DE1122987B - Schaltungsanordnung zum Synchronisieren eines Ortsoszillators mit Hilfe eines Phasendiskriminators - Google Patents

Description

DEUTSCHES

PATENTAMT

kl. 21a¹ 35/12

INTERNATIONALE KL.

H04f;n

ANMELDETAG: 15. NOVEMBER 1960

BEKANNTMACHUNG
DER ANMELDUNG
UNDAUSGABE DER
AUSLEGESCHRIFT: 1. F E B RU A R 1962

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Synchronisieren eines Ortsoszillators mit Hilfe eines Phasendiskriminators, dem ein impulsförmiges Synchronisierungssignal und ein dem Ortsoszillator entnommenes sägezahnförmiges Bezugs- signal zugeführt werden und dessen Ausgang mit dem zu synchronisierenden Oszillator verbunden ist.

Solche Schaltungen sind allgemein bekannt und finden häufig zum Synchronisieren des das Steuersignal für die Zeilenendröhre erzeugenden Orts-Oszillators in Fernsehempfängern Verwendung.

Solche Schaltungen haben bekanntlich einen sogenannten Halte- und einen sogenannten Fangbereich. Die Größe des Fangbereiches wird von einem dem Phasendiskriminator zugeordneten Tiefpaßfilter bestimmt. Je besser dieses Filter die höheren Frequenzen abschwächt, um so weniger störungsempfindlich wird die Schaltung, jedoch um so kleiner wird auch der Fangbereich. Dadurch ergibt sich die Schwierigkeit, daß, wenn die Synchronisierung in irgendeiner Weise verlorengegangen ist, z. B. durch Einschalten des Empfängers oder durch Umschalten von einem Sender auf den anderen, der so entstandene nicht synchronisierte Zustand nur dann selbsttätig in einen synchronisierten Zustand umgewandelt werden kann, wenn die Frequenzdifferenz zwischen Synchronisierungs- und Oszillatorsignal innerhalb des erwähnten Fangbereiches liegt.

Insbesondere für neuzeitliche Fernsehempfänger, deren Störungsempfindlichkeit möglichst gut sein muß und an die außerdem die Anforderung gestellt wird, daß die Synchronisierung unter allen Umständen selbsttätig wiederhergestellt werden kann, ist die Verwendung eines Phasendiskriminators ohne weitere Hilfsmittel unzureichend.

Deshalb wurde in der USA.-Patentschrift 2 551 785 bereits vorgeschlagen, dem eigentlichen Phasendiskriminator eine Schaltung zuzusetzen, die das im nicht synchronisierten Zustand dem Phasendiskriminator entnommene Schwebungssignal differentiert und dann gleichrichtet, wodurch sich eine Gleichspannung mit der erwünschten Polarität ergibt. Diese Gleichspannung wird dem Ortsoszillator zugeführt, so daß dieser eingeregelt und auf eine Frequenz gebracht wird, die im Fangbereich des Phasendiskriminators selber liegt.

Die Schaltungsanordnung nach der Erfindung benutzt gleichfalls ein Schwebungssignal, daß während nicht synchronisierter Zustände entsteht, aber dieses Schwebungssignal wird auf ganz andere Weise benutzt, wodurch sich eine einfache und wirkungsvollere Schaltung ergibt.

Um dies zu verwirklichen, ist die Schaltungsanord-Schaltungsanordnung zum Synchronisieren eines Ortsoszillators mit Hilfe

eines Phasendiskriminators

Anmelder:

N.V. Philips' Gloeilampenfabrieken, Eindhoven (Niederlande)

Vertreter: Dipl.-Ing. E. E. Walther, Patentanwalt, Hamburg 1, Mönckebergstr. 7

Beanspruchte Priorität: Niederlande vom 18. November 1959 (Nr. 245 529)

Wouter Smeulers, Eindhoven (Niederlande), ist als Erfinder genannt worden

nung nach der Erfindung dadurch gekennzeichnet, daß entweder das Synchronisiersignal oder das sägezahnförmige Signal über eine Torschaltung dem Diskriminator zugeführt wird, wobei in einer Addierschaltung das impulsförmige Synchronisiersignal und ein mit dem sägezahnförmigen Signal in Wechselbeziehung stehendes zweites impulsförmiges Signal zueinander addiert werden, wobei die erhaltene Summenspannung nach Integration, und gegebenenfalls nach Phasenumkehr, der Torschaltung zugeführt wird, die so eingestellt ist, daß sie in einem synchronisierten Zustand unter der Einwirkung der integrierten Summenspannung ständig geöffnet ist und in einem nicht synchronisierten Zustand unter der Einwirkung des dann aus der Summenspannung durch Integration erzeugten Schwebungssignals nahezu während der ersten Periodenhälfte dieses Signals geöffnet und während der zweiten Periodenhälfte geschlossen ist.

Einige mögliche Ausführungsformen von Schaltungsanordnungen nach der Erfindung werden an Hand der Figuren nachstehend beispielsweise näher erläutert.

Fig. 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel;

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Fig. 2 zeigt ein etwas abgeändertes Ausführungsbeispiel, bei dem das Schwebungssignal in etwas anderer Weise erzeugt und auch die Torschaltung auf andere Weise als in Fig. 1 gesteuert wird;

Fig. 3 und 4 dienen zur Erläuterung;

Fig. 5 stellt ein Ausführungsbeispiel dar, bei dem nicht ein symmetrischer, sondern ein unsymmetrischer Phasendetektor Verwendung findet, und

Fig. 6 und 7 dienen zur Erläuterung der Schaltungsanordnung nach Fig. 5.

In Fig. 1 bezeichnet 1 eine Spannungsquelle, die die aus dem empfangenen Fernsehsignal abgetrennten ZeUensynchronisierimpulse liefert.

Die Spannungsquelle 2 liefert die Rücklaufimpulse, die von dem die Zeilenablenkspulen durchfließenden sägezahnförmigen Strom abgeleitet sind.

Die Dauer der Rücklaufimpulse ist bekanntlich etwas größer als die der Zeilensynchronisierimpulse.

