DE3234152A1

DE3234152A1 - Triggerschaltung

Info

Publication number: DE3234152A1
Application number: DE19823234152
Authority: DE
Inventors: Dennis Michael 94538 Fremont Calif. Monticelli
Original assignee: National Semiconductor Corp
Current assignee: National Semiconductor Corp
Priority date: 1981-10-05
Filing date: 1982-09-15
Publication date: 1983-04-14
Also published as: DE3234152C2; US4431930A; JPH0446010B2; JPS5871718A; FR2514217A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Triggerschaltung oder ein digitales Zeitbereichsrauschfilter.Ihr Anwendungsbereich betrifft digitale Nachrichtensysteme. Sie ist insbesondere von Bedeutung für die Anwendung in Trägerstrom-Übertragungssystemen. Es wurde bereits eine Differential-Probenahme- und Haltekupplungsschaltung vorgeschlagen, bei der ein Vergleicher den Digitalempfängerausgang in einem frequenzmodulierten System bildet, das einen gewissen Grad von Rauschunempfindlichkeit aufweist. Jedoch ist ein TrägerStromsystem noch immer dem Impulsrauschen unterworfen, das im allgemeinen auf Starkstromleitungen vorhanden ist. Eine weitere Unterdrückung des Rauschens ist sehr erwünscht. Die Erfindung betrifft ein Zeitbereichsfilter, das in einen Trägerstromempfänger nach dem vorstehend erwähnten Vergleieher eingesetzt werden kann.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine monolithische integrierte Schaltung zu schaffen, die in der Lage ist, auf ein Digitalsignal mit einer Eingangsschalthysterese anzusprechen, wie sie normalerweise durch eine Schmitt-Triggerschaltung erreicht wird. Es soll eine digitale Zeitbereichsfilterschaltung geschaffen werden, die in einem Digitalsignalempfänger eingesetzt werden kann, um dessen Unempfindlichkeit gegen Rauschen zu erhöhen. Dabei soll ein Kondensator von einem'Steilheits- oder Magnetverstärker (transconduetance amplifier) aus betrieben werden, der einen Dateneingang aufweist, derart, daß der Kondensator einen sägezahn- oder rampenartigen Stromver-

lauf entwickelt, der wiederum einen Hysterese-Schaltzwischenspeicher bzw. eine Halteschaltung für Speicherzwecke mit Hysterese (a hysteresis switching latch) betreibt, die einen Datenausgang mit verbesserter Rauschunempfindlichkeit vorbringt.

Die Lösung dieser Aufgabe und weitere Vorteile werden erreicht mit Hilfe der folgenden Schaltungsbauelemente: Es wird eine einfache Speicherhalteschaltung (latch) mit einem Hysteresetreiber vorgesehen, in dem ein Paar von Komplementärtransistoren in Emitterschaltung verwendet wird. Ein Transistor (der vom PNP-Typ) ist mit seinem Kollektor direkt mit der Rücksetzklemme der Halteschaltung verbunden, wogegen der andere Transistor (der vom NPN-Typ) mit seinem Kollektor über eine Stromspiegelschaltung mit der Setzklemme der Halteschaltung verbunden ist. Beide Komplementärtransistoren sind von den Basiselektroden aus an eine Vorspannung ν_ππ1-, zurückgeführt, die nor-

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malerweise bei 2V_ßE betrieben wird. Wenn also das Signal am Eingang auf V_B„ abfällt, schaltet der NPN-Transistor ein, das Eingangssignal wird an V_RT-, festgeklemmt und die Halteschaltung wird gesetzt. Wenn das Eingangspotential auf 3V_ßE ansteigt, schaltet der PNP-Transistor ein, das Eingangssignal wird an 3V_O_ festgeklemmt und die Halteschaltung oder der Zwischenspeicher zurückgesetzt. Somit wird ein Ansprechen mit Hysterese derart erzeugt, daß ein Bereich von der Größe 2V_n„ überspannt und der Ausgang des Steilheits- oder Magnetverstärkers (transconductance amplifier) aufgrund der Klemmwirkung von der Sättigung ferngehalten

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wird.

