EP0409329A2 - Temperatur- und versorgungsspannungsunabhängige Multivibratorschaltung - Google Patents

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EP0409329A2
EP0409329A2 EP90201904A EP90201904A EP0409329A2 EP 0409329 A2 EP0409329 A2 EP 0409329A2 EP 90201904 A EP90201904 A EP 90201904A EP 90201904 A EP90201904 A EP 90201904A EP 0409329 A2 EP0409329 A2 EP 0409329A2
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EP
European Patent Office
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transistors
transistor
voltage
emitter
current
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EP90201904A
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EP0409329B1 (de
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Michael Pietrzyk
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Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Philips Patentverwaltung GmbH
Philips Gloeilampenfabrieken NV
Koninklijke Philips Electronics NV
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    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
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    • H03K3/2821—Emitters connected to one another by using a capacitor

Definitions

  • the invention relates to a temperature and supply voltage independent emitter-coupled multivibrator circuit which is constructed from an oscillator circuit with two switching transistors, a current control circuit and a voltage supply circuit fed from a voltage source for at least one reference voltage.
  • Such circuits of an oscillator which can be controlled in frequency which are essentially based on the functional principle of the emitter-coupled multivibrator and in the field of bipolar integrated circuits, e.g. As a voltage or current controlled oscillator (VCO or CCO) and as a fixed oscillator in phase-locked loops or as a frequency modulator, use are known from German patents P 25 40 867 C2 and P 36 32 458 C2.
  • DE-PS 25 40 867 C2 shows a temperature-compensated, emitter-coupled multivibrator circuit with two switching transistors, a timing capacitor between the emitter electrodes of these switching transistors, two current sources which are connected between the emitter electrodes of the switching transistors and a fixed potential, the current supplied is controlled by a reference voltage, a complex device for controlling the collector currents of the switching transistors being provided such that the multivibrator tilts when the voltage across the timing capacitor is substantially equal to the junction voltage of the semiconductor junction at a flux current equal to the predetermined multiple of one of the first and second current sources.
  • This circuit also has a further complex device for generating a reference voltage for the current sources such that the reference voltage is substantially equal to the junction voltage of the semiconductor junction.
  • Such a basic circuit is already extremely complex. However, it becomes even more complex when a voltage control for linearly changing the frequency of the multivibrator is desired with the same or better temperature behavior.
  • a corresponding circuit is then aimed at reducing the temperature-related changes in base current which occur due to temperature-related changes in the transistor current gains.
  • two methods are used, namely the reduction of the transistor base current by using Darlington transistors and the addition of circuits for withdrawing or supplying a temperature-dependent current for compensation, which is essentially equal to a disadvantageous temperature-dependent base current.
  • the invention has for its object to provide an emitter-coupled multivibrator circuit for generating a controllable oscillator frequency, which is independent of temperature and supply voltage changes, has few components and is well suited for mass production in integrated circuit technology.
  • this object is achieved in that the collectors of the switching transistors are each connected to a collector-emitter branch of two first interception transistors for a lowest and two second interception transistors for a highest threshold voltage and operate on active loads of the current control circuit which have a current mirror branch with at least two Transistors and a current source is assigned that a reference voltage controls the first capture transistors and the emitter of the second transistor in the current mirror branch controls the second capture transistors, that the emitter areas of the capture transistors are in pairs in relation to the emitter areas of the transistors in the current mirror branch, and that the voltage supply circuit has at least one Generated reference voltage for an oscillation frequency independent of the supply voltage.
  • I o is the size of the discharge or charging current
  • C is the capacitance of the capacitor
  • U H is the permitted difference
  • U H ⁇ 2 RI o - 2 U T ln (2 e RI o / U T ) (2)
  • k is the Bolzmann constant
  • T is the temperature in Kelvin
  • q is the electrical charge unit.
  • the switching transistors work according to the characterizing features of the main claim not on resistors, but active loads, in particular on transistors of the current control circuit and the emitter area of the second transistor in the current mirror branch is larger by a factor N than each of the same emitter areas of the collector connected to the voltage source first interception transistors, and that the emitter area of the first transistor in the current mirror branch is larger by a factor P than each of the same emitter areas of the second interception transistors connected to the collector, a temperature independence of the difference U H of the threshold voltage value can be generated in an advantageous manner.
  • the product of the factors N and P corresponds to a constant value, in particular a value 11, whereby the temperature independence can be ensured. It is also particularly advantageous if the second transistor in the current mirror branch is connected as a diode and the first transistor has a base-collector connection and the current source is constructed from a transistor and a resistor in series connection, the resistor being connected to ground and the emitter of the first transistor is connected to the voltage source.
  • the active loads, the first transistor operating as a current mirror in the current mirror branch and the second interception transistors PNP transistors, and the first interception transistors, the second transistor in the current mirror branch, and the transistor serving as a current source are NPN transistors.
  • transistors of the multivibrator circuit which are not described in more detail, are NPN transistors.
  • the voltage supply circuit for generating a reference or reference voltage has a resistance divider consisting of several resistors for dividing the supply voltage.
  • the voltage across the first resistor serves as a reference voltage for the base of the first trapping transistors of the current control circuit and the voltage across a last resistor of this resistance voltage divider serves as a connection for a voltage-current converter, ultimately for generating a reference voltage for the current sources of the oscillator circuit and the current control circuit .
  • the entire circuit can be implemented in a monolithically integrated manner. The resistance brought out can then be used to adjust the oscillator frequency.
  • Fig. 1 of this drawing shows a temperature and supply voltage independent emitter-coupled multivibrator circuit according to the invention.
  • the multivibrator circuit 10 according to the invention shown in FIG. 1 is essentially composed of three sub-circuits, namely an oscillator circuit 11, a current control circuit 12 and a voltage supply circuit 13.
  • a resistor 14 is led out of the voltage supply circuit 13 and serves, among other things. for the adjustment of the voltage supply circuit 13.
  • the positive terminal of a supply voltage U is applied to its upper pin 15.
  • the resistor 14 is preferably dimensioned so that it has a negligible temperature drift. It also forms an external resistance of the multivibrator circuit 10, which is otherwise integrated, for example.
  • the oscillator circuit 11 is constructed in a known manner. It has two switching transistors 15 and 16 which are connected on the emitter side via a capacitor 17 and are in each case connected to ground via a current source comprising a series connection of a transistor 18 or 19 and a resistor 20 or 21.
  • the oscillator circuit 11 also has cross-coupled level shift transistors 22 and 23, which are connected accordingly to the switching transistors 15 and 16 and are connected to ground on the emitter side in each case via a current source composed of a transistor 24 or 25 and a resistor 26 or 27.
  • the respective base electrode of the transistor 18, 19, 24 and 25 is connected to a reference voltage source U b1 .
  • the collectors of the Level shift transistors 22 and 23 are connected directly to the supply voltage U, for example, via the current control circuit 12 and the voltage supply circuit 13.
  • the collectors of the switching transistors 15 and 16 are inserted into the current control circuit 12 and work there on active loads 28 and 29, respectively.
  • These active loads 28 and 29 are preferred designed as PNP current source transistors and connected to the supply voltage U on the emitter side.
  • the collector of switching transistor 15 thus works on the collector of load transistor 28 and the collector of switching transistor 16 on the collector of load transistor 29.
  • the load transistors 28 and 29 form a current mirror.
  • a reference current I o is set via a current source comprising a series circuit comprising a transistor 32 and a resistor 33 in the current mirror branch 31.
  • the current mirror branch 31 there is also a second transistor 34 which is connected as a diode.
  • the series connection of the first transistor 30 and the second transistor 34 of the current mirror branch 31 results in the base potential for the second interception transistors 35 and 36 for an upper threshold voltage value.
  • These interception transistors 35 and 36 thus define the upper value of the voltage swing U H at the collectors of the switching transistors 15 and 16 of the oscillator circuit 11.
  • the first interception transistors 37 and 38 serve to set the lower value. Their base potential is set by a reference voltage source U b2 of the voltage supply circuit 13.
  • switching transistor 15 If one first assumes that switching transistor 15 is conductive and 16 is blocked, then a current of approximately 2 I o flows through switching transistor 15.
  • the load transistor 28 only supplies a current of I o , so that the residual current must flow through one of the lower capture transistors, namely capture transistor 37.
  • the interception transistor 37 is thus conductive and the interception transistor 35 of the upper interception transistors is blocked.
  • the collector current I o of the load transistor 29 thus flows through the interception transistor 36.
  • the interception transistor 36 becomes conductive and the interception transistor 38 is blocked.
  • the emitter-coupled multivibrator changes its switching state when the loop gain is 1.
  • I2 is the current through the blocked switching transistor of the multivibrator.
  • I SP is the saturation current of PNP transistor 35 or 36
  • I SN is the saturation current of NPN transistor 37 or 38
  • voltage U4 is a voltage across the current source in current mirror branch 31. If equation (5) is set into equation (6) the following equation is obtained: U H ⁇ 2 (U4-U b2 ) + 2 U T ln (0.09 I o 2 / (I SP I SN )) (7)
  • Equation (7) is not yet temperature independent. This can be achieved by an opposite temperature dependency of the expression U4-U b2 . This is advantageously ensured by the fact that the emitter area of the first transistor 30 in the current mirror branch 31 is larger by the factor P than the respective emitter area of the second capture transistors 35 and 36 and the emitter area of the second transistor 34 in the current mirror branch 31 is larger by the factor N. than that of the capture transistor 37 or 38.
  • the following equations result for the expression U4 - U b2 .
  • a suitable choice of the emitter areas of the transistors 30 and 34 thus makes it possible to generate a threshold voltage difference U H which is independent of the temperature.
  • the threshold voltage difference U H must be temperature-independent for a drift-free oscillator frequency, but also the current I o . It should be noted here that the temperature drift of the capacitor 17 is negligible.
  • the voltage supply circuit 13 supplies two reference voltages U b1 and U b2 .
  • the resistor 14 belongs to the voltage supply circuit 13, but is not designed to be integrated.
  • the current I o is generated by means of a voltage-current converter.
  • An operational amplifier with negative feedback consisting of transistors 42, 43, 44, 45 and 46 and resistor 47, which connects the collectors of transistors 42 and 43 to supply voltage U, serves as the voltage-current converter.
  • the base of transistor 42 is connected between resistors 40 and 41.
  • the collector of transistor 42 is connected to ground and to its base via transistor 45, which in turn is connected to the base of transistor 46.
  • the collector of transistor 43 is connected to ground via transistor 46 and drives the base of transistor 44.
  • the base of transistor 43 is connected to resistor 14 and via transistor 44 to a transistor 47, the emitter of which is connected to ground via a resistor 48.
  • the transistor 47 is connected as a diode.
  • the reference voltage U b1 is available at its base. This voltage is supplied to the current source transistors 18, 19, 24, 25 and 32 on the base side.
  • the voltage-current converter converts the voltage ⁇ U, which drops across the resistors 40 and 41, into the reference voltage ⁇ U, which drops across the resistor 41 to the base of transistor 43 and keeps it constant, regardless of the current load.
  • R is the resistance value of resistor 14.
  • Equation (15) is independent of the supply voltage U, so that a temperature and supply voltage-independent emitter-coupled multivibrator circuit with few components is available at the oscillation frequency.