Im synchronisierten Zustand fallen die Synchronisier- und die Rücklaufimpulse stets zusammen. Weil die Quellen 1 und 2 in Reihe geschaltet sind, werden die beiden Impulse zueinander addiert und erzeugen einen Strom durch die Diode 3, der den Kondensator 4 auflädt. Dieser kann sich über den Widerstand 5 entladen, weil aber die Zeitkonstante des Netzwerkes 4, 5 groß in bezug auf die Periodendauer der ZeUensynchronisierimpulse gewählt ist, kann sich der Kondensator 4 im erwähnten synchronisierten Zustand kaum entladen. Die Kathode der Diode 3 liegt somit an einer nahezu konstanten positiven Spannung in bezug auf Erde. Die Kathode dieser Diode 3 ist über einen Trennwiderstand 6 und einen Kopplungskondensator 7 mit dem Steuergitter der Torröhre 8 verbunden. Weil der Kondensator 7 die Gleichspannung sperrt, liegt am Steuergitter der Röhre 8 im synchronisierten Zustand nahezu Erdpotential.

Die Zeilensynchronisierimpulse der Quelle 1 werden auch über den Kondensator 9 und den Ableitwiderstand 10 dem Steuergitter der Röhre 8 zugeführt. Durch Gitterstromgleichrichtung liegen die Scheitel der Synchronisiersignale auf Erdpotential, so daß die Röhre 8 als ein üblicher Synchronisierungsverstärker wirkt. Die verstärkten Synchronisierimpulse werden über den Kondensator 11 der Primärwicklung des Transformators 12 zugeführt, mit dessen Sekundärwicklung ein an sich bekannter Phasendiskriminator verbunden ist. Dieser Diskriminator ist symmetrisch ausgebildet und besteht aus den Dioden 13 und 14, den zugeordneten Kondensatoren 15 und 16 und den Widerständen 17 und 18.

Diesem Phasendiskriminator wird über die Mittelanzapfung der Sekundärwicklung des Transformators 12 aus der Quelle 19 eine sägezahnförmige Spannung zugeführt. Mittels dieses Phasendiskriminators und der beiden zugeführten Spannungen läßt sich im synchronisierten Zustand eine Regelspannung am Verbindungspunkt der beiden Dioden 13 und 14 erzeugen. Diese Regelspannung wird durch das dem Phasendiskriminator zugeordnete Filter 20 geglättet und dann der Oszillatorschaltung 21 zugeführt.

Dieser symmetrische Phasendiskriminator kann sowohl eine positive als auch eine negative Regelspannung liefern, mit der der Oszillator 21 eingeregelt wird, so daß die Wiederholungsfrequenz des von diesem erzeugten Oszillator erzeugten Signals gleich der Wiederholungsfrequenz des Synchronisiersignals wird und nur eine solche Phasendifferenz zwischen beiden Signalen verbleibt, wie sie erforderlich ist, um die erwünschte Regelspannung zu erzeugen.

Es sei bemerkt, daß bei dem in Fig. 1 dargestellten symmetrischen Phasendiskriminator die Synchronisierimpulse gegenphasig und das sägezahnförmige Signal gleichphasig den beiden Dioden zugeführt werden. Es dürfte einleuchten, daß auch ein symmetrischer Phasendetektor, bei dem die Synchronisierimpulse gleichphasig und das sägezahnförmige Signal gegenphasig den beiden Dioden zugeführt werden, in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 Verwendung finden kann.

Die Oszillatorschaltung 21 kann ein Kipposzillator sein, der unmittelbar eine Sägezahnspannung erzeugt. In diesem Falle kann die Quelle 19 wegfallen und wird die Mittelanzapfung der Sekundärwicklung des Transformators 12 unmittelbar mit der Ausgangsklemme 22 des Oszillators 21 verbunden. Die von der Quelle 2 gelieferten Rücklaufimpulse lassen sich auf einfache Weise durch Differentiation aus der Sägezahnspannung gewinnen.

Die Oszillatorschaltung 21 kann auch ein Sinusoszillator mit zugeordneter Reaktanzröhre sein, welcher die Regelspannung zugeführt wird. In diesem Falle muß die sinusförmige Spannung mit Hilfe von Begrenzerschaltungen und Integriernetzwerken in eine sägezahnförmige Spannung umgewandelt werden.

Für das geschilderte Beispiel, bei dem die dem Oszillator 21 entnommene Spannung für die Steuerung der Zeilenendröhre in einem Fernsehempfänger benutzt wird, können die erforderlichen Spannungen auf an sich bekannte Weise erhalten werden. Im Anodenkreis dieser Zeilenendröhre liegt nämlich ein Ausgangstransformator, und durch die Anbringung zusätzlicher Wicklungen auf diesem Transformator lassen sich sowohl die Rücklaufimpulse als durch nachträgliche Integration die sägezahnförmige Spannungen erzielen. Die in Reihe geschalteten Quellen 1 und 2 können dabei auf einfache Weise dadurch verwirklicht werden, daß die Sekundärwicklung eines Transformators, an dessen Primärwicklung die Synchronisierimpulse zugeführt werden, mit einer der zusätzlichen Wicklungen auf dem Zeilenausgangstransformator in Reihe geschaltet wird.

Ein Phasendiskriminator hat bekanntlich den Nachteil, daß sein Fangbereich viel kleiner ist als sein Haltebereich. Wird somit aus irgendeinem Grund, z. B. durch Einschalten des Fernsehempfängers oder durch Umschalten dieses Empfängers von einem Sender auf den anderen der Synchronismus gestört, so ist in der Regel dieser Fangbereich zu klein, um den Synchronismus selbsttätig wiederherzustellen.

Bei der Schaltungsanordnung nach der Erfindung ist dies aber der Fall, auch wenn die Frequenzabweichung zwischen Synchronisier- und Oszillatorsignal weit außerhalb des Fangbereiches, jedoch noch innerhalb des Haltebereiches des Phasendiskriminators liegt.

Die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung bei einem nichtsynchronisierten Zustand wird an Hand der Fig. 3 beschrieben, wenn die Frequenz /₀ des Oszillatorsignals größer als die Frequenz/_s des Synchronisiersignals ist, und an Hand der Fig. 4, wenn /₀</_sist.

Zu diesem Zweck sind in Fig. 3 a das von der Quelle 19 gelieferte sägezahnförmige Signal, in Fig. 3 b das von der Quelle 1 gelieferte Zeilensynchronisier-

signal und in Fig. 3 c die von der Quelle 2 gelieferten Rücklaufimpulse dargestellt.

Es sei bemerkt, daß, wie aus einem Vergleich der Fig. 3 a und 3 c hervorgeht, die Rücklaufimpulse mit den stellen Flanken der Sägezahnspannung zusammenfallen.

