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Schaltungsanordnung zum Synchronisieren eines Ortsoszilators mit Hilfe eines Phasendiskriminators
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undder Figuren nachstehend beispielsweise näher erläutert. Fig. 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel, Fig. 2 zeigt ein etwas abgeändertes Ausführungsbeispiel, bei dem das Schwebungssignal in etwas anderer Weise erzeugt und auch die Torschaltung auf andere Weise als in Fig. 1 gesteuert wird. Die Fig. 3 und 4 dienen zur Erläuterung. Fig. 5 stellt ein Ausführungsbeispiel dar, bei dem nicht ein symmetrischer, sondern ein unsymmetrischer Phasendetektor Verwendung findet, und die Fig. 6 und 7 dienen zur Erläuterung der
Schaltungsanordnung nach Fig. 5.
In Fig. l bezeichnet 1 eine Spannungsquelle, die die aus dem empfangenen Femsehsignal abgetrenn- ten Zeilensynchronisierimpulse liefert.
Die Spannungsquelle 2 liefert die Rucklaufimpulse, die von dem die Zeilenablenkspulen durchfliessen- den, sägezahnförmigen Strom abgeleitet sind.
Die Dauer der Rücklaufimpulse ist bekanntlich etwas grösser als die der Zeilensynchronisierimpulse.
Im synchronisierten Zustand fallen die Synchronisier- und die Rücklaufimpulse stets zusammen. Weil die Quellen 1 und 2 in Reihe geschaltet sind, werden die beiden Impulse addiert und erzeugen einen
Strom durch die Diode 3, der den Kondensator 4 auflädt. Dieser kann sich über den Widerstand 5 entla- den, weil aber die Zeitkonstante des Netzwerkes 4,5 gross in bezug auf die Periodendauer der Zeilensyn- chronisierimpulse gewählt ist, kànn sich der Kondensator 4 im erwähnten synchronisierten Zustand kaum entladen. Die Kathode der Diode 3 liegt somit an einer nahezu konstanten positiven Spannung in bezug auf Erde. Bie Kathode dieser Diode 3 ist über einen Trennwiderstand 6 und einen Kopplungskondensator 7 mit dem Steuergitter der Torröhre 8 verbunden.
Weil der Kondensator 7 die Gleichspannung sperrt, liegt am Steuergitter der Röhre 8 im synchronisierten Zustand nahezu Erdpotential.
Die Zeilensynchronisierimpulse der Quelle 1 werden auch über den Kondensator 9 und den Ableit- widerstand 10 dem Steuergitter der Röhre 8 zugeführt. Durch Gitterstromgleichrichtung liegen die Scheitel der Synchronisiersignale auf Erdpotential, so dass die Röhre 8 als ein üblicher Synchronisierungsverstärker wirkt. Die verstärkten Synchronisierimpulse werden Über den Kondensator 11 der Primärwicklung des Transformators 12 zugeführt, mit dessen Sekundärwicklung ein an sich bekannter Phasendiskriminator verbunden ist. Dieser Diskriminator ist symmetrisch ausgebildet und besteht aus den Dioden 13 und 14, den zugeordneten Kondensatoren 15 und 16 und den Widerständen 17 und 18.
Diesem Phasendiskriminator wird über die Mittelanzapfung der Sekundärwicklung des Transformators
12 aus der Quelle 19 eine sägezahnförmige Spannung zugeführt. Mittels dieses Phasendiskriminators und der beiden zugeführten Spannungen lässt sich im synchronisierten Zustand eine Regelspannung am Verbindungspunkt der beiden Dioden 13 und 14 erzeugen. Diese Regelspannung wird durch das dem Phasendiskriminator zugeordnete Filter 20 geglättet und dann der Oszillatorschaltung 21 zugeführt.
Dieser symmetrische Phasendiskriminator kann sowohl eine positive als auch eine negative Regelspannung liefern, mit der der Oszillator 21 eingeregelt wird, so dass die Wiederholungsfrequenz des von diesem Oszillator erzeugten Signals gleich der Wiederholungsfrequenz des Synchronisiersignals wird und nur eine solche Phasendifferenz zwischen beiden Signalen verbleibt, wie sie erforderlich ist, um die erwünschte Regelspannung zu erzeugen.
Es sei bemerkt, dass bei dem in Fig. 1 dargestellten symmetrischen Phasendiskriminator die Synchronisierimpulse gegenphasig und das sägezahnförmige Signal gleichphasig den beiden Dioden zugeführt werden. Es dürfte einleuchten, dass auch ein symmetrischer Phasendetektor, bei dem die Synchronisierimpulse gleichphasig und das sägezahnförmige Signal gegenphasig den beiden Dioden zugeführt werden, in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 verwendet werden kann.
