DE19502111A1 - Sendeempfänger für Zeitmultiplex-Mehrfachzugriff/Zeitmultiplex-Duplexbetrieb - Google Patents
Sendeempfänger für Zeitmultiplex-Mehrfachzugriff/Zeitmultiplex-DuplexbetriebInfo
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Description
Die Erfindung betrifft allgemein einen
Sendeempfänger für Zeitmultiplex-
Mehrfachzugriff/Zeitmultiplex-Duplexbetrieb (im
folgenden mit den bekannten Abkürzungen TDMA/TDD
von Time Division Multiple Access bzw. Time
Division Duplex bezeichnet). Speziell geht es um
einen TDMA/TDD-Sendeempfänger, bei dem ein
spannungsgesteuerter Oszillator (im folgenden auch
mit VCO abgekürzt) einer Phasenregelschleife (hier
auch mit PLL-Schaltung oder einfach mit PLL
abgekürzt) beim Sendebetrieb als Trägeroszillator
und ferner beim Empfangsbetrieb als
Empfangsoszillator arbeitet.
Ein in Europa eingesetztes schnurfreies
Telefonsystem, welches nach dem oben erwähnten
TDMA/TDD-Verfahren arbeitet, ist zum Beispiel das
DECT (Digital European Cordless Telephone), also
ein digitales, europäisches, schnurloses
Telefonsystem. Bei diesem DECT ist ein Rahmen mit
einer Rahmenzeitspanne (oder Rahmenzeit) von 10
Millisekunden für Kanäle zeitlich in 24
Zeitschlitze unterteilt (womit ein Zeitschlitz
eine Dauer von etwa 417 Mikrosekunden (µs) hat).
Von diesen Zeitschlitzen werden zwei Zeitschlitze
als Kommunikationsschlitze eingesetzt. Außerdem
wird einer dieser Sprachschlitze als
übergeordneter oder Master-Schlitz für den
Sendebetrieb seitens eines Sendeempfängers (im
folgenden als übergeordnetes oder Mastergerät
bezeichnet), der als Master-Telefongerät (das
heißt als Basiseinheit) dient, zu einem anderen
Sendeempfänger (im folgenden als untergeordnetes
oder Slave-Gerät bezeichnet), das als schnurloses
untergeordnetes (Slave-)Telefongerät dient,
eingesetzt. Der andere von diesen Sprachschlitzen
dient als untergeordneter oder Slave-Schlitz und
dient zum Senden von einem untergeordneten Gerät
zu einem Master-Gerät. Damit erfolgt eine
gewünschte Nachrichtenverbindung oder ein Fernruf
zwischen dem Master- und dem Slave-Gerät. Hierbei
sind der Masterschlitz und der Slaveschlitz so
angeordnet, daß zwischen ihnen ein Intervall von
zwölf Zeitschlitzen liegt. Wenn zum Beispiel ein
erster Zeitschlitz als Masterschlitz verwendet
wird, wird der dreizehnte Zeitschlitz als
Slaveschlitz verwendet.
Wenn außerdem ein Ruf zwischen dem Mastergerät und
dem Slavegerät stattfindet, legt das Mastergerat
fest, welcher Kanal benutzt werden soll, und
welcher der Zeitschlitze entsprechend dem
vorbestimmten Kanal zu verwenden ist, abhängig von
jedem Rahmen. Andererseits überwacht das
Slavegerät sämtliche Kanäle und sämtliche
Zeitschlitze, die jedem Kanal entsprechen, und
zwar zu jeder Zeit, ausgenommen eine Zeitspanne,
die den Kommunikationsschlitzen zugeordnet ist,
welche das Slavegerät selbst benutzt. Nachdem
jedes eine Nachricht oder einen Sprachabschnitt
repräsentierende Sprachsignal in ein digitales
Signal umgesetzt ist und dieses digitale Signal
einer Kompression auf Zeitbasis innerhalb des
rufenden Geräts unterzogen ist, wird das
komprimierte Signal von dem rufenden Gerät zu dem
angerufenen Gerät gesendet, woraufhin das
komprimierte Signal expandiert wird. Im Anschluß
daran wird das expandierte Signal in ein
Analogsignal umgewandelt, welches die
Originalnachricht oder die Originalsprache
repräsentiert. Damit läßt sich eine praktisch
bidirektionale gleichzeitige Fernfunkübertragung
erreichen.
Jeder in einem solchen schnurlosen Telefonsystem
verwendete Sendeempfänger (das heißt jedes
Mastergerät und jedes Slavegerät) muß mit zwei
Oszillatoren ausgestattet sein, die für einen
Sendebetrieb bzw. einen Empfangsbetrieb eingesetzt
werden. Wegen der besonderen Bestrebungen, das
Gewicht, die Stromaufnahme und die Kosten des
Slavegeräts zu reduzieren, wird in dem Slavegerät
eine PLL-Oszillatorschaltung (das heißt eine PLL-
Frequenznormalschaltung) verwendet, die durch eine
einzige Phasenregelschleife (PLL-Schaltung) mit
einem VCO (spannungsgesteuerten Oszillator)
ausgestattet ist, welcher im Empfangsbetrieb als
Empfangsozillator und ferner im Sendebetrieb als
Trägeroszillator fungiert.
Wenn allerdings eine PLL-Oszillatorschaltung
sowohl beim Senden als auch beim Empfangen
eingesetzt wird, sollte sich die
Schwingungsfrequenz des VCO ändern, wenn die
Funktion der PLL-Oszillatorschaltung von der des
Empfangsoszillators zu der des Trägeroszillators
wechselt. Außerdem wird im Fall des DECT-
Telefonsystems ein Zeitschlitz, der unmittelbar
auf jeden der Sende- und Empfangszeitschlitze
folgt, als Einrastzeit hergenommen, die
erforderlich ist, damit die PLL-Schaltung ihre
Rolle oder Funktion wechseln kann. Deshalb wird in
jedem Sendeempfänger eine PLL-Schaltung mit extrem
schneller Einrastzeit (das heißt eine PLL-
Schaltung, bei der die Einrast-Zeitkonstante mit
Hilfe einer CR-Zeitkonstantenschaltung eines
Schleifenfilters verringert ist) eingesetzt.
Fig. 3 ist ein schematisches Blockdiagramm,
welches den Aufbau einer TDMA/TDD-Sendeempfängers
zeigt. Fig. 4 ist eine Schaltungsskizze, die den
detaillierten Aufbau eines Beispiels einer
bekannten Oszillatorschaltung in dem in Fig. 3
dargestellten Sendeempfänger veranschaulicht.
Eine als integrierte Schaltung ausgebildete
Phasenregelschleife 1 nach Fig. 3 (im folgenden
als PLL-IC bezeichnet), eine Ladungspumpschaltung
2, ein Schleifenfilter 3, ein im folgenden als VCO
abgekürzter spannungsgesteuerter Oszillator 4, ein
Kristallschwinger 5, eine eine veränderliche
Vorspannung liefernde Zuführschaltung 6, ein
Vorteiler 35, eine PLL-Steuerschaltung 36, eine
CPU 38 (in Form einer Mikrocomputer-
Steuereinheit), ein Sende/Empfangs-Schalter 39,
ein HF-Empfangsverstärker 40, ein Empfangsfilter
41, ein Frequenzumsetzer 42, ein
Zwischenfrequenzfilter 43, ein
Zwischenfrequenzverstärker 44, ein Demodulator 45,
ein Sendefilter 46, ein Leistungsverstärker 47,
ein Gauß′sches Filter 48, Verstärker 49, 50, 51,
ein Signalausgangsanschluß 52 und ein
Signaleingangsanschluß 53 sind in der in der
Zeichnung dargestellten Weise miteinander
verbunden. Man beachte, daß die eine veränderliche
Vorspannung liefernde Zuführschaltung 6 in einem
bekannten TDMA/TDD-Sendeempfänger nicht vorhanden
ist, sondern hier bei dem erfindungsgemäßen
Sendeempfänger zusätzlich vorgesehen ist, wie im
folgenden näher erläutert wird.
Fig. 4 zeigt einen Versorgungsspannungsanschluß 7,
einen Ladungspumpen-Zuführanschluß 8, einen PLL-
Taktsignalanschluß 9, einen PLL-
Strobesignalanschluß 10, einen PLL-
Datensignalanschluß 11, einen
Stromsparsignalanschluß 12 (im folgenden häufig
auch all PS-Signalanschluß bezeichnet), einen
Modulationssignalanschluß 13, einen
Einrastdetektorsignalanschluß 14, einen HF-
Signalanschluß 15, einen Hochzieh-PNP-Transistor
16, einen Absenk-NPN-Transistor, Kondensatoren 18,
29, 32; Widerstände 19, 27, 28, 30 und 31, und
eine veränderliche Kapazitätsdiode 20. In dieser
Figur bezeichnen gleiche Bezugszeichen
entsprechende Teile wie in Fig. 3.