Ein Kondensator wird zwischen den Hystereseeingang und Erde gekoppelt und von einem Steilheitsverstärker aus betrieben, der seinerseits von einem Dateneingangssignal betätigt wird. Wenn das Datensignal die Aufladung des Kondensators veranlaßt, wird an dem Kondensator eine positive Rampe erzeugt, und wenn der Kondensator zur Entladung gebracht wird, wird eine entsprechende nach unten gerichtete oder negative Rampe erzeugt. Eine solche Schaltung spricht nicht an, wenn die in dem Dateneingang vorhandenen Rauschspitzen schmaler sind als die Rampenbreite, so daß eine Tiefpaß-Rauschfilterwirkung erhalten wird. Genauer gesagt, die Schaltung unterscheidet das Rauschen aufgrund seiner zeitlichen Dauer, statt aufgrund seines Frequenzspektrums.

Im folgenden ist die Erfindung anhand der in der Zeichnung veranschaulichten Ausführungsbeispiele erläutert. Es zeigen

Fig. 1 ein Blockschema der Schaltung gemäß der Erfindung,

Fig. 2 eine Gruppe von Kurvendarstellungen der in der Schaltung nach Fig. 1 erzeugten Signale und

Fig. 3 das Schaltbild einer Schaltung gemäß der Erfindung in der Ausführung als integrierte Schaltung. Wie Fig. 1 zeigt, wird die Schaltung von einer Energiequelle aus betrieben, die zwischen der positiven Klemme 8 und Erde 9 angelegt wird. Eine Halteschaltung oder ein

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Zwischenspeicher 10 mit den Klemmen RS bildet einen digitalen Ausgangswert Q an der Klemme 11. Ein NPN-Transistor 12 und ein PNP-Transistor 13 sind an die Setz- und die Rücksetzklemme der Schaltung 10 angekoppelt. Die Komplementärtransistoren 12 und 13 liegen in Emitterschaltung an dem Schaltungsknoten 14. Ihre Basiselektroden sind gemeinsam an eine Spannungsquelle V mit der Klemme 15 zurückgeführt. Typischerweise wird der Wert von V_,„„ auf der Spannung 2V_O„ oder

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1,2 V bei 25° C gehalten. Der Kollektor des Transistors 13 ist direkt mit der Rücksetzklemme der Halteschaltung 10 verbunden, während der Kollektor des Transistors 12 über eine Stromspiegelschaltung 16 mit der Setzklemme der Halteschaltung 10 verbunden ist.

Der Knotenpunkt 14 wird positiv betrieben. Wie ersieht-

lieh, schaltet der Transistor ein, wenn das Potential den

Wert 3V_.„ überschreitet, und bewirkt eine Klemmung des Pots JtL

tentials wegen der niedrigen Eingangsimpedanz der Schaltung mit gemeinsamer Basis. Zur gleichen Zeit wird ein Rücksetzstromimpuls an die Halteschaltung 10 gelegt.

Wenn der Knotenpunkt 14 nach unten oder ins Negative betrieben wird, schaltet der Transistor 12 ein, sobald das Potential unter den Wert V_n„ geht, und bewirkt die Klemmung

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des Potentials auf diesem Spannungsbetrag wegen der niedrigen gemeinsamen Eingangsimpedanzbasis. Zur gleichen Zeit koppelt der Transistor 12 einen Stromimpuls an den Spiegel 16, der wiederum einen gespiegelten Stromimpuls an die Setzklemme der Halteschaltung Io koppelt.