Wie aus einem Vergleich der Fig. 3 b und 3 c hervorgeht, fallen die Synchronisierimpulse und die Rücklaufimpulse jeweils nur nach einer bestimmten Periodenzahl zusammen. In Fig. 3 erfolgt dies zu den Zeitpunkten t_v t₀ und /.,. Zu diesen Zeitpunkten wird der Kondensator 4 auf nahezu den Scheitelwert der Summe der beiden Impulse aufgeladen. Dann fängt der Kondensator 4 an, sich über den Widerstand 5 zu entladen, und weil es mehrere Perioden dauert, bevor wiederum ein Synchronisierimpuls und ein Rücklaufimpuls zusammenfallen, kann die Entladung fortfahren, bis die Spannung am Kondensator 4 gleich dem Scheitelwert der Impulse mit der größten Amplitude wird. Wird z. B. angenommen, daß dies für die Rücklaufimpulse der Fall ist, so fängt die Diode 3 an, Strom zu führen, wenn die Spannung über den Kondensator 4 nahezu gleich der Amplitude der Rücklaufimpulse geworden ist.

Die Spannung am Kondensator 4 in Abhängigkeit von der Zeit ist in Fig. 3 d dargestellt. Unmittelbar vor den Zeitpunkten t_v t., und i₃ weist die Kurve waagerechte Stücke auf, die durch die erwähnte Erscheinung herbeigeführt werden. Die Linie 23 in Fig. 3 d stellt Erdpotential dar.

Die Gestalt der in Fig. 3d dargestellten Kurve ist stark von den Frequenzabweichungen zwischen Synchronisier- und Rücklaufimpulsen abhängig. Wenn angenommen wird, daß die Frequenzabweichung kleiner wird, als sie in Fig. 3 dargestellt ist, so wird die Frequenz des in Fig. 3 d dargestellten Schwebungssignals kleiner. Die Zeitpunkte t_v i₂ und i₃ sind weiter voneinander entfernt, so daß der waagerechte Teil des mehr oder weniger sägezahnförmigen Schwebungssignals größer wird.

Wird dahingegen die Frequenzabweichung größer, so liegen die Zeitpunkte t_v t₂ und t₃ näher beieinander, so daß die waagerechten Teile kleiner werden und schließlich völlig verschwinden. Die Amplitude des in Fig. 3 d dargestellten Schwebungssignals nimmt somit bei zunehmender Frequenzabweichung ab. Wie nachstehend erläutert, ist die Gestalt dieses sägezahnförmigen Schwebungssignals von Bedeutung für die Größe des gebildeten Fangbereiches der Schaltungsanordnung nach der Erfindung. Wenn angenommen wird, daß eine Frequenzabweichung von 25 Hz die höchste Abweichung ist, die noch innerhalb des Fangbereiches des Phasendiskriminators liegt, so muß die Zeitkonstante des Netzwerkes 4, 5 derartig sein, daß bei dieser Frequenzabweichung bereits ein brauchbares sägezahnförmiges Schwebungssignal erzeugt wird, d. h., daß der waagerechte Teil nicht zu groß ist

Soll andererseits die Schaltungsanordnung noch imstande sein, eine Frequenzabweichung von 1000 Hz einzufangen, so muß die Zeitkonstante des Netzwerkes 4, 5 derartig sein, daß auch bei der Schwebungsfrequenz von 1000 Hz der Kondensator 4 sich auf einen angemessenen niedrigen Wert entladen kann, mit anderen Worten, daß das sägezahnförmige Schwebungssignal noch eine ausreichende Amplitude hat.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Schaltungsanordnung nach der Erfindung ist zu diesem Zweck die Zeitkonstante des Netzwerkes 4, 5 gleich etwa 10 msec gewählt, wenn der Fernsehempfänger, für den die Synchronisationsschaltung entwickelt ist, für einen 625 Zeilen pro Bild und 25 Bilder pro Sekunde System bestimmt ist, wobei die Frequenz der Synchronisierimpulse wenigstens annähernd 15 625 Hz beträgt.

Die dem Netzwerk 4, 5 entnommene sägezahnförmige Spannung wird über den Widerstand 6 und

ίο den Kondensator 7 dem Steuergitter der Torröhre 8 zugeführt. Durch Gitterstromgleichrichtung werden die Scheitel des sägezahnförmigen Signals etwas abgeplattet, so daß dieses so im Gittersteuerbereich der Röhre 8 liegt, daß kein Anodenstrom mehr fließen kann, wenn die Spannung am Steuergitter unter das durch die Linie 24 angegebene Niveau sinkt.

Daraus folgt, daß der Anodenstrom, wenn man von den gleichfalls diesem Steuergitter zugeführten Synchronisierimpulsen absieht, eine Gestalt annimmt, wie sie in Fig. 3 e dargestellt ist. Mit anderen Worten, diese Röhre ist jeweils während einer Zeit τ geöffnet und während des übrigen Teiles einer Periodenzeit des Schwebungssignals gesperrt. Daraus erfolgt, daß die Synchronisierimpulse nur während einer Zeit τ

as von der Torröhre 8 hindurchgelassen werden. Weil die von der Quelle 19 gelieferte Sägezahnspannung normalerweise der Mittelanzapfung der Sekundärwicklung des Transformators 12 zugeführt wird, wird der Diode 13 ein Signal, wie es in Fig. 3 f dargestellt ist, und der Diode 14 ein Signal, wie es in Fig. 3 g dargestellt ist, zugeführt.

Aus diesen beiden Figuren, in denen die Linien 25 und 26 Erdpotential darstellen, geht hervor, daß die Scheitel der Synchronisierimpulse der Diode 13 während der Zeiträume τ zugeführten Signale im Mittel sich weniger weit positiv erstrecken, als die der der Diode 14 zugeführten Signale sich negativ erstrecken. Während dieser Zeiträume τ liefert somit der Phasendiskriminator im Mittel eine negative Spannung.

Außerhalb der Zeiträume τ ist die mittlere abgegebene Spannung Null, so daß die gesamte vom Phasendiskriminator gelieferte Spannung in einer Lage, in der /₀ > /_s, im Mittel negativ ist. Mit Hilfe dieser vom Filter 20 geglätteten negativen Spannung kann der Oszillator 21 so weit eingeregelt werden, daß die Oszillatorfrequenz im Fangbereich des Phasendiskriminators liegt, so daß normales Einfangen möglich wird.

