DE3234152C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Triggerschaltung mit einer Signaleingangsschaltung und einer durch diese gesteu­ erten Speicherhalteschaltung, deren Ausgangszustand wechselt, wenn das eingegebene Signal auf einen ersten Schwellenwert ansteigt oder unter einen zweiten Schwel­ lenwert abfällt, wie sie aus der DE-AS 11 15 292 bekannt ist.

Der Anwendungsbereich der Erfindung bei einer Trigger­ schaltung oder einem digitalen Zeitbereichsrauschfilter ist dabei die digitale Nachrichtentechnik, wo sie ins­ besondere für die Anwendung in Trägerstromübertragungs­ systemen von Bedeutung ist.

Es wurde bereits eine Differential-Probenahme- und Haltekupplungsschaltung vorgeschlagen, bei der ein Ver­ gleicher den Digitalempfängerausgang in einem frequenz­ modulierten System bildet, das einen gewissen Grad von Rauschunempfindlichkeit aufweist. Jedoch ist ein Trä­ gerstromsystem noch immer dem Impulsrauschen unterwor­ fen, das im allgemeinen auf Starkstromleitungen vorhan­ den ist. Eine weitere Unterdrückung des Rauschens ist sehr erwünscht. Die Erfindung betrifft ein Zeitbereichs­ filter, das in einen Trägerstromempfänger nach dem vor­ stehend erwähnten Vergleicher eingesetzt werden kann.

Auch ist bereits eine Triggerschaltung bekannt, die insbesondere zum Unterdrücken von Prellstörungen beim Öffnen und Schließen mechanischer Kontakte ausgelegt ist. Hierzu weist die bekannte Triggerschaltung eine bistabile Kippschaltung in Form einer Schmitt-Trigger- Schaltung auf, deren Eingang mit einem Kondensator ge­ koppelt ist, der bei einer Umschaltung des Schalters linear aufgeladen oder entladen wird. Das Ausgangssig­ nal der Schmitt-Trigger-Schaltung schaltet bei bestimm­ ten, für die Aufwärtsrampe und die Abwärtsrampe unter­ schiedlichen Potentialpegeln am Kondensator um, d. h. wechselt einen Ausgangssignalpegel. Dort liegt folglich eine direkte signalmäßige Ankopplung der Schmitt-Trigger- Schaltung an das Kondensatorpotential vor. Damit ist die Freiheit bei der Schaltungsauslegung und der Einstellung der Schaltungsparameter, wie etwa der Hysterese-Umschalt­ punkte etwas beeinträchtigt. Ferner werden bei der be­ kannten Triggerschaltung drei Versorgungspotentiale, nämlich positives, negatives und Massepotential zur Speisung der Schaltung benötigt, was entsprechenden Auf­ wand bei der Auslegung der Speisespannungsquelle zur Folge hat (DE-AS 11 15 292).

Aus der US-PS 34 60 000 ist eine Steuerschaltung für die Ansteuerung einer Last bekannt, bei der davon aus­ gegangen wird, daß die Last-Betriebsfrequenz erheblich niedriger als die Frequenz des eingangsseitigen Steuer­ signals ist. Mit der bekannten Schaltung soll sicherge­ stellt werden, daß kurzzeitige Signalstörungen nicht zu einer Aktivierung der Last führen. Um dies zu erreichen, ist zwischen eine mit der höherfrequenten Eingangssig­ nalquelle verbundene Triggerschaltung und die Last- Steuerschaltung eine Speicherschaltung geschaltet, die so bemessen ist, daß sie etliche Zyklen des Eingangs­ signals benötigt, bis ein zum Aktivieren der Last aus­ reichender Speicherpegel erreicht ist. Kürzerfristige Signalstörungen führen daher nicht zu einer Aktivierung der Last. Für eine Umsetzung von Eingangsnutzimpulsen in Ausgangsimpulse gleicher Frequenz ist die bekannte Steuerschaltung allerdings weder ausgelegt noch geeig­ net.

