand 26 geschaltet ist. Der Widerstand 32 hat einen geringeren Widerstandswert als der Widerstand 26. Dadurch verringert sich der in Reihe zu den Zenerdioden 28 und

29 liegende gesamte Widerstand, so dass durch die Zenerdioden und 29 ein Strom gleicher Stärke während der negativen Halbwellen und der positiven Halbwellen fliesst. Auf diese Weise werden am Schaltpunkt 30 Unterschiede in den stabilisierten Spannungspegeln +Z und -Z auf ein Mindestmaß herabgesetzt.

Das am Schaltungspunkt 30 auftretende stabilisierte Rechteckwellensignal (Wellenform B) wird von dann durch die Widerstände 51, 52 und 53 gebildeten Spannungsteiler unterteilt, so dass an der Eingangsseite 45a des Eingangswiderstandes 45 der Integratorschaltung 40 ein entsprechendes Rechteckwellensignal mit verringerter Ampli-

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tude vorliegt, das in Fig. 2 durch die Wellenform C dargestellt ist, wobei zu beachten ist, dass zur Darstellung der Amplitude der Wellenform C ein grösserer Maßstab verwendet worden ist als zur Darstellung der'Amplitude der Wellenform B. Tatsächlich wird die Amplitude der Wellenform C viel stärker verringert als in Fig. 2 dargestellt.

Durch die Integratorschaltung 40 werden die positiven und negativen Halbperioden der Wellenform C integriert, so dass am Ausgang 44 des Integratorverstärkers 41 ein dreieckwellenförmiges Signal vorliegt. Dieses Dreieckwellensignal ist in Fig. 2 durch die ausgezogene Linie 112 der Wellenform D dargestellt. Über die Rückkopplungsleitung 48 wird dieses Dreieckwellensignal an den Eingang der Schmitt-Triggerschaltung 20 zurückgeführt, um das Hin- und Herschalten des Schmitt-Triggerverstärkers 21 zu steuern. Das an der Eingangsklemme 22 des Verstärkers 21 auftretende Gesamtsignal ist in Fig. 2 durch die Wellenform E dargestellt. Dieses Gesamtsignal ist die Summe aus dem über den Eingangswiderstand 31 zugeführten Dreieckwellensignal (Wellenform D) und dem über den Widerstand 27 zugeführten Rechteckwellensignal (Wellenform B). Die Widerstandswerte der Widerstände 27 und 28 sind so aufeinander abgestimmt, dass die das Gesamtsignal am Eingang 22 ergebenden Anteile der beiden Signale einen entsprechenden Wert aufweisen.

Es soll nun die Schwingungsrückkopplung anhand der Wellenformen von Fig. 2 näher betrachtet werden. Es wird angenommen, dass die Spannung am Ausgang 23 des Verstärkers 21 zum Zeitpunkt t_ positiv wird, wie bei der Wellenform A angegeben. Dadurch wird auch die S pannung am Schaltungspunkt 30 positiv, wie aus der Wellenform B ersichtlich. Die positive Spannung am Schaltungspunkt

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wird über den Widerstand 27 zum Eingang 22 des Verstärkers 21 rückgekoppelt. Wie aus der Wellenform E ersichtlich, wird dadurch zum Zeitpunkt t eine schnelle in positiver Richtung verlaufende Änderung der Spannung am Eingang 22 bewirkt. Dadurch wird wiederum eine positive Spannung am Ausgang 23 des Verstärkers 21 aufrechterhalten. Bei der Rückkopplung des Ausganges 23 des Verstärkers 21 über die Widerstände 26 und 27 zum Eingang 22 des Verstärkers 21 handelt es sich also um eine positive Rückkopplung, d.h. um eine Mitkopplung, durch die ein rasches Umschalten des Verstärkers 21 von einem negativen zu einem positiven Ausgangssignal und umgekehrt gewährleistet wird.