Wie außerdem in Fig. 3 gezeigt ist, enthält das
PLL-IC 1 den Vorteiler 35 und die PLL-
Steuerschaltung 36. Diese PLL-Steuerschaltung 36
enthält einen (nicht gezeigten) Phasenvergleicher,
welcher die Phase eines von dem Kristallschwinger
5 gelieferten Referenz-Frequenzsignals mit
derjenigen eines von dem VCO 4 über den Vorteiler
35 gelieferten Schwingungssignal vergleicht und
Fehlersignale Φp und Φr erzeugt, und außerdem
einen (nicht gezeigten) veränderlichen
Frequenzteiler enthält, welcher ein
Frequenzteilungsverhältnis entsprechend den PLL-
Daten (vergleiche "PLL-Daten" in Fig. 4), die von
der CPU 38 geliefert werden, ändert. Ein
Schleifenschaltungsabschnitt, der aus dem PLL-IC
1, der Ladungsumschaltung 2, dem Schleifenfilter 3
und dem VCO 4 besteht, bildet eine PLL-
Normalfrequenzgeneratorschaltung. Außerdem bildet
ein Schaltungsteil, welcher den Sende/Empfangs-
Schalter 39, den HF-Empfangsverstärker 40, das
Empfangsfilter 41, den Frequenzumsetzer 42, das
Zwischenfrequenzfilter 43, den
Zwischenfrequenzverstärker 44, den Demodulator 45
und den Signalausgangsanschluß 52 beinhaltet, eine
Empfangsschaltung. Ferner bildet ein weiterer
Schaltungsabschnitt, bestehend aus dem Verstärker
51, dem Sendefilter 46 und dem Leistungsverstärker
47, eine Sendeschaltung. Darüber hinaus wird ein
Empfangssignal von dem Demodulator 45 an den
Signalausgangsanschluß 52 geliefert, und
andererseits wird ein Sendesignal von dem
Signaleingangsanschluß 43 an den
Modulationsanschluß 13 (siehe Fig. 4) des VCO 4
geliefert. Die CPU 38 liefert an die PLL-
Steuerschaltung 36 verschiedene Signale, darunter
ein PS-Signal (Stromsparsignal).
Wie außerdem in Fig. 4 gezeigt ist, besitzt die
Ladungspumpschaltung 2 einen PNP-Transistor 16 und
einen NPN-Transistor 17. Die Fehlersignale Φp und
Φr werden von der PLL-Steuerschaltung 36 an die
Basen dieser Transistoren gelegt. Außerdem bildet
der Verbindungspunkt zwischen den Transistoren 16
und 17 einen Ausgangsanschluß. Das Schleifenfilter
3 besitzt den Kondensator 18 und den Widerstand
19, die in Reihe geschaltet sind. Einer der
Anschlüsse dieser Reihenschaltung ist an den
Ausgangsanschluß der Ladungspumpschaltung 2 gelegt
und steht außerdem mit dem Ausgangsanschluß des
Schleifenfilters 3 über den Widerstand 27 in
Verbindung. Andererseits ist der andere Anschluß
der Reihenschaltung geerdet. Der VCO 4 besitzt
eine veränderliche Kapazitätsdiode 20. Die Kathode
der Diode 20 ist an die Oszillatorschaltung des
VCO 4 über eine Serienkapazität 29 an die
Oszillatorschaltung des VCO 4 und über den
Reihenwiderstand 28 an den Ausgangsanschluß des
Schleifenfilter 3 angeschlossen. Andererseits ist
die Anode der Diode 20 über den Widerstand 30 an
den Modulationssignalanschluß 13 angeschlossen und
ist außerdem über eine durch einen Widerstand 31
und einen Kondensator 32 gebildete
Parallelschaltung auf Masse gelegt. Das PLL-IC 1
ist an den PLL-Taktsignalanschluß 9, den PLL-
Strobesignalanschluß 10, den PLL-
Datensignalanschluß 11, den
Stromsparsignalanschluß 12, den
Einrastsignalanschluß 14 und den HF-Signalanschluß
15 angeschlossen. Ferner ist das PLL-IC 1 an den
Ausgangsanschluß des VCO 4 und den
Ausgangsanschluß des Kristallschwingers 5
angeschlossen. Im folgenden soll grob die
Arbeitsweise des so aufgebauten Sendeempfängers
beschrieben werden.
Zunächst arbeitet zur Zeit eines Sendevorgangs die
PLL-Normalfrequenzgeneratorschaltung als
Trägeroszillator. Wenn zu dieser Zeit an den
Signaleingangsanschluß 53 ein Sendesignal gelegt
wird, wird das Sendesignal über das Gauß′sche
Filter 48 an den VCO 4 der PLL-
Normalfrequenzgeneratorschaltung gelegt. Damit
wird die Ausgangsträgerfrequenz der PLL-
Normalfrequenzgeneratorschaltung entsprechend dem
Sendesignal moduliert. Ein daraus erhaltenes
moduliertes Trägerwellensignal wird über die
Verstärker 49 und 51 sowie das Sendefilter 46, den
Leistungsverstärker 47 und den Sende/Empfangs-
Schalter 39, der von der CPU 38 in die Position
"Senden" gebracht wird, von einer Antenne
abgestrahlt.
Als nächstes wird zur Zeit des Empfangs die PLL-
Normalfrequenzgeneratorschaltung als
Empfangsozillator betrieben. Nun wird ein an der
Antenne empfangenes HF-Empfangssignal über den
Sende/Empfangs-Schalter 39, der nun von der CPU 38
auf Empfang gestellt ist, über den HF-
Empfangsverstärker 40 und über das Empfangsfilter
41 an den Frequenzumsetzer 42 gegeben.
Andererseits wird in ähnlicher Weise ein
Empfangsoszillatorsignal von der PLL-
Normalfrequenzgeneratorschaltung über die
Verstärker 49 und 50 an den Frequenzumsetzer 42
geliefert. Damit wird in dem Frequenzumsetzer 42
als Ergebnis einer Frequenzmischung des HF-
Empfangssignals und des Empfangsoszillatorsignals
ein Zwischenfrequenzsignal erhalten. Dieses
Zwischenfrequenzsignal wird über das
Zwischenfrequenzfilter 43 und den
Zwischenfrequenzverstärker 44 an den Demodulator
45 gegeben, von dem das Zwischenfrequenzsignal
demoduliert wird. Das demodulierte Signal wird
anschließend am Signalausgangsanschluß 52
abgegeben.
Der oben beschriebene PLL-Normalfrequenzgenerator
arbeitet wie folgt:
Das PLL-IC 1 vergleicht die Phase des Referenz-
Frequenzsignals, welches von dem Kristallschwinger
5 an die eingebaute PLL-Steuerschaltung 46
geliefert wird, mit der Phase eines im von dem VCO
4 über den Vorteiler 35 und einen (nicht
gezeigten) veränderlichen Frequenzteiler
zugeführten Schwingungsfrequenz-Signals.
Anschließend generiert das PLL-IC 1 ein
Fehlersignal Φp oder Φr, abhängig von Richtung
und Betrag der Differenz zwischen den Phasen der
beiden Signale. Wenn hier das Fehlersignal Φp
erhalten wird, wird der Hochzieh-PNP-Transistor 16
der Ladungspumpschaltung 2 eingeschaltet. Außerdem
erhöht eine von dem Ladungspump-Zuführanschluß 8
über den Transistor 16 an den Kondensator 18
geliefertes Schleifenfilter 3 gelieferte Spannung
die Spannung, die zwischen den Belägen des
Kondensators 18 entsteht. Dies führt zu einer
Zunahme der Ausgangsanschlußspannung des
Schleifenfilters 3. Die erhöhte Spannung gelangt
an die Kathode der Kapazitätsdiode 20 des VCO 4.
Folglich ändert sich die Frequenz der Schwingung
des VCO 4 in einer gewissen Richtung. Wenn
hingegen das Fehlersignal Φr erhalten wird, wird
der Absenk-NPN-Transistor 17 der
Ladungspumpschaltung 2 eingeschaltet. Damit wird
der Kondensator 18 über den NPN-Transistor 17 mit
Masse verbunden, so daß die an den Belägen des
Kondensators 18 anliegende Spannung sich ausgehend
von der Ladespannung des Kondensators verringert.
Dies führt zu einer Abnahme der
Ausgangsanschlußspannung des Schleifenfilters 3.