In "Das TTL Kochbuch", Texas Instruments Deutschland GmbH, Freising 1978, S. 112 bis 114 sind Entprellschal­ tungen beschrieben, bei denen beispielsweise ein RC- Glied in Reihe mit einem Schmitt-Trigger geschaltet ist oder der Schalter als Umschalter ausgelegt und mit lo­ gischen, abhängig von der Schaltstellung ihren Ausgangs­ pegel wechselnden Gliedern verbunden ist.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine gattungsgemäße, mit digitalen Eingangssignalen betreib­ bare Triggerschaltung zu schaffen, mit der sich bei gu­ ter Unempfindlichkeit gegenüber Rauschstörungen eine Eingangsschalthysterese in zuverlässiger Weise reali­ sieren läßt.

Diese Aufgabe wird mit den im neuen Patentanspruch 1 angegebenen Merkmalen gelöst.

Bei der erfindungsgemäßen Triggerschaltung ist ein Paar von komplementären Transistoren vorhanden, deren Ein­ gangselektroden gemeinsam mit einer Signaleingangs­ schaltung verbunden und deren Steuerelektroden mit einer gemeinsamen Bezugspotentialquelle gekoppelt sind. Auf­ grund der Komplementarität der Transistoren wird somit in einfacher Weise ein Hysteresebereich definiert, da jeweils einer der beiden Transistoren dann durchschal­ tet, wenn das Eingangspotential um den Basisspannungs­ abfall über das Bezugspotential ansteigt oder um diesen Betrag unter dieses absinkt. Es sind keine weiteren Hystereseglieder erforderlich. Zudem kann das mittlere Niveau des Hysteresebereiches durch einfache Verände­ rung der Bezugsspannung verlagert werden. Durch die weiterhin vorgesehene Kopplung der Ausgangsanschlüsse der komplementären Transistoren mit dem Setz- und dem Rücksetzeingang der Speicherhalteschaltung unter Zwi­ schenschaltung einer Stromspiegelschaltung in einen der beiden Zweige wird zudem erreicht, daß die Speicher­ schaltung zuverlässig und rasch bei Durchschalten je­ weils eines der komplementären Transistoren umgeschal­ tet wird, wobei die Umschaltecharakteristik trotz Ein­ satzes komplementärer Transistoren im wesentlichen symmetrisch ist. Ferner ist die Empfindlichkeit der er­ findungsgemäßen Triggerschaltung gegenüber kurzzeitigen Impulsstörungen äußerst gering.

Weiterhin soll eine digitale Zeitbereichsfilterschaltung geschaffen werden, die in einem Digitalsignalempfänger eingesetzt werden kann, um dessen Unempfindlichkeit gegen Rauschen zu erhöhen. Dabei soll ein Kondensator von einem Steilheits- oder Magnetverstärker (transcon­ ductance amplifier) aus betrieben werden, der einen Da­ teneingang aufweist, derart, daß der Kondensator einen sägezahn- oder rampenartigen Stromverlauf entwickelt, der wiederum einen Hysterese-Schaltzwischenspeicher bzw. eine Halteschaltung für Speicherzwecke mit Hy­ sterese (a hysteresis switching latch) betreibt, die einen Datenausgang mit verbesserter Rauschunem­ pfindlichkeit vorbringt.

Weitere Vorteile werden mit Hilfe der folgenden Schal­ tungsbauelemente erreicht:
Es wird eine einfache Speicherhalteschaltung (latch) mit einem Hysteresetreiber vorgesehen, in dem ein Paar von Komplementärtransistoren in Emitterschaltung verwendet wird. Ein Transistor (der vom PNP-Typ) ist mit seinem Kollektor direkt mit der Rücksetzklemme der Halteschaltung verbunden, wogegen der andere Transistor (der vom NPN-Typ) mit seinem Kollektor über eine Strom­ spiegelschaltung mit der Setzklemme der Halteschaltung verbunden ist. Beide Komplementärtransistoren sind von den Basiselektroden aus an eine Vorspannung V_REF zu­ rückgeführt, die normalerweise bei 2V_RF betrieben wird. Wenn also das Signal am Eingang auf V_BE abfällt, schal­ tet der NPN-Transistor ein, das Eingangssignal wird an V_{B E} festgeklemmt und die Halteschaltung wird gesetzt. Wenn das Eingangspotential auf 3V_BE ansteigt, schaltet der PNP-Transistor ein, das Eingangssignal wird an 3V_RF festgeklemmt und die Halteschaltung oder der Zwischen­ speicher zurückgesetzt. Somit wird ein Ansprechen mit Hysterese derart erzeugt, daß ein Bereich von der Größe 2V_BE überspannt und der Ausgang des Steilheits- oder Magnetverstärkers (transconductance amplifier) aufgrund der Klemmwirkung von der Sättigung ferngehalten wird.