Bei der Integrator schaltung 4O bewirkt der Kondensator 47 eine Rückkopplung zwischen demAusgang 44 und dem Umkehreingang 42 des Verstärkers 41 . Da der Verstärker 41 eine Polaritätsumkehrung bewirkt, erfolgt durch die über den Kondensator 47 geführte Rückkopplung eine Gegenkopplung, aufgrund der die Spannung am Eingang 42 des Verstärkers 41 auf einem Wert gehalten wird, der im wesentlichen gleich dem am Eingang 43 anliegenden Wert ist. Da die am Eingang 43 anliegende Spannung auf einem Festwert von null Volt gehalten wird, bewirkt die über den Kondensator 47 erfolgende Rückkopplung, dass die Spannung am Eingang 42 ebenfalls im wesentlichen auf null Volt gehalten wird. Diese Gegenkopplungswirkung wird durch entsprechende Einstellung der Richtung und der Grosse des vom Ausgang 44 über den Kondensator 47 zum Eingang 42 oder umgekehrt fliessenden Stromes erzielt. Falls beispielsweise die Spannung am Schaltungspunkt 54 positiv ist, fitesst Strom vom Schaltungspunkt 54 durch den Eingangswiderstand 55 zum Verstärkereingang 42. Über die Rückkopplungsschleife fliesst dann Strom vom Verstärkereingang 42 über den Kondensator 47 zum Ver-

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Stärkerausgang 44, wobei dieser Strom die gleiche Stärke aufweist wie der aufgrund der Spannung am Schaltungspunkt 54 zum. Verstärkereingang 42 fliessende Strom. Der Stromfluss durch den Verstärker 41 ist also im wesentlichen gleich Null, so dass die Spannung am Verstärkereingang 42 daher im wesentlichen null Volt ist. Falls andererseits die Spannung am Schaltungspunkt 54 negative Polarität aufweist, dann ist die Richtung der Ströme durch den Eingangswiderstand 45 und durch den Rückkopplungskondensator 47 umgekehrt, wobei die Gesamtspannung am Verstärkereingang 42 wiederum im wesentlichen null Volt ist.

Kurz vor dem Zeitpunkt t weist die Spannung am Schaltungspunkt 54 (Wellenform C) negative Polarität auf und es fliesst Strom vom Verstärkerausgang 44 durch den Rückkopplungskondensator 47 zum Verstärkereingang 42. Zum Zeitpunkt t befindet sich also eine positive Ladung auf dem Kondensator 47, wobei mit positiver Ladung gemeint ist, dass der mit dem Verstärkerausgang 44 in Verbindung stehende Anschluss des Kondensators 47 positiv in Bezug auf den mit dem Verstärkereingang 42 in Verbindung stehenden Anschluss ist.

Es darf in diesem Zusammenhang darauf hingewiesen werden, dass der Verstärkereingang 42 durch die Rückkopplungswirkung auf Erdpotential, d.h. auf einer Spannung von null Volt, gehalten wird. Zum Zeitpunkt t ändert die Spannung am Schaltungspunkt 54 (Wellenform C) ihre Polarität und wird positiv. Dadurch tritt auch eine Umkehr des Stromflusses durch den Rückkopplungskondensator 47 ein. Folglich wird der Kondensator 47 entladen und in entgegengesefafer Richtung wieder aufgeladen. Dadurch wird während des Zeitintervalls von t bis t der Schrägabfall der Welle 112 der Wellenform D er-

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zeugt. Da die Spannung am Schaltungspunkt 54 während des Zeitintervalls von t_ bis t.. konstant ist, bleibt auch der Stromfluss durch den Kondensator 47 konstant. Der Schrägabfall der Wellenform 112 ist daher gut linear.

Während der nächsten Halbperiode des Rechteckwellensignals am Schaltungspunkt 54 (Zeitintervall von t bis t der Wellenform C) ändert die Spannung am Schaltungspunkt 54 ihre Polarität und der Stromfluss durch den Rückkopplungskondensator 47 kehrt sich um. Auf diese Weise entsteht während des Zeitintervalls von t₁ bis tu der lineare Schräganstieg der Wellenform 112. Dieser Vorgang wiederholt sich, d.h. er ist periodisch, so dass während jeder Halbperiode des Rechteckwellensignals am Schaltungspunkt 54 der Rückkopplungskondensator 47 entladen und in entgegengesetzter Richtung wieder aufgeladen wird. Auf diese Weise wird die Dreieckwelle 112 der Wellenform D gebildet.