Landscapes

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Abstract

Temperatur- und versorgungsspannungsunabhängige emittergekoppelte Multivibratorschaltung aus einer Oszillatorschaltung (11), einer Stromsteuerschaltung (12) und einer Spannungsversorgungsschaltung (13) zur Erzeugung von mindestens einer Bezugsspannung, wobei die Oszillatorschaltung (11) zwei Schalttransistoren (15, 16) aufweist, deren Kollektoren je auf einen Kollektor-Emitterzweig von zwei Abfangtransistoren (37, 38) für eine niedrigste und von zwei Abfangtransistoren (35, 36) für eine höchste Schwellenspannung und auf aktive Lasten (28, 29) der Stromsteuerschaltung (12) arbeiten, den Lasten (28, 29) ein Stromspiegelzweig (31) mit Transistoren (30, 34) und einer Stromquelle (32, 33) zugeordnet ist, die Basen der Abfangtransistoren (37, 38) mit einer Bezugsspannung Ub2 und die der Abfangtransistoren (35, 36) mit dem Emitter des Transistors (34) verbunden sind, die Emitterfläche des Transistors (30) um einen Faktor P größer ist als die eines der Abfangtransistoren (35 bzw. 36) und die des Transistors (34) um einen Faktor N größer ist als die eines der Abfangtransistoren (37 bzw. 38) und das Produkt der Faktoren N und P konstant ist, und die Spannungsversorgungsschaltung (13) mit einem Versorgungsspannungsanschluß bei Schwingfrequenz f Versorgungsspannungsunabhängigkeit gewährleistet.