Für einen nicht synchronisierten Zustand, bei dem /₀ < /_S) gilt Fig. 4. Auch hier ergibt sich wieder ein in Fig. 4d dargestelltes sägezahnförmiges Schwebungssignal, das dem Steuergitter der Torröhre 8 zugeführt wird. In Fig. 4 ist die Frequenzabweichung zwischen Synchronisier- und Rücklaufimpulsen größer als im Fall der Fig. 3 gewählt. Die Amplitude des in Fig. 4 d dargestellten Schwebungssignals ist somit kleiner als die des in Fig. 3 d dargestellten, weil sich der Kondensator 4 jetzt nicht auf einen solchen Wert entladen kann, daß die Diole 3 von einer der

6c beiden Impulsreihen entsperrt wird.

Aus den Fig. 4f und 4 g geht hervor, daß bei dieser Frequenzabweichung die Scheitel der Synchronisierimpulse der der Diode 13 während der Zeiträume τ zugeführten Signale sich im Mittel weiter positiv erstrecken, als sich die der der Diode 14 zugeführten Signale negativ erstrecken. Weil außer den Zeiträumen τ der Phasendiskriminator im Mittel wiederum OVoIt liefert, ist die gesamte vom Phasendiskri-

minator gelieferte Spannung in einer Lage, in der f₀ < f_s, im Mittel positiv. Mit Hilfe dieser positiven Spannung läßt sich die Oszillatorfrequenz wiederum so weit einregeln, daß sie im Fangbereich des Phasendiskriminators liegt.

Auf diese Weise ist es somit stets möglich, den synchronisierten Zustand wiederherzustellen. Dabei fallen die Synchronisier- und die Rücklaufimpulse und somit auch die Synchronisierimpulse und die steilen Flanken der Sägezahnspannung, wie diese in den Fig. 3 a und 4 a dargestellt ist, zusammen. Ist die Frequenz des Synchronisiersignals gleich der Eigenfrequenz des Oszillators, so braucht der Phasendiskriminator im synchronisierten Zustand keine Spannung zu liefern und befinden sich die Synchronisierimpulse in der Mitte der steilen Flanken. Wird die Frequenz der Synchronisiersignale niedriger als die Eigenfrequenz des Oszillators, so muß im geschilderten System vom Phasendiskriminator eine negative Spannung geliefert werden. Die Synchronisierimpulse verschieben sich somit nach rechts auf der steilen Flanke, so daß die Diole 14 eine größere Spannung liefern kann als die Diode 13. Theoretisch könnte diese Verschiebung weitergehen, bis sowohl die positiven als die negativen Synchronisierimpulse auf dem maximalen negativen Wert der Sägezahnspannung liegen.

Auf gleiche Weise verschieben sich, wenn die Frequenz des Synchronisiersignals höher als die Eigenfrequenz des Oszillators wird, die Synchronisierimpulse nach links auf der steilen Flanke. Die Diode 13 ist infolgedessen imstande, eine größere Spannung zu liefern, so daß die Regelspannung positiv wird. Auch in diesem Falle können sich sowohl die positiven als die negativen Synchronisierimpulse bis zum maximalen positiven Wert der Sägezahnspannung verschieben.

In den beiden äußeren synchronisierten Zuständen, die den Haltebereich des Phasendiskriminators bestimmen, ist die gelieferte Regelspannung größer als in den nicht synchronisierten Zuständen. Dies ist jedoch notwendig, weil, wenn einmal mit Hilfe der geschilderten Schaltung der synchronisierte Zustand wiederhergestellt ist, die ursprüngliche Frequenzabweichung noch im Haltebereich des Phasendiskriminators für den synchronisierten Zustand liegen muß.

Notwendig ist nur, daß bei der größtmöglichen Frequenzabweichung die vom System gelieferte Spannung mindestens gleich der Spannung ist, die erforderlich ist, um bei dieser Frequenzabweichung den Oszillator einzuregeln, bis die Frequenz des von diesem gelieferten Signals nahezu gleich der Frequenz des Synchronisiersignals ist.

Wie vorstehend bereits beschrieben wurde, muß die Zeitkonstante des Netzwerkes 4, 5 derart bemessen werden, daß sowohl bei der maximalen Frequenzabweichung als auch bei der Frequenzabweichung, die nahe bei der Eingangsfrequenz des Phasendiskriminators liegt, noch ein brauchbares Schwebungssignal erzeugt wird.

Die ideale Situation ist nämlich die, bei der während der ersten Hälfte einer Periode des Schwebungssignals die Torröhre 8 geöffnet und während der anderen Hälfte geschlossen ist. Wird die Frequenz des Schwebungssignals niedriger, so kann sich der Kondensator entladen, bis die Diode 3 durch eine der von den Quellen 1 oder 2 herrührenden Impulsreihen entsperrt wird. Jenseits einer bestimmten Schwebungsfrequenz bleibt somit die Amplitude des in den Fig. 3 d und 4 d dargestellten Signals gleich, aber seine Periodendauer wird größer. Die Zeit, während der die Torröhre 8 geöffnet ist, wird somit ein immer kleinerer Bruchteil der Periode des Schwebungssignals bei abnehmender Frequenzabweichung. Die Zeit, während der der Phasendiskriminator im Mitte] eine Spannung von OVoIt liefert, wird größer, und die Zeit, in der entweder die Impulse mit positivem

ίο Richtungssinn (Fig. 4f und 4 g) oder die Impulse mit negativem Richtungssinn (Fig. 3 f und 3 g) vorherrschen, wird immer kleiner. Die vom Phasendiskriminator im nicht synchronisierten Zustand im Mittel gelieferte Spannung wird somit bei abnehmender

x5 Frequenzabweichung kleiner. Durch den an sich bekannten Effekt des Intrittkommens wird diese Spannung bei abnehmender Frequenzabweichung im Fangbereich des Phasendiskriminators wieder größer. Es muß somit nur dafür Sorge getragen werden, wie

zo vorstehend bereits bemerkt wurde, daß die gelieferte Spannung bei abnehmender Frequenzabweichung stets groß genug bleibt, um den Oszillator in den Fangbereich des Phasendiskriminators zu bringen.

Bei zunehmender Frequenzabweichung hat der Kondensator 4 immer weniger Zeit, sich zu entladen. Die Amplitude des Schwebungssignals wird infolgedessen stets kleiner. Die Zeit r, während der die Torröhre 8 geöffnet ist, wird mithin ein immer größerer Bruchteil der Periodenzeit des Schwebungssignals.

