DE2355400C3 - Signalbegrenzer - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Signalbegrenzer „nd insbesondere Signalbegrenzer für Video-Demodulatoren zur Demodulation angehobener Trägerwellen inVernsehwiedergabegeraten.

Sienalbegrenzer mit einem in Antiparallel-Schaltung verbundenen Dioden-Paar - d. h., die Anode der einen gen während einer Teil-Periode des ersten bzw. zweiten Eingangssignals aufrecht zu erhalten, wenn die Eingangssignale groß genug sind, daß die Signale, die zwischen den ersten und zweiten Eingängen des Differenz-Verstärkers auftreten, begrenzt werden.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 ein Prir.zipschaltbild einer Begrenzerschaltung, die der Erklärung des Grundgedankens der vor- !0 liegenden Erfindung dient,

F i g. 2 ein Schaltbild einer Ausführungsform der Erfindung, wie sie in einem Amplitudenmodulations-Demodulator für angehobene Trägerwellen benutzt wird,

F:g. 3 eine graphische Darstellung der Wirkungen. die bei der Auswahl von Bauteilen im Schaltkreis von F i g. 2 auftreten und die Einschränkung des Umsetzungseffekts von Amplitudenmodulation in Phasenmodulation als einen Gesichtspunkt der Erfindung betreffen und

F i g.4 ein Schallbild einer weiteren Bauart für einen Schaltungsteil der Ausführungsform gemäß F 1 g. 2.

In F i g. 1 ist ein Signalbegrenzer mit einem Paar Dioden 1, 2 in Aniiparallel-Schahung dargestellt. Die Dioden 1, 2 besitzen Streukapazitäten 3. 4 gegenüber

haSer:jeweils gegenüber Erdpotential Streukapazitäten Diese Streukapazitälen neigen dazu, das Frequenzverhalten des Signalbegrenzers einzuschränken. Be; Sienalbeerenzern mit einem sehr niederen lmpedanzpe-Ll werden zwar die Wirkungen der Streukapazitäten hei der Einschränkung des Frequenzverhaltens reduziert sie führen jedoch zu unerwünschten hohen Leistungsveriusten im Signalbegrenzer und in der Schal-

30 tential. Die Streukapazitäten 3, 4 können Anoden-Trägermaterial-Kapazitäten der Dioden 1. 2 sein, wenn diese Dioden beispielsweise in integrierter Bauweise hergestellt wurden.

Die Quelle 5 der Eingangssignale besitzt für den Frequenzbereich der Eingangssignale eine kleine Quellenimpedanz im Vergleich zur Impedanz der Streukapazität 3. Diese kleine Quellenimpedan/ wirkt fur die Kapazität 3 über den ganzen Frequenzbereich hinweg als

^Ä^DcSS^S^ln^em Sienalbegrenz^r, der bei einem Frequenzbereich von MHz benutzt wird, wird gewöhnlich dadurch gelost, daß andere rückwirkende Bauteile mit Begrenzerdio-

uiiiguiigsaiguoipv,,..,..>.„... -„ _.. durch die

Tiefpaß-RC-Filterwirkung vorhanden sein würde.

Wenn der positive Teil des Eingangssignals von der Quelle 5 den Leitschwellwert der Diode 1 übersteigt,

^r_u„,er andere. AuI^b. *, »HJ^n E, lindung. eine» Signalb=gre_racr zu schaffen, be, dem diese Nachteile nicht auttreten.

Bei dem erfindungsgemäßen Signalbegrenzer w.rd diese Aufgabe dadurch gelöst, daß d,e Basen der ersten und zweiten Transistoren m.t der Quelle verbunden sind, um das erste bzw. zwe.te E.ngangss.gnal zu erhalten, daß die Eingangsklemmen des D^erenzverstar. kers jeweils mit den voneinander getrennten Emittern der ersten bzw. zweiten Transistoren verbunden sind daß das antiparallel geschaltete D.oden-Paar^w.schen die ersten und zweiten Eingangsklemmen des D.fferenzverstlrkers gelegt ist und daß Bauelemente vorgesehen sind, um einen Emitterstrom durch d.e Emitter der ersten und zweiten Transistoren zu erhalten, der ,m j «- Bin
mri mn J" J^