Während des Zeitintervalls von t bis t₁ bewirkt der über den Rückkopplungsleiter 48 zum Eingang 22 des Schmitt-Triggerverstärkers

21 zurückgeführte negative Teil des Dreieckwellensignals einen linearen Abfall der Gesamtspannung (Wellenform E) am Eingang 22 von dem positiven Anfangswert zum Zeitpunkt t_n auf einen Wert von null Volt zum Zeitpunkt t . Da die Gesamtspannung am Eingang

22 zum Zeitpunkt t. negativ zu werden beginnt, schaltet der Verstärker 21 um und liefert eine negative Spannung an seinem Ausgang 23. Aufgrund der Verstärkung des Verstärkers 21 bewirkt also eine sehr kleine, beinahe vernachlässigbare negative Spannung am Verstärkereingang 22 eine verhältnismässig grosse negative Spannung am Verstärkerausgang 23. Diese negative Spannung wird über die Widerstände 26 und 27 zum Verstärkereingang 22 rückgekoppelt, so

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dass die Spannung am Verstärkereingang 22 noch negativer wird. Dadurch wird am Verstärkerausgang 23 während des Zeitintervalls von t. bis tu die negative Halbperiode der Wellenform A erzeugt. Die Spannung am Schaltungspunkt 54 wird also negativ, wodurch wiederum der Stromfluss durch den Rückkopplungskondensator 47 in der Integratorschaltung 40 umgekehrt wird. Die vorher negative Ladung auf dem Kondensator 47 wird also entladen und der Kondensator 47 in positiver Richtung wieder aufgeladen. Diese Wiederaufladung des Kondensators 47 erfolgt solange, bis die gesamte Eingangsspannung (Wellenform E) am Eingang 22 des Schmitt-Triggerverst ärkers 21 die Null-Volt-Achse zum Zeitpunkt tu etwas überkreuzt. Zu diesem Zeitpunkt schaltet dann der Verstärker 21 wieder um und erzeugt eine positive Ausgangsspannung.

Die Spannungsgrenzwerte 113 und 114 (Wellenform D) des Dreieckwellensignals am Ausgang 44 des Integratorverstärkers 41 sind durch die relativen Widerstandswerte der Summierwiderstände 27 und 28 in Bezug zueinander sowie durch die Spitzenamplitudenwerte der positiven und negativen Halbperioden des Rechteckwellensignals (Wellenform B) am Schaltungspunkt 30 vorgegeben. Wie bereits ausgeführt, sind diese Spitzenamplitudenwerte durch die Durchbruchsspannungen der Zenerdioden 28 und 2g vorgegeben.

Das am Ausgang 44 des Verstärkers 41 auftretende Dreieckwellensignal wird durch die aktive Tiefpassfilterschaltung 83 zu einem Sinussignal gleicher Frequenz umgeformt. Falls der Transistor im Schaltkreis 100 nicht leitet, d.h. gesperrt ist, wird das resultierende Sinussignal am Ausgang 87 des Verstärkers 84 über den Kondensator 94 und den Widerstand 96 der NF-Ausgangsklemme 15

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zugeführt. Falls andererseits der Transistor 101 leitet, ist die Ausgangsklemme 15 über den Transistor 101 nach Masse (Erdpotential) kurzgeschlossen, so dass von der Ausgangsklemme 15 kein NF-Signal abgenommen werden kann.