Ein Kondensator wird zwischen den Hystereseeingang und Erde gekoppelt und von einem Steilheitsverstärker aus betrieben, der seinerseits von einem Dateneingangssig­ nal betätigt wird. Wenn das Datensignal die Aufladung des Kondensators veranlaßt, wird an dem Kondensator eine positive Rampe erzeugt, und wenn der Kondensator zur Entladung gebracht wird, wird eine entsprechende nach unten gerichtete oder negative Rampe erzeugt. Eine solche Schaltung spricht nicht an, wenn die in dem Da­ teneingang vorhandenen Rauschspitzen schmaler sind als die Rampenbreite, so daß eine Tiefpaß-Rauschfilterwir­ kung erhalten wird. Genauer gesagt, die Schaltung un­ terscheidet das Rauschen aufgrund seiner zeitlichen Dauer, statt aufgrund seines Frequenzspektrums.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Im folgenden ist die Erfindung anhand der in der Zeich­ nung veranschaulichten Ausführungsbeispiele erläuert. Es zeigen

Fig. 1 ein Blockschema der Schaltung gemäß der Erfindung,

Fig. 2 eine Gruppe von Kurvendarstellungen der in der Schaltung nach Fig. 1 erzeugten Signale, und

Fig. 3 das Schaltbild einer Schaltung gemäß der Erfin­ dung in der Ausführung als integrierte Schal­ tung.

Wie Fig. 1 zeigt, wird die Schaltung von einer Energie­ quelle aus betrieben, die zwischen der positiven Klemme 8 und Erde 9 angelegt wird. Eine Halteschaltung oder ein Zwischenspeicher 10 mit den Klemmen RS bildet einen digitalen Ausgangswert an der Klemme 11. Ein NFN-Transistor 12 und ein PNP-Transistor 13 sind an die Setz- und die Rücksetz­ klemme der Schaltung 10 angekoppelt. Die Komplementärtran­ sistoren 12 und 13 liegen in Emitterschaltung an dem Schal­ tungsknoten 14. Ihre Basiselektroden sind gemeinsam an eine Spannungsquelle V_REF mit der Klemme 15 zurückgeführt. Typi­ scherweise wird der Wert von V_REF auf der Spannung 2V_BE oder 1,2 V bei 25°C gehalten. Der Kollektor des Transistors 13 ist direkt mit der Rücksetzklemme der Halteschaltung 10 verbunden, während der Kollektor des Transistors 12 über eine Stromspiegelschaltung 16 mit der Setzklemme der Halte­ schaltung 10 verbunden ist.

Der Knotenpunkt 14 wird positiv betrieben. Wie ersicht­ lich, schaltet der Transistor 13 ein, wenn das Potential den Wert 3V_BE überschreitet, und bewirkt eine Klemmung des Po­ tentials wegen der niedrigen Eingangsimpedanz der Schaltung mit gemeinsamer Basis. Zur gleichen Zeit wird ein Rücksetz­ stromimpuls an die Halteschaltung 10 gelegt.

Wenn der Knotenpunkt 14 nach unten oder ins Negative betrieben wird, schaltet der Transistor 12 ein, sobald das Potential unter den Wert V_BE geht, und bewirkt die Klemmung des Potentials auf diesem Spannungsbetrag wegen der niedri­ gen gemeinsamen Eingangsimpedanzbasis. Zur gleichen Zeit koppelt der Transistor 12 einen Stromimpuls an den Spiegel 16, der wiederum einen gespiegelten Stromimpuls an die Setzklemme der Halteschaltung 10 koppelt.