Description

  • Die Erfindung betrifft eine temperatur- und versorgungs­spannungsunabhängige emittergekoppelte Multivibrator­schaltung, die aus einer Oszillatorschaltung mit zwei Schalttransistoren, einer Stromsteuerschaltung und einer aus einer Spannungsquelle gespeisten Spannungsversorgungs­schaltung für mindestens eine Bezugsspannung aufgebaut ist.
  • Derartige Schaltungen eines in der Frequenz steuerbaren Oszillators, die im Wesentlichen auf dem Funktionsprinzip des emittergekoppelten Multivibrators basieren und auf dem Gebiet der bipolaren integrierten Schaltungen, z.B. als spannungs- oder stromgesteuerter Oszillator (VCO oder CCO) und als Festoszillator in Phasenregelkreisen oder als Frequenzmodulator, Anwendung finden, sind aus den deutschen Patentschriften P 25 40 867 C2 und P 36 32 458 C2 bekannt.
  • Für die genannten Anwendungen sind insbesondere versorgungsspannungsunabhängige, driftfreie Schwing­frequenzen erwünscht. Für die gewünschte Driftfreiheit ist im wesentlichen erforderlich, daß der Ladestrom eines Kondensators und eine obere und eine untere Schwellen­spannung, bei dessen Erreichen der Oszillator kippt, temperaturunabhängig sind oder deren Abhängigkeiten sich kompensieren.
  • Aus den genannten Patentschriften sind Möglichkeiten bekannt, die Frequenzdrift des emittergekoppelten Multivi­brators zu vermindern. Beide bekannten Möglichkeiten weisen jedoch den Nachteil auf, daß sie entweder nicht gut für die Massenfertigung integrierter Schaltungen geeignet sind, oder aber überaus komplexe Netzwerke benötigen.
  • So geht beispielsweise aus der DE-PS 25 40 867 C2 eine temperaturkompensierte emittergekoppelte Multivibrator­schaltung hervor, mit zwei Schalttransistoren, einem Zeit­steuerungskondensator zwischen den Emitterelektroden dieser Schalttransistoren, zwei Stromquellen, die zwischen den Emitterelektroden der Schalttransistoren und einem festen Potential geschaltet sind, wobei der gelieferte Strom durch eine Bezugsspannung gesteuert wird, wobei eine aufwendige Einrichtung zur Steuerung der Kollektorströme der Schalttransistoren derart vorgesehen ist, daß der Multivibrator kippt, wenn die Spannung über dem Zeit­steuerungskondensator im wesentlichen gleich der Sperr­schichtspannung des Halbleiterübergangs bei einem Fluß­strom ist, der gleich dem vorbestimmten Vielfachen eines von der ersten und zweiten Stromquelle gelieferten Stromes ist. Diese Schaltung weist ferner eine weitere aufwendige Einrichtung zur Erzeugung einer Bezugsspannung für die Stromquellen derart auf, daß die Bezugsspannung im wesent­lichen gleich der Sperrschichtspannung des Halbleiterüber­gangs ist. Eine derartige Prinzipschaltung ist bereits überaus komplex. Sie wird jedoch noch aufwendiger, wenn eine Spannungssteuerung zur linearen Änderung der Frequenz des Multivibrators bei gleichem oder besserem Temperatur­verhalten gewünscht wird. Eine entsprechende Schaltung ist dann auf eine Verringerung der temperaturbedingten Basis­stromänderungen gerichtet, die aufgrund von temperatur­bedingten Änderungen der Transistor-Stromverstärkungen auftreten. Als hierfür geeignete Prinzipien werden zwei Verfahren verwendet, nämlich die Verringerung des Transistor-Basisstromes durch Verwendung von Darlington-­Transistoren und die Hinzufügung von Schaltungen zum Abziehen oder Zuführen eines temperaturabhängigen Stromes zum Kompensieren, der im wesentlichen gleich einem nach­teiligen temperaturabhängigen Basisstrom ist.
  • Eine derartige Schaltung ist dann derart komplex, daß sie für Massenfertigung integrierter Schaltungen zwar noch geeignet, allerdings sehr aufwendig ist, weshalb Störungen zu befürchten sind.
  • Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine emitterge­koppelte Multivibratorschaltung zu schaffen, zur Erzeugung einer steuerbaren Oszillatorfrequenz, die von Temperatur- und Versorgungsspannungsänderungen unabhängig ist, wenige Bauelemente aufweist und für die Massenfertigung in integrierter Schaltungstechnik gut geeignet ist.
  • Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß die Kollektoren der Schalttransistoren an je einen Kollektor-­Emitterzweig von zwei ersten Abfangtransistoren für eine niedrigste und von zwei zweiten Abfangtransistoren für eine höchste Schwellenspannung angeschlossen sind und auf aktive Lasten der Stromsteuerschaltung arbeiten, welchen ein Stromspiegelzweig mit mindestens zwei Transistoren und einer Stromquelle zugeordnet ist, daß eine Bezugsspannung die ersten Abfangtransistoren und der Emitter des zweiten Transistors im Stromspiegelzweig die zweiten Abfang­transistoren ansteuert, daß die Emitterflächen der Abfang­transistoren paarweise in einem Verhältnis zu den Emitter­flächen der Transistoren im Stromspiegelzweig stehen, und daß die Spannungsversorgungsschaltung mindestens eine Bezugsspannung für eine versorgungsspannungsunabhängige Schwingfrequenz erzeugt.