_{Erdpolemial an} der Klemme

_{widerstandes tl isl der}art gewählt, J; ^ α« W^„ _ _{wcnigstens um} eine

daC^ er wesemhch g _Que„_{enimpedanz der} Quelle

g'^r _u°_n™^_r ^U _o ⁿ _mbelastung f_ür die Quelle 5 in akzepta-Ä um d^^ ^^ro^^{be g} _{insbesondere für} Ausschläge blen orer, _{die wesentlich grö}ßer als

de JJ _{dem die Diode} , _oder

da SchjcUwe.ip _{haU die Lei}.

2 utend w.ro _egrenzers in annehmbaren

_de'_r ⁸ Widerstand 11 vergleichsweise _{itat u die} gegenüber

J V^ _{Streukapazität} 4 den

des Signalbegrenzers ntcht,, wirkt sich

eher vorteilhaft aus. Dies ist deshalb so, weil die Kapazität. 12 und die Streukapazitäi: 4 in Reihenschaltung mit der Antiparallel-Schaltung der Dioden 1 und 2 einen Hochfrequenzweg darstellen, der eine kleinere Impedanz aufweist als der Hochfrequenzweg über den Widerstand 11 allein.

Die Anordnung der in F i g. 1 dargestellten Bauteile legt die Streukapazitäten 3 und 4 derart fest, daß sie den Frequenzgang oder die Bandbreite des Signalverstärkcrs nicht merklich reduzieren.

F i g. 2 stellt eine schematische Schaltungsanordnung eines Video-Demodulators für einen angehobenen Träger dar. Trägerwellen mit Video-Zwischenfrequenz-Modulation, wie sie vom Video-Zwischenfrequenzverstärker eines Fernsehempfängers geliefert werden, laufen durch einen abgestimmten Eingangskreis-Trennverstärker 100. Ein abgestimmter Ausgangskreis-Verstärker 110 spricht auf die Signale an, die vom Trennverstärker 100 kommen, um gefilterte, modulierte Trägerwellen an einen Signalbegrenzer 120 zu geben. Der Signalbegrenzer 120, eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, spricht auf die ihm angelegten Signale an, um zwischen den Klemmen A, A' eine im wesentlichen unmodulierte Video-Zwischenfrequenzt rager-Welle zu liefern. Diese unmodulierte Trägerwelle sowie die modulierte Trägerwelle vom Trennverstärker 100 wtrden als getrennte Eingangssignale einem ersten Produkt-Demodulator 130 zugeführt, der die modulierte Trägerwelle synchron demoduliert, um demodulierte Video-Signale der Anwendungsanordnung 1150 zuzuführen. Die unmodulierte Trägerwelle vom Signalbegrenzer 120 und die modulierte Trägerwelle vorn Trennverstärker 100 werden als getrennte Eingangssignale einem zweiten Produkt-Demodulator 140 zugeführt, der die modulierte Trägerwelle synchron demoduliert, uim die demodulierten Video-Signale zu erhalten, die die Signale verstärken, die vom Produkt-Demodulator 130 an die Anwendungsanordnung 150 geführt werden.

Um dies noch genauer zu beschreiben, werden die mit Video-Zwischenfrequenz modulierten Trägerwellensignale, die an den Eingangsklemmen 101 und 102 des Trennverstärkers 100 anliegen, über ein Bandfilter 105 an die entsprechenden Basis-Elektroden der in Kollektorschaltung betriebenen Verstärkertransistoren 108 und 109 geleitet. Die Transistoren 108 und 109 wirken als Emitterfolger und erzeugen gegenphasen-modulierte Trägerwellensignale mit niederer Impedanz an ihren entsprechenden Emittern. Diese Signale werden an den abgestimmten Ausgangs-Verstärker 110 geleitet, wobei sie an die Basen der Transistoren 111 und 112 gelegt werden, die als Differenzverstärker mit verbundenen Emittern geschaltet sind.