Außerdem wird die verringerte Spannung an die
Kathode der Kapazitätsdiode 2 gelegt. Demzufolge
ändert sich die Frequenz der Schwingung des VCO 4
in die andere Richtung. Ferner wird das
Schwingungsfrequenzsignal von dem Ausgangsanschluß
des VCO 4 an das PLL-IC 1 geliefert. Anschließend
erfolgt der vorstehend erläuterte
Frequenzregelbetrieb der PLL-Schaltung.
Wenn der bekannte Sendeempfänger sich im
Sendezustand befindet, fungiert der VCO als
Trägerwellenoszillator. Ein zu sendendes
Digitalsignal wird an den VCO der PLL-
Oszillatorschaltung gelegt. Dann erfolgt eine
Frequenzumtastmodulation (FSK-Modulation) des
Schwingungssignals des VCO unter Verwendung des
digitalen Signals. Mithin wird ein FSK-moduliertes
Trägerwellensignal erzeugt. In diesem Fall wird
die PLL-Oszillatorschaltung gebildet von einer
Phasenregelschleife mit hoher
Einrastgeschwindigkeit, wie es oben beschrieben
wurde. Dies hat schlechten Einfluß insofern, als
dann, wenn ein digitales Signal mit einer relativ
geringen Frequenz an den VCO gelegt wird,
Auswirkungen der unter Verwendung des VCO
vorgenommenen FSK-Modulation durch das
Frequenzregelsignal der PLL-Schaltung ausgelöscht
werden.
Um diesen abträglichen Einfluß bei dem bekannten
Sendeempfänger zu beseitigen, wird die Erzeugung
eines Frequenzregelsignals dadurch verhindert, daß
man den Zustand der PLL-Schaltung in einen
Bereitschaftszustand bringt, wenn der VCO als
Trägerwellenoszillator ausschließlich während der
Zeit eines Sendevorgangs fungieren soll. Hierdurch
wird während der Zeitspanne eines
Sendezeitschlitzes die Schwingungsfrequenz des VCO
abhängig von der Ladespannung des Schleifenfilters
geregelt.
Fig. 7 ist ein Diagramm, welches für den Fall des
bekannten schnurlosen Telefonsystems den Zustand
veranschaulicht, daß, wenn der Sendeempfänger sich
in einem Zeitschlitz unmittelbar vor jedem der
Sende- und Empfangszeitschlitze befindet, die PLL-
Schaltung des Systems so lange in einem
Bereitschaftszustand war, bis ein Übergang in
einen Betriebszustand erfolgte. Wenn anschließend
der Sendezeitschlitz kommt, wird der Zustand der
PLL erneut vom Betriebszustand in den
Bereitschaftszustand geändert, um den vorerwähnten
abträglichen Einfluß zu beseitigen. Wenn hingegen
der Empfangszeitschlitz kommt, wird der
Betriebszustand der PLL-Schaltung
aufrechterhalten. Außerdem wird der Zustand der
PLL aus dem Betriebszustand in den
Bereitschaftszustand nicht eher geändert, als bis
das Ende des Empfangszeitschlitzes da ist.
Im Fall des bekannten schnurlosen Telefonsystems
(TDMA/TDD-Systems) wird die PLL-Schaltung während
des Empfangszeitschlitzes, in welchem der VCO als
Empfangsoszillator fungiert, in einen
Betriebszustand versetzt. Damit ist der
Energieverbrauch der PLL-Schaltung beträchtlich.
Wenn ferner die PLL-Schaltung im Betriebszustand
ist, wird eine Streukomponente des Referenz-
Frequenzsignals, welches mit dem Schwingungssignal
des VCO zu vergleichen ist, über das
Schleifenfilter an den VCO gelegt. Außerdem werden
manchmal ungewollte Streusignale bei einer
Frequenz in der Nähe der Schwingungsfrequenz des
VCO erzeugt. Allerdings läßt sich die Eckfrequenz
des Schleifenfilters deshalb nicht verringern,
weil die PLL-Schaltung eine vom schnell
einrastenden Typ ist. Folglich lassen sich die
Streu-Kennlinien der PLL-Schaltung nicht
verbessern. Zudem gibt es bei dem bekannten
Sendeempfänger des TDMA-TDD-Typs verschiedene
Probleme. Beispielsweise wird wegen der einander
zuwiderlaufenden Forderungen bei der
Streukennlinie und der Einrast-Zeitkonstanten der
PLL-Schaltung viel Zeit und Geld für den Entwurf
der PLL-Schaltung benötigt, damit sowohl die
Kennlinie bezüglich der Streueffekte als auch die
Kennlinie bezüglich der Einrast-Zeitkonstanten
verbessert werden können.
Außerdem ergibt sich bei dem bekannten
Sendeempfänger des TDMA-TDD-Typs ein weiteres
Problem insofern, als die Ladespannung des
Kondensators 18 des Schleifenfilters 3 wegen der
durch die Ladungspumpschaltung 2, das
Schleifenfilter 3 und den VCO 4 in der Zeitspanne,
in der die Normalfrequenzgenerator-Funktion der
PLL-Normalfrequenzgeneratorschaltung in Ruhe ist,
fließenden Leckströme seriell variiert. Diese
Schwankung der Ladespannung geht einher mit einer
Schwankung der Schwingungsfrequenz des VCO 4. Von
den Leckströmen ist der durch den VCO 4 fließende
Leckstrom viel stärker als die durch den VCO 4 und
das Schleifenfilter 3 fließenden Leckströme.
Folglich hängt die Schwankung der
Schwingungsfrequenz des VCO 4 hauptsächlich von
dem durch die Ladungspumpschaltung 2 fließenden
Leckstrom ab.
Fig. 5(a) bis 5(c) zeigen Kennlinien zum
Veranschaulichen von Beispielen für Änderungen der
Ladespannung des Kondensators 18 und der
Schwingungsfrequenz des VCO 4 in einem solchen
Zustand. Fig. 5a, 5b und 5c zeigen die Verläufe
der Wellenform des Stromsparsignals (PS-Signals),
die Änderung der Ladespannung des Kondensators 18
bzw. die Schwankung der Schwingungsfrequenz des
VCO 4.
Wie in Fig. 5a gezeigt ist, wird, wenn das
Stromsparsignal (PS-Signal) einen niedrigen Pegel
"0" annimmt, und die Frequenzgeneratorfunktion in
einen Ruhezustand gebracht ist, die PLL-Schaltung
veranlaßt, einen offenen Zustand (nämlich einen
freigegebenen Zustand) einzunehmen. Zu dieser Zeit
wird gemäß Fig. 5b und 5c, nachdem der Signalpegel
des Stromsparsignals DS sich auf den niedrigen
Pegel "0" geändert hat, die Ladespannung des
Kondensators 18 allmählich geändert. Folglich
ergibt sich eine serielle Änderung der
Schwingungsfrequenz des VCO 4. Hierdurch wird das
oben angesprochene Problem verursacht.
Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, unter
weitestgehender Ausschaltung der vorerwähnten
Probleme, einen Sendeempfänger des TDMA/TDD-Typs
anzugeben, der in der Lage ist, seine
Stromaufnahme weitestgehend zu reduzieren und die
Streukennlinien bei Gewährleistung einer
ausreichenden Frequenzgenauigkeit zu verbessern,
wobei die Frequenzgenauigkeit den Erfordernissen
eines TDMA-Fernsprechgeräts auch dann entspricht,
wenn die Funktion der PLL-Schaltung sich im
Ruhezustand befindet (das heißt, wenn sich die
PLL-Schaltung im Bereitschaftszustand befindet).
Um dieses Ziel zu erreichen, schafft die Erfindung
einen Sendeempfänger mit den Merkmalen des
Anspruchs 1 oder des Anspruchs 2, wobei in den
abhängigen Ansprüchen bevorzugte Ausführungsformen
der Erfindung angegeben sind.