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Der Kondensator 17 liegt zwischen dem Knotenpunkt und Erde. Sein Spannungswert wird ausgewählt in Kombination mit der Fähigkeit des Steilheits- oder Magnetverstärkers 18 zur Lieferung eines Betriebsstroms für die Bildung einer Rampen- oder Sägezahnspannung am Knotenpunkt 14. Der Verstärker 18 wird differentiell von den Eingangsklemmen 19 und 20 aus betrieben, und zwar aus der Quelle eines Datensignals von der Wellenform A in Fig. 2. Wenn ein solches Signal in einem Trägerstromsystem angewendet wird, kann es mit Rauschen behaftet sein. Die Wellenform A in Fig. 2 veranschaulicht Rauschimpulse bei 21, 22 und 23. Während der Rauschimpuls 22 positiv ist und zwischen Datenimpulsen auftritt, treten die Impulse bei 21 und 23 innerhalb eines Datenimpulses auf und beide sind negativ. Wie die Wellenform B in Fig. 2 zeigt, erzeugt das Vorhandensein eines Kondensators 17 eine Rampen- oder Sägezahnspannungsfunktion, die zur Folge hat, daß der Knoten 14 zwischen ν_ππ und 3V_,„ schwankt. Praktisch überläuft der Verstärker 18, wenn er von den Klemmen 19 und 20 aus betrieben wird, den Knoten 14, der durch die Transistoren 12 und 13 festgeklemmt ist. Die Wellenform C von Fig. 2 zeigt den Ausgang Q der Halteschaltung 10. Die schmalen Rauschimpulse bei 21, 22 und 23 dauern nicht lang genug, um es zu ermöglichen, daß die Rampenfunktion den Knoten 14 genügend weit zum Ausschwingen bringt, um die Halteschaltung 10 zu betätigen. Mit anderen Worten, jeder Rauschimpuls, der nicht breit genug, um als Datenimpuls zu erscheinen, wird durch den Digitalstromkreis ignoriert oder ausge-

filtert. Die Dxgxtalfilterwirkung erfolgt also im Zeitbereich (time domain).Wie ersichtlich, werden die Rauschimpulse 21 und 22, die nahe der Mitte eines einwandfreien Datenimpulses auftreten, durch das Filter vollständig abgewiesen. Jeder Rauschimpuls dagegen, der während der Rampenzeitspanne auftritt, wie etwa der Impuls 23, bewirkt eine Verlängerung des einwandfreien Datenimpulses, wenn er am Ausgang erscheint. Kleine Impulsbetrage mit Verzerrung verdienen gegenüber einer erheblichen Amplitudenverzerrung, die sich andernfalls ergeben würde, ohne Zweifel den Vorzug. Die meisten Datenkodxerschemata sind tolerant gegenüber kleinen Betragest eines Impulszitterns. Die Unterscheidung der Impulsbreite kann dadurch gewählt werden, daß der Wert des Kondensators 17 in Verbindung mit der Treibstromleistung des Steilheitsverstärkers 18 entsprechend verändert wird.

Fig. 3 ist ein Schaltschema, welches zeigt, wie Fig. unter Verwendung üblicher integrierter Schaltungsbauelemente verwirklicht werden kann. Da, wo die Teile die gleichen sind wie die von Fig. 1, sind dieselben Bezugsziffern benutzt worden.

Die Halteschaltung mit Speicherwirkung 10 wird verwirklicht durch die Transistoren 26 und 27 mit Lastwiderständen 28 bzw. 29. Die kreuzweise geschalteten Widerstände 30 und 31 vervollständigen die Halteschaltung. Der Kollektor des Transistors 27 liefert den Ausgangswert Q der Halteschaltung an der Ausgangsklemme 11, und der Kollektor des

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Transistors 26 liefert den Ausgangswert Q an der Klemme

Der Steilheitsverstärker 18 ist aus differentiell betätigten Transistoren 33 und 34 aufgebaut. Die Stromquelle 32 liefert den Schwanzstrom I, und die Stromspiegel-Lasttransistoren 35 und 36 liefern einen einseitigen Ausgangswert. Wenn im Betriebe die Eingangsklemme 20 unterhalb der Klemme 19 betrieben wird, fließt der größte Teil von I^ in den Transistor 33 und lädt den Kondensator 17 auf. Somit setzen die Quelle 32 und der Kondensator 17 die Auf-Rampe.

Wenn die Klemme 19 unterhalb der Klemme 20 betrieben wird, ist der Transistor 34 eingeschaltet und I₁ fließt in den Transistor 35. Sofern die Transistoren 35 und 36 die gleiche Größe haben, fließt der gleiche Strom in dem Transistor 36 und bewirkt die Entladung des Kondensators Somit wird also die Ab-Rampe gleichfalls durch die Quelle und den Kondensator 17 gesetzt.