Die Oszillatorschaltung 21 kann ein Kipposzillator sein, der unmittelbar eine Sägezahnspannung erzeugt. In diesem Fall kann die Quelle 19 wegfallen und wird die Mittelanzapfung der Sekundärwicklung des Transformators 12 unmittelbar mit der Ausgangsklemme 22 des Oszillators 21 verbunden. Die von der Quelle 2 gelieferten Rücklaufimpulse lassen sich auf einfache Weise durch Differentiation aus der Sägezahnspannung gewinnen.
Die Oszillatorschaltung 21 kann auch ein Sinusoszillator mit zugeordneter Reaktanzröhre sein, welcher letzteren die Regelspannung zugeführt wird. In diesem Fall muss die sinusförmige Spannung mit Hilfe vcn Begrenzerschaltungen und Integriernetzwerken in eine sägezahnförmige Spannung umgewandelt werden.
Für das geschilderte Beispiel, bei dem die dem Oszillator 21 entnommene Spannung für die Steuerung der Zeilenendröhre in einem Fernsehempfänger benutzt wird, können die erforderlichen Spannungen auf an sich bekannte Weise erhalten werden. Im Anodenkreis dieser Zeilenendröhre liegt nämlich ein Ausgangstransformator und durch die Anbringung zusätzlicher Wicklungen auf diesem Transformator lassen
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sich sowohl die Rücklaufimpulse als durch nachträgliche Integration sägezahnförmige Spannungen erzielen.
Die in Reihe geschalteten Quellen 1 und 2 können dabei auf einfache Weise dadurch verwirklicht werden, dass die Sekundärwicklung eines Transformators, an dessen Primärwicklung die Synchronisierlm- pulse zugeführt werden, mit einer der zusätzlichen Wicklungen auf dem Zeilenausgangstransformator in Reihe geschaltet wird.
Ein Phasendiskriminator hat bekanntlich den Nachteil, dass sein Fangbereich viel kleiner ist als sein Haltebereich. Wird somit aus irgendeinem Grund, z. B. durch Einschalten des Fernsehempfängers oder durch Umschalten dieses Empfängers von einem Sender auf den andern der Synchronismus gestört, so ist in der Regel dieser Fangbereich zu klein, um den Synchronismus selbsttätig wiederherzustellen.
Bei der Schaltungsanordnung nach der Erfindung ist die Wiederherstellung des Synchronismus möglich, auch wenn die Frequenzabweichung zwischen Synchronisier-und Oszillatorsignal weit ausserhalb des Fangbereiches, jedoch noch innerhalb des Haltebereichs des Phasendiskriminators liegt.
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Zu diesem Zweck sind in Fig. 3a das von der Quelle 19 gelieferte sägezahnförmige Signal, in Fig. Sb das von der Quelle 1 gelieferte Zeilensynchronisiersignal und in Fig. 3c die von der Quelle 2 gelieferten Rücklaufimpulse dargestellt.
Es sei bemerkt, dass, wie aus einem Vergleich der Fig. 3a und 3c hervorgeht, die Rücklaufimpulse mit den steilen Flanken der Sägezahnspannung zusammenfallen.
Wie aus einem Vergleich der Fig. 3b und 3c hervorgeht, fallen die Synchronisierimpulse und die Rücklaufimpulse jeweils nur nach einer bestimmten Periodenzahl zusammen. In Fig. 3 erfolgt dies zu den Zeitpunkten t, tu und t,. Zu diesen Zeitpunkten wird der Kondensator 4 auf nahezu den Scheitelwert der Summe der beiden Impulse aufgeladen. Dann fängt der Kondensator 4 an, sich über den Widerstand 5 zu entladen, und weil es mehrere Perioden dauert, bevor wiederum ein Synchronisierimpuls und ein Rücklaufimpuls zusammenfallen, kann die Entladung fortdauern, bis die Spannung am Kondensator 4 gleich dem Scheitelwert der Impulse mit der grösseren Amplitude wird.. Wird z.
B. angenommen, dass dies für die Rticklaufimpulse der Fall ist, so fängt die Diode 3 an, Strom zu führen, wenn die Spannung über dem Kondensator 4 nahezu gleich der Amplitude der Rücklaufimpulse geworden ist.
Die Spannung am Kondensator 4 in Abhängigkeit von der Zeit ist in Fig. 3d dargestellt. Unmittelbar vor den Zeitpunkten t,t und tes weist die Kurve waagrechte Stücke auf, die durch die erwähnte Erscheinung herbeigeführt werden. Die Lmie 23 in Fig. 3d stellt Erdpotential dar.