Die Schwingungsfrequenz des Oszillators, der von der Schmitt-Triggerschaltung 20, der Integrator schaltung 40 und den dazwischen vorgesehenen Leitungsverbindungen gebildet wird, höngt von dem zwischen dem Schaltungspunkt 30 der Schmitt-Triggerschaltung und dem Schaltungspunkt 54 des Widerstandsnetzwerkes existierenden Dämpfungsfaktor (Spannungsteilerfaktor) ab, da ja der Schaltungspunkt 54 mit der Eingangsseite 45a des Eingangswiderstandes 45 der Integratorschaltung 40 verbunden ist. Je kleiner der Dämpfungsfaktor ist, desto grosser ist die Spitzenrechteckspannung am Punkt 54 und umgekehrt. Je grosser die Spitzenspannung am Punkt 54, desto höher ist die Schwingungsfrequenz und umgekehrt ist die Schwingungsfrequenz umso kleiner, je kleiner die Spitzenspannung am Schaltungspunkt 54 ist. Je grosser also die Spitzenamplituden der positiven und negativen Halbperioden des Rechteckwellensignals am Punkt 54 (Wellenform C) sind, desto rascher erfolgt die Entladung des Kondensators 47 in der Integratorschaltung 40 auf das negative Spannungsniveau 114 und die Aufladung auf das positive Spannungsniveau 113 und desto höher wird somit die Frequenz des Dreieckwellensignals am Ausgang 44 der Integratorschaltung 40. Umgekehrt ist die Frequenz des Dreieckwellenetgnals umso geringer, je niedriger die Spttzenamplituden der Wellenform C sind, da dann die Entladung des Kondensators 47 auf das negative Spannungsniveau 114 sowie die Aufladung auf das positive Spannungsniveau länger dauert. Die in Flg. 2 bei der Wellenform D strichpunktiert

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eingezeichnete Kurve 115 zeigt ein Dreieckwellensignal geringerer Frequenz, das dann vorliegt, wenn die Spitzenamplitude des Rechteckwellensignals am Schaltungspunkt 54 verringert wird.

Der Dämpfungsfaktor des Widerstandsnetzwerkes 51-56 wird durch die Transistoren 57 und 58 gesteuert, die wiederum vom Diodenschal tnetzwerk 70 gesteuert werden., das wiederum entsprechend dem Codewert des an den Eingangsklemmen 11-13 anliegenden digitalen Signals angesteuert wird. In der folgenden Tabelle ist die Beziehung zwischen den digitalen Codewerten, den Schaltungszuständen der Transistoren 57 und 58 und der Schwingungsfrequenz der Oszillatorschaltung zusammengefasst. ·

Gewünschtes	Digital code	T-57	T-58	Schwingungs
NF-Signal				frequenz
Empfangsbereit	011	aus	aus	2150
Verbinden	101	ein	aus	1633
Trennen	110	aus	ein	1336
Keines	111	ein	ein	1000 (ungefähr)

In der Spalte Digitalcode sind die verschiedenen zutreffenden Binärsignalzustände an den Eingangsklemmen 11-13 angeführt, wobei die linke Ziffer in jeder Zeile den Signalzustand an der Klemme 11, die mittlere Ziffer den Signalzustand an der Klemme 12 und die rechte Ziffer den Signalzustand an der Klemme 13 angibt. In der vorliegenden Ausführungsform bedeutet ein Codewert von "0", dass das Spannungsniveau an der entsprechenden Klemme gleich null Volt ist, während ein Codewert von "1" bedeutet, dass das Spannungsniveau an der entsprechenden Klemme gleich +C Volt ist. In der Spalte T-57 sind die

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L ei tu ng szu stände des Transistors 57 angeführt, während in der Spalte T-58 die Leitungszustände des Transistors 58 angeführt sind. In der ganz rechts liegenden Spalte sind die verschiedenen resultierenden Schwingungsfrequenzen angeführt. Die angeführten Beziehungen sind jedoch nur als Beispiel gedacht, es können natürlich auch andere Frequenzen und Codewerte verwendet werden. Weiterhin kann die Umsetzerlogik zur Realisierung einer grösseren Anzahl von verschiedenen Schwingungsfrequenzen erweitert werden.