Der Kondensator 17 liegt zwischen dem Knotenpunkt 14 und Erde. Sein Spannungswert wird ausgewählt in Kombina­ tion mit der Fähigkeit des Steilheits- oder Magnetver­ stärkers 18 zur Lieferung eines Betriebsstroms für die Bildung einer Rampen- oder Sägezahnspannung am Knotenpunkt 14. Der Verstärker 18 wird differentiell von den Eingangs­ klemmen 19 und 20 aus betrieben, und zwar aus der Quelle eines Datensignals von der Wellenform A in Fig. 2. Wenn ein solches Signal in einem Trägerstromsystem angewendet wird, kann es mit Rauschen behaftet sein. Die Wellenform A in Fig. 2 veranschaulicht Rauschimpulse bei 21, 22 und 23. Während der Rauschimpuls 22 positiv ist und zwischen Datenimpulsen auftritt, treten die Impulse bei 21 und 23 innerhalb eines Datenimpulses auf und beide sind negativ.

Wie die Wellenform B in Fig. 2 zeigt, erzeugt das Vor­ handensein eines Kondensators 17 eine Rampen- oder Säge­ zahnspannungsfunktion, die zur Folge hat, daß der Knoten 14 zwischen V_BE und 3V_BE schwankt. Praktisch überläuft der Verstärker 18, wenn er von den Klemmen 19 und 20 aus betrieben wird, den Knoten 14, der durch die Transistoren 12 und 13 festgeklemmt ist. Die Wellenform C von Fig. 2 zeigt den Ausgang der Halteschaltung 10. Die schmalen Rauschimpulse bei 21, 22 und 23 dauern nicht lang genug, um es zu ermöglichen, daß die Rampenfunktion den Knoten 14 genügend weit zum Ausschwingen bringt, um die Halte­ schaltung 10 zu betätigen. Mit anderen Worten, jeder Rausch­ impuls, der nicht breit genug, um als Datenimpuls zu erschei­ nen, wird durch den Digitalstromkreis ignoriert oder ausge­ filtert. Die Digitalfilterwirkung erfolgt also im Zeitbe­ reich (time domain). Wie ersichtlich, werden die Rauschim­ pulse 21 und 22, die nahe der Mitte eines einwandfreien Datenimpulses auftreten, durch das Filter vollständig abgewiesen. Jeder Rauschimpuls dagegen, der während der Rampenzeitspanne auftritt, wie etwa der Impuls 23, be­ wirkt eine Verlängerung des einwandfreien Datenimpulses, wenn er am Ausgang erscheint. Kleine Impulsbeträge mit Verzerrung verdienen gegenüber einer erheblichen Amplitu­ denverzerrung, die sich andernfalls ergeben würde, ohne Zweifel den Vorzug. Die meisten Datenkodierschemata sind tolerant gegenüber kleinen Beträgen eines Impulszitterns. Die Unterscheidung der Impulsbreite kann dadurch gewählt werden, daß der Wert des Kondensators 17 in Verbindung mit der Treibstromleistung des Steilheitsverstärkers 18 entsprechend verändert wird.

Fig. 3 ist ein Schaltschema, welches zeigt, wie Fig. 1 unter Verwendung üblicher integrierter Schaltungsbauelemen­ te verwirklicht werden kann. Da, wo die Teile die gleichen sind wie die von Fig. 1, sind dieselben Bezugsziffern be­ nutzt worden.

Die Halteschaltung mit Speicherwirkung 10 wird ver­ wirklicht durch die Transistoren 26 und 27 mit Lastwider­ ständen 28 bzw. 29. Die kreuzweise geschalteten Widerstände 30 und 31 vervollständigen die Halteschaltung. Der Kollek­ tor des Transistors 27 liefert den Ausgangswert der Hal­ teschaltung an der Ausgangsklemme 11, und der Kollektor des Transistors 26 liefert den Ausgangswert Q an der Klemme 25.

Der Steilheitsverstärker 18 ist aus differentiell be­ tätigten Transistoren 33 und 34 aufgebaut. Die Stromquelle 32 liefert den Schwanzstrom I₁ und die Stromspiegel-Last­ transistoren 35 und 36 liefern einen einseitigen Ausgangs­ wert. Wenn im Betriebe die Eingangsklemme 20 unterhalb der Klemme 19 betrieben wird, fließt der größte Teil von I₁ in den Transistor 33 und lädt den Kondensator 17 auf. Somit setzen die Quelle 32 und der Kondensator 17 die Auf-Rampe.