Die Gestalt der in Fig. 3d dargestellten Kurve ist stark von den Frequenzabweichungen zwischen Synchronisier- und Rücklauflmpulsen abhängig. Wenn angenommen wird, dass die Frequenzabweichung kleiner wird als sie in Fig. 3 dargestellt ist, so wird die Frequenz des in Fig. 3d dargestellten Schwebungssignals kleiner. Die Zeitpunkte t,t und ts sind weiter voneinander entfernt, so dass der waagrechte Teil des mehr oder weniger sägezahnförmigen Schwebungssignals grösser wird.
Wird hingegen die Frequenzabweichung grösser, so liegen die Zeitpunkte t, t und t näher beieinander, so dass die waagrechten Teile kleiner werden und schliesslich völlig verschwinden. Die Amplitude des in Fig. 3d dargestellten Schwebungssignals nimmt somit bei zunehmender Frequenzabweichung ab. Wie nachstehend erläutert wird, ist die Gestalt dieses sägezahnförmigen Schwebungssignals von Bedeutung für die Grösse des gebildeten Fangbereiches der Schaltungsanordnung nach der Erfindung.
Wenn angenommen wird, dass eine Frequenzabweichung von 25 Hz die höchste Abweichung ist, die noch innerhalb des Fangbereiches des Phasendiskriminators liegt, so muss die Zeitkonstante des Netzwerkes 4, 5 derartig sein, dass bei dieser Frequenzabweichung bereits ein brauchbares sägezahnförmiges Schwebungssignal erzeugt wird, d. h. dass der waagrechte Teil nicht zu gross ist.
Soll anderseits die Schaltungsanordnung noch imstande sein, eine Frequenzabweichung von 1000 Hz einzufangen, so muss die Zeitkonstante des Netzwerkes 4,5 derartig sein, dass auch bei der Schwebungsfrequenz von 1000 Hz der Kondensator 4 sich auf einen angemessen niedrigen Wert entladen kann, mit andern Worten, dass das sägezahnförmige Schwebungssignal noch eine ausreichende Amplitude hat.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Schaltungsanordnung nach der Erfindung ist zu diesem Zweck die Zeitkonstante des Netzwerkes 4,5 gleich etwa 10 m/sec gewählt, wenr derfernsehempfänger, für den die Synchronisationsschaltung entwickelt ist, für ein System mit 625 Zeilen pro Bild und 25 Bilder pro Sekunde bestimmt ist, wobei die Frequenz der Synchronisierimpulse wenigstens annähernd 15625 Hz beträgt.
Die dem Netzwerk 4,5 entnommene sägezahnförmige Spannung wird über den Widerstand 6 und den
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Kondensator 7 dem Steuergitter der Torröhre 8 zugeführt. Durch Gitterstromgleichrichtung werden die
Scheitel des. sägezahnförmigen Signals etwas abgeplattet, so dass dieses so im Gittersteuerbereich der
Röhre 8 liegt, dass kein Anodenstrom mehr fliessen kann, wenn die Spannung am Steuergitter unter das durch die Linie 24 angegebene Niveau sinkt.
Daraus folgt, dass der Anodenstrom, wenn man von den gleichfalls diesem Steuergitter zugeführten
Synchronisierimpulsen absieht, eine Gestalt annimmt, wie sie in Fig. 3e dargestellt ist. Mit andern Wor- ten, diese Röhre ist jeweils während einer Zeit T geöffnet und während des übrigen Teiles einer Perioden- dauer des Schwebungssignals gesperrt. Daraus erfolgt, dass die Synchronisierimpulse nur während einer
Zeit r von der Torröhre 8 durchgelassen werden. Weil die von der Quelle 19 gelieferte Sägezahnspannung normalerweise der Mittelanzapfung der Sekundärwicklung des Transformators 12 zugeführt wird, wird der
Diode 13 ein Signal, wie es in Fig. 3f dargestellt ist, und der Diode 14 ein Signal, wie es in Fig. 3g dar- gestellt ist, zugeführt.
Aus diesen beiden Figuren, in denen die Linien 25 und 26 Erdpotential darstellen, geht hervor, dass sich die Scheitel der Synchronisierimpulse der der Diode 13 während der Zeiträume T zugeführten Signale im Mittel weniger weit positiv erstrecken als sich die der der Diode 14 zugeführten Signale negativ er- strecken. Während dieser Zeiträume r liefert somit der Phasendiskriminator im Mittel eine negative
Spannung. Ausserhalb der Zeiträume T ist die mittlere abgegebene Spannung 0 V, so dass die gesamte vom
Phasendiskriminator gelieferte Spannung in einer Lage, in der f > f, im Mittel negativ ist. Mit Hilfe dieser vom Filter 20 geglätteten negativen Spannung kann der Oszillator 21 so weit eingeregelt werden, dass die Oszillatorfrequenz im Fangbereich des Phasendiskriminators liegt, so dass normales Einfangen möglich wird.