Infolgedessen werden auch während der zweiten Hälfte der Schwebungsperiode Impulse hindurchgelassen, die sich auf dem Teil der Sägezahnspannung mit einer derjenigen während der ersten Hälfte der Schwebungsperiode entgegengesetzten Polarität verschieben. Dies bedeutet eine Abnahme der im Mittel vom Phasendiskriminator im nicht synchronisierten Zustand gelieferten Spannung. Weil bei zunehmender Frequenzabweichung die gelieferte Spannung immer höher sein muß, um den Oszillator noch einregeln zu können, muß die Anfangsamplitude des Schwebungssignals, d. h. die Amplitude, bei der der Kondensator 4 sich entladen kann, bis ein waagerechter Teil an der Unterseite der in den Fig. 3 d und 4 d dargestellten Sägezahnspannung erscheint, möglichst groß bemessen werden. In diesem Falle ergibt sich mit Rücksicht auf die Gitterstromgleichrichtung der Röhre 8, die derart angepaßt werden kann, daß trotz der abnehmenden Amplitude bei zunehmender Schwebungsfrequenz die Röhre dennoch während eines größeren Teiles (der nur wenig kleiner als die Hälfte ist) der Schwebungsperiode geschlossen ist, etwas Spielraum. Deshalb wird mit einer Zeitkonstante von 10 msec für das Netzwerk 4, 5 ein angemessener Kompromiß erreicht.

Sollte jedoch die Amplitude des sägezahnförmigen Schwebungssignals bei der kleinsten Frequenzabweichung außerhalb des Fangbereiches noch zu klein sein, so ist durch Verstärkung eine Verbesserung erzielbar.

Die hierfür erforderliche Schaltungsanordnung ist in Fig. 2 dargestellt. Die Mehrgitterröhre 27 hat dabei die Diode 3 ersetzt. Einem ersten Steuergitter dieser Röhre werden die Synchronisierimpulse über den Gitterkondensator 28 und den Ableitwiderstand 29 und einem zweiten Steuergitter die Rücklaufimpulse über den Gitterkondensator 30 und den Ableitwiderstand 31 zugeführt. Durch Gitterstromgleichrichtung werden die Kondensatoren 28 und 30

negativ aufgeladen, wärend die Zeitkonstanten des Netzwerkes 28, 29 und des Netzwerkes 30, 31 in bezug auf eine Periode des Synchronisiersignals groß gewählt sind. Selbstverständlich könnten diese beiden Impulsreihen auch umgekehrt zugeführt werden, während es auch möglich ist, die Gitterstromgleichrichtung entweder an einem oder an beiden Steuergittern durch angelegte Vorspannungen zu ersetzen, um die Röhre 27 so auf richtige Weise einzustellen.

Bei Koinzidenz von Synchronisier- und Rücklaufimpulsen führt die Röhre 27 Anodenstrom, so daß ihre Anodenspannung abfällt. Dadurch wird der Kondensator 4 entladen und kann über den Widerstand 5 wieder aufgeladen werden, bis erneut Anodenstrom zu fließen anfängt. Außer dem Vorteil der Verstärkung hat die Verwendung der Röhre 27 den Vorteil, daß jetzt nur dann Anodenstrom fließen kann, wenn im nicht synchronisierten Zustand Synchronisier- und Rücklaufimpulse zusammenfallen. Bei den niedrigen Schwebungsfrequenzen kann der Kondensator 4 somit länger aufgeladen werden, als er bei Verwendung einer Diode entladen werden konnte. Abgesehen von der Verstärkung, ist bereits aus diesem Grunde eine größere Amplitude für das Schwebungssignal erzielbar.

Das der Anode der Röhre 27 entnommene Schwebungssignal ist in bezug auf das der Kathode der Diode 3 entnommene Signal 180° in der Phase verschoben. Es muß somit zunächst in der Phase umgekehrt werden. Zu diesem Zweck wird das der Anode der Röhre 27 entnommene Signal über den Gitterkondensator 32 und den Ableitwiderstand 33 dem Steuergitter der Phasenumkehrröhre 34 zugeführt.

Im nicht synchronisierten Zustand ist die Röhre 34 gerade während der Zeiträume τ gesperrt und während des übrigen Teiles der Zeit entsperrt. Während einer Zeit τ ist die Anodenspannung der Röhre 34 somit hoch. Weil die Anode der Röhre 34 unmittelbar mit einem Schirmgitter der Röhre 27 verbunden ist, ist die Schirmgitterspannung dieser Röhre während einer Zeit τ hoch, und infolgedessen werden die Synchronisierimpulse gut verstärkt und dann über den Kondensator 11 der Prämärwicklung des Transformators 12 zugeführt.

Außerhalb der Zeiträume τ ist die Röhre 34 entsperrt, und dadurch wird die Schirmgitterspannung der Röhre 27 niedrig, so daß die Synchronisierimpulse eher abgeschwächt als verstärkt werden, so daß sie praktisch die vom Phasendiskriminator außerhalb der Zeiträume τ gelieferte Spannung nicht beeinflussen.

Zwar ist infolgedessen im nicht synchronisierten Zustand der Anodenstrom der Röhre 27 bei Koinzidenz der Synchronisier- und Rücklaufimpulse kleiner als bei einer höheren Schirmgitterspannung, aber weil eine sehr große Anodenspannungsänderung bei einer niedrigen Schirmgitterspannung erzielbar ist, ist dies ohne Bedeutung.

Wie aus Fig. 2 hervorgeht, ist das untere Ende des Ableitwiderstandes 33 nicht mit Erde, sondern mit dem zweiten Steuergitter der Röhre 27 verbunden. Dies ist notwendig, um zu erreichen, daß im synchronisierten Zustand die Röhre 34 auch tatsächlich gesperrt bleibt, was ohne diese Maßnahme nicht der Fall sein würde.

Im synchronisierten Zustand ist nämlich die Anodenspannung der Röhre 27 dauernd niedrig, weil der Kondensator 4 zwischen zwei Impulsen kaum aufgeladen werden kann. Der Kondensator 32, der im nicht synchronisierten Zustand durch Gitterstrom negativ aufgeladen war, fängt im synchronisierten Zustand jedoch an, sich zu entladen. Infolgedessen würde die Vorspannung für die Röhre 34 wegfallen, so daß diese Röhre Strom führen würde. Dadurch fällt die Schirmgitterspannung der Röhre 27 ab, so daß die Synchronisierimpulse nahezu nicht verstärkt werden, was aber in diesem synchronisierten Zustand gerade notwendig ist.