Falls an allen Eingangsklemmen 11-13 die dem Binärwert "1" entsprechende Spannung +C anliegt, sind die Dioden 71, 77, 76 und 82 alle gesperrt, so dass in diesem Falle Strom von der +C-Versorgungsspannungsklemme über den Widerstand 80, die Diode 78 und den Widerstand 60 nach Masse fliesst. Durch den am Widerstand 60 resultierenden Spannungsabfall wird der Transistor 57 durchgeschaltet, d.h. eingeschaltet, wodurch der untere Anschluss des Widerstandes 55.nach Masse kurzgeschlossen und damit der Widerstand 55 parallel zum Widerstand 53 geschaltet wird. Dadurch wird der Spitzenspannungspegel am Schaltungspunkt 54 des Widerstandsnetzwerkes und damit auch die Schwingungsfrequenz verringert.

Wenn an allen Eingangsklemmen 11-13 eine Spannung von +C V ι

anliegt, fliesst auch Strom von der +C-Versorgungsspannungsklemme über den Widerstand 74, die Diode 72 und den Widerstand 62 nach Masse. Der am Widerstand 62 dabei auftretende Spannungsabfall steuert den Transistor 58 durch, wodurch das untere Ende des Widerstandes 56 nach Masse kurzgeschlossen und damit auch der Widerstand 56 parallel zu den anderen beiden Widerständen 53 und 55 geschaltet wird. Dadurch wird der Spitzenamplitudenpegel am

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Schaltungspunkt 54 und damit auch die Schwingungsfrequenz noch weiter verringert.

Falls das Empfangsbereitschaft anzeigende NF-Signal erwünscht ist, werden die Eingangsklemmen 12 und 13 mit dem Spannungspegel +C V und die Eingangsklemme 11. mit dem Spannungspegel null V beaufschlagt. Wenn an der Eingangsklemme 11 eine Spannung von null Volt anliegt, befinden sich die Dioden 71 und 77 im Durchlasszustand, so dass Strom von der +C-Klemme über den Widerstand 74 und die Diode 71 sowie auch Strom von der +C-Klemme über den Widerstand 80 und die Diode 77 zur Klemme 11 fliesst. Dadurch sinkt der Spannungspegel an den Schaltungspunkten 73 und 79 auf praktisch null Volt ab. Die Dioden 72 und 78 werden also gesperrt und damit auch die beiden Transistoren 58 und 57. Somit wird die Parallelschaltung der Widerstände 55 und 56 im Widerstand 53 aufgehoben und die Spitzenamplitudenpegel am Schaltungspunkt 54 können ihren Höchstwert annehmen, bei dem auch die Schwingungsfrequenz den höchsten Wert aufweist.

Falls das die Einleitung eines Gespräches anzeigende NF-Signal erwünscht ist, wird die Eingangsklemme 12 mit dem Spannungspegel null Volt und die Eingangsklemmen 11 und 13 mit dem Spannungspegel +C beaufschlagt. In diesem Falle wird die Diode 76 leitend und die Dioden 71, 77 und 82 werden gesperrt. Damit wird die Spannung am Schaltungspunkt 73 praktisch gleich null Volt, wodurch wiederum der Transistor 58 abgeschaltet wird, Gleichzeitig bleibt jedoch der Transistor 57 eingeschaltet, da die den Transistor 57 steuernden Dioden 77 und 82 eingeschaltet bleiben.

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Falls ein die Trennung einer Verbindung anzeigendes NF-Signal erwünscht ist, wird die Eingangsklemme 13 mit dem Spannungspegel null Volt und die Eingangsklemmen 11 und 12 werden mit dem Spannungspegel +C beaufschlagt. Dadurch wird die Diode 82 leitend, während die Dioden 71, 77 und 76 gesperrt bleiben. Der erste Transistor 57 wird somit abgeschaltet, während der zweite Transistor 58 eingeschaltet bleibt.