Wenn bei dem erfindungsgemäßen Sendeempfänger die
Zeitspanne eines Zeitschlitzes unmittelbar vor
jedem der Sende- und Empfangszeitschlitze, die
diesem Sendeempfänger zugeordnet sind, beginnt,
wird die bis dahin geöffnete Schleife so geregelt,
daß sie geschlossen wird, um die PLL-Schaltung des
Sendeempfängers in einen Betriebszustand zu
versetzen. Wenn außerdem der Sendezeitschlitz oder
der Empfangszeitschlitz kommt, wird die Schleife
derart geregelt, daß sie geöffnet wird, um die
PLL-Schaltung in einen Bereitschaftszustand zu
versetzen.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung nach
einem der Ansprüche 3 bis 6 wird ein TDMA/TDD-
Sendeempfänger geschaffen, der einen VCO
(spannungsgesteuerten Oszillator) mit einem
veränderlichen Spannungs-Reaktanzelement aufweist,
der in der Lage ist, seine Ausgangsfrequenz nach
Maßgabe einer Steuerspannung zu ändern, die einem
der Beläge des veränderlichen Spannungs-
Reaktanzelements zugeführt wird, wobei ein
Phasenvergleicher ein Referenz-Frequenzsignal mit
einem Ausgangsfrequenzsignal des VCO (des
spannungsgesteuerten Oszillators) vergleicht, um
Fehlersignale zu erzeugen, eine Zustands-
Umschalteinrichtung dazu dient, einen Zustand des
Phasenvergleichers umzuschalten zwischen einem
Betriebszustand und einem Bereitschaftszustand,
abhängig von der Zufuhr eines Umschaltsignals, und
wobei eine Vorspannungs-Zuführeinrichtung dazu
dient, dem anderen Belag des veränderlichen
Spannungs-Reaktanzelements eine veränderliche
Vorspannung zuzuleiten. Im Fall dieses
Sendeempfängers besitzt die Vorspannungs-
Zuführeinrichtung eine Oszillatorschaltung zum
Generieren einer veränderlichen Vorspannung,
welche sich annähernd in der gleichen Weise ändert
wie die dem veränderlichen Spannungs-
Reaktanzelement zugeführte Steuerspannung, wenn
sich der Phasenvergleicher im Bereitschaftszustand
befindet.
Wenn also bei dem erfindungsgemäßen Sendeempfänger
nach den Ansprüchen 3 bis 6 die PLL-Schaltung im
Bereitschaftszustand ist, das heißt, wenn der
Phasenvergleicher sich im Bereitschaftszustand
befindet, wird die veränderliche Vorspannung, die
sich annähernd in der gleichen Weise ändert wie
die Steuerspannung (das heißt die Ladespannung des
Kondensators des Schleifenfilters), die einem
Belag des veränderlichen Spannungs-
Reaktanzelements des VCO zugeführt wird, der
anderen Elektrode der veränderlichen Spannungs-
Reaktanzelements zugeführt. Wenn demnach die dem
einen Belag des Spannungs-Reaktanzelements
zugeführte Steuerspannung sich wegen des
Leckstroms im Verlauf der Zeit allmählich ändert,
ändert sich auch die im anderen Belag des
veränderlichen Spannungs-Reaktanzelements
zugeführte Vorspannung mit der Zeit allmählich in
der gleichen Richtung und im gleichen Bereich wie
die sich ändernde Steuerspannung.
Folglich wird während einer Zeitspanne, in der der
Phasenvergleicher sich im Bereitschaftszustand
befindet, die an den Belägen des Spannungs-
Reaktanzelements 20 anstehende Spannung im Verlauf
der Zeit nicht verändert. Daher wird die
Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten
Oszillators (VCO) während dieser Zeitspanne auf
einer konstanten Frequenz gehalten.
Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der
Erfindung anhand der Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen:
Fig. 1 eine Schaltungsskizze einer
Oszillatorschaltung, die in einem
Sendeempfänger des TDMA/TDD-Typs gemäß
der Erfindung eingesetzt wird,
Fig. 2a bis 2i Signalverläufe, welche aus
Zustandsänderungen an verschiedenen Teilen
der in Fig. 1 gezeigten PLL-
Normalfrequenzgeneratorschaltung auftreten;
Fig. 3 ein schematisches Blockdiagramm, welches den
Aufbau des TDMA/TDD-Sendeempfängers
veranschaulicht;
Fig. 4 eine Schaltungsskizze zum Veranschaulichen
des detaillierten Aufbaus eines Beispiels
einer Oszillatorschaltung in dem in Fig. 3
gezeigten TDMA/TDD-Sendeempfänger;
Fig. 5a bis 5c Signalverläufe zum
Veranschaulichen der Änderungen der
Ladespannung eines Kondensators 18 und der
Schwingungsfrequenz des VCO bei einem
bekannten Sendeempfänger des TDMA/TDD-Typs;
Fig. 6 ein Diagramm zum Veranschaulichen der Sende-
und Empfangszeitschlitze, welche einem
Sendeempfänger eines schnurlosen
Telefonsystems gemäß der Erfindung
zugeordnet sind, wobei die Betriebs- und
Bereitschaftszustände einer PLL-Schaltung
dieses Sendeempfängers dargestellt sind; und
Fig. 7 ein Diagramm zum Veranschaulichen der Sende-
und Empfangszeitschlitze für einen
Sendeempfänger eines bekannten schnurlosen
Telefonsystems, wobei zusätzlich die
Betriebs- und Bereitschaftszustände einer
PLL-Schaltung in diesem Sendeempfänger
dargestellt sind.
Fig. 6 ist ein Diagramm zum Veranschaulichen der
Sende- und Empfangszeitschlitze, welche einem
Sendeempfänger gemäß dieser Ausführungsform der
Erfindung zugeordnet sind, wobei aus der
Darstellung auch die Betriebs- und
Bereitschaftszustände einer Phasenregelschleife
(PLL-Schaltung) dieses Sendeempfängers ersichtlich
sind.
Wie in Fig. 6 dargestellt ist, wird im Fall des
bekannten schnurlosen Telefonsystems dann, wenn
der Sendeempfänger sich in einem Zeitschlitz
unmittelbar vor jedem der Sende- und
Empfangszeitschlitze befindet, die bis dahin im
Bereitschaftszustand gewesene PLL-Schaltung in
einen Betriebszustand versetzt. Wenn anschließend
der Sendezeitschlitz kommt, wird der Zustand der
PLL-Schaltung erneut umgeschaltet vom
Betriebszustand in den Bereitschaftszustand. In
dieser Hinsicht ist der Sendeempfänger ähnlich wie
der bekannte Sendeempfänger nach Fig. 7. Im Fall
dieser Ausführungsform jedoch wird, wenn der
Empfangszeitschlitz kommt, der Zustand der PLL-
Schaltung erneut vom Betriebszustand in den
Bereitschaftszustand umgeschaltet. In dieser
Hinsicht unterscheidet sich diese Ausführungsform
von dem bekannten Sendeempfänger gemäß Fig. 7.
Fig. 1 ist ein Schaltungsdiagramm zum
Veranschaulichen des Aufbaus eines Beispiels einer
Oszillatorschaltung, wie sie in dem
erfindungsgemäßen Sendeempfänger des TDMA/TDD-Typs
verwendet wird. Die Oszillatorschaltung bildet
eine PLL-Normalfrequenzgeneratorschaltung (im
folgenden auch als PLL-Normalfrequenzgenerator
bezeichnet).
Nach Fig. 1 sind vorgesehen: Ein PLL-IC 1 (das
heißt eine als integrierte Schaltung ausgebildete
Phasenregelschleife); eine Ladungspumpschaltung 2;
ein Schleifenfilter 3; ein VCO
(spannungsgesteuerter Oszillator) 4; ein
Kristallschwinger 5, eine eine veränderliche
Vorspannung liefernde Schaltung 6 (eine
Vorspannungszuführeinrichtung); ein
Versorgungsanschluß 7; ein
Ladungspumpzuführanschluß 8, ein PLL-
Taktsignalanschluß 9; ein PLL-Strobesignalanschluß
10; ein PLL-Datensignalanschluß 11; ein
Stromsparsignal-
(PS-)Signal-)Anschluß 12; ein
Modulationssignalanschluß 13; ein
Einrastdetektorsignalanschluß 14; ein HF-
Signalanschluß 15; ein Hochzieh-PNP-Transistor 16;
ein Absenk-NPN-Transistor 17; ein erster
Kondensator 18; ein erster Widerstand 19;
eine veränderliche Kapazitätsdiode 20 (das heißt
ein veränderliches Spannungs-Reaktanzelement); ein
Umschalttransistor 21; ein zweiter Kondensator 22;
ein zweiter Widerstand 23; ein Schutzwiderstand
24; ein EOR 25 (ein Exclusiv-ODER-Gatter), welches
die Wahrheitstafel gemäß nachstehender Tabelle 1
erfüllt; ein Sendesteuersignal-(TX-ENABLE-)
Anschluß 26, Widerstände 27, 28, 30 und 31;
Kondensatoren 29 und 32; einen
Basisstromsteuerwiderstand 34 und einen Negator
35.
Weiterhin wird der PLL-Normalfrequenzgenerator
nach dieser Ausführungsform im Rahmen des
TDMA/TDD-Sendeempfängers an die Stelle der
vorerwähnten PLL- Normalfrequenzgeneratorschaltung
des in Fig. 3 gezeigten Sendeempfängers gesetzt.