Für einen nichtsynchronisierten Zustand, bei dem f < fs'gilt Fig. 4. Auch hier ergibt sich wieder ein in Fig. 4d dargestelltes sägezahnförmiges Schwebungssignal, das dem Steuergitter der Torröhre 8 zugeführt wird. In Fig. 4 ist die Frequenzabweichung zwischen Synchronisier- und Rücklaufimpulsen grösser als im Fall der Fig. 3 gewählt. Die Amplitude des in Fig. 4d dargestellten Schwebungssignals ist somit kleiner als die des in Fig. 3d dargestellten, weil sich der Kondensator 4 jetzt nicht auf einen solchen Wert entladen kann, dass die Diode 3 von einer der beiden Impulsreihen entsperrt wird.
Aus den Fig. 4f und 4g geht hervor, dass sich bei dieser Frequenzabweichung die Scheitel derSyn- chronisierimpulse der derDiode 13 während der Zeiträume r zugeführten Signale im Mittel weiter positiv erstrecken als sich die der der Diode 14 zugeführten Signale negativ erstrecken. Weil ausserhalo der Zeiträume T der Phasendiskriminator im Mittel wiederum 0 V liefert, ist die gesamte vom Phasendiskriminator gelieferte Spannung in einer Lage, in der f. < Is. im Mittel positiv. Mit Hilfe dieser positiven Spannung lässt sich die Oszillatorfrequenz wiederum so weit einregeln, dass sie im Fangbereich des Phasendiskriminators liegt.
Auf diese Weise ist es somit stets möglich, den synchronisierten Zustand wiederherzustellen. Dabei fallen die Syncl1ronisier- und die Rücklaufimpulse und somit auch die Synchronisierimpulse, und die steilen Flanken der Sägezahnspannung, wie diese in den Fig. 3a und 4a dargestellt ist, zusammen. Ist die Frequenz des Synchronisiersignals gleich der Eigenfrequenz des Oszillators, so braucht der Phasendiskriminator im synchronisierten Zustand keine Spannung zu liefern und befinden sich die Synchronisierimpulse in der Mitte der steilen Flanken. Wird die Frequenz der Synchronisiersignale niedriger als die Eigenfrequenz des Oszillators, so muss im geschilderten System vom Phasendiskriminator eine negative Spannung geliefert werden.
Die Synchronisierimpulse verschieben sich somit nach rechts auf der steilen Flanke, so dass die Diode 14 eine grössere Spannung liefern kann als die Diode 13. Theoretisch könnte diese Verschiebung weitergehen, bis sowohl die positiven. als auch die negativensynchronisierimpulse auf dem maximalen negativen Wert der Sägezahnspannung liegen.
Auf gleiche Weise verschieben sich, wenn die-Frequenz des Synchronisiersignals höher als die Eigenfrequenz des Oszillators wird, die Synchronisierimpulse nach links auf der steilen Flanke. Die Diode 13 ist infolgedessen imstande, eine grössere Spannung zu liefern, so dass die Regelspannung positiv wird.
Auch in diesem Falle können sich sowohl die positiven als die negativen Synchronisierimpulse bis zum maximalen positiven Wert der Sägezahnspannung verschieben.
In den beiden äussersten synchronisierten Zuständen, die den Haltebereich des Phasendiskriminators bestimmen, ist die gelieferte Regelspannung grösser als in den nichtsynchronisierten Zuständen. Dies ist jedoch notwendig, weil, wenn einmal mit Hilfe der-geschilderten Schaltung der synchronisierte Zustand wiederhergestellt ist, die ursprüngliche Frequenzabweichung noch im Haltebereich des Phasendiskriminators für den synchronisierten Zustand liegen muss.
Notwendig ist nur, dass bei der grösstmöglichen Frequenzabweichung die vom System gelieferte Span-
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nung mindestens gleich der Spannung ist, die erforderlich ist, um bei dieser Frequenzabweichung den
Oszillator einzuregeln bis die Frequenz des von diesem gelieferten Signals nahezu gleich der Frequenz des Synchronisiersignales ist.
Wie vorstehend bereits beschrieben wurde, muss die Zeitkonstante des Netzwerkes 4, 5 derart bemes- sen werden, dass sowohl bei der maximalen Frequenzabweichung als auch bei der Frequenzabweichung, die nahe bei der Eingangsfrequenz des Phasendiskriminators liegt, noch ein brauchbares Schwebungssignal erzeugt wird.