Die Kollektoren der Transistoren 111,112 liefern gegenphasig verstärkte modulierte Trägerwellenströme an eine Lastschaltung 115 mit einem abgeglichenen antiresonanten Schwingkreis, wobei der antiresonante Schwingkreis 115 als Bandpaßfilter wirkt und die Amplitude der Modulations-Seitenbänder, die von der Video-Zwischenfrequenz-Trägerwelle entfern» sind, reduzieren. Der spezielle Video-Demodulator gemäß F i g. 2 zeigt Signalausschläge mit Spitze-zu-Spitze-Werten bis zu 3 Volt zwischen den Kollektoren der Transistoren 111 und 112, wenn er in der Schaltungsanordnung eines Fernsehempfängers eingesetzt ist.

Die automatische Verstärkungsregelung, die den Verstärkungsgrad für die Tonfrequenz und die Zwischenfrequenz des Fernsehempfängers steuert, hält die maximalen Ausschläge der den Klemmen 101, 102 zugeführten modulierten Trägerwellen klein genug, um eine Signalbegrenzung im Differenzverstärker HO zu vermeiden. Dies wird deshalb durchgeführt, weil eine Begrenzung in dem Differenzverstärker 110 von einem nicht mehr zu tolerierenden Ausmaß einer Umsetzung von Amplitudenmodulation zu Phasenmodulation begleitet wird. Die Amplitude der modulierten Trägerwelle zwischen den Kollektoren der Transistoren Ul,

ίο 112 weist nur für im wesentlichen Schwarzbereiche des darauf kodierten Video-Signals einen Spitze-zu-Spitze-Wert von 3 Volt auf. Die Amplitude ist für die einem helleren Bild entsprechenden Teile des darin kodierten Video-Signals kleiner. Gerade diese Änderungen sind es, die in dem folgenden Begrenzer 120 ausgeschaltet werden müssen, um eine im wesentlichen unmodulierte Trägerwelle für die Produkt-Demodulatoren 130, 140 zu erhalten.

Der abgeglichene Schwingkreis 115 wird von BeIastungsauswirkungen des Signalbegrenzers 120 durch die Transistoren 116, 117 geschützt, die als Emitterfolger geschaltet sind. Dies wird deshalb getan, um eine Umsetzung von Amplituden — in Phasenmodulation zu vermeiden, die mit einer sich verändernden Belastung des Schwingkreises 115 während des Trägerwellen-Zyklusses zusammenhängt, und die bei direktem Zusammenschalten der Begrenzerdioden mit dem Schwingkreis 115 verursacht werden würde.

Die Schaltungsanordnung zwischen den Klemmen A, A\ die den Widerstand 121 und die Dioden 122, 123 aufweist, begrenzt die Spitzenamplitude des angehobenen Trägerpotentials, das an die Produkt-Demodulatoren 130, 140 angelegt wird. Die Dioden 122, 123 sind vorzugsweise Schottky-Sperrschichtdioden mit einer Sperrspannung in Vorwärtsrichtung von etwa 0,2 Volt. Auf diese Weise ist eine ausreichende Begrenzung der Trägerwellen-Ausschläge möglich, um einen der Silizium-Transistoren von jedem der Produkt-Demodulatoren (131 oder 132 von 130, 141 oder 142 von 140) über den gesamten Demodulations-Zyklus hinweg teilweise leitend zu halten, um einen kontinuierlichen Entladungsweg für die in den Emitter-Streukapazitäten 133, 143 gespeicherten Ladungen zu erhalten.
Es wird jedoch nichts dagegen getan, die nach oben gehenden Träger-Spannungsausschläge an den Emitter Elektroden der Transistoren 131, 132, 141, 142 be züglich des geerdeten Referenz-Potentials zu beschränken. Derartige Beschränkungen treten üblicherweise ir den gezeigten Arten von Produkt-Demodu'.atoren auf um Umsetzungsvorgänge von Amplituden-Modulatior in Phasenmodulation zu vermeiden, die durch das La den und Entladen der Streukapazitäten 133, 143 au Grund der Trägerwellen-Signale verursacht werden die an die Basen der Transistoren 131, 132, 141, 14; gelegt werden.

