DE1139553B - Breitbandiger Frequenzteiler - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen breitbandigen Frequenzteiler mit einem Ladekondensator und zwei Entladungsstrecken, wovon die erste aus der Gitterkathodenstrecke einer Schaltröhre besteht, wobei der Ladezustand des Kondensators die Leitfähigkeit der Schaltröhre bestimmt, und die zweite von einem nichtlinearen Glied niedriger Impedanz gebildet wird.

Die bekannten Frequenzteilerschaltungen sind im allgemeinen für den Betrieb bei einer festen Eingangsfrequenz ausgelegt. So sind z. B. Schaltungen bekannt, bei welchen die Aufladung eines Ladekondensators über eine Diode durch das Eingangssignal erfolgt, während die Serienkombination Diode-Ladekondensator von einer zweiten, der Durchlaßrichtung der ersten entgegengesetzt gepolten Diode überbrückt ist. Der Ladezustand des Ladekondensators bestimmt die Leitfähigkeit einer Schalttriode, wobei ein zweiter Entladungsweg über eine zusätzliche Triode vorgesehen ist.

Die feste Arbeitsfrequenz wird häufig durch die Einbeziehung von abgestimmten Schaltungen oder durch die Aufladungsänderungen von Kapazitäts-Widerstands-Netzwerken bestimmt. Solche bekannten Frequenzteiler mögen zwar bei ihren spezifischen Frequenzen leistungsfähig sein, aber es gibt zahlreiche Anwendungen, für die eine genaue Frequenzteilung über ein breites Eingangsfrequenzband nötig ist. In solchen Fällen kann die Eingangsfrequenz so schwanken, daß das Verhältnis der höchsten zur niedrigsten Eingangsfrequenz bei etwa 3:1 liegt. Die bekannten Frequenzteiler sind im allgemeinen ohne Nachjustieren kritischer Schaltungsteile nicht zu einer genauen Frequenzteilung unter Bedingungen imstande, bei denen eine solche breite Schwankung von Eingangsfrequenzen zu verarbeiten ist.

Es sind weiter Frequenzteiler für einen weiten Bereich der Eingangsfrequenz bekannt, bei denen ein Kondensator langsam aufgeladen wird, bis ein Extremwert der Eingangsspannung die Entladung auslöst und diese Entladung über zwei Entladungsstrecken erfolgt.

Der Frequenzteiler gemäß der Erfindung zeichnet sich gegenüber dem bekannten Stand der Technik durch wesentlich geringeren Aufwand an Bauteilen aus und ist durch eine besonders einfache Schaltung gekennzeichnet.

Die Erfindung besteht darin, daß aus einer Gleichstromquelle über eine Widerstandskombination eine dauernde Aufladung des Ladekondensators erfolgt und das nichtlineare Glied der zweiten Entladungsstrecke von einem Momentanwert der Eingangswechselspannung in den leitenden Zustand gesteuert wird, daß ferner von dem an der Kathode der Schaltröhre abge-Breitbandiger Frequenzteiler

Anmelder:

International Business Machines Corporation,

New York, N. Y. (V. St. A.)

Vertreter: Dipl.-Ing. H. E. Böhmer, Patentanwalt, Böblingen (Württ.), Sindelfinger Str. 66

Beanspruchte Priorität: V. St. v. Amerika vom 13. November 1959 (Nr. 852 817)

Kenneth E. Schreiner, Harrington Park, N. J.

(V. St. A.),
ist als Erfinder genannt worden

nommenen Ausgangssignal, welches der Entladekurve des Ladekondensators ähnlich ist, ein Teil der Energie über ein Integriergüed geführt ist und die dabei gewonnene Gleichspannung entweder der einen Klemme der nichtlinearen Impedanz zusätzlich zur Eingangsspannung oder dem Fußpunkt des Ladekondensators so zugeführt ist, daß mit zunehmender Eingangssignalfrequenz der Aufladezyklus verkürzt wird.

Weitere Einzelheiten ergeben sich aus der Beschreibung sowie den nachstehend aufgeführten Zeichnungen.