Die ideale Situation ist nämlich die, bei der während der ersten Hälfte einer Periode des Schwe- bungssignals die Torröhre 8 geöffnet und während der andern Hälfte geschlossen ist. Wird die Frequenz des
Schwebungssignals niedriger, so kann sich der Kondensator entladen bis die Diode 3 durch eine der von den Quellen l oder 2 herrührenden Impulsreihen entsperrt wird. Jenseits einer bestimmten Schwebungs- frequenz bleibt somit die Amplitude des in den Fig. 3d und 4d dargestellten Signals gleich, aber seine
Periodendauer wird grösser. Die Zeit, während der die Torröhre 8 geöffnet ist, wird somit ein immer kleinerer Bruchteil der Periode des Schwebungssignals bei abnehmender Frequenzabweichung.
Die Zeit, während der der Phasendiskriminator im Mittel eine Spannung von 0 V liefert, wird grösser und die Zeit, in der entweder die Impulse mit positivem Richtungssinn (Fig. 4f und 4g) oder die Impulse mit negativem
Richtungssinn (Fig. 3f und 3g) vorherrschen, wird immer kleiner. Die vom Phasendiskriminator im nicht- synchronisierten Zustand im Mittel gelieferte Spannung wird somit bei abnehmender Frequenzabweichung kleiner. Durch den an sich bekannten Effekt des Intrittkommens wird diese Spannung bei abnehmender
Frequenzabweichung im Fangbereich des Phasendiskriminators wieder grösser. Es muss somit nur dafür
Sorge getragen werden. wie vorstehend bereits bemerkt wurde, dass die gelieferte Spannung bei abneh- mender Frequenzabweichung stets gross genug bleibt, um den Oszillator in den Fangbereich des Phasen- diskriminators zu bringen.
Bei zunehmender Frequenzabweichung hat der Kondensator 4 immer weniger Zeit, sich zu entladen.
Die Amplitude des Schwebungssignals wird infolgedessen stets kleiner. Die Zeit r, während der die Tor- röhre 8 geöffnet ist, wird mithin ein immer grösserer Bruchteil der Periodenzeit des Schwebungssignals.
Infolgedessen werden auch während der zweiten Hälfte der Schwebungsperiode Impulse hindurchgelassen, die sich auf dem Teil der Sägezahnspannung mit einer zu derjenigen der ersten Hälfte der Schwebungsperiode entgegengesetzten Polarität verschieben. Dies bedeutet eine Abnahme der im Mittel vom Phasen- diskriminator im nichtsynchronisierten Zustand gelieferten Spannung. Weil bei zunehmender Frequenz- abweichung die gelieferte Spannung immer höher sein muss, um den Oszillator noch einregeln zu können. muss die Anfangsamplitude des Schwebungssignals, d. h. die Amplitude, bei der der Kondensator 4 sich entladen kann bis ein waagrechter Teil an der Unterseite der in den Fig. 3d und 4d dargestellten Sägezahnspannung erscheint, möglichst gross bemessen werden.
In diesem Fall ergibt sich mit Rücksicht auf die Gitterstromgleichrichtung der Röhre 8, die derart angepasst werden kann, dass trotz der abnehmenden Amplitude bei zunehmender Schwebungsfrequenz die Röhre dennoch während eines grösseren Teiles (der nur wenig kleiner als die Hälfte ist) der Schwebungsperiode geschlossen ist, etwas Spielraum. Deshalb wird mit einer Zeitkonstante von 10 m/sec für das Netzwerk 4, 5 ein angemessenerKompromiss erreicht.
Sollte jedoch die Amplitude des sägezahnförmigen Schwebungssignals bei der möglichst niedrigen Frequenzabweichung noch zu klein sein, so ist durch Verstärkung eine Verbesserung erzielbar.
Die hiefür erforderliche Schaltungsanordnung ist in Fig. 2 dargestellt. Die Mehrgitterröhre 27 hat dabei die Diode 3 ersetzt. Einem ersten Steuergitter dieser Röhre werden die Synchronisierimpulse über den Gitterkondensator 28 und den Ableitwiderstand 29 und einem zweiten Steuergitter die Rücklaufimpulse über den Gitterkondensator 30 und den Ableitwiderstand 31 zugeführt. Durch Gitterstromgleichrichtung werden die Kondensatoren 28 und 30 negativ aufgeladen, während die Zeitkonstanten des Netzwerkes 28, 29 und des Netzwerkes 30,31 in bezug auf eine Periode des Synchronisiersignals gross gewählt sind.
Selbstverständlich könnten diese beiden Impulsreihen auch umgekehrt zugeführt werden, während es auch möglich ist, die Gitterstromgleichrichtung entweder an einem oder an beiden Steuergittern durch angelegte Vorspannungen zu ersetzen, um die Röhre 27 so auf richtige Weise einzustellen.