Wenn die Klemme 19 unterhalb der Klemme 20 betrieben wird, ist der Transistor 34 eingeschaltet und I₁ fließt in den Transistor 35. Sofern die Transistoren 35 und 36 die gleiche Größe haben, fließt der gleiche Strom in dem Transistor 36 und bewirkt die Entladung des Kondensators 17. Somit wird also die Ab-Rampe gleichfalls durch die Quelle 32 und den Kondensator 17 gesetzt.

Der Wert von V_REF am Knotenpunkt 15 wird auf den Be­ trag 2V_BE festgesetzt, indem der Strom I₂ aus der Quelle 37 über die Dioden 38 und 39 fließt, die dadurch in Vor­ wärtsrichtung vorgespannt werden. Wenn die Auf-Rampe den Knoten 14 auf die Spannung 3V_BE treibt, schaltet der Tran­ sistor 13 ein, klemmt die Spannung auf diesen Betrag fest und es fließt I₁ als Rücksetzstrom für die Halteschaltung in die Basis des Transistors 26. Wenn die Ab-Rampe den Knoten 14 unter den Wert V_BE treibt, schaltet der Tran­ sistor 12 ein und klemmt die Spannung fest. An diesem Punkt fließt der gespiegelte, den Transistor 36 durch­ fließende Strom I₁ in den Transistor 12. Der Transistor 16 spiegelt wiederum den Strom I₁, der dann als Setzstrom für die Halteschaltung in die Basis des Transistors 27 fließt.

Damit ist die Erfindung so beschrieben, daß sie von sachkundigen Fachleuten verwirklicht werden kann. Natür­ lich bestehen andere Möglichkeiten zur Ausführung und Ab­ wandlung der Einzelheiten. Zum Beispiel können, wenngleich hier eine Bipolartransistorausführung im einzelnen beschrieben ist, auch andere Stromkreise wie z. B. CMOS, NMOS oder PMOS benutzt werden.

Claims (4)

1. Triggerschaltung mit einer Signaleingangsschaltung (17 bis 20) und einer durch diese gesteuerten Spei­ cherhalteschaltung (10), deren Ausgangszustand wech­ selt, wenn das eingegebene Signal auf einen ersten Schwellenwert ansteigt oder unter einen zweiten Schwel­ lenwert abfällt, dadurch gekennzeichnet, daß ein Paar komplementärer Transistoren (12, 13) vor­ gesehen ist, deren Eingangselektroden gemeinsam mit der Signaleingangsschaltung (17 bis 20) verbunden sind, deren Steuerelektroden gemeinsam mit einer Bezugs­ spannungsquelle (37 bis 39) gekoppelt sind und deren Ausgänge jeweils mit einem Setzeingang bzw. einem Rücksetzeingang der Speicherhalteschaltung (10) ver­ bunden sind, wobei einer der Ausgänge der komplemen­ tären Transistoren (12, 13) direkt mit der Speicherhalte­ schaltung (10) und der andere Ausgang über eime Strom­ spiegelschaltung (16) mit der Speicherhalteschaltung (10) verbunden ist.

2. Triggerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromspiegelschaltung (16) einen PNP-Transistor mit zwei Kollektoren aufweist, von denen einer direkt mit der Basis des PNP-Transistors verbunden ist.

3. Triggerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß sie mit einer Digitalsignalquelle und einem Säge­ zahngenerator (17, 18) zur Bildung eines Digitalrausch­ filters zusammengefaßt ist.

4. Triggerschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Sägezahngenerator (17, 18) einen mit der Digital­ signalquelle gekoppelten Steilheits- oder Magnetverstär­ ker (18) und einen mit dessen Ausgang verbundenen Kon­ densator (17) aufweist, der in Abhängigkeit vom Ausgangs­ strom des Steilheits- oder Magnetverstärkers (18) geladen und entladen wird, um eine Sägezahnfunktion in Abhän­ gigkeit vom digitalen Eingangssignal zu erzeugen.