Die gemeinsame Wirkung der Bauelemente 121 bi 127 kompensiert und hebt die unerwünschten Amplitu denmodulation - in - Phasenmodulation-UmsetzungseT fekte über dem Linear-Video-Demodulator auf, dl· durch die noch verbleibende Aufladung der Streukapa Zitaten 133, 143 an den Emittern der Transistoren 131 132, 141, 142 erzeugt werden. Die Art, in der dies Kompensation vollzogen wird, scheint einer leichte; Untersuchung nicht zugänglich zu sein, die Festlegun der Bauweise jedoch, die nötig ist. um diese Kompensa tion zu erreichen, ist ein Gesichtspunkt der vorliegen den Erfindung.

Die Transistoren 124, 125 im Schaltkreis gemä

F i g. 2 wirken als Emitterfolger hauptsächlich während des positiveren Teils der angehobenen Trägersignale, die jeweils an die Basen dieser Transistoren angelegt werden. Wenn größere negative Ausschläge des angehobenen Trägersignals auftreten als die, die an der Basis von einem der Transistoren angelegt werden, wird das Potential an dessen Emitter positiv durch die Kopplung über die in Vorwärlsrichtung vorgespannte Diode der Dioden 122, 123 mit dem Emitter der anderen Diode. Die Werte der Widerstände 126,127 werden groß genug gewählt, um dieses positive Spannungsüberschwingen zu ermöglichen, um den Basisemitter-Halbleiterteil von jedem der Transistoren 124, 125 während eines Teils des Zyklus der angehobenen Trägerwelle in umgekehrter Richtung vorzuspannen, wobei dieser Teil des Zyklus sich einer Halbperiode nähert, da der Ausschlag der angehobenen Trägerwellenspannungen immer mehr einen Schwellwert übersteigt. Die resultierende Spannungswellenform am Emitter der Transistoren 124, 125 sind für angehobene Trägerspannungen mit relativ großer Auslenkung in F i g. 2 dargestellt und mit den Bezugszeichen W und IV bezeichnet. Die Emitterfolgcrwirkung des Transistors 124 oder 125 erzeugt eine gleichgerichtete Spitze während der positiven Ausschläge der angehobenen Trägerspannung, die an die Basis angelegt ist. Die entsprechende Emitterfolgerwirkung des anderen Transisi. rs, der über die antiparallele Schaltung der Dioden 122. 123 verbunden ist, erzeugt eine etwas kleinere Spitze gleicher Polarität während der nächsten Halbperiode der angehobenen Trägerwelle.

Die Differenzspannung zwischen den Wellenformen VV und W ist im wesentlichen eine Rechteck-Spannung. Diese Differenzsspannung tritt zwischen den Klemmen A und A auf und stellt angehobene Trägerschaltsignale für die Produkt-Demodulatoren 130. 140 dar. Für angehobene Trägersignale mit Ausschlägen, die kleiner sind als der Schwellwert, wirken die Transistoren 124. 125 während der ganzen Trägerperiode als Emitterfolger.

Die Begrenzungswirkung, die durch die antiparaliel geschalteten Dioden 122, 123 für Trägerwellensignale mit großen Ausschlägen vorhanden ist. ist begrifflich dem einfacheren Signalbegrcnzer gemäß F i g. 1 ähnlich. Bei jeder Halbperiode der angehobenen Trägerwelle führt die Emitlerfolgerwirkung einer der Transistoren 124, 125 dazu, daß der angehobene Träger durch die niedere Quellenimpedanz, die durch feste Kopplung mil den antiparaliel geschalteten Dioden 122. 123 verbunden ist. begrenzt wird. Diese niedere Quellenimpedanz liegt in der gleichen Größenordnung wie die Impedanz der in Vorwärtsrichtung vorgespannten Diode der Begrenzerdioden 122, 123. Daher wird sogar auch eine gute Begrenzerbandbreite erhalten, obwohl der Stromfluß durch die leitende Diode 122. 123 nur ein Bruchteil eines Milliamperes ist. wie dies durch den Widerstandswert des Emitterwiderstandes (126 oder 127) des anderen, nicht leitenden Transistors der über die Kollektoren verbundenen Transistoren 124. 125 festgelegt ist. Bei der nächsten Halbperiode der angehobenen Trägerwelle tritt ein ähnlicher Zustand bei den Bauelementen 122, 124 und 126 auf. wobei die Rollen mit ihren Gegenstücken 123. 125 und 127 vertauscht sind.