Bei der ursprünglichen Einjustierung des Umsetzers 10 wird bei abgeschalteten Transistoren 57, 58 und 101 der Abgriff am Widerstand 51 solange verstellt, bis die gewünschte Frequenz für das Empfangsbereitschaft anzeigende NF-Signal an den Ausgangsklemmen 15 und 16 auftritt. Anschliessend wird der Transistor 57 durchgesteuert und bei ausgeschalteten Transistoren 58 und 101 wird der Abgriff am Widerstand 55 solange verstellt, bis die gewünschte Frequenz für das die Herstellung einer Gesprächsverbindung signalisierende NF-Signal an den Ausgangsklemmen 15 und 16 vorliegt. In ähnlicher Weise wird bei ausgeschalteten Transistoren 57 und 101 und bei eingeschaltetem Transistor 58 der Abgriff am Widerstand 56 verstellt, bis die gewünschte Frequenz für das die Trennung einer Gesprächsverbindung signalisierende Ausgangssignal an den Ausgangsklemmen 15 und 16 vorliegt.

Der Schaltkreis 100 sperrt den Ausgangskreis des Umsetzers 10, wenn an den Eingangsklemmen 11,12 und 13 keine Empfangsbereitschaft, Verbinden oder Trennen signalisierende Digitalwerte vorliegen. Falls insbesondere an allen Eingangsklemmen 11-13 die Spannung +C Volt anliegt, sind die Dioden 102, 103 und 104 gesperrt und der Transistor 101 ist durch den Strom angeschaltet, der von der +C-Spannungsversorgungsklemme über den Widerstand 106, die

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Dioden 1O7, 108 und 109 und über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 101 nach Masse fliesst. Falls an irgendeine der Eingangsklemmen 11,12 und 13 eine Spannung von null Volt angelegt wird, wird die entsprechende Diode 102, 103 bzw. 104 leitend, wodurch die Spannung am Schaltungspunkt 105 unter den Wert absinkt, der erforderlich ist, um die Dioden 107, 108 und 109 leitend zu halten. Der Transistor 101 wird also gesperrt und damit die Verbindung der Ausgangsklemme 15 mit Masse unterbrochen. Das dann erzeugte Sinussignal erscheint dann an der Ausgangsklemme

Die digitalen Signale zur Ansteuerung der Eingangsklemmen 11-13 können auf verschiedenartige Weise erzeugt werden. Beispielsweise können im Falle der eingangs erwähnten beweglichen Funkfernsprechstelle digitale Signale durch eine darin vorgesehene digitale Logikschaltung erzeugt werden, die die verschiedenen Betriebszustände der Teil nehmerstelle abtastet.

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Claims (14)

1. PATENTANSPRÜCHE:

   1 . Vorrichtung zum Umsetzen von digitalen Signalen in NF-Signale mit den digitalen Signalen entsprechenden Frequenzen, gekennzeichnet durch einen Kipposzillator, der eine ρ eg el empfindliche bistabile Schaltung und eine Integratorschaltung aufweist, die beide unter Bildung einer Schwingungsrückkopplungsschleife miteinander verbunden sind, und durch eine an den Kipposzillator angekoppelte Steuerschaltung, die auf ein digitales Eingangssignal anspricht und dementsprechend einen Schaltungsparameter in der Schwingungsrückkopplungsschleife derart verändert, dass die Schwingungsfrequenz entsprechend der Codierung des digitalen Eingangssignals eingestellt wird.
2. 2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass eine Filterschaltung vorgesehen ist, der das am Ausgang der Integratorschaltung auftretende Schwingungssignal zugeführt wird und die ein Sinussignal mit der gleichen Frequenz liefert, das über einen Ausgangskreis einer anderen Schaltung zugeführt werden kann.
3. 3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein auf das digitale Eingangssignal ansprechender Schaltkreis vorgesehen ist, der den Ausgangskreis sperrt, solange das digitale Eingangssignal keine vorgegebenen Digitalwerte aufweist.