Der Wert von V_,„_ am Knotenpunkt 15 wird auf den Ee-

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trag 2V „ festgesetzt, indem der Strom I^ aus der Quelle 37 über die Dioden 38 und 39 fließt, die dadurch in Vorwärtsrichtung vorgespannt werden. Wenn die Auf-Rampe den Knoten 14 auf die Spannung 3V₁₃^ treibt, schaltet der Transistor 13 ein, klemmt die Spannung auf diesen Betrag fest und es fließt I, als Rücksetzstrom für die Halteschaltung in die Basis des Transistors 26. Wenn die Ab-Rampe den Knoten 14 unter den Wert ν_πτπ treibt, schaltet der Tran— sistor 12 ein und klemmt die Spannung fest. An diesem Punkt fließt der gespiegelte, den Transistor 36 durch-

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fließende Strom I-, in den Transistor 12. Der Transistor 16 spiegelt wiederum den Strom I·,, der dann als Setzstrom für die Halteschaltung in die Basis des Transistors 27 fließt.

Damit ist die Erfindung so beschrieben, daß sie von sachkundigen Fachleuten verwirklicht werden kann. Natürlich bestehen andere Möglichkeiten zur Ausführung und Abwandlung der Einzelheiten. Z.B. können, wenngleich hier eine Bipolartransistorausführung im einzelnen beschrieben ist, auch andere Stromkreise wie z.B. CMOS, NMOS oder PMOS benutzt werden.

Claims

NATIONAL SEMICONDUCTOR CORPORATION, 2900 Semiconductor Drive, Santa Clara, Kalif. 95 051"(V.St.A. Titel: Triggerschaltung. Patentansprüche :

1. Triggerschaltung, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Halteschaltung für Speicherzwecke mit Digitalausgang sowie einem Setz- und einem Rücksetzeingang und ein Paar Komplementärtransistoren an dem Eingang aufweist, deren Ausgänge mit dem Setz- und dem Rücksetzeingang verbunden sind, deren Steuerelektroden gemeinsam mit einer Bezugspotentialquelle verbunden sind und deren Eingangselektroden gemeinsam mit einer Siganaleingangsschaltung verbunden sind, so daß die Halteschaltung ihren Zustand ändert,

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wenn das Eingangssignal bis auf einen ersten Schwellwert ansteigt und wenn es unter einen zweiten Schwellwert abfällt.

2. Triggerschaltung nach Anspruch 1, dadurch ge— kennzeichnet, daß einer der Ausgänge der Komplementärtransistoren direkt und der andere über eine Stromspiegelschaltung mit der Haltevorrichtung gekoppelt ist.

3. Triggerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromspiegelschaltung einen PNP-Transistor mit zwei Kollektoren aufweist, von denen der eine Kollektor direkt mit der Basis des Transistors gekoppelt ist.

4. Triggerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie mit der Quelle eines Digitalsignals und einem Sägezahngenerator kombiniert ist, so daß ein Digitalrauschfilter gebildet wird.

5. Triggerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Sägezahngenerator einen mit dem Digitalsignal gekoppelten Steilheitsverstärker oder Magnetver- stärker und einen mit seinem Ausgang gekoppelten Kondensator aufweist, der in Abhängigkeit von dem Ausgangsstrom des Steilheits- oder Magnetverstärkers aufgeladen und entladen wird und dadurch einen sägezahn- oder rampenartigen Stromverlauf in Abhängigkeit von dem digitalen Eingang zur Folge hat, eine Beseitigung digitaler Rauschsignale bewirkt, die schmaler sind als die Dauer der Sägezahnstufe oder Rampe.

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6. Triggerschaltung in Form eines Digitalfilters nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen Kondensator, der in Abhängigkeit von einem mit Rauschen behafteten digitalen Eingangssignal aufgeladen wird, und durch eine Vorrichtung zum Triggern einer Halteschaltung für Speicherzwecke am Ausgang, die einen Setz- und einen Rücksetzeingang aufweist, in Abhängigkeit von dem Lagezustand des Kondensators.

7. Triggerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Einrichtung, die dazu dient, die Halteschaltung auszulösen, wenn die Ladung des Kondensators unter eine erste vorbestimmte Spannung abfällt, sowie eine Einrichtung aufweist, die dazu dient, die Halteschaltung im Gegensinne auszulösen, wenn die Ladung des Kondensators auf eine zweite vorbestimmte Spannung ansteigt.

8. Triggerschaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß durch das Laden und Entladen den Kondensators ein sägezahnartiger Verlauf der Spannung an dem Kondensator erzeugt wird, so daß die Triggervorrichtung für Rauschimpulse, die kurzer sind als die Sägezahnrampe, unwirksam ist.