Dieser Gegentakt-Betrieb der mit den Kollektoren verbundenen Transistoren, durch den wechselseitig eine Signalquelle mit niederer Impedanz durch die Emitterfolgerwirkung der Begrenzerdioden erzeugt wird, ermöglicht ein Laden und Entladen der Begrenzerkapazitäten, wobei nur NPN-Transistoren verwendet werden. Dies ist bei den üblichen integrierten Schaltkreisen in Monolith-Bauweise wichtig, da NPN-Transistoren im Gegensatz zu den komplementären PNP-Transistoren ein gutes Hochfrequenzverhalten besitzen. Es ist auch nicht notwendig, eine negative Gesamtrückkopplungsanordnung zu benutzen, um eine niedere Quellenimpedanz, die die Tendenz hat, unerwünschte Rückkoppeleffekte auszulösen, zu erhalten.

Der Widerstandswert der in Vorwärtsrichtung vorgespannten Diode 122 oder 123 beeinflußt die zuvorgenannte Kompensation der Effekte bei der Aufladung der Kapazitäten in den Produkt-Demodulatoren 130, 140; und dieser Widerstandswert kann mit einem zweiseitig ieiienden Widerstand 121 erhöht werden (vgl. F i g. 2), um die Kompensation zu verbessern. F i g. 3 stellt die Wirkung dar, wenn man den vergrößernden Widerstandswert im Schaltkreis von F i g. 2 verändert.

Wenn der vergrößernde Widerstandswert, beispielsweise der Widerstand 121, Null ist, so steigt die effektive Phasenlaufzeit der angehobenen Trägerwelle an, die mit dem angehobenen Trägerpegel ansteigt, wenn einmal der Spitzenwert dieses Pegels den Leitungs-Schwellwert für eine in Vorwärtsrichtung vorgespannte Diode übersteigt. Im Falle, daß der vergrößernde Widerstand unendlich ist — das ist dann der Fall, wenn die antiparallel geschalteten Dioden nicht im Schaltkreis vorhanden sind —, so nimmt die effektive Phasenlaufzeit der angehobenen Trägerwelle mit zunehmendem Trägerpegel ab.

Wenn der vergrößernde Widerstand 121 im Schaltkreis gemäß F i g. 2 einen Wert von 51 Ohm hat. so kann ein dazwischenliegender Zustand gefunden werden, bei dem die effektive Phasenlaufzeit der angehobenen Trägerwelle im wesentlichen konstant bleibt, da der Spitzenpegel der Trägerwelle über den Leitungs-Schwellwert der Dioden 122, 123 ansteigt. Auftretende zufällige Phasenmodulation bei einem voll ausmodulierten starken Signal kann am Ausgang eines nachfolgenden Video-Verstärkers (nicht dargestellt) auf weniger als 5 oder 6° beschränkt werden. Der vergrößernde Widerstand 121 kann derart gewählt werden, daß er zufällige Phasenstörungen im nachfolgenden Video-Verstärker kompensiert.

Der fur eine im wesentlichen konstante effektive Phasenlaufzeit benötigte vergrößernde Widerstand ist dann kleiner, wenn die über die Kollektoren verbundenen Verstärker-Transistoren 124.125 für einen Emitterfolgerbetrieb für Teilperioden anstatt für einen Emittcrfolgerbetrieb für die gesamte Periode vorgespannt sind. Dies trägt dazu bei, die Begrenzerbandbreite aufrecht zu erhalten.