Bei Koinzidenz von Synchronisier- und Rücklaufimpulsen führt die Röhre 27 Anodenstrom, so dass ihre Anodenspannung abfällt. Dadurch wird der Kondensator 4 entladen und kann über den Widerstand 5 wieder aufgeladen werden, bis erneut Anodenstrom zu fliessen anfängt. Ausser dem Vorteil der Verstärkung hat die Verwendung der Röhre 27 den Vorteil, dass jetzt nur dann Anodenstrom fliessen kann, wenn im nichtsynchronisierten Zustand Synchronisier-und Rücklaufimpulse zusammenfallen. Bei den niedrigen Schwebungsfrequenzen kann der Kondensator 4 somit länger aufgeladen werden als er bei Verwendung einer Diode entladen werden konnte. Abgesehen von der Verstärkung ist bereits aus diesem Grunde eine grössere Amplitude für das Schwebungssignal erzielbar.
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Das der Anode der Röhre 27 entnommene Schwebungssignal ist in bezug auf das der Kathode der Diode 3 entnommene Signal 1800 in der Phase verschoben. Es muss somit zunächst in der Phase umgekehrt werden. Zu diesem Zweck wird das der Anode der Röhre 27 entnommene Signal über den Gitterkondensator 32'und den Ableitwiderstand 33 dem Steuergitter der Phasenumkehrröhre 34 zugeführt.
Im nichtsynchronisiertenZustand ist die Röhre 34 gerade während der Zeiträume T gesperrt und während des übrigen Teiles der Zeit entsperrt. Während einer Zeit T ist die Anodenspannung der Röhre 34 somit hoch. Weil die Anode der Röhre 34 unmittelbar mit einem Schirmgitter der Röhre 27 verbunden ist, ist die Schirmgitterspannung dieser Röhre während einer Zeit r hoch und infolgedessen werden die Synchronisierimpulse gut verstärkt und dann über den Kondensator 11 der Primärwicklung des Transformators
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Ausserhalb der Zeiträume T ist die Röhre 34 entsperrt und dadurch wird die Schirmgitterspannung der Röhre 27 niedrig, so dass, die Synchronisierimpulse eher abgeschwächt als verstärkt werden,
so dass sie praktisch die vom Phasendiskriminator ausserhalb der Zeiträume r gelieferte Spannung nicht beeinflusen.
Zwar ist infolgedessen im nichtsynchronisierten Zustand der Anodenstrom der Röhre 27 bei Koinzidenz der Synchronisier-und Rücklaufimpulse kleiner als bei einer höheren Schirmgitterspannung, aber weil eine sehr grosse Anodenspannungsänderung bei einer niedrigen Schirmgitterspannung erzielbar ist, ist dies ohne Bedeutung.
Wie aus Fig. 2 hervorgeht, ist das untere Ende des Ableitwiderstandes 33 nicht mit Erde, sondern mit dem zweiten Steuergitter der Röhre 27 verbunden. Dies ist notwendig, um zu erreichen, dass im syn- chronisierten Zustand die Röhre 34 auch tatsächlich gesperrt bleibt, was ohne diese Massnahme nicht der Fall sein würde.
Im synchronisierten Zustand ist nämlich die Anodenspannung der Röhre 27 dauernd niedrig, weil der Kondensator 4 zwischen zwei Impulsen kaum aufgeladen werden kann. Der Kondensator 32, der im nichtsynchronisierten Zustand durch Gitterstrom negativ aufgeladen war, fängt im synchronisierten Zustand jedoch an, sich zu entladen. Infolgedessen würde die Vorspannung für die Röhre 34 wegfallen, so dass diese Röhre Strom führen würde. Dadurch fällt die Schirmgitterspannung der Röhre 27 ab, so dass die Synchronisierimpulse nahezu nicht verstärkt werden, was aber in diesem synchronisierten Zustand gerade notwendig ist.
Dadurch, dass das untere Ende des Ableitwiderstandes 33 mit dem erwähnten zweiten Steuergitter verbunden wird, bleibt die Röhre 34 trotz der Entladung des Kondensators 32 gesperrt.
Im synchronisierten Zustand fallen nämlich Synchronisier-und Rücklaufimpulse ständig zusammen. so dass an diesem zweiten Steuergitter eine grosse negative Spannung erzeugt wird. Diese Spannung kann bei einem praktischen Ausführungsbeispiel etwa -70 V betragen, was reichlich genug ist, um die Röhre 34 zu sperren.