  • Bei einer Oszillatorschaltung, bei der die Schalttransis­toren emitterseitig über einen Kondensator-verbunden sind und über je eine Stromquelle aus einem Transistor und einem Widerstand mit dem Massepol einer Versorgungs­spannung verbunden sind, und ferner mit den Schalttransis­toren kreuzgekoppelte Pegelschiebetransistoren aufweist, deren Kollektoren mit der Spannungsquelle und deren Emitter an je einer Basis der Schalttransistoren anliegen und weiter über je eine Stromquelle aus einem Transistor und einem Widerstand mit Masse verbunden sind, wobei die Basen der Stromquellentransistoren an einer Bezugsspannung anliegen, wird die Oszillatorfrequenz durch den Wert des Lade- und Entladestromes durch die Schalttransistoren und beispielsweise vorgeschalteten Widerständen, die Größe des Kondensators und einer vorgegebenen Differenz zwischen zwei Ansteuerungs- bzw. Schwellenspannungswerten zum Kippen des Oszillators nach der folgenden Gleichung bestimmt:
    f = Io/(2 UH C)      (1)
    Hierin ist Io die Größe des Entlade- bzw. Ladestromes, C die Kapazität des Kondensators und UH die zugelassene Differenz der Schwellenspannungswerte.
  • Für die Differenz UH der Schwellenspannungswerte läßt sich eine Näherungsbeziehung herleiten, die die Größe des Schwellenspannungswertes UH in Abhängigkeit von den Schaltungsparametern der Oszillatorschaltung angibt.
    UH ≈ 2 R Io - 2 UT ln (2 e R Io/UT)      (2)
    Hierin ist R der Wert je eines Widerstandes der beispiels­weise zwischen jedem Kollektor der Schalttransistoren und dem Pluspol der Versorgungsspannung geschaltet ist, e die Basis des Logarithmus naturalis und UT ergibt sich aus:
    UT = k T/q      (3)
    Hierin ist k die Bolzmann-Konstante, T die Temperatur in Kelvin und q die elektrische Ladungseinheit.
  • Dies macht deutlich, daß die Oszillatorfrequenz bei temperaturunabhängigem Strom Io und temperatur­unabhängigem Kondensator, was annähernd wohl auch der Fall ist, durch die Temperaturdrift der Differenz UH der Schwellenspannungswerte nach Gleichung (2) bestimmt wird und folglich nicht temperaturunabhängig ist.
  • Dadurch, daß die Schalttransistoren entsprechend den kennzeichnenden Merkmalen des Hauptanspruches nicht auf Widerstände, sondern aktive Lasten, insbesondere auf Transistoren der Stromsteuerschaltung arbeiten und die Emitterfläche des zweiten Transistors im Stromspiegelzweig um einen Faktor N größer ist als jede der gleichen Emitterflächen der kollektorseitig an der Spannungsquelle angeschlossenen ersten Abfangtransistoren, und daß die Emitterfläche des ersten Transistors im Stromspiegelzweig um einen Faktor P größer ist als jede der gleichen Emitterflächen der kollektorseitig gegen Masse geschalte­ten zweiten Abfangtransistoren, kann in vorteilhafter Weise eine Temperaturunabhängigkeit der Differenz UH des Schwellenspannungswertes erzeugt werden.
  • Besonders vorteilhaft ist es, wenn das Produkt der Faktoren N und P einem konstanten Wert, insbesondere einem Wert 11 entspricht, wodurch die Temperaturunabhängigkeit sichergestellt werden kann. Besonders vorteilhaft ist ferner, wenn der zweite Transistor im Stromspiegelzweig als Diode geschaltet ist und der erste Transistor eine Basis-Kollektor-Verbindung aufweist und die Stromquelle aus einem Transistor und einem Widerstand in Reihen­schaltung aufgebaut ist, wobei der Widerstand an Masse anliegt und der Emitter des ersten Transistors mit der Spannungsquelle verbunden ist.
  • Ferner ist vorteilhaft, wenn die aktiven Lasten, der als Stromspiegel arbeitende erste Transistor im Stromspiegel­zweig und die zweiten Abfangtransistoren PNP-Transitoren, und die ersten Abfangtransistoren, der zweite Transistor im Stromspiegelzweig, sowie der als Stromquelle dienende Transistor NPN-Transistoren sind.
  • An dieser Stelle sei vermerkt, daß alle nicht näher bezeichneten Transistoren der Multivibratorschaltung NPN-Transistoren sind.
  • Besonders vorteilhaft ist es ferner, wenn die Spannungs­versorgungsschaltung zur Erzeugung einer Referenz- bzw. Bezugsspannung einen aus mehreren Widerständen bestehenden Widerstandsteiler zur Aufteilung der Versorgungsspannung aufweist.
  • Die Spannung über dem ersten Widerstand dient dabei als Bezugsspannung für die Basis der ersten Abfangtransistoren der Stromsteuerschaltung und die Spannung über einen letzten Widerstand dieses Widerstandsspannungsteilers dient als Anschluß eines Spannungs-Strom-Wandlers, letzt­lich zur Erzeugung einer Bezugsspannung für die Strom­quellen der Oszillatorschaltung und der Stromsteuerschal­tung.
  • Hierdurch ist sichergestellt, daß die Frequenz der Oszillatorschaltung unabhängig von der Versorgungsspannung ist. Mit Ausnahme eines Widerstandes der Spannungs­versorgungsschaltung kann die gesamte Schaltung monolitisch integriert realisiert werden. Der herausge­führte Widerstand kann dann zum Abgleich der Oszillator­frequenz dienen.
  • Weitere bevorzugte Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen emittergekoppelten Multivibratorschaltung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
  • Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf eine Zeichnung näher erläutert.
  • Die einzige Fig. 1 dieser Zeichnung zeigt eine erfindungs­gemäße temperatur- und versorgungsspannungsunabhängige emittergekoppelte Multivibratorschaltung.
  • Die in Fig. 1 dargestellte erfindungsgemäße Multivibrator­schaltung 10 ist im wesentlichen aus drei Teilschaltungen, nämlich einer Oszillatorschaltung 11, einer Stromsteuer­schaltung 12 und einer Spannungsversorgungsschaltung 13 aufgebaut. Aus der Spannungsversorgungsschaltung 13 ist ein Widerstand 14 herausgeführt und dient u.a. für den Abgleich der Spannungsversorgungsschaltung 13. An seinem oberen Pin 15 liegt der Pluspol einer Versorgungs­spannung U an. Der Widerstand 14 ist vorzugsweise so bemessen, daß er eine vernachlässigbare Temperaturdrift aufweist. Er bildet ferner einen externen Widerstand der Multivibratorschaltung 10, die beispielsweise sonst integriert ausgeführt ist.
  • Die Oszillatorschaltung 11 ist im Prinzip in bekannter Weise aufgebaut. Sie weist zwei Schalttransistoren 15 und 16 auf, die emitterseitig über einen Kondensator 17 verbunden sind und jeweils über eine Stromquelle aus einer Reihenschaltung eines Transistors 18 bzw. 19 und eines Widerstandes 20 bzw. 21 an Masse anliegen. Die Oszillator­schaltung 11 verfügt ferner über kreuzgekoppelte Pegel­schiebetransistoren 22 und 23, die mit den Schalttransis­toren 15 und 16 entsprechend verbunden sind und emitter­seitig jeweils über eine Stromquelle aus einem Transis­tor 24 bzw. 25 und einem Widerstand 26 bzw. 27 mit Masse verbunden sind. Die jeweilige Basiselektrode des Transis­tors 18, 19, 24 und 25 ist mit einer Bezugsspannungs­quelle Ub1 verbunden. Die Kollektoren der Pegelschiebetransistoren 22 und 23 sind beispielsweise über die Stromsteuerschaltung 12 und die Spannungs­versorgungsschaltung 13 direkt mit der Versorgungs­spannung U verbunden.
  • Um eine temperaturunabhängige Differenz UH der Schwellenspannungswerte zum Kippen der Schalttransis­toren 15 bzw. 16 sicherzustellen, sind die Kollektoren der Schalttransistoren 15 und 16 in die Stromsteuerschal­tung 12 hineingeführt und arbeiten dort auf aktive Lasten 28 bzw. 29. Diese aktiven Lasten 28 und 29 sind vorzugsweise als PNP-Stromquellentransistoren ausgeführt und emitterseitig an der Versorgungsspannung U ange­schlossen. Der Kollektor von Schalttransistor 15 arbeitet also auf den Kollektor von Lasttransistor 28 und der Kollektor von Schalttransistor 16 auf den Kollektor von Lasttransistor 29. Zusammen mit einem Transistor 30 in einem Stromspiegelzweig 31 bilden die Lasttransistoren 28 und 29 einen Stromspiegel. Über eine Stromquelle aus einer Reihenschaltung aus einem Transistor 32 und einem Widerstand 33 im Stromspiegelzweig 31 wird ein Referenz­strom Io eingestellt. Im Stromspiegelzweig 31 liegt ferner noch ein zweiter Transistor 34, der als Diode geschaltet ist. Die Reihenschaltung aus dem ersten Transistor 30 und dem zweiten Transistor 34 des Strom­spiegelzweiges 31 ergibt das Basispotential für die zweiten Abfangtransistoren 35 und 36 für einen oberen Schwellenspannungswert. Diese Abfangtransistoren 35 und 36 legen somit den oberen Wert des Spannungshubes UH an den Kollektoren der Schalttransistoren 15 und 16 der Oszilla­torschaltung 11 fest. Zur Einstellung des unteren Wertes dienen die ersten Abfangtransistoren 37 und 38. Deren Basispotential wird durch eine Bezugsspannungsquelle Ub2 der Spannungsversorgungsschaltung 13 eingestellt.
  • Das funktionsmäßige Zusammenspiel der bisher beschriebenen Schaltungsbestandteile ist folgendes. Bei identischen Transistoren 28, 29 und 30 ergibt sich ein Strom in den Kollektoren von Transistor 28 und 29, der jeweils dem Referenzstrom Io entspricht.
  • Geht man zunächst davon aus, daß Schalttransistor 15 leitend und 16 gesperrt ist, so fließt durch den Schalt­transistor 15 ein Strom von annähernd 2 Io. Der Last­transistor 28 liefert nur einen Strom von Io, so daß der Reststrom durch einen der unteren Abfangtransistoren, nämlich Abfangtransistor 37 fließen muß. Der Abfang­transistor 37 wird somit leitend und der Abfangtransis­tor 35 der oberen Abfangtransistoren gesperrt. Für den gesperrt angenommenen Schalttransistor 16 ergibt sich, daß er annähernd einen Strom von Null führt. Der Kollektor­strom Io des Lasttransistors 29 fließt somit durch den Abfangtransistor 36. Der Abfangtransistor 36 wird leitend und der Abfangtransistor 38 gesperrt. Für den entgegenge­setzten Fall, daß der Schalttransistor 15 sperrt und der Schalttransistor 16 leitet, gilt obiges in entsprechender Weise.
  • Nach der Theorie wechselt der emittergekoppelte Multivi­brator seinen Schaltzustand, wenn die Schleifen­verstärkung 1 beträgt. In diesem Punkt läßt sich das Stromverhältnis z= Io/I₂ durch eine kubische Gleichung der folgenden Form angeben.