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4. 4. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass an den KipposziUator ein Ausgangskreis gekoppelt ist, über den ein Schwingungssignal einer weiteren Schaltung zugeführt werden kann und der durch einen auf das digitale Eingangssignal ansprechenden Schaltkreis gesperrt wird, solange das digitale Eingangssignal keine bestimmten vorgegebenen Digitalwerte aufweist.
5. 5. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die pegelempfindliche bistabile Schaltung eine Schmitt-Triggerschaltung ist und die Integratorschaltung einen Verstärker enthält.
6. 6. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die bistabile Schaltung eine Schmitt-Triggerschaltung ist, deren Ausgang über eine einstellbare Impedanz mit dem Eingang der Integratorschaltung gekoppelt ist, deren Ausgang wiederum zum Eingang der Schmitt-Triggerschaltung rückgekoppelt ist, und durch die Steuerschaltung die einstellbare Impedanz entsprechend der Codierung des digitalen Eingangssignals einstellbar ist.
7. 7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die einstellbare Impedanz aus einem Widerstandsnetzwerk besteht, für das zur Änderung des Dämpfungsfaktors zwischen dem Ausgang der Schmitt-Triggerschaltung und dem Eingang der Integrator schaltung Schaltorgane vorgesehen sind, die durch eine auf ein digitales Eingangssignal ansprechende Decodierschaltung ansteuerbar sind, derart, dass der Dämpfungsfaktor entsprechend der Codierung des digitalen Eingangssignals eingestellt wird.

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8. 8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Schmitt-Triggerschaltung einen Verstärker enthält, dessen Ausgang über zwei in Reihe liegende Rückkopplungswiderstände mit dem Eingang in Verbindung steht, zwei mit umgekehrter Polarität in Reihe geschaltete Zenerdioden zwischen Masse und der Verbindungsleitung zwischen den beiden Rückkopplungswiderständen angeordnet sind, die Rückkopplung des Ausganges der Integratorschaltung über einen Eingangswiderstand zum Eingang des Verstärkers geführt ist und die Eingangsseite des Widerstandsnetzwerkes an die Verbindungsleitung zwischen den Rückkopplungswiderstände angeschlossen ist.
9. 9. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Integrate) rs chal tu ng einen Inversionsverstärker enthält, dessen Ausgang über einen Rückkopplungskondensator zum Eingang rückgekoppelt ist sowie über eine Rückkopplungsschleife mit dem Eingangswiderstand des Verstärkers der Schmitt-Triggerschaltung in Verbindung steht und an dessen Eingang über einen Eingangswiderstand die Ausgangsseite des Widerstandsnetzwerkes angeschlossen ist.
10. 10. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass das Widerstandsnetzwerk eine zwischen dem Ausgang der Schmitt-Triggerschaltung und Masse liegende Reihenschaltung aus Widerständen sowie weitere Widerstände enthält, von denen jeder jeweils mit einem Ende an die Verbindungsleitung zwischen zwei benachbarten Widerständen der Reihenschaltung angeschlossen ist, der Eingang der Integratorschaltung mit der Verbindungsleitung zwischen zwei der in Reihe liegenden Widerstände der Widerstandsreihen-

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    schaltung in Verbindung steht und die Schaltungsorgane von Transistoren gebildet sind, von ,denen jeder jeweils mit seiner Emitter-Kollektor-Strecke zwischen Masse und dem anderen Ende einer der zusätzlichen Widerstände angeordnet ist, während die Basis mit der Decodierschaltung verbunden ist.
11. 11. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Decodierschaltung aus einem Diodenschaltnetz besteht, das Eingangsklemmen zum Empfang eines mehrere Bits in Paralleldarstellung umfassenden digitalen Eingangssignals aufweist sowie eine Reihe von Ausgängen besitzt, die jeweils mit verschiedenen Schaltorganen für das Widerstandsnetzwerk in Verbindung stehen.
12. 12. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass das am Ausgang der Integratorschaltung auftretende Signal einer Filterschaltung zugeführt wird, die ein Sinussignal mit der gleichen Frequenz erzeugt^ das über einen Ausgangskreis einer anderen Schaltung zugeführt wird.
13. 13. Vorrichtung nach Anspruch 12_S dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgangskreis durch einen Schaltkreis gesperrt wird, falls das digitale Eingangssignal keine vorgegebenen Digitalwerte aufweist.
14. 14. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass das am Ausgang der Integrator schaltung auftretende Wechsel signal einer Ausgangsklemme zugeführt wird, die über einen Schaltkreis nur dann nicht nach Masse kurzgeschlossen wird, falls ein digitales Eingangssignal mit vorgegebenen Digitalwerten vorliegt.

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