Dadurch, daß das untere Ende des Ableitwiderstandes 33 mit dem erwähnten zweiten Steuergitter verbunden wird, bleibt die Röhre 34 trotz der Entladung des Kondensators 32 gesperrt.

Im synchronisierten Zustand fallen nämlich Synchronisier- und Rücklaufimpulse ständig zusammen, so daß an diesem zweiten Steuergitter eine große negative Spannung erzeugt wird. Diese Spannung kann bei einem praktischen Ausführungsbeispiel etwa -70VoIt betragen, was reichlich genug ist, um die Röhre 34 zu sperren.

Im nicht synchronisierten Zustand fallen jedoch jeweils nur nach mehreren Perioden die Synchronisier- und Rücklaufimpulse zusammen. Weil nur während dieser Koinzidenzen Strom zum zweiten Steuergitter fließen kann, ist der Mittelwert, auf den der Kondensator 30 aufgeladen wird, viel kleiner als im synchronisierten Zustand. Durch die Einschaltung des Widerstandes 35 kann dafür gesorgt werden, daß in nicht synchronisierten Zuständen das Steuergitter der Röhre 34, wenn man zunächst von der Ladung am Kondensator 32 absieht, nahezu Erdpotential aufweist. Es sei bemerkt, daß die Zeitkonstante des Netzwerkes 32, 33 sehr groß gewählt ist, gegenüber der Zeilenfrequenz einerseits, um bei den möglichst niedrigen Schwebungsfrequenzen die Ladung am Kondensator 32 dennoch lange genug festzuhalten, und andererseits, um die geringen Schwankungen am zweiten Steuergitter der Röhre 27 zu glätten.

Die geschilderte Maßnahme unterstützt außerdem die Sperrung der Röhre 34 während etwa einer Hälfte einer Schwebungsperiode. Ist nämlich die Frequenzabweichung zwischen Synchronisier- und Rücklaufimpulsen groß, so ergibt sich ein Schwebungssignal mit kleinerer Amplitude, so daß in diesem Falle die Möglichkeit besteht, daß die Röhre 34 während weniger als der Hälfte einer Schwebungsperiode gesperrt sein würde. Bei dieser hohen Schwebungsfrequenz ist jedoch die mittlere negative Spannung am zweiten Steuergitter größer als bei niedrigen Schwebungsfrequenzen, und diese größere negative Spannung fördert eine längere Sperrung der Röhre 34.

Für die sehr niedrigen Schwebungsfrequenzen erhält das Schwebungssignal eine größere Amplitude. Dadurch ergibt sich die Möglichkeit, daß die Röhre 34 länger als die Hälfte einer Schwebungsperiode gesperrt ist. Die dabei am zweiten Steuergitter im Mittel erzeugte negative Spannung ist jedoch kleiner als bei höheren Schwebungsfrequenzen, so daß einer längeren Sperrung entgegengewirkt wird.

Es sei bemerkt, daß mit der aus den Widerständen 36 und 37 bestehenden Potentiometerschaltung die richtige Schirmgitterspannung für die Röhre 27 und die richtige Anodenspannung für die Röhre 34 eingestellt werden können, um dafür zu sorgen, daß, wenn die Röhre 34 gesperrt ist, eine gute Verstärkung der Synchronisierimpulse möglich ist, wäh-

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rend bei entsperrter Röhre 34 diese Impulse eher abgeschwächt als verstärkt werden.

Weiter wird bemerkt, daß die Röhre 27 tatsächlich drei Funktionen erfüllt.

Erstens wird im Anodenkreis mit Hilfe des Netzwerkes 4, 5 das sägezahnförmige Schwebungssignal erzeugt.

Zweitens wirkt der Teil der Röhre zwischen Steuer- und Schirmgitter als Torröhre, wobei die Torwirkung durch die von der Röhre 34 herrührende Spannung erfolgt.

Drittens wirkt der Teil der Röhre zwischen dem ersten und dem zweiten Steuergitter als Koinzidenzdetektor zum Erzeugen einer negativen Spannung, die größer oder kleiner ist, je nachdem ein synchronisierter oder nicht synchronisierter Zustand auftritt.

Es dürfte einleuchten, daß diese drei Funktionen, die entweder unbedingt notwendig sind (die ersten beiden Funktionen) oder eine gute Wirkung der Schaltungsanordnung nach der Erfindung fördern (dritte Funktion), auch von drei gesonderten Röhren erfüllt werden können. Verwendet man die Röhre 27 in der in Fig. 2 dargestellten Weise, so ist es unbedingt notwendig, die Synchronisierimpulse dem der Kathode am nächsten liegenden ersten Steuergitter und die Rücklaufimpulse einem an der anderen Seite des Schirmgitters liegenden zweiten Steuergitter zuzuführen.

Eine weitere Möglichkeit zum Erzielen eines Schwebungssignals ist in Fig. 5 dargestellt. In dieser Figur sind die in Reihe geschalteten Quellen 1 und 2 mit einem der beiden Steuergitter einer als monostabiler Multivibrator geschalteten Doppeltriode 38 verbunden, der selbstverständlich auch durch zwei Einzeltrioden oder zwei Mehrgitterröhren ersetzt werden kann. Im stabilen Zustand ist bekanntlich der rechte Teil der Doppeltriode 38 entsperrt. Der diesen rechten Teil durchfließende Strom führt einen Spannungsabfall am Kathodenwiderstand 39 herbei, wodurch der linke Teil der Doppeltriode 38, dessen Steuergitter über die Quellen 1 und 2 für Gleichstrom mit Erde verbunden ist, gesperrt ist.