Im nichtsynchronisierten Zustand fallen jedoch jeweils nur nach mehreren Perioden die Synchronisier- und Rücklaufimpulse zusammen. Weil nur während dieser Koinzidenzen Strom zum zweiten Steuergitter fliessen kann, ist der Mittelwert, auf den der Kondensator 30 aufgeladen wird, viel kleiner als im synchronisierten Zustand. Durch die Einschaltung des Widerstandes 35 kann dafür gesorgt werden. dass in nichtsynchronisierten Zuständen'das Steuergitter der Röhre 34, wenn man zunächst von der Ladung am Kondensator 32 absieht, nahezu Erdpotential aufweist.
Es sei bemerkt, dass die Zeitkonstante des Netzwerkes 32,33 sehr gross gewählt ist, gegenüber der Zeilenfrequenz einerseits, um bei den möglichst niedrigen Schwebungsfrequenzen die Ladung am Kondensator 32 dennoch lange genug festzuhalten und anderseits, um die geringen Schwankungen am zweiten Steuergitter der Röhre 27 zu glätten.
Die geschilderte Massnahme unterstützt ausserdem die Sperrung der Röhre 34 während etwa einer Hälfte einer Schwebungsperiode. Ist nämlich die Frequenzabweichung zwischen Synchronisier-und Rücklaufimpulsen gross, so ergibt sich ein Schwebungssignal mit kleinerer Amplitude, so dass in diesem Falle die Möglichkeit besteht, dass die Röhre 34 während weniger als der Hälfte einer Schwebungsperiode gesperrt sein würde. Bei dieser hohen Schwebungsfrequenz ist jedoch die mittlere negative Spannung am zweiten Steuergitter grösser als bei niedrigen Schwebungsfrequenzen und diese grössere negative Spannung fördert eine längere Sperrung der Röhre 34.
Für die sehr niedrigen Schwebungsfrequenzen erhält das Schwebungssignal eine grössere Amplitude.
Dadurch ergibt sich die Möglichkeit, dass die Röhre 34 länger als die Hälfte einer Schwebungsperiode ge- sperrt ist. Die dabei am zweiten Steuergitter im Mittel erzeugte negative Spannung ist jedoch kleiner als bei höheren Schwebungsfrequenzen, so dass einer längeren Sperrung entgegengewirkt wird.
Es sei bemerkt, dass mit der aus den Widerständen 36 und 37 bestehenden Potentiometerschaltung die
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richtige Schirmgitterspannung für die Röhre 27 und die richtige Anodenspannung für die Röhre 34 einge- stellt werden können, um dafür zu sorgen, dass, wenn die Röhre 34 gesperrt ist, eine gute Verstärkung der
Synchronisierimpulse möglich ist, während bei entsperrter Röhre 34 diese Impulse eher abgeschwächt als ve-stärkt werden.
Weiters wird bemerkt, dass die Röhre 27 tatsächlich drei Funktionen erfüllt ; Erstens wird im Anoden- kreis mit Hilfe des Netzwerkes 4, 5 das sägezahnförmige Schwebungssignal erzeugt, zweitens wirkt der
Teil der Röhre zwischen Steuer- und Schirmgitter als Torröhre, wobei die Torwirkung durch die von der
Röhre 34 herrührende Spannung erfolgt, und drittens wirkt der Teil der Röhre zwischen dem ersten und dem zweiten Steuergitter als Koinzidenzdetektor zum Erzeugen einer negativen Spannung, die grösser oder kleiner ist, je nachdem ein synchronisierter oder nichtsynchronisierter Zustand auftritt.
Es dürfte einleuchten, dass diese drei Funktionen, die entweder unbedingt notwendig sind (die ersten beiden Funktionen) oder eine gute Wirkung der Schaltungsanordnung nach der Erfindung fördern (dritte
Funktion), auch von drei gesonderten Röhren erfüllt werden können. Verwendet man die Röhre 27 in der in Fig. 2 dargestellten Weise, so ist es unbedingt notwendig, die Synchronisierimpulse dem der Kathode am nächsten liegenden ersten Steuergitter und die Rücklaufimpulse einem an der andern Seite des Schirm- gitters liegenden zweiten Steuergitter zuzuführen.
Eine weitere Möglichkeit zum Erzielen eines Schwebungssignals ist in Fig. 5 dargestellt. In dieser
Figur sind die in Reihe geschalteten Quellen 1 und 2 mit einem der beiden Steuergitter einer als mono- stabiler Multivibrator geschalteten Doppeltriode 38 verbunden, die selbstverständlich auch durch zwei
Einzeltrioden oder zwei Mehrgitterröhren ersetzt werden kann. Im stabilen Zustand ist bekanntlich der rechte Teil der Doppeltriode 38 entsperrt. Der diesen rechten Teil durchfliessende Strom führt einen Span- nungsabfall am Kathodenwiderstand 39 herbei, wodurch der linke Teil der Doppeltriode 38, dessen Steuer- gitter über die Quellen 1 und 2 für Gleichstrom mit Erde verbunden ist, gesperrt ist.