Das PLL-IC 1 enthält einen (nicht gezeigten)
Vorteiler und eine (nicht gezeigte) PLL-
Steuerschaltung. Die PLL-Steuerschaltung erhält
außerdem einen (nicht gezeigten)
Phasenvergleicher, welcher die Phase eines von dem
Kristallschwinger 5 gelieferten Referenz-
Frequenzsignals vergleicht mit derjenigen eines
von dem VCO 4 über den Vorteiler gelieferten
Schwingungssignal, um Fehlersignale Φp und Φr zu
erzeugen. Hier bildet eine Schleife, die durch das
PLL-IC 1, die Ladungsumschaltung 2, das
Schleifenfilter 3 und den VCO 4 gebildet wird,
einen PLL-Normalfrequenzgenerator.
Ferner besitzt die Ladungspumpschaltung 2 einen
PNP-Transistor 16 und den NPN-Transistor 17, die
miteinander in Reihe zwischen den Ladungspump-
Zuführanschluß 8 und Schaltungsmasse gelegt sind.
Die Fehlersignale Φp und Φr werden von der PLL-
Steuerschaltung an die Basen der Transistoren 16
bzw. 17 gelegt. Außerdem bildet der
Verbindungspunkt zwischen den Transistoren 16 und
17 einen Ausgangsanschluß. Das Schleifenfilter 3
besitzt den Kondensator 18 und den Widerstand 19,
die zueinander in Reihe geschaltet sind. Einer der
Anschlüsse dieser Reihenschaltung ist an den
Ausgangsanschluß der Ladungsumschaltung 2
angeschlossen und steht außerdem über den
Serienwiderstand oder den Widerstand 27 mit dem
Ausgangsanschluß des Schleifenfilters 3 in
Verbindung. Der andere Anschluß dieser
Serienschaltung liegt auf Masse. Der VCO 4 besitzt
eine veränderliche Kapazitätsdiode 20. Die Kathode
der Diode 20 ist über den Serienwiderstand 28, den
Ausgangsanschluß des Schleifenfilters 3 und den
Serienkondensator 29 an die Oszillatorschaltung
des VCO 4 angeschlossen. Andererseits ist die
Anode der Diode 20 über den Widerstand 30 an den
Modulationssignalanschluß 13 angeschlossen, und
ist darüberhinaus über eine Parallelschaltung aus
dem Widerstand 31 und dem Kondensator 32 auf Masse
geschaltet. Das PLL-IC 1 ist angeschlossen an den
PLL-Taktsignalanschluß 9, den PLL-
Strobesignalanschluß 10, den PLL-
Datensignalanschluß 11 und den
Stromsparsignalanschluß 12 sowie den
Einrastdetektorsignalanschluß 14. Ferner ist das
PLL-IC 1 auch an den HF-Signalanschluß 15, den
Ausgangsanschluß des VCO 4 und den
Ausgangsanschluß des Kristallschwingers 5
angeschlossen. Die eine veränderliche Vorspannung
liefernde Schaltung 6 besitzt einen
Schutzwiderstand 24, und er liegt mit dem dazu in
Reihe geschalteten Schalttransistor 21 in Reihe
zwischen dem Versorgungsanschluß 7 und
Schaltungsmasse. Eine Reihenschaltung aus dem
zweiten Kondensator 22 und dem zweiten Widerstand
23 ist zu dem Schalttransistor 21 parallel
geschaltet. Die Basis des Schalttransistor 21 ist
über den Basisstrom-Steuerwiderstand 24 an den
Ausgangsanschluß des EOR-Gatters 25 angeschlossen.
Einer der Eingangsanschlüsse des EOR-Gatters 25
ist über den Negator 35 an den
Übertragungssteuersignalanschluß (TX-ENABLE) 26
angeschlossen. Der andere Eingang des EOR-Gatters
25 ist an den Stromsparsignalanschluß 12
gekoppelt. Außerdem ist der Verbindungspunkt
zwischen dem zweiten Kondensator 22 und dem
zweiten Widerstand 23 über die Widerstände 33 und
30 an die Anode der Kapazitätsdiode 20 gekoppelt.
Fig. 2a bis 2i zeigen Zeitablaufdiagramme, die
die Zustandsänderungen an verschiedenen Teilen des
in Fig. 1 dargestellten PLL-
Normalfrequenzgenerators veranschaulichen, wobei
diese Änderungen die dargestellten zeitlichen
Verläufe besitzen. Fig. 2a zeigt, wie die Sende-
und Empfangszeitschlitze für diesen Sendeempfänger
verlaufen. Fig. 2b zeigt die Wellenform des
Stromsparsignals (PS). Fig. 2c zeigt den Verlauf
des Sendesteuersignals. Fig. 2d zeigt die
Wellenform eines Inversionssignals, welches die
Invertierung oder Negation des Sendesteuersignals
darstellt; Fig. 2e zeigt den Betriebszustand des
Schalttransistors 21; Fig. 2f zeigt die sich
ändernde Kathodenspannung der Kapazitätsdiode 20;
Fig. 2g zeigt die Änderung der Anodenspannung der
Kapazitätsdiode 20; Fig. 2h zeigt den Verlauf der
Spannung an den Belägen der Kapazitätsdiode 20 und
Fig. 2i zeigt die Änderung der Frequenz der
Schwingung des VCO 4. In den Fig. 2a bis 2i ist
eine Zeitspanne T₁ das Intervall zwischen den
Zeitpunkten t₀ und t₁, wobei es sich um den
Zeitschlitz unmittelbar vor dem Sendezeitschlitz
handelt. Eine Zeitspanne T1-2 zwischen den
Zeitpunkten t₁ und t2 ist die Zeitspanne des
Sendezeitschlitzes. Eine Zeitspanne
T2-3 ist die Zeitspanne zwischen den Zeitpunkten t₂
und t₃ für weitere Zeitschlitze; eine Zeitspanne
T3-4 zwischen den Zeitpunkten t₃ und t₄ ist die
Zeitspanne eines Zeitschlitzes unmittelbar vor dem
Empfangszeitschlitz. Eine Zeitspanne T4-5 zwischen
dem Zeitpunkt t₄ und t₅ ist die Zeitspanne des
Empfangszeitschlitzes; und eine Zeitspanne T5-6
zwischen einem Zeitpunkt t₅ und einem weiteren
(nicht dargestellten) Zeitpunkt t₆ ist die
Zeitspanne weiterer Zeitschlitze mit einem
Zeitschlitz direkt vor dem nächsten
Sendezeitschlitz.
Im folgenden wird die Arbeitsweise dieser
Ausführungsform der Erfindung gemäß Fig. 1 anhand
der Fig. 2a bis 2i erläutert.
Bei diesem PLL-Normalfrequenzgenerator wird die
Funktion des Generierens oder Synthetisierens
einer Frequenz in jeder Zeitspanne T0-1 des dem
Sendezeitschlitz gerade vorausgehenden
Zeitschlitzes in einen Betriebszustand gebracht,
außerdem innerhalb eines Zeitschlitzes, der
unmittelbar dem Empfangszeitschlitz vorausgeht,
also in jeder Zeitspanne T3-4. Der Zustand des
Phasenvergleichers des PLL-IC 1 ändert sich in
einen Betriebszustand. Im Gegensatz dazu wird
diese Synthetisier-Funktion in einen Ruhezustand
gebracht, wenn die Zeitspanne T1-2 des
Sendezeitschlitzes ansteht, außerdem in der
Zeitspanne T4-5 des Empfangszeitschlitzes sowie in
den Zeitspannen T2-3 und T5-6 der übrigen
Zeitschlitze. Dann ändert sich der Zustand des
Vergleichers in den Bereitschaftszustand.
Bei Annäherung des Zeitpunkts t₀ und mithin der
Zeitspanne T0-1 des dem Sendezeitschlitz direkt
vorausgehenden Zeitschlitzes wird der Signalpegel
des Stromsparsignals (PS) von einem niedrigen
Pegel "0", der bis dahin gehalten wurde, in einen
hohen Pegel "1" geändert, wie dies in Fig. 2b
gezeigt ist. Diese Änderung resultiert daraus, daß
der Phasenvergleicher der PLL-Steuerschaltung des
PLL-IC 1 in einen Betriebszutand gelangt. Folglich
wird der Hochzieh-PNP-Transistor 16 leitend
gemacht, so daß der erste Kondensator 18 des
Schleifenfilters 3 aufgeladen wird. Dadurch ergibt
sich für die Kathodenspannung der Kapazitätsdiode
2 des VCO 4 ein scharfer Anstieg von einer bis
dahin gehaltenen Haltespannung auf eine hohe
Spannung, wie dies in Fig. 2f dargestellt ist.