Fi g. 4 zeigt anstatt der Elemente 121. 122, 123 zwisehen den Klemmen A. A eine andere Schaltungsmöglichkeit, um den Durchlaßwiderstand der antiparallel geschalteten Dioden in einem Netzwerk zwischen den Klemmen .4, A zu vergrößern.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (7)

"7 Patentansprüche:

1. Signalbegrenzer mit einer Queiie iüi erste und zweite gegenphasige Eingangssignale, mit ersten und zweiten Transistoren, die jeweils Basen, Emitter und Kollektoren aufweisen, und deren Kollektoren miteinander verbunden sind, mit einem antiparallel geschalteten Dioden-Paar und mit einem Differenzverstärker, der eine erste und eine zweite Eingangsklemme und einen Ausgangsschaltkreis aufweist, um den an die Eingangsklemmen anliegenden Signalen ein differentielles Verhalten zu geben, d a durch gekennzeichnet, daß die Basen der ersten und zweiten Transistoren (124, 125) mit der Queiie verbunden sind, um das erste bzw. zweite Eingangssignal zu erhalten, daß die Eingangsklemmen des Differenzverstärkers (130, 140) jeweils mil den voneinander getrennten Emittern der ersten bzw. zweiten Transistoren (124, 125) verbunden sind, daiß das antiparallel geschaltete Dioden-Paar (122, 123) zwischen die ersten und zweiten Eingangsklemmen des Differenzversiärkers (130, 140) gelegt ist und daß Bauelemente (126, 127) vorgesehen sind, um einen Emitterstrom durch die Emitter der ersten und zweiten Transistoren (124. 125) zu erhalten, der im wesentlichen ausreicht, um die Leitfähigkeit in Durchlaßrichtung der entsprechenden Halbleiterverbindungen während einer Teil-Periode des ersten bzw. zweiten Eingangssignales aufrecht zu erhalten, wenn die Eingangssignale groß genug sind, daß die Signale, die zwischen den ersten und zweiten Eingängen des Differenzverstärkers auftreten, begrenzt werden.

2. Signalbegrenzer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß dritte und vierte Transistoren (131, 141 bzw. 132, 142), die jeweils Basen und Emitter mit einer dazwischenliegenden Basis-Emitter-Halbleiterverbindung und einen Kollektor besitzen, in emittergekoppelter Verstärkeranordnung verbunden sind, um den Differenzverstärker (130, 140) zu bilden, wobei die ersten und zweiten Eingänge des Differenzverstärkers (130, 140) jeweils mit den Basen der ersten bzw. zweiten Transistoren (131, 141 bzw. 132, 142) verbunden sind und wobei der Ausgangsschaltkreis des Differenzverstärkers (130, 140) eine Kollektor-Emitterleitung von wenigstens einem der ersten und zweiten Transistoren (124, 125) aufweist.

3. Signalbegrenzer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Dioden (122, 123) während des Durchlaßbetriebes Halbleiterverbindungen mit niederer charakteristischer Durchlaßspannung (offset-Spannung) sind als bei den Basis-Emitter-Halbleiterverbindungen der dritten und vierten Transistoren (131, 141 bzw. 132,

4. Signalbegrenzer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein in beiden Richtungen leitender Widerstand (121) in Reihe mit jeder der ersten und zweiten Dioden (122,123) geschaltet ist.