    (Io/I₂)³ - 4 (Io/I₂)² + 4 (Io/I₂) - 1 = 0      (4)
    Hierin ist I₂ der Strom durch den gesperrten Schalt­transistor des Multivibrators.
  • Von den drei mathematischen Lösungen der Gleichung (4) ist nur die folgende physikalisch sinnvoll
    z = Io/I₂ = (3 + √5)/2      (5)
  • Die Schwellenspannungsdifferenz UH der Schaltungsanordnung aus Oszillatorschaltung 11 und Stromsteuerschaltung 12 ent­spricht somit dem Ausdruck
    UH = 2 (U₄ - Ub2) +
    + 2 UT ln (Io²(1-1/z)²/(z (2-1/z) ISP ISN))      (6)
    Hierin ist ISP der Sättigungsstrom des PNP-Transistors 35 bzw. 36 und ISN der Sättigungsstrom des NPN-Transistors 37 bzw. 38 und Spannung U₄ eine Spannung über der Stromquelle im Stromspiegelzweig 31. Setzt man Gleichung (5) in Gleichung (6) ein, so erhält man folgende Gleichung:
    UH≈2 (U₄-Ub2) + 2 UT ln (0,09 Io²/(ISP ISN))      (7)
  • Gleichung (7) ist noch nicht temperaturunabhängig. Dies läßt sich durch eine entgegengesetzte Temperaturabhängigkeit des Ausdruckes U₄-Ub2 erreichen. Vorteilhaft wird dies dadurch sichergestellt, daß die Emitterfläche von dem ersten Transis­tor 30 im Stromspiegelzweig 31 um den Faktor P größer ist als die jeweilige Emitterfläche der zweiten Abfangtransistoren 35 bzw. 36 und die Emitterfläche des zweiten Transistors 34 im Stromspiegelzweig 31 um den Faktor N größer ist als die von dem Abfangtransistor 37 bzw. 38. Für den Ausdruck U₄ - Ub2 ergeben sich die folgenden Gleichungen.
    U₄ - Ub2 = U - UBE₃₀ - UBE₃₄ - Ub2      (8)
    U₄ - Ub2 = U - Ub2 - UT ln (Io²/(P N ISP ISN))      (9)
  • Durch Einsetzen von Gleichung (9) in Gleichung (7) ergibt sich:
    UH≈2 (U - Ub2) + 2 UT ln(0,09 P N)      (10)
  • Gleichung (10) wird temperaturunabhängig, wenn gilt:
    P N = 1/0,09 ≈ 11      (10a)
  • Durch die geeignete Wahl der Emitterflächen der Transis­toren 30 und 34 läßt sich somit eine Schwellenwert­spannungsdifferenz UH erzeugen, die temperaturunabhängig ist.
  • Wie eingangs bereits ausgeführt, muß für eine driftfreie Oszillatorfrequenz nicht nur die Schwellenwertspannungs­differenz UH temperaturunabhängig sein, sondern auch der Strom Io. Hier sei angemerkt, daß die Temperaturdrift des Kondensators 17 vernachlässigbar sei.
  • Damit letztlich auch der Strom Io temperaturunabhängig ist, liefert die Spannungsversorgungsschaltung 13 zwei Bezugsspannungen Ub1 und Ub2. Hier sei angemerkt, daß der Widerstand 14 der Spannungsversorgungsschaltung 13 zwar angehört, jedoch nicht integriert ausgeführt ist. In der Spannungsversorgungsschaltung 13 wird die Bezugs­spannung Ub2 mittels eines Widerstandsspannungsteilers aus den Widerständen 39, 40 und 41 zwischen den Wider­ständen 39 und 40 aus der Versorgungsspannung U gewonnen. Es gilt:
    UH = 2 (U - Ub2) mit Ub2 = α U₁      (11)
    = 2 U (1 - α)      (12)
  • Der Strom Io entsteht mittels eines Spannungs-Strom-­Wandlers. Als Spannungs-Strom-Wandler dient ein gegenge­koppelter Operationsverstärker, bestehend aus den Transis­toren 42, 43, 44, 45 und 46 sowie dem Widerstand 47, der die Kollektoren der Transistoren 42 und 43 mit der Versorgungsspannung U verbindet. Die Basis des Transis­tors 42 ist zwischen den Widerständen 40 und 41 ange­schlossen. Der Kollektor des Transistors 42 ist über den Transistor 45 mit Masse und mit dessen Basis verbunden, die wiederum mit der Basis des Transistors 46 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 43 ist über den Transistor 46 mit Masse verbunden und steuert die Basis des Transistors 44 an. Die Basis des Transistors 43 ist mit dem Widerstand 14 und über den Transistor 44 mit einem Transistor 47 verbunden, dessen Emitter über einen Wider­stand 48 an Masse anliegt. Der Transistor 47 ist als Diode geschaltet. An seiner Basis steht die Bezugsspannung Ub1 zur Verfügung. Diese Spannung wird den Stromquellen­transistoren 18, 19, 24, 25 und 32 basisseitig zugeführt.
  • Der Spannungs-Strom-Wandler übersetzt die Spannung α U, die über den Widerständen 40 und 41 abfällt in die Referenzspannung β U, die über dem Widerstand 41 abfällt auf die Basis von Transistor 43 und hält sie, unabhängig von der Strombelastung, konstant. Der Strom Io berechnet sich somit aus:
    Io = (U - β U)/R      (13)
    Hierin ist R der Widerstandswert von Widerstand 14.
  • Für die Schwingfrequenz f des Oszillators ergibt sich durch Einsetzen von Gleichung (12) und Gleichung (13) in Gleichung (1):
    f = (U - β U)/(4 U(1 - α) C R)      (14)
    f = (1 - β)/(4 (1 - α) C R)      (15)
  • Gleichung (15) ist unabhängig von der Versorgungs­spannung U, so daß bei Schwingfrequenz eine temperatur- und versorgungsspannungsunabhängige emittergekoppelte Multivibratorschaltung mit wenigen Bauelementen zur Verfügung steht.
  • Die in der vorstehenden Beschreibung, in der Figur sowie in den Ansprüchen offenbarten Merkmale der Erfindung können sowohl einzeln als auch in beliebiger Kombination für die Verwirklichung der Erfindung in ihren ver­schiedenen Ausführungsformen wesentlich sein.