Innerhalb kurzer Zeit wird die Kathodenspannung an
eine erste Spannung angenähert, bei der es sich um
eine konstante Spannung oberhalb der Haltespannung
handelt. Bis zu dieser Zeit wurde der
Schalttransistor 21 der die veränderliche
Vorspannung liefernden Schaltung 6 gemäß Fig. 2e
im AUS-Zustand gehalten. Damit wird der zweite
Kondensator 22 bis zu dem Pegel der
Quellenspannung Vcc am Versorgungsanschluß 7 über
den Schutzwiderstand 24 und den zweiten Widerstand
23 aufgeladen. Außerdem wird diese Spannung als
Vorspannung über die Widerstände 33 und 30 an die
Anode der Kapazitätsdiode 20 gelegt. Folglich wird
eine Sendefrequenz-Steuerspannung, nämlich die
Differenz zwischen der ersten Spannung und einer
Spannung des zweiten Kondensators 22, an die
Anschlüsse der Kapazitätsdiode 20 gelegt, wie dies
in Fig. 2h gezeigt ist. Außerdem schwingt der VCO
4 mit einer Frequenz, welche dieser Sendefrequenz-
Steuerspannung entspricht, wie aus Fig. 2i
hervorgeht. Darüber hinaus wird ein
Schwingungssignal von dem Ausgangsanschluß des VCO
sowohl an das PLL-IC 1 als auch an den HF-
Signalanschluß 15 geliefert.
Wenn dann der Zeitpunkt t₁ kommt und die Zeitspanne
T1-1 des Sendeschlitzes beginnt, wird der
Signalpegel des Stromsparsignals (PS) von hohem
Pegel "1" auf niedrigen Pegel "0" geändert, wie in
Fig. 2b gezeigt. Diese Änderung resultiert darin,
daß sich der Zustand des Phasenvergleichers von
dem Betriebszustand in den Bereitschaftszustand
ändert. Dann werden sowohl der Hochzieh-PNP-
Transistor 16 als auch der Absenk-NPN-Transistor
17 in einen nicht-leitenden Zustand gebracht, so
daß die Ausgangsimpedanz der Ladungspumpe 2 groß
wird. Mit Beginn dieses Zustands wird der erste
Kondensator 18 an einem Aufladen gehindert.
Allerdings wird nur dessen Entladung aufgrund des
Leckstroms erreicht. Damit sinkt die Spannung des
ersten Kondensators 18 mit verstreichender Zeit
langsam ab, ausgehend von der ersten hohen
Spannung. Wie weiterhin in Fig. 2f gezeigt ist,
fängt auch die Kathodenspannung der
Kapazitätsdiode 20 an, allmählich oder nach und
nach mit verstreichender Zeit geringer zu werden.
Wie außerdem in Fig. 2e gezeigt ist, ändert sich
entsprechend der Änderung des Zustands des
Stromsparsignals (PS) der Singalpegel des
Ausgangssignals des EOR-Gatters 25 zu einem hohen
Pegel "1", und der Zustand des Schalttransistors
21 der die veränderliche Vorspannung lieferenden
Schaltung 6 ändert sich von einem bis dahin
gehaltenen AUS-Zustand in einen EIN-Zustand. Zu
dieser Zeit beginnt der zweite Kondensator 22 der
Schaltung 6, über den zweiten Widerstand 23 und
den Schalttransistor 21 allmählich entladen zu
werden. Damit nimmt die Spannung am zweiten
Kondensator 23 mit der Zeit allmählich ab. Wie in
Fig. 2g gezeigt ist, beginnt demzufolge die
Anodenspannung der Kapazitätsdiode 20, allmählich
abzunehmen. Zusätzlich wird bei dieser
Ausführungsform der Widerstandswert des zweiten
Widerstands 23 der Schaltung 6 derart eingestellt,
daß die Spannungsabnahme des zweiten Kondensators
22 in etwa der Abnahme der Kathodenspannung der
Kapazitätsdiode 20 aufgrund des Leckstroms
entspricht. Folglich wird gemäß Fig. 2(h) die an
den Belägen der Kapazitätsdiode 20 entstehende
Spannung gleich der bis dahin dort angelegten
Sendefrequenz-Steuerspannung, unabhängig von
Spannungsabsenkungen, die am ersten und zweiten
Kondensator 18 und 22 stattfinden. Ferner wird
eine solche Spannung, die an den Anschlüssen der
Kapazitätsdiode 20 entsteht, während der
Zeitspanne T1-2 des Sendeschlitzes
aufrechterhalten. Als Ergebnis erzeugt der VCO 4
ein Schwingungssignal mit einer Frequenz
entsprechend dessen Schwingungsfrequenz innerhalb
der Zeitspanne T0-1 des dem Sendeschlitz direkt
vorausgehenden Zeitschlitzes, wie in Fig. 2i
gezeigt ist. Ferner wird dieses Schwingungssignal
dauernd während der Zeitspanne T1-2 des
Sendezeitschlitzes gehalten.
Wenn anschließend der Zeitpunkt t₂ kommt und die
Zeitspanne T2-3 eines weiteren Zeitschlitzes
beginnt, wird das Stromsparsignal (PS) auf
niedrigem Pegel "0" gehalten. Damit wird der
Phasenvergleicher ebenfalls im
Bereitschaftszustand gehalten. Im Gegensatz dazu
wird der die Negierung des Sendesteuersignals
repräsentierende Signalpegel des Inversionssignals
von hohem Pegel "1" auf niedrigen Pegel "0"
geändert. Darüber hinaus wird der Signalpegel des
Ausgangssignals des EOR-Gatters 25 auf niedrigen
Pegel "0" gebracht. Hieraus folgt, daß der
Schalttransistor 21 erneut in einen Sperrzustand
gebracht wird. Damit wird der zweite Kondensator
23 über den Schutzwiderstand 24 und den zweiten
Widerstand 23 auf die Versorgungsspannung Vcc
aufgeladen. Nach Verstreichen einer vorbestimmten
Zeitspanne ist die Spannung des zweiten
Kondensators 22 auf den Pegel der
Versorgungsspannung Vcc angestiegen. Diese
Spannung gelangt an die Anode der Kapazitätsdiode
20. Im Gegensatz dazu wird der erste Kondensator
18 jetzt noch nicht von der Ladungspumpschaltung 2
aufgeladen. Damit fällt die sich an den
Anschlüssen der Kapazitätsdiode 20 einstellende
Spannung von dem Pegel der Sendefrequenz-
Steuerspannung, welcher während der Zeitspanne T1-2
des Sendezeitschlitzes angelegt wird, um einen
Spannungsanstieg der Anodenspannung ab.
In der Zeitspanne T0-1 anderer Zeitschlitze wird
eine an den Anschlüssen der Kapazitätsdiode 2
gebildete Spannung angelegt, so daß die
Schwingungsfrequenz des VCO 4 sich unterscheidet
von der Frequenz der Schwingung innerhalb der
Zeitspanne T1-2 des Sendezeitschlitzes. Dies hat
allerdings keinen Einfluß auf die Funktionen des
Sendeempfängers dieser Ausführungsbeispiele, weil
der Sendeempfänger in der Zeitspanne T2-3 weiterer
Zeitschlitze weder ein Signal sendet noch ein
Signal empfängt.
Wenn anschließend der Zeitpunkt t₃ kommt und die
Zeitspanne T3-4 des dem Empfangszeitschlitz
unmittelbar vorausgehenden Zeitschlitzes beginnt,
wird der Signalpegel des Stromsparsignals (PS) von
dem bis dahin gehaltenen niedrigen Pegel "0" auf
hohen Pegel "1" geändert, wie in Fig. 2b zu sehen
ist. Diese Pegelverschiebung führt dazu, daß der
Phasenvergleicher in einen Betriebszustand
gelangt. Allerdings wird der Absenk-NPN-Transistor
17 der Ladungspumpschaltung 2 zu dieser Zeit
leitend angesteuert, so daß der erste Kondensator
18 entladen wird. Hierdurch fällt die
Kathodenspannung der Kapazitätsdiode 20 des VCO 4
von der bis dahin gehaltenen Haltespannung scharf
auf eine niedrige Spannung ab, wie in Fig. 2f
dargestellt ist. Dann wird innerhalb kurzer Zeit
die Kathodenspannung in eine zweite Spannung
umgesetzt, bei der es sich um eine konstante
Spannung unterhalb der Haltespannung handelt. Zu
dieser Zeit wird die Entladespannung des zweiten
Kondensators 22 an die Anode der Kapazitätsdiode
20 gelegt. Hieraus folgt, daß die
Empfangsfrequenz-Steuerspannung, das heißt die
Differenz zwischen der zweiten Spannung und der
Ladespannung, an die Anschlüsse der
Kapazitätsdiode 20 gelegt wird, wie in Fig. 2g
gezeigt ist. Ferner schwingt der VCO 4 mit einer
Frequenz entsprechend dieser Empfangsfrequenz-
Steuerspannung, wie aus Fig. 2i hervorgeht. Ferner
wird ein Schwingungssignal von seinem
Ausgangsanschluß sowohl an das PLL-IC 1 als auch
den HF-Signalanschluß 15 gelegt, ähnlich wie oben
erläutert.