Beim Zusammenfallen von Synchronisier-und RUcklaufimpulsen wird der linke Teil der Doppeltriode
38 entsperrt, wodurch die Anodenspannung dieses Teiles abfällt. Über den Kondensator 40 wird dieser Ab- fall zum Steuergitter des rechten Teiles weitergeleitet, der infolgedessen gesperrt wird. Der Kondensator 40 entlädt sich dann über den Widerstand 41 und den linken Teil der Doppeltriode 38, bis die Spannung am rechten Steuergitter so weit angestiegen ist, dass der rechte Teil wieder anfängt Strom zu führen, wodurch der linke Teil erneut gesperrt wird. Dieser letzte stabile Zustand wird bis zur nächsten Koinzidenz der Synchronisier-und Rücklaufimpulse aufrechterhalten.
Es muss dafhr gesorgt werden, dass dieAmplitudenso- wohl der Synchronisierimpulse als auch der Rücklaufimpulsekleiner als der Spannungsabfall am Widerstand 39 sind, so dass die Entsperrung des linken Teiles nur beim Zusammenfallen beider Impulse stattfinden kann.
Der rechte'leil der Doppeltriode ad ist somit wahrend einer Zeit T gesperrt, so dass ihre Anodenspannung die in den Fig. 3e und 4e dargestellte Gestalt aufweist. Die Zeit r wird durch die Entladezeit des Kondensators 40 bestimmt.
Die Anodenspannung des rechten Teiles wird über den Widerstand 6 und den Kondensator 7 einer Torröhre 8 zugeführt. Die Ausgangsspannung dieser Röhre wird nicht, wie in den Fig. 1 und 2, einem symmetischen, sondern einem asymmetrischen Phasendetektor zugeführt. Dabei müssen nicht die Synchron- sierimpulse, sondern die Sägezahnspannung während der Zeiträume r von der Torröhre 8 hindurchgelassen werden. Zu diesem Zweck ist eine Quelle 19 über die Kondensatoren 42 und 7 mit dem Steuergitter der Röhre 8 verbunden. Die Anode der Röhre 8 ist über den Kondensator 11 mit dem Fanggitter der als asymmetrischer Phasendetektor geschalteten Röhre 43 gekoppelt. Dieses Fanggitter erhält die erforderliche Vorspannung dadurch, dass es über einen Widerstand 44 mit einer Quelle 45 verbunden ist.
Die Synchronisierimpulse werden über einen Gitterkondensator 46 und einen Ableitwiderstand 47 dem ersten Steuergitter der Röhre 43 zugeführt. Die Arbeitsweise der Röhre 43 wird an Hand der Fig. 6 und 7 nachstehend näher erläutert.
Ist fo > fs, so gilt die Fig. 6. die die Umhüllende des Anodenstroms und die Anodenspannung der Röhre 43 darstellt. Während der Zeiträume T hat der Anodenstrom durch diese Röhre die in Fig. 3f dargestellte Gestalt und ausserhalb dieser Zeiträume werden nur die Synchronisierimpulse hindurchgelassen. Die von der Quelle 45 stammende Vorspannung entspricht der Linie 25 in Fig. 3f, so dass ausserhalb der
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die Synchronisierimpulse während dieser Zeiträume T sich gerade in der Mitte der steilen Flanke der Sägezahnspannung befinden würden. Bei dieser Einstellung hat die Umhüllende des die Röhre 43 durch-
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minators einzuregeln.
Für fo < fs lassen sich auf entsprechende Weise die in den Fig. 7a und 7b dargestellten Kurven mit Hilfe der Fig. 4f entwerfen. Aus Fig. 7b erfolgt, dass für diese Situation die mittlere Anodenspannung niedriger als Va ist, so dass der Oszillator nach der entgegengestellten Seite hin eingeregelt werden kann. 0'
Es sei noch erwähnt, dass die Entladezeit des Kondensators 40 viel grösser als die Periodendauer der Synchionisierimpulse ist. Dieser Kondensator kann sich somit in einem synchronisierten Zustand kaum entladen. Der rechte Teil der Doppeltriode 38 bleibt infolgedessen stets gesperrt. Die Anodenspannung dieses Teiles bleibt mithin nahezu gleich Vb Volt, so dass die Röhre 8 entsperrt bleibt und die von der Quelle 19 herrührende Sägezahnspannung stets unbehindert hindurchgelassen wird.