Beim Zusammenfallen von Synchronisier- und Rücklaufimpulsen wird der linke Teil der Doppeltriode 38 entsperrt, wodurch die Anodenspannung dieses Teiles abfällt. Über den Kondensator 40 wird dieser Abfall zum Steuergitter des rechten Teiles weitergeleitet, der infolgedessen gesperrt wird. Der Kondensator 40 entlädt sich dann über den Widerstand 41 und den linken Teil der Doppeltriode 38, bis die Spannung am rechten Steuergitter so weit angestiegen ist, daß der rechte Teil wieder anfängt Strom zu führen, wodurch der linke Teil erneut gesperrt wird. Dieser letzte stabile Zustand wird bis zur nächsten Koinzidenz der Synchronisier- und Rücklaufimpulse aufrechterhalten. Es soll dafür gesorgt werden, daß die Amplituden sowohl der Synchronisierimpulse als auch der Rücklaufimpulse kleiner als der Spannungsabfall am Widerstand 39 sind, so daß die Entsperrung des linken Teiles nur beim Zusammenfallen beider Impulse stattfinden kann.

Der rechte Teil der Doppeltriode 38 ist somit während einer Zeit τ gesperrt, so daß ihre Anodenspannung die in den Fig. 3 e und 4 e dargestellte Gestalt aufweist. Die Zeit τ wird durch die Entladezeit des Kondensators 40 bestimmt. Die Anodenspannung des rechten Teiles wird über den Widerstand 6 und den Kondensator 7 einer Torröhre 8 zugeführt. Die Ausgangsspannung dieser Röhre wird nicht, wie in den Fig. 1 und 2, einem symmetrischen, sondern einem asymmetrischen Phasendetektor zugeführt. Dabei müssen nicht die Synchronisierimpulse, sondern die Sägezahnspannung während der Zeiträume τ von der Torröhre 8 hindurchgelassen werden. Zu diesem Zweck ist eine Quelle 19 über die Kondensatoren 42 und 7 mit dem Steuergitter der Röhre 8 verbunden. Die Anode der Röhre 8 ist über dem Kondensator 11

ίο mit dem Fanggitter der als asymmetrischer Phasendetektor geschalteten Röhre 43 gekoppelt. Dieses Fanggitter erhält die erforderliche Vorspannung dadurch, daß es über einen Widerstand 44 mit einer Quelle 45 verbunden ist. Die Synchronisierimpulse werden über einen Gitterkondensator 46 und einen Ableitwiderstand 47 dem ersten Steuergitter der Röhre 43 zugeführt. Die Arbeitsweise der Röhre 43 wird an Hand der Fig. 6 und 7 nachstehend näher erläutert.

Ist /₀ > f_s, so gilt die Fig. 6, die die Umhüllende des Anodenstromes und die Anodenspannung der Röhre 43 darstellt. Während der Zeiträume τ hat der Anodenstrom durch diese Röhre die in Fig. 3f dargestellte Gestalt, und außerhalb dieser Zeiträume werden nur die Synchronisierimpulse hindurchgelassen. Die von der Quelle 45 bestimmte Vorspannung entspricht der Linie 25 in Fig. 3 f, so daß außerhalb der Zeiträume r der durch die Synchronisierimpulse erzeugte Anodenstrom den gleichen Wert hat, wie wenn die Synchronisierimpulse während dieser Zeiträume τ sich gerade in der Mitte der steilen Flanke der Sägezahnspannung befinden würden. Bei dieser Einstellung hat die Umhüllende des die Röhre 43 durchfließenden Anodenstromes /„ eine Gestalt, wie sie in Fig. 6 a dargestellt ist. Die entsprechende Anodenspannung V₁₁ ist in Fig. 6 b dargestellt. Die Anodenspannung V₁₁₀, die sich bei einem Anodenstrom i_{u 0} ergibt, ist gerade die Ruhe- oder Nullphasenspannung für den synchronisierten Zustand, weil dabei die Synchronisierimpulse sich stets in der Mitte der steilen Flanke der Sägezahnspannung befinden. Aus Fig. 6 b erfolgt, daß der Mittelwert der Anodenspannung größer als K₀₀ ist, so daß diese Spannung Verwendung finden kann, um im nicht synchronisierten Zustand den Oszillator bis in den Fangbereich des Phasendiskriminators einzuregeln.

Für /₀ < /_s lassen sich auf entsprechende Weise die in den Fig. 7 a und 7 b dargestellten Kurven mit Hilfe der Fig. 4f entwerfen. Aus Fig. 7 b erfolgt, daß für diese Situation die mittlere Anodenspannung niedriger als V_u0 ist, so daß der Oszillator nach der entgegengestellten Seite hin eingeregelt werden kann.

Es sei noch erwähnt, daß die Entladezeit des Kondensators 40 viel größer als die Periodendauer der Synchronisierimpulse ist. Dieser Kondensator kann sich somit in einem synchronisierten Zustand kaum entladen. Der rechte Teil der Doppeltriode 38 bleibt infolgedessen stets gesperrt. Die Anodenspannung dieses Teiles bleibt mithin nahezu gleich V_b Volt, so daß die Röhre 8 entsprerrt bleibt und die von det Quelle 19 herrührende Sägezahnspannung stets unbehindert hindurchgelassen wird.

Die Schaltungsanordnung nach der Erfindung gründet sich auch auf die Erkenntnis, daß es genügt, jeweils nach der Koinzidenz eines Synchronisier- und eines Rücklaufimpulses die während dieser Koinzidenz gebildete Summenspannung zum Erzeugen eines Steuersignals für die Torröhre 8 zu verwenden, gleichgültig ob /₀ > /_s oder /₀ < /_s ist. Diese Um-

Wandlung erfolgt durch Integration des Summenimpulses, und zwar in den Fig. 1 und 2 mittels des Integrationsnetzwerkes 4, 5 und in Fig. 5 durch die Integration mit Hilfe des Kondensators 40, des Widerstandes 41 und des linken Teiles der Doppeltriode 38.

Dai3 es genügt, ein einziges derartiges Steuersignal zu bilden, geht aus einem Vergleich der Fig. 3 und 4 klar hervor. In den Fig. 3f und 3 g verschieben sich die Synchronisierimpulse weiter in der Zeit nach rechts über die Sägezahnspannung, während sie sich in den Fig. 4f und 4g nach links verschieben.

Es dürfte weiter einleuchten, daß die Sägezahnspannung, wie sie in den Fig. 3 a und 4 a dargestellt ist, um 180° phasenverschoben sein kann. In diesem Falle hat die vom in den Fig. 1 und 2 dargestellten symmetrischen Phasendetektor gelieferte Spannung eine entgegengesetzte Polarität. Beim Phasendetektor nach Fig. 5 liegt die mittlere Spannung unter V₁₁₀, wenn /₀ > /, und über V_ag, wenn /₀ < f_s ist.