Wenn dann der Zeitpunkt t₄ kommt und die Zeitspanne
T4-5 des Empfangszeitschlitzes beginnt, wird erneut
der Signalpegel des Stromsparsignals (PS) von
hohem Pegel "1" auf niedrigen Pegel "0" geändert,
wie in Fig. 2b zu sehen ist. Diese Verschiebung
führt dazu, daß der Zustand des Phasenvergleichers
vom Betriebszustand in den Bereitschaftszustand
übergeht. Dann werden erneut sowohl der Hochzieh-
PNP-Transistor 16 als auch der Absenk-NPN-
Transistor 17 in einen Sperrzustand gebracht, so
daß die Ausgangsimpedanz der Ladungspumpe 2 groß
wird. In diesem Zustand ist der erste Kondensator
18 an einer Entladung gehindert. Allerdings
erfolgt eine Aufladung des Kondensators durch
Leckstrom. Damit steigt die Spannung des ersten
Kondensators 18 allmählich mit verstreichender
Zeit von der zweiten Spannung an hoch. Wie
weiterhin in Fig. 2f gezeigt ist, fängt auch die
Kathodenspannung der Kapazitätsdiode 20 an,
allmählich oder nach und nach mit verstreichender
Zeit anzusteigen. Außerdem wird, wenn der
Zeitpunkt t₄ kommt, der Signalpegel des
Ausgangssignals des EOR-Gatters 25 auf den
niedrigen Pegel "0" gebracht, entsprechend der
Zustandsänderung des Stromsparsignals (PS).
Außerdem wird der Schalttransistor 21 der die
veränderliche Vorspannung liefernden Schaltung 6
vollständig in einen AUS-Zustand gebracht, wie in
Fig. 2e gezeigt ist. Zu dieser Zeit wird der
zweite Kondensator 22 über den zweiten Widerstand
23 und den Schutzwiderstand 24 auf die
Versorgungsspannung Vcc aufgeladen. Damit steigt
die Spannung des zweiten Kondensators 22
allmählich von dem bis dahin gehaltenen
Spannungspegel aus an. Wie in Fig. 2g zu sehen
ist, steigt folglich auch die Anodenspannung der
Kapazitätsdiode 20 in ähnlicher Weise allmählich
an. Bei dieser Ausführungsform sind außerdem der
Widerstand des zweiten Widerstands 23 und
derjenige des Schutzwiderstands 24 derart
reguliert, daß der Anstieg der Spannung des
zweiten Kondensators 22 in etwa dem Anstieg der
Kathodenspannung der Kapazitätsdiode 20 aufgrund
des Leckstroms gleicht. Wie in Fig. 2h gezeigt
ist, wird folglich die sich an den Anschlüssen der
Kapazitätsdiode 20 einstellende Spannung gleich
der bis dahin angelegten Empfangsfrequenz
steuerspannung, unabhängig von Spannungsanstiegen,
die an dem ersten und dem zweiten Kondensator 18
und 22 stattfinden. Außerdem wird eine sich derart
einstellende Spannung an den Anschlüssen der
veränderlichen Kapazitätsdiode 20 während der
Zeitspanne T4-5 des Empfangszeitschlitzes
aufrechterhalten. Demzufolge generiert der VCO 4
ein Schwingungssignal mit einer Frequenz, welches
der Frequenz der Schwingung des VCO während der
Zeitspanne T3-4 des dem Empfangsschlitz unmittelbar
vorausgehenden Zeitschlitzes gleicht, wie in Fig.
2i zu sehen ist. Außerdem wird ein solches
Schwingungssignal fortlaufend während der
Zeitspanne T4-5 des Empfangszeitschlitzes
aufrechterhalten.
Wenn dann der Zeitpunkt t₅ kommt und die Zeitspanne
T5-6 weiterer Zeitschlitze beginnt, wird das
Stromsparsignal (PS) auf niedrigem Pegel "0"
gehalten. Damit wird auch der Phasenvergleicher im
Bereitschaftszustand gehalten. Der
Schalttransistor 21 ist allerdings noch im AUS-
Zustand. Damit wird der zweite Kondensator 22 über
den Schutzwiderstand 24 und den zweiten Widerstand
23 geladen gehalten. Nach Verstreichen einer
vorbestimmten Zeitspanne steigt die Spannung des
zweiten Kondensators 22 auf den Pegel der
Versorgungsspannung Vcc an. Diese Spannung wird an
die Anode der Kapazitätsdiode 20 gelegt. Zu dieser
Zeit wird der erste Kondensator 18 noch von der
Ladungspumpschaltung 2 aufgeladen. Allerdings wird
der Ladevorgang durch die Ladungspumpe 2 dann
gestoppt, wenn die Spannung des Schleifenfilters 3
etwa halb so groß wird wie der Pegel einer
Ladungspumpen-Zuführspannung Vb. Damit fällt die
an den Anschlüssen der Kapazitätsdiode 20
entstehende Spannung von dem während der
Zeitspanne T1-2 des Sendezeitschlitzes angelegten
Pegel der Empfangsfrequenz-Steuerspannung um einen
Spannungsanstieg der Anodenspannung ab.
In der Zeitspanne T5-6 weiterer Zeitschlitze wird
an die Kapazitätsdiode 20 eine solche an den
Anschlüssen der Kapazitätsdiode entstehende
Spannung angelegt, derzufolge die
Schwingungsfrequenz des VCO 4 sich von der
Schwingungsfrequenz in der Zeitspanne T4-5 des
Empfangszeitschlitzes unterscheidet. Allerdings
hat dies überhaupt keinen Einfluß auf die
Funktionsweise des Sendeempfängers gemäß dieser
Ausführungsform, weil der Sendeempfänger in der
Zeitspanne T5-6 weiterer Zeitschlitze weder ein
Signal sendet noch ein Signal empfängt.
Wie oben beschrieben, wird bei dieser
Ausführungsform des TDMA/TDD-Sendeempfängers dann,
wenn der Phasenvergleicher der PLL-Steuerschaltung
des PLL-IC 1 sich während der Zeitspanne T1-2 des
Sendezeitschlitzes und der Zeitspanne T4-5 des
Empfangszeitschlitzes in einem
Bereitschaftszustand befindet, eine veränderliche
Vorspannung an die Anode der veränderlichen
Kapazitätsdiode 20 des VCO 4 gelegt, die sich in
der entsprechende Richtung und in dem
entsprechenden Bereich ändert wie die Änderung der
Frequenzsteuer-Spannung, welche der Kathode der
Kapazitätsdiode zugeführt wird. Damit wird die
sich an den Anschlüssen der veränderlichen
Kapazitätsdiode 20 einstellende Spannung während
der genannten Zeit spannen auf einem konstanten
Pegel gehalten. Hieraus folgt, daß die
Frequenzgenauigkeit, wie sie für den
Sendeempfänger des TDMA-Typs gefordert wird, in
ausreichendem Maß gewährleistet werden kann.
Wie oben erläutert, wird im Fall des
erfindungsgemäßen TDMA/TDD-Sendeempfängers die
PLL-Schaltung nur in der Zeitspanne eines
Zeitschlitzes in einen Betriebszustand gebracht,
die jedem Sende- und jedem Empfangs-Zeitschlitz
unmittelbar vorausgeht. In der Zeitspanne des
Empfangszeitschlitzes wird die PLL-Schaltung nicht
in einen Betriebszutand, sondern in einen
Bereitschaftszustand gebracht.
Damit wird durch die vorliegende Erfindung
erreicht, daß in der Zeitspanne des
Empfangszeitschlitzes, in der die PLL-Schaltung
sich im Bereitschaftszustand befindet, keine
Energie verbraucht wird. Es ergibt sich also der
Vorteil, daß der Energieverbrauch der PLL-
Schaltung reduziert ist und damit ein
stromsparender Sendeempfänger gebaut werden kann.
Aufgrund des erfindungsgemäßen Aspekts, wonach die
PLL-Schaltung während der Zeitspanne des
Empfangszeitschlitzes in einen
Bereitschaftszustand gebracht wird, wird erreicht,
daß die Leckkomponente des Referenz-
Frequenzsignals daran gehindert werden kann, an
den VCO 4 zu gelangen, und daß verhindert werden
kann, daß von dem VCO 4 Referenz-Streusignale
erzeugt werden.