Claims (11)

1. Temperatur- und versorgungsspannungsunabhängige emittergekoppelte Multivibratorschaltung, aufgebaut aus einer Oszillatorschaltung mit zwei Schalttransistoren, einer Stromsteuerschaltung und einer aus einer Spannungs­quelle gespeisten Spannungsversorgungsschaltung für mindestens eine Bezugsspannung,
dadurch gekennzeichnet, daß die Kollektoren der Schalt­transistoren (15, 16) an je einen Kollektor-Emitterzweig von zwei ersten Abfangtransistoren (37, 38) für eine niedrigste und von zwei zweiten Abfangtransistoren (35, 36) für eine höchste Schwellenspannung angeschlossen sind und auf aktive Lasten (28, 29) der Stromsteuerschal­tung (12) arbeiten, welchen ein Stromspiegelzweig (31) mit mindestens zwei Transistoren (30, 34) und einer Strom­quelle (32, 33) zugeordnet ist, daß eine Bezugs­spannung Ub2 die ersten Abfangtransistoren (37, 38) und der Emitter des zweiten Transistors (34) im Stromspiegel­zweig (31) die zweiten Abfangtransistoren (35, 36) ansteuert, daß die Emitterflächen der Abfangtransis­toren (35, 36 bzw. 37, 38) paarweise in einem Verhältnis zu den Emitterflächen der Transistoren (30, 34) im Strom­spiegelzweig (31) stehen, und daß die Spannungs­versorgungsschaltung (13) mindestens eine Bezugs­spannung (Ub1, Ub2) für eine versorgungsspannungsunab­hängige Schwingfrequenz f erzeugt.
2. Multivibratorschaltung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß die Emitterfläche des zweiten Transistors (34) im Stromspiegelzweig (31) um einen Faktor N größer ist als jeder der gleichen Emitterflächen der kollektorseitig an der Versorgungsspannung U ange­schlossenen ersten Abfangtransistoren (37, 38), und daß die Emitterfläche des ersten Transistors (30) im Strom­spiegelzweig (31) um einen Faktor P größer ist als jede der gleichen Emitterflächen der kollektorseitig gegen Masse geschalteten zweiten Abfangtransistoren (35, 36).
3. Multivibratorschaltung nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet, daß das Produkt der Faktoren N und P einem geeigneten Wert, vorzugsweise dem Wert 11 ent­spricht, wodurch die Temperaturunabhängigkeit eines Schwellenspannungsdifferenzwertes UH der Oszillator­schaltung (11) sichergestellt wird.
4. Multivibratorschaltung nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Transistor (34) im Stromspiegelzweig (31) als Diode geschaltet ist, der erste Transistor (30) eine Basis-Kollektor-Verbindung aufweist, und die Stromquelle im Stromspiegelzweig (31) aus einer Reihenschaltung eines Transistors (32) und eines Wider­standes (33) aufgebaut ist, wobei der Widerstand (33) an Masse anliegt.
5. Multivibratorschaltung nach Anspruch 4,
dadurch gekennzeichnet, daß in der Stromsteuerschal­tung (12) die aktiven Lasten (28, 29), der Stromspiegel­transistor (30) und die zweiten Abfangtransistoren (35, 36) PNP-Transistoren, und die ersten Abfangtransis­toren (37, 38), der zweite Transistor (34) sowie der Transistor (32) NPN-Transistoren sind.
6. Multivibratorschaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß die Schalttransistoren (15, 16) emitterseitig über einen Kondensator (17) verbunden sind und über je eine Stromquelle aus einem Transistor (18 bzw. 19) und einem Widerstand (20 bzw. 21) mit Masse verbunden sind, daß mit den Schalttransistoren (15, 16) kreuzgekoppelte Pegelschiebetransistoren (22, 23) ver­bunden sind, deren Kollektoren mit der Versorgungs­spannung U und deren Emitter an je eine Basis eines Schalttransistors (15, 16) anliegen und über je eine Stromquelle aus einem Transistor (24 bzw. 25) und einem Widerstand (26 bzw. 27) mit Masse verbunden sind, und daß eine Bezugsspannung Ub1 basisseitig die Stromquellen­transistoren (18, 19, 24, 25) ansteuert.
7. Multivibratorschaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsversorgungsschal­tung (13) zur Erzeugung einer Bezugsspannung an der Versorgungsspannung U einen Widerstandsspannungsteiler mit den Widerständen (39, 40, 41) aufweist, zur Erzeugung von der Bezugsspannung Ub2 zwischen den Widerständen (39) und (40) und zum Anschluß eines Spannungs-Strom-Wandlers zwischen den Widerständen (40) und (41) zur Erzeugung der Bezugsspannung Ub1.
8. Multivibratorschaltung nach Anspruch 7,
dadurch gekennzeichnet, daß als Spannungs-Strom-Wandler ein gegengekoppelter Operationsverstärker dient, der emitterseitig verbundene und über einen Widerstand (47) an der Versorgungsspannung U angeschlossene Transistoren (42) und (43) aufweist, die Basis von Transistor (42) zwischen Widerstand (40) und (41) angeschlossen ist und kollektor­seitig über einen Transistor (45) in Diodenschaltung an Masse anliegt und der Kollektor von Transistor (43) an der Basis eines Transistors (44) und über einen Transis­tor (46) an Masse anliegt, dessen Basis mit der von Transistor (45) verbunden ist, daß die Basis von Transis­tor (43) über einen Widerstand (14) an der Versorgungs­spannung U und am Emitter von Transistor (44), dessen Kollektor über einen Transistor (47) und einem Wider­stand (48) an Masse anliegt, und daß an der Basis von Transistor (47), die mit dem Kollektor verbunden ist, die Bezugsspannung Ub1 zur Verfügung steht.
9. Multivibratorschaltung nach Ansprupch 8,
dadurch gekennzeichnet, daß die Basis von Transistor (47) mit jeder Basis der Stromquellentransistoren (18, 19, 24, 25) und (32) verbunden ist.
10. Multivibratorschaltung nach Anspruch 9,
dadurch gekennzeichnet, daß über den Widerständen (40) und (41) eine Spannung von α U und über Widerstand (41) eine Spannung β U zur Verfügung steht, wodurch eine Schwing­frequenz für die Oszillatorschaltung (11) von
f = (1- β)/(4 (1- α) C R₁₄) zur Verfügung steht, die unabhängig von der Versorgungsspannung U ist.
11. Multivibratorschaltung nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, daß die Oszillatorschaltung (11), die Stromsteuerschaltung (12) und die Spannungs­versorgungsschaltung (13) mit Ausnahme von Widerstand (14) integriert realisiert sind und der Widerstand (14) zum Abgleich der Oszillatorfrequenz dient und eine vernach­lässigbare Temperaturdrift aufweist, ebenso wie der Kondensator (17) der Oszillatorschaltung (11).
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0611058A2 (de) * 1993-01-21 1994-08-17 Gennum Corporation Stromgesteuerter Oszillator