Es dürfte gleichfalls einleuchten, daß verschiedene Teile der Schaltungsanordnung der Fig. 1, 2 und 5 miteinander vertauscht werden können. Es kann z. B. in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 nicht das Synchronisiersignal, sondern die Sägezahnspannung mit Hilfe der Torröhre 8 getastet werden. Auch kann die Multivibratorschaltung aus Fig. 5 in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 Verwendung finden, während das mit Hilfe der Diode 3 und des Netzwerkes 4, 5 erhaltene Schwebungssignal die Torröhre 8 in Fig. 5 steuern kann.

Weiter ist es möglich, nicht die positive Summenspannung aus Synchronisier- und Rücklaufimpulsen zu verwenden, wie vorstehend beschrieben wurde, sondern die negative Summenspannung zu benutzen. Es können z. B. in Fig. 1 die Polarität der von den Quellen 1 und 2 gelieferten Impulse und die Verbindungen der Diode 3 umgekehrt werden. Es ergibt sich dann an der Anode dieser umgekehrten Diode ein Schwebungssignal mit entgegengesetzter Polarität. Dieses Signal kann in der Phase umgekehrt werden, bevor es der Röhre 8 zugeführt wird. Auch kann, wie in Fig. 2, die Anodenspannung einer durch das der Diode entnommene Signal getasteten Röhre Verwendung finden, um die Speisespannung einer Torröhre zu ändern, wodurch entweder die in Fig. 3 a und 4 a dargestellte Sägezahnspannung oder die in den Fig. 3 b und 4 b dargestellten Synchronisierimpulse, die dieser Torröhre zugeführt werden, verstärkt werden können. Auch kann die erwähnte negative Summenspannung nicht dem Steuergitter des linken Teiles der Doppeltriode 38 der Fig. 5, sondern dem rechten Steuergitter dieser Doppeltriode zugeführt werden.

Weil z. B. in Fig. 1 die Torröhre 8 leicht durch einen Transistor ersetzt werden kann, dürfte es einleuchten, daß eine Regelschaltung nach der Erfindung auch ohne Entladungsröhren ausgebildet werden kann.

Claims (8)

PATENTANSPRÜCHE: 60

1. Schaltungsanordnung zum Synchronisieren eines Ortsoszillators mit Hilfe eines Phasendiskriminators, dem ein impulsförmiges Synchronisiersignal und ein dem Ortsoszillator entnommenes sägezahnförmiges Bezugssignal zugeführt werden und dessen Ausgang mit dem zu synchronisierenden Oszillator verbunden ist, da durch gekennzeichnet, daß entweder das Synchronisiersignal oder das sägezahnförmige Signal über eine Torschaltung dem Phasendiskriminator zugeführt wird, wobei in einer Addierschaltung das impulsförmige Synchronisiersignal und ein mit dem sägezahnförmigen Signal in Wechselbeziehung stehendes zweites impulsförmiges Signal zueinander addiert werden, während die so erhaltene Summenspannung nach Integration und gegebenenfalls nach Phasenumkehr der Torschaltung zugeführt wird, die derart eingestellt ist, daß sie in einem synchronisierten Zustand unter der Einwirkung der integrierten Summenspannung dauernd geöffnet ist, während sie in einem nicht synchronisierten Zustand durch Einwirkung des dabei aus der Summenspannung durch Integration erzeugten Schwebungssignals nahezu während der ersten Periodenhälfte dieses Signals geöffnet und während der zweiten Periodenhälfte geschlossen ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Addierschaltung aus der Reihenschaltung zweier Spannungsquellen besteht, von denen die erste das impulsförmige Synchronisiersignal und die zweite das zweite impulsförmige Signal liefert, wobei die Reihenschaltung mit einer Diode verbunden ist, in deren Ausgangskreis ein Integrationsnetzwerk liegt.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Addierschaltung aus einer Mehrgitterröhre besteht, in deren Anodenkreis ein Integrationsnetzwerk liegt, wobei einem ersten Steuergitter dieser Röhre das impulsförmige Synchronisiersignal und einem zweiten Steuergitter das zweite impulsförmige Signal zugeführt werden, wobei die Röhre entweder durch Gitterstromgleichrichtung an einem oder beiden Steuergittern oder durch Anlegen der erforderlichen Vorspannungen nur bei Koinzidenz der beiden impulsförmigen Signale Strom führen kann.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Addierschaltung aus zwei in Reihe geschalteten Spannungsquellen und zwei als monostabiler Multivibrator geschalteten Entladungsröhren besteht, wobei die erwähnte Reihenschaltung mit einem der beiden Steuergitter der beiden Entladungsröhren verbunden ist, während das Integrationsnetzwerk aus einem zwischen einer Ausgangselektrode der einen Entladungsröhre und dem Steuergitter der anderen Entladungsröhre geschalteten Kondensator und dem mit dem letzteren Steuergitter verbundenen Ableitwiderstand besteht.

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei der die Torschaltung aus einer Torröhre mit zugehörigen Schaltelementen besteht, dadurch gekennzeichnet, daß das aus der Integration der Summenspannung erhaltene Signal, erforderlichenfalls nach Phasenumkehr, über Gitterkondensator und Ableitwiderstand dem Steuergitter der Torröhre zugeführt wird.

6. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei der eine Mehrgitterröhre als Phasendiskriminator Verwendung findet, dadurch gekennzeichnet, daß das sägezahnförmige Signal über die erwähnte Torschaltung zugeführt wird.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, da-

durch gekennzeichnet, daß das erste Steuergitter, dem die Synchronisierimpulse zugeführt werden, der Kathode am nächsten hegt, wobei mindestens ein Schirmgitter der Mehrgitterröhre zwischen den beiden Steuergittern liegt, während das dem Anodenkreis der Mehrgitterröhre entnommene integrierte Summensignal über Gitterkondensator und Ableitwiderstand dem Steuergitter einer Phasenumkehrröhre zugeführt wird, deren Anode galvanisch am erwähnten Schirmgitter liegt und

auch mit einer Eingangsklemme des Phasendiskriminators gekoppelt ist.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das nicht mit dem Steuergitter der Phasenumkehrröhre verbundene Ende des Ableitwiderstandes mit dem zweiten Steuergitter der Mehrgitterröhre verbunden ist, welchem Steuergitter das zweite impulsförmige Signal über einen Gitterkondensator und einen Ableitwiderstand zugeführt wird.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Q 209 507/137 1.62