Wenn bei dem erfindungsgemäßen Sendeempfänger die
PLL-Schaltung der Oszillatorschaltung sich im
Bereitschaftszutand befindet, oder wenn sich der
Phasenvergleicher im Bereitschaftszustand
befindet, wird die sich ändernde Vorspannung,
welche sich annähernd in der gleichen Weise ändert
wie die Steuerspannung (das heißt die Ladespannung
des Kondensators 18 des Schleifenfilters 3), die
an eine Elektrode des veränderlichen Spannungs-
Reaktanzelements 20 des VCO 4 gelegt wird, an die
andere Elektrode des Reaktanzelements 20 gelegt,
wozu die eine veränderliche Vorspannung liefernde
Schaltung 6 verwendet wird. Wenn somit die der
einen der Elektroden des Reaktanzelements 20
zugeführte Steuerspannung sich im Laufe der Zeit
aufgrund des Leckstroms allmählich ändert, so
ändert sich auch die der anderen Elektrode des
Reaktanzelements zugeführte Vorspannung zeitlich
allmählich in der gleichen Richtung und im
gleichen Bereich, in der bzw. in dem sich die
Steuerspannung ändert.
Hieraus folgt, daß die sich an den Anschlüssen des
Spannungs-Reaktanzelements 20 einstellende
Spannung im Verlauf der Zeit nicht geändert wird.
Das heißt, die Erfindung hat den Vorteil, daß die
Schwingungsfrequenz des VCO 4 während einer
Zeitspanne konstant gehalten wird, in der der
Phasenvergleicher sich im Bereitschaftszustand
befindet, und die für den TDMA-Sendeempfänger
geforderte Frequenzgenauigkeit in ausreichendem
Maße gewährleistet wird.
Abwandlungen der oben beschriebenen
Ausführungsformen sind selbstverständlich möglich.
Bei dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel
wird als veränderliches Spannungs-Reaktanzelement
eine einzelne Kapazitätsdiode 20 verwendet.
Statt dessen kann auch eine Kombination aus
mehreren veränderlichen Kapazitätsdioden
eingesetzt werden, ebenso die Kombination aus
einer Kapazitätsdiode und einem weiteren Element.
In Frage kommt auch ein ähnliches Element wie eine
veränderliche Kapazitätsdiode als veränderliches
Spannungs-Reaktanzelement.
Das Schleifenfilter 3, der VCO 4 und die eine
veränderliche Vorspannung liefernde Schaltung 6
gemäß der Erfindung sind nicht auf die speziellen
Ausgestaltungen gemäß der oben beschriebenen
Ausführungsform beschränkt. Diese Elemente sowie
deren Bestandteile können im Rahmen ihrer üblichen
Funktionsweise modifiziert werden.
Das hier verwendete PLL-IC 1 kann auch durch eine
andere Schaltung ersetzt werden.
Claims (6)
1. TDMA/TDD-Sendeempfänger, mit einer
Phasenregelschleife, welche mindestens einen
spannungsgesteuerten Oszillator (VCO 4) und ein
Schleifenfilter (3) aufweist, von denen der
spannungsgesteuerte Oszillator (4) bei
Sendebetrieb als Trägeroszillator und bei
Empfangsbetrieb als Empfangsoszillator dient,
wobei die Phasenregelschleife eine
Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten
Oszillators (4) regelt, die Phasenregelschleife
während einer Zeitspanne eines Zeitschlitzes
unmittelbar vor einem Sendezeitschlitz und
während einer Zeitspanne eines Zeitschlitzes
unmittelbar vor einem Empfangszeitschlitz
geschlossen ist, die Phasenregelschleife
während Zeitspannen von Sende- und
Empfangszeitschlitzen geöffnet ist, und, wenn
die Schleife geöffnet ist, die
Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten
Oszillators (4) nach Maßgabe einer Ladespannung
des Schleifenfilters (3) geregelt wird.
2. Sendeempfänger nach Anspruch 1, bei dem die
Phasenregelschleife eine Phasenregelschleife
mit kurzer Einrastzeit ist.
3. TDMA/TDD-Sendeempfänger, umfassend:
einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO 4), mit einem veränderlichen Spannungs- Reaktanzelement (20), um eine Änderung einer Ausgangsfrequenz des Oszillators entsprechend einer Steuerspannung zu erreichen, die einer der Elektroden des veränderlichen Spannungs- Reaktanzelements (20) zugeführt wird;
einen Phasenvergleicher (1) zum Vergleichen eines Referenz-Frequenzsignals mit einem Ausgangsfrequenzsignal des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO 4), und zum Erzeugen von Fehlersignalen;
einer Zustandsumschalteinrichtung zum Ändern eines Zustands des Phasenvergleichers zwischen dem Betriebszustand und einem Bereitschaftszustand in Abhängigkeit des Anlegens eines Änderungssignals; und
eine Vorspannungszuführeinrichtung (6) zum Zuführen einer sich ändernden Vorspannung an die andere der Elektroden des veränderlichen Spannungs-Reaktanzelements (20), wobei die Vorspannungszuführeinrichtung (6) eine Oszillatorschaltung aufweist, um eine sich ändernde Vorspannung zu generieren, die sich in annähernd der gleichen Weise ändert, wie sich die an das veränderliche Spannungs- Reaktanzelement angelegte Steuerspannung ändert, wenn sich der Phasenvergleicher in einem Bereitschaftszustand befindet.
einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO 4), mit einem veränderlichen Spannungs- Reaktanzelement (20), um eine Änderung einer Ausgangsfrequenz des Oszillators entsprechend einer Steuerspannung zu erreichen, die einer der Elektroden des veränderlichen Spannungs- Reaktanzelements (20) zugeführt wird;
einen Phasenvergleicher (1) zum Vergleichen eines Referenz-Frequenzsignals mit einem Ausgangsfrequenzsignal des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO 4), und zum Erzeugen von Fehlersignalen;
einer Zustandsumschalteinrichtung zum Ändern eines Zustands des Phasenvergleichers zwischen dem Betriebszustand und einem Bereitschaftszustand in Abhängigkeit des Anlegens eines Änderungssignals; und
eine Vorspannungszuführeinrichtung (6) zum Zuführen einer sich ändernden Vorspannung an die andere der Elektroden des veränderlichen Spannungs-Reaktanzelements (20), wobei die Vorspannungszuführeinrichtung (6) eine Oszillatorschaltung aufweist, um eine sich ändernde Vorspannung zu generieren, die sich in annähernd der gleichen Weise ändert, wie sich die an das veränderliche Spannungs- Reaktanzelement angelegte Steuerspannung ändert, wenn sich der Phasenvergleicher in einem Bereitschaftszustand befindet.
4. Sendeempfänger nach Anspruch 3, bei dem die
Vorspannungszuführeinrichtung aufweist:
einen Schalttransistor (21) mit einem Kollektor, der über einen Schutzwiderstand (24) an eine Versorgungsspannung (7, Vcc) angeschlossen ist, mit einem auf Masse gelegten Emitter, und mit einer Basis, der ein Schaltsignal zugeführt wird, damit der Transistor ein- oder ausgeschaltet wird; und
einen Widerstand (23) und einen Kondensator (22), die zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Schalttransistors (21) in Reihe geschaltet sind, wobei, wenn der Schalttransistor (21) ausgeschaltet ist, der Kondensator (22) über den Widerstand (23) aufgeladen wird, während dann, wenn der Schalttransistor (21) eingeschaltet ist, der aufgeladene Kondensator über den Widerstand und den Schalttransistor (21) entladen wird.
einen Schalttransistor (21) mit einem Kollektor, der über einen Schutzwiderstand (24) an eine Versorgungsspannung (7, Vcc) angeschlossen ist, mit einem auf Masse gelegten Emitter, und mit einer Basis, der ein Schaltsignal zugeführt wird, damit der Transistor ein- oder ausgeschaltet wird; und
einen Widerstand (23) und einen Kondensator (22), die zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Schalttransistors (21) in Reihe geschaltet sind, wobei, wenn der Schalttransistor (21) ausgeschaltet ist, der Kondensator (22) über den Widerstand (23) aufgeladen wird, während dann, wenn der Schalttransistor (21) eingeschaltet ist, der aufgeladene Kondensator über den Widerstand und den Schalttransistor (21) entladen wird.
5. Sendeempfänger nach Anspruch 4, bei dem das
Schaltsignal, welches der Basis des
Schalttransistors (21) zugeführt wird, ein
Binärsignal ist, welches aus einem dem
Phasenvergleicher zuzuführenden Änderungssignal
und einem Sendesteuersignal besteht.
6. Sendeempfänger nach Anspruch 3 oder 5, bei dem
das veränderliche Spannungs-Reaktanzelement
sich zusammensetzt aus einer veränderlichen
Kapazitätsdiode (20), von der die eine
Elektrode eine Kathode und die andere Elektrode
eine Anode ist.
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