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7103492B2 (en) * 2004-06-18 2006-09-05 Macronix International Co., Ltd. Process independent delay chain
US7218161B2 (en) * 2004-08-20 2007-05-15 Macronix International Co., Ltd. Substantially temperature independent delay chain
CN106664763B (zh) * 2014-05-22 2018-09-25 奥祖诺控股有限公司 后沿相位控制调光器电路的对称控制电路
KR102200551B1 (ko) 2017-10-31 2021-01-07 주식회사 엘지화학 배터리 팩

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3725681A (en) * 1970-09-10 1973-04-03 Motorola Inc Stabilized multivibrator circuit
DD104884A1 (de) * 1973-04-25 1974-03-20
EP0020868A1 (de) * 1979-06-18 1981-01-07 International Business Machines Corporation Spannungsgesteuerter Oszillator
DE3632458C2 (de) * 1985-09-25 1988-09-29 Kabushiki Kaisha Toshiba, Kawasaki, Kanagawa, Jp
EP0317150A2 (de) * 1987-11-19 1989-05-24 International Business Machines Corporation Spannungsgesteuerter Oszillator
JPH0662724A (ja) * 1992-08-21 1994-03-08 Soji Iwadare 緑黄色野菜クッキーの製法

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3582809A (en) * 1968-09-06 1971-06-01 Signetics Corp Phased locked loop with voltage controlled oscillator
US3904989A (en) * 1974-09-19 1975-09-09 Bell Telephone Labor Inc Voltage controlled emitter-coupled multivibrator with temperature compensation
US4803445B3 (en) * 1987-04-22 1996-12-31 Silicon Systems Inc Variable frequency oscillator

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3725681A (en) * 1970-09-10 1973-04-03 Motorola Inc Stabilized multivibrator circuit
DD104884A1 (de) * 1973-04-25 1974-03-20
EP0020868A1 (de) * 1979-06-18 1981-01-07 International Business Machines Corporation Spannungsgesteuerter Oszillator
DE3632458C2 (de) * 1985-09-25 1988-09-29 Kabushiki Kaisha Toshiba, Kawasaki, Kanagawa, Jp
EP0317150A2 (de) * 1987-11-19 1989-05-24 International Business Machines Corporation Spannungsgesteuerter Oszillator
JPH0662724A (ja) * 1992-08-21 1994-03-08 Soji Iwadare 緑黄色野菜クッキーの製法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
PATENT ABSTRACTS OF JAPAN Band 9, Nr. 197 (E-335)(1920), 14. August 1985; & JP - A - 6062724 (NIPPON DENKI K.K.) 10.04.1985 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0611058A2 (de) * 1993-01-21 1994-08-17 Gennum Corporation Stromgesteuerter Oszillator
EP0611058A3 (de) * 1993-01-21 1995-05-17 Gennum Corp Stromgesteuerter Oszillator.

Also Published As

Publication number Publication date
JPH03117015A (ja) 1991-05-17
US5061908A (en) 1991-10-29
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EP0409329B1 (de) 1995-10-18
JP2956781B2 (ja) 1999-10-04
KR0143552B1 (ko) 1998-08-17
DE3923823A1 (de) 1991-01-31

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