Fig. 1 ist ein Schaltschema eines bevorzugten Ausführungsbeispiels eines einstufigen Frequenzteilers nach der Erfindung;

Fig. 2 zeigt eine idealisierte Impedanzkennlinie für eine in der Schaltung von Fig. 1 verwendete bevorzugte nichtlineare Impedanz;

Fig. 3 stellt in idealisierter Form die Aufladungskurve der Kapazität 10 dar, wobei verschiedene Betriebsfrequenzbereiche angedeutet sind;

Fig. 4 ist ein Schaltschema einer verfeinerten dreistufigen Ausführungsform der Teilerschaltung von Fig. 1;

Fig. 5 zeigt schematisch eine andere Form der Schaltung von Fig. 1;

Fig. 6 ist ein Schaltschema eines anderen Ausführungsbeispiels der Erfindung, in dem ein spannungsabhängiger Kondensator verwendet wird.

Gemäß Fig. 1 bestimmt der Aufladungszustand der Kapazität 10, dargestellt bei Punkt 12, den leitenden Zustand der elektronischen Entladungsvorrichtung 14.

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Das Potentiometer 16 und der Widerstand 18 bilden Erfindungsgemäß wird diese Schwierigkeit dadurch für die Kapazität einen Ladekreis. Der Kondensator behoben, daß eine Kompensation für dieses Mißver-10 besitzt gleichzeitig eine Entladungsstrecke niedri- hältnis in den Betriebsperioden auf Eingangsfrequenzger Impedanz, welche gebildet wird durch die nicht- Schwankungen hin vorgesehen ist. Das geschieht durch lineare Impedanz 20, den Widerstand 22 und den 5 eine in der Kapazität 28 gespeicherte Ladung. Die Kathodenkreis der Vorrichtung 14 mit den Wider- Kapazität 28 ist viel größer als die Kapazität 10 und . ständen 23, 24 und 38. hat eine längere Ladezeit. Daher wird der durchschnitt-Bei Nichtvorliegen eines Wechselstrom-Eingangs- liehe Spannungspegel von Punkt 30 im wesentlichen Spannungssignals, ist die die nichtlineare Impedanz 20 durch den Ladungszustand der Kapazität 28 bestimmt, enthaltende Entladungsstrecke nicht genügend leitend, io Wegen der Verbindung über den Widerstand 22 zum um die Kapazität 10 schneller als mit der Aufladungs- Kathodenwiderstand 24 am Punkt 34 steuert der Teil geschwindigkeit zu entladen, und der Punkt 12 wird der Ausgangsspannung, der als Spannungsabfall über auf einem Spannungspegel gehalten, der die Vorrich- Widerstand 24 erscheint, die Ladung der Kapazität 28 tung 14 leitend werden läßt. Bei Anlegung eines und das Durchschnittspotential am Punkt 30. Wechselstrom-Eingangsspannungssignals an die Ein- 15 Aus der vorstehenden Erklärung geht hervor, daß gangsklemme 26 wird dieses durch die Kapazität 28 die an der Ausgangsklemme 32 erscheinende Spanzu dem Punkt 30 zwischen der Impedanz 20 und dem nung sowie deren an Punkt 34 der Schaltung erschei-Widerstand 22 übertragen. Besteht nun ein negativer nender Teil im wesentlichen eine Wiedergabe der Momentanwert der Eingangsspannung, so entsteht ein Spannung an Punkt 12 ist. Dies ist eine Sägezahnwelle, ausreichender Spannungsabfall über die nichtlineare 20 in der die wiederholten Anstiegsteile Wiedergaben der Impedanz 20 zwischen den Punkten 12 und 30, um 2?C-Ladekurve der Kapazität 10 sind. Bei hohen Eindie Impedanz 20 in einen stark leitenden Zustand zu gangsfrequenzen trägt ein kurzer Teil der ÄC-Kurve versetzen. Hierdurch wird die Kapazität 10 schnell ent- zu diesem Teil der Ausgangsspannung bei. Aber bei laden, und infolgedessen wird die Röhre 14 schwächer niedrigen Frequenzen des Eingangssignals entspricht leitend, wodurch die an der Ausgangsklemme 32 auf- 25 dem Ausgangssignal ein längerer Teil der i?C-Kurve. tretende Ausgangsspannung gesenkt wird. Nach dieser Wegen der asymptotischen Natur der i?C-Kurve unschnellen Entladung der Kapazität 10 wird jedoch die terscheidet sich der durchschnittliche Gleichstrom-Spannung an der nichtlinearen Impedanz 20 so weit pegel der Ausgangsspannung bei höheren Betriebsherabgesetzt, daß sie wieder den schwach leitenden frequenzen von dem durchschnittlichen Gleichstrom-Zustand erreicht, und die Kapazität 10 wird dann 30 pegel bei niedrigeren Betriebsfrequenzen (bezogen auf wieder aufgeladen mit einer Geschwindigkeit, die die negative Spannungsspitze des Ausgangssignals), durch die effektiven kombinierten Widerstandswerte Bei niedrigeren Frequenzen ist der Gleichstrompegel des Widerstandes 18 und des Potentiometers 16 in höher und bei höheren Frequenzen niedriger. Das ist bezug auf die Kapazität des Kondensators 10 bestimmt der Fall, weil bei niedrigeren Frequenzen der asympwird. 35 totische Anstiegsteil des Sägezahnausgangs eine grö-Nach einer bestimmten Zahl von Zyklen der Ein- ßere Konvexität in Aufwärtsrichtung aufweist. Diese gangsspannung wird die Ladung der Kapazität 10 in Spannungsschwankung in der Gleichstromkomponente genügendem Maße wiederhergestellt, daß durch einen des Ausgangs wird von Punkt 34 aus zurück zum weiteren negativen Ausschlag der Eingangsspannung Punkt 30 übertragen, und wegen der regenerativen die nichtlineare Impedanz wieder in einen stark leiten- 40 Natur dieser Gleichstromrückkopplung wird die der den Zustand »gekippt« wird, um einen weiteren nega- Betriebsfrequenz entsprechende Schwankung im tiven Ausschlag der Ausgangsspannungswelle zu er- Gleichstrompegel bezüglich der Amplitude größer, zeugen. Auf diese Weise wird bei einem periodischen Die Kapazität 28 und die zu ihr führenden Gleich-Eingangssignal, wie an Klemme 26 dargestellt, ein an strom-Rückkopplungsverbindungen können daher so der Ausgangsklemme 32 dargestelltes periodisches 45 charakterisiert werden, daß sie eine Integrationsschal-Ausgangssignal erzeugt. Durch entsprechende Wahl tung zur Frequenzmessung bilden, wenn sie in Kom- und Einstellung der Werte der Schaltungskonstanten bination mit dem übrigen System betrachtet werden, kann man also eine gewünschte Frequenzreduzierung Je höher also die Frequenz des Eingangssignals ist, erreichen. Gemäß Fig. 1 kann diese Frequenzteilung desto niedriger ist der durchschnittliche Gleichspanz. B. in einem Verhältnis von 3:1 erfolgen, so daß die 50 nungspegel am Punkt 30. Da die zeitliche Steuerung Ausgangsfrequenz ein Drittel der Eingangsfrequenz ist. der Wirkungsweise der Schaltung von der »Umschal-Wenn angenommen wird, daß sich die Amplitude tung « der Vorrichtung 20 bei einem gegebenen Spander Eingangsspannung nicht merklich ändert, geht aus nungsabfall über die Vorrichtung abhängig ist, erhält der vorstehenden Erklärung hervor, daß die Ladungs- man durch Senkung des durchschnittlichen Gleicherholungszeit der Kapazität 10, die durch das RC- 55 Spannungspegels am Punkt 30 eine frühere Umschal-Verhältnis des Widerstandes 18 und der Kapazität 10 tung für jeden Ausgangszyklus in bezug auf das Weibestimmt wird, mit der Periode der Eingangsfrequenz terschaltungsstadium auf der 2?C-Ladekurve der Ka- und dem gewünschten Frequenzteilungsfaktor in Be- pazität 10. Dies führt daher zu einer Verkürzung des ziehung stehen muß. Zum Beispiel muß für eine Tei- wirksamen Teils des Wiederaufladezyklus der Kapalung durch 3 die Periode, während welcher die Kapa- 60 zität und damit zur gewünschten Kompensation für zitätlO zwischen den Kippvorgängen wieder auf ge- den Betrieb mit höherer Frequenz. Die Wirkungsweise laden wird, vorzugsweise etwa dreimal so lang wie die der Schaltung von Fig. 1 wird nachstehend in Verbin-Periode für einen vollständigen Zyklus der Eingangs- dung mit Fig. 2 und 3 näher beschrieben, spannung sein. Wenn sich daher die Eingangsfrequenz Ein Widerstand 36 an der Eingangsklemme 26 hat ändert, ist bei dem bisher beschriebenen System die 65 den Zweck, die Eingangsimpedanz, die die Kapazität Wiederaufladungsgeschwindigkeit für die Kapazität 10 28 mit der Erde verbindet, zu bestimmen. Es versteht nicht mehr genügend richtig, um einen gewünschten sich, daß die Innenimpedanz der das Eingangssignal festen Teilungsfaktor aufrechtzuerhalten. an Klemme 26 liefernden Spannungsquelle für diesen

Zweck ausreichen kann und ein Widerstand 36 dann nicht nötig ist. In diesem Fall stellt dann der Widerstand 36 die Innenimpedanz der Signalquelle dar.

Fig. 2 zeigt eine bevorzugte Impedanzkurve für das nichtlineare Impedanzelement 20, dargestellt als Stroni-Spannungs-Kurve. Hieraus ist ersichtlich, daß vom spannungslosen Zustand bis zu einer Kippspannung von etwa 13 Volt sich die Vorrichtung im schwach leitenden Zustand befindet, in dem der Strom auf etwa

hohen Frequenzen der gleichen Spannung V in vertikaler Richtung zwischen den Punkten 44 und 46 eine weitaus kürzere, ebenfalls in drei Perioden unterteilte Zeitspanne entspricht, welche sich horizontal zwischen 5 den Punkten 44 und 46 erstreckt. Es werden also bei verschiedenen Frequenzen Teile der i?C-Kurve mit verschiedener durchschnittlicher Neigung zur Frequenzkompensation verwendet. Daher kann man sagen, daß sich die Kapazität beim Betrieb mit höheren

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führungsform der Teilerschaltung von Fig. 1, worin gewisse Verfeinerungen vorgenommen worden sind. Die Schaltungskonstanten dieser Schaltung können z· B. so gewählt werden, daß jede Stufe eine Teilung durch einen Faktor 2 ausführen kann, so daß mit der Gesamtkombination eine Teilung durch den Faktor 8 erfolgt. Jede der Stufen entspricht in ihrem Aufbau der in Fig. 1 gezeigten Schaltung. Die Hauptausnahme bh jdh di ß

1 mA oder weniger begrenzt ist. Bei der Kippspan- io Frequenzen schneller auf den Kippegel auflädt,

nung von etwa 13 Volt wird jedoch der negative Wi- Fig. 4 ist ein Schaltschema einer dreistufigen Aus-

derstandsteil der Kurve wirksam, und der Strom steigt fühf d Tilhl sofort auf 10 mA oder mehr an bei einem Spannungsabfall, der nur 2 Volt betragen kann. Wenn die Span-

nung dann unter 2 Volt, die Mindestspannung im stark 15 leitenden Zustand, sinkt, geht die Vorrichtung wieder in den schwach leitenden Zustand bei einem Strom unter 1 mA. Die bevorzugte nichtlineare Impedanz-

vorrichtung für die Erfindung, die Eigenschaften der p in Fig. 2 gezeigten allgemeinen Art hat, ist eine söge- 20 besteht jedoch darin, daß in der zweiten und der dritnannte nichtlineare Diode. Dieser Ausdruck bezeich- ten Stufe der Integrationsgleichspannungspegel zum net hier Halbleiterdioden, die auch manchmal PNPN- Zweck der Frequenzkompensation von der vorher-Dioden oder Dioden mit negativem Widerstand oder gehenden Stufe abgeleitet und nicht durch eine neue Reeves-Dioden genannt werden. Dioden mit diesen Rückkopplungsverbindung erzeugt wird. Die Frequenz-Eigenschaften sind im Handel erhältlich. Man spricht 25 kompensationsgleichspannung wird zu der die Röhre häufig von ihnen als nichtlineare Dioden mit 14 α enthaltenden zweiten Stufe durch einen Signal- »Z«-Strom-Spannungs-Kennlinie. Zu ihrer Herstel- kopplungswiderstand 48 a weitergeleitet, um so den lung können verschiedene Halbleiterstoffe, wie z.B. Gleichspannungspegel der Speicherkapazität 28a für Germanium und Silizium verwendet werden. die Integrationsspannung zu steuern. In ähnlicher

Als nichtlineares Impedanzelement wird zwar eine 30 Weise besteht eine Gleichstromkopplung zwischen der Diode bevorzugt, aber es können auch andere nicht- zweiten und der dritten Stufe durch den Widerstand lineare Impedanzelemente verwendet werden, wie z. B. 48Z), um den durchschnittlichen Spannungspegel der Gasentladungsröhren, wenn sie eine Impedanz auf- Kapazität 28 b zu steuern. Der in der ersten Stufe erweisen, die der in Fig. 2 gezeigten ähnlich ist. Bei der zeugte Gleichstrompegel wird also an die zweite und Auswahl eines solchen nichtlinearen Impedanz- 35 der in der zweiten Stufe erzeugte an die dritte Stufe elements ist es wichtig, daß die Kippspannungskurve übertragen, wodurch sich eine Frequenzkompensation einen einigermaßen konstanten Wert hat, um sicher- in allen drei Stufen ergibt, zustellen, daß das System genau arbeitet. Man sieht also, daß die in der zweiten und der

Fig. 3 zeigt eine idealisierte Widerstand-Kapazität- dritten Stufe bewirkte Frequenzkompensation in vol-Ladekurve für die Kapazität 10 in der Schaltung von 40 ler Übereinstimmung mit den in Verbindung mit Fig. 1 Fig. 1. Wie oben schon kurz erklärt, sind wegen der beschriebenen Grundsätzen ist. Es besteht aber insoveränderlichen Gleichstromvorspannung, die dem fern ein Unterschied, als das Gleichstromintegrations-Punkt 30 durch die den Widerstand 22 enthaltende signal nicht das Ergebnis einer Rückkopplung inner-Rückkopplungsverbindung zugeführt wird, verschie- halb dieser einzelnen Stufen ist, sondern das Ergebnis dene Teile der i?C-Kurve für die Kapazität 10 wirk- 45 eines Gleichstromintegrationssignals, das an die Einsam beim Steuern des Betriebs der Schaltung über die gänge dieser jeweiligen Stufen gelegt wird, nachdem Röhre 14, wenn die Eingangsfrequenz verändert wird. es in einem vorhergehenden Teil des Systems erzeugt Zum Beispiel ist nahe dem unteren Ende des Betriebs- worden ist. Außerdem sind in der zweiten und der frequenzbereichs der Schaltung der durchschnittliche dritten Stufe von Fig. 4 die Spannungspegel-Speicher-Gleichstrompegel des Punktes 30 ziemlich hoch, und 5° kapazitäten 28 α und 28 b direkt geerdet und nicht mit die Umschaltung erfolgt bei einem höheren Wert der der Eingangsstrecke in Reihe geschaltet. Dies ist eine durchschnittlichen Ladung der Kapazität 10. Daher geringfügige Abänderung, denn die Schaltung von wird ein höherer Teil der Ladekurve für die Kapazität Fig. 1 könnte so abgewandelt werden, daß die Gleich-10 für eine solche Umschaltung verwendet, wie es Spannungskapazität 28 mit dem Eingang parallel und z. B. durch die Punkte 40 und 42 auf der Kurve von 55 nicht in Reihe geschaltet ist.

Fig. 3 angedeutet ist. Bei höheren Betriebsfrequenzen Die Schaltung von Fig. 1 läßt sich außerdem auch wird der durchschnittliche Gleichstrompegel am Punkt noch in anderer Weise abwandeln. Zum Beispiel ist in 30 gesenkt, und die Schaltoperation erfolgt bei einem Fig. 5 gezeigt, daß das Eingangssignal von der Einniedrigeren durchschnittlichen Ladungswert auf der gangsklemme 26 aus direkt dem Punkt 12 anstatt der Kapazität 10 unter Verwendung eines niedrigeren Teils 60 Kapazität 28 zugeleitet werden kann, und zwar muß der i?C-Kurve, wie zwischen den Punkten 44 und 46 zu diesem Zweck ein besonderer Kopplungskondenin Fig. 3 gezeigt ist. Aus dieser Figur geht hervor, daß sator 54 zusätzlich verwendet werden, einer Schaltspannung V, wie sie durch den vertikalen Fig. 6 zeigt eine weitere Abwandlung der Schaltung Abstand zwischen den Punkten 40 und 42 dargestellt von Fig. 1, worin eine spannungsabhängige Kapazität wird, bei niedriger Frequenz ein relativ langer Zeit- 65 10 c verwendet wird. In diesem Ausführungsbeispiel abschnitt von drei Perioden entspricht, durch die hori- wird das Frequenzmaß, das durch den in der Kapazontale Strecke zwischen den Punkten 40 und 42 ver- zität 28 c gespeicherten Gleichspannungspegel dargesinnbildlicht ist. Die Figur zeigt weiterhin, daß bei stellt wird, direkt der unteren Klemme 55 der span-

nungsabhängigen Kapazität 10 c zugeführt. Die Klemme 55 wird konstant auf einem durchschnittlichen Gleichstrompegel unter dem Gleichstrompegel des Punktes 12 gehalten. Anstatt den zur Erlangung der Frequenzkompensation verwendeten Neigungsbereich der i?C-Kurve zu verändern, wird die RC-Kurve selbst verändert, indem die Kapazität von 10 c auf die ihr zugeführte Spannung hin verändert wird. Das Eingangssignal wird durch einen Kopplungskondensator 54c geschickt, und eine Kondensatorentladungsschaltung durch die Vorrichtung 20 wird durch den Widerstand 56 vervollständigt. Die spannungsabhängige Kapazität 10 c ist eine PN-Ubergangsanordnung aus halbleitendem Silizium, wie sie im Handel aus mehreren Quellen erhältlich ist, z. B. von Pacific Semiconductors, Inc., Culver City, California. Obwohl die Vorrichtung in der Zeichnung als Kapazität dargestellt ist, handelt es sich dabei im wesentlichen um eine Halbleiterdiode. Es können aber auch andere spannungsabhängige Vorrichtungen benutzt werden.

Das System von Fig. 1 kann auch abgewandelt werden durch die Verwendung einer Induktivität an Stelle des Widerstandes 18 und eines Widerstandes an Stelle der Kapazität 10, Die Induktivität führt dann die vorher durch die Kapazität 10 vorgenommene Energie-Speicherfunktion aus. Bei einer solchen abgewandelten Anordnung können Dämpfungswiderstände erforderlich sein, um Schwingungen als Folge von Energieübertragungen zwischen der Induktivität an Punkt 18 und den Kapazitäten des Systems, wie z. B. der Kapazität 28, zu verhindern.

Aus den wenigen hier gezeigten Ausführungsbeispielen geht hervor, daß viele Abwandlungen der Erfindung möglich sind, ohne deren Rahmen zu überschreiten.

Es hat sich gezeigt, daß bei dem Ausführungsbeispiel des Systems von Fig. 1, welches zur Teilung durch den Faktor 2 geeignete Schaltungskonstanten verwendet, eine genaue Frequenzteilung erreichbar ist bei Eingangsfrequenzen, die sich in einem Bereich bis zu 3:1 ändern. Wenn sie jedoch mit Schaltungskonstanten aufgebaut ist, die für die Teilung durch größere Faktoren als 2 geeignet sind, verringert sich der Änderungsbereich der Eingangsfrequenzen, in dem eine genaue Teilung erreicht werden kann.

Wegen der spannungsabhängigen Wirkungsweise der vorstehend beschriebenen Schaltungen kann außerdem die Genauigkeit der Frequenzteilung etwas durch Schwankungen in der Amplitude der Eingangssignal-Wechselspannung gestört werden. Diese Schwierigkeiten lassen sich ausgleichen durch die Verwendung von Vorverstärkern mit automatischer Amplitudenregelung, wenn erwartet wird, daß das frequenzmäßig zu untersetzende Signal sich amplitudenmäßig stark verändert. Da jedoch die Erfindung einen ausgezeichneten Ausgleich für die Frequenzänderung erzielt, sind die beschriebenen Systeme nicht so empfindlich gegenüber Amplitudenschwankungen in der Eingangsspannung, wie es sonst der Fall zu sein pflegt. Daher besteht eine wichtige Eigenschaft der erfindungsgemäßen Frequenzteilerschaltungen darin, daß Amplitudenschwankungen der Eingangsspannung zu einem Mindestmaß an Schwierigkeiten führen.

Claims (6)

PATENTANSPRÜCHE:

1. Breitbandiger Frequenzteiler mit einem Ladekondensator und zwei Entladungsstrecken, wovon die erste aus der Gitterkathodenstrecke einer Schaltröhre besteht, wobei der Ladezustand des Kondensators die Leitfähigkeit der Schaltröhre bestimmt, und die zweite von einem nichtlinearen Glied niedriger Impedanz gebildet wird, dadurch gekennzeichnet, daß aus einer Gleichstromquelle über eine Widerstandskombination (16, 18) eine dauernde Aufladung des Ladekondensators (10) erfolgt und das nichtlineare Glied (20) der zweiten Entladungsstrecke von einem Momentanwert der Eingangswechselspannung in den leitenden Zustand gesteuert wird, daß ferner von dem an der Kathode der Schaltröhre abgenommenen Ausgangssignal, welches der Entladekurve des Ladekondensators ähnlich ist, ein Teil der Energie über ein Integrierglied (22, 28) geführt ist und die dabei gewonnene Gleichspannung entweder der einen Klemme der nichtlinearen Impedanz zusätzlich zur Eingangsspannung oder dem Fußpunkt des Ladekondensators so zugeführt ist, daß mit zunehmender Eingangssignalfrequenz der Aufladezyklus verkürzt wird.

2. Breitbandiger Frequenzteiler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal über einen Kopplungskondensator (54) am Gitter der Schaltröhre (14) liegt.

3. Breitbandiger Frequenzteiler nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß an Stelle des Ladekondensators (10) eine spannungsabhängige Kapazität (10 c) verwendet wird, derart, daß zum Zwecke der Frequenzkompensation die Ladecharakteristik der i?C-Anordnung (16 c, 18 c, 10 c) veränderbar ist.

4. Breitbandiger Frequenzteiler nach den Ansprüchen 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß an Stelle des Ladewiderstandes (18) als Energiespeicher eine Induktivität benutzt ist, während der Kondensator durch einen Widerstand ersetzt ist.

5. Breitbandiger Frequenzteiler nach den Ansprüchen 1 bis 4 in mehrstufiger Anordnung, dadurch gekennzeichnet, daß außer der Wechselstromkopplung des Arbeitssignals von Stufe zu Stufe ebenfalls der in der ersten Stufe zum Zwecke der Frequenzkompensation abgeleitete Gleichstrompegel den folgenden Stufen über Widerstände zugeführt wird.

6. Breitbandiger Frequenzteiler nach den Ansprüchen 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß für eine Frequenzkompensation die regenerative Integrierschaltung über mehrere Stufen hinweg erfolgt.

In Betracht gezogene Druckschriften: USA.-Patentschrift Nr. 2 562 228.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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