5. Signalbegrenzer nach Anspruch 1, um symmetrisch begrenzte Signale in bezug zu den Eingangssignalen zu erhalten und um diese nachfolgend an Anwendungsanordnungen weiterzuleiten, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Dioden (122, 123) jeweils eine Anode und eine Kathode und ieweils mit diesen Anoden bzw. Kathoden verbundene Streukapazitäten, die zwischen wenigstens pLr der Elektroden und einem Referenz-Potential w"rken aufweisen, wobei eine Quelle für die Em- «ngssignale auf dieses Referenz-Potential bezogen ist und wobei eine yuenemmpcua,^ .«..,«„uu, ,m. Hie für den Frequenzbereich der Eingangssignale k einer ist als die Impedanz der Streukapazitäten, daß Anordnungen vorhanden sind, um die erste Ei_n-S!£Semme des Differenzverstärkers (130, 140) mit der Quelle für die Eingangssignale zu verbinden, Haß w-terhin Mittel vorhanden sind, um die Anode Her er*t«-n Diode (122) und die Kathode der zweiten ninrfe"il23) mit der ersten Eingangsklemme des Kierenzverstärkers (130. 140) »verbinden, daß Anordnungen vorhanden sind, um die Kathode der ersten Diode (122) und die Anode der zweiten D.ode Π23) mit der zweiten Eingangsklemme des Differenzverstärkers (130, 140) zu verbinden und dall Widerstands-Bauelemente (126, 127) vorhanden sind um die zweite Eingangsklemme des Differenzverstärkers (130, 140) mit dem Referenz-Potentials zu verbinden, wobei die Widerstands-Bauelemente (126 127) einen Widerstandswert aufweisen, der wenigstens eine Größenordnung giößer ist als die Impedanzen jener der zuvor genannten Verbindunes-Anordnungen und auch um wenigstens eine Größenordnung größer ist als die Quellenimpedanz der Quelle für die Eingangssignale.

6 Signalbegrenzer nach Anspruch 1. mn einer Quelle für die modulierten Trägerwellensignale, dadurch gekennzeichnet, daß ein auf die modulierten Trägerwellensignalen ansprechender abgeglichener antiresonant*- Schwingkreis (115) vorgesehen ,st. um eine Gegenphase der ersten und zweiten selektiv gefilterten Trägerwellenspannungen zu erhalten. wobei" die ersten und zweiten Transistoren (124, 125) mit verbundenen Kollektoren jeweils eine Eineangsklemme besitzen, die direkt mit dem abgeglichenen Schwingkreis (115) verbunden ist, um die erste bzw zweite selektiv gefilterte Trägerwellenspannung zu erhalten, und wobei jeder der Transistoren (124, 125) eine Ausgangsklemme hat, daß die dritten und vierten Transistoren (131, 141 bzw. 132, 142) jeweils einen Emitter und eine Basis mit einer dazwischenliegenden Emitter-Basis-Halbleiterverbindung und einen Kollektor aufweisen, wobei die dritten und vierten Transistoren (131, 141 bzw. 132 142) als Produkt-Demodulatoren angeordnet sind daß die Emitter der dritten und vierten Transistorer (131, 141 bzw. 132, 142) miteinander verbunden unc derart angeordnet sind, um modulierte Trägerwel lensignale von der Quelle zu erhalten, wobei die Ba sis-Eicktroden der dritten bzw. vierten Transistorer (131 141 bzw. 132, 142) derart verbunden sind, un die Äusgangssignale der Transistor-Verstärker mi verbundenen Kollektoren zu trennen, und daß we niestens einer der Kollektoren der dritten ode vierten Transistoren (131,141 bzw. 132.142) mit dt Anwendungsanordnung (150) verbunden ist.

7. Ein Amplitudenmodulations-Demodulator fü angehobene Trägerwellen nach Anspruch 6, da durch gekennzeichnet, daß die ersten und zweite Dioden (122, 123) während des Durchlasses in Vor wärtsrichtung eine charakteristische DurchlaO Spannung (offset-Potential) besitzen, die niedrige ist als die Emitterbasis-Verbindung der ersten un zweiten Transistoren (124, 125), und daß erste un zweite in beiden Richtungen leitende Widerstand

• weils in Reihe mit den einzelnen ersten und zwei-^J _ten Dioden (122, 123} innerhalb der Antiparallel-Schaltung verbunden sind (F i g. 4).

n-P^i

»r1iil:ti

hobene Trägerwellen nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Dioden (122 123) während des Durchlasses in »/orwärtsrichtung eine charakteristische Durchlaß-Spannung (offset-Potential) besitzen, die kleiner ist als die Emitterbasis-Verbindungen der ersten und zweiten Transistoren (124, 125), und daß ein zweiseitig lei-Widerstaiid (121) mit beiden Dioden (122, ι Reihe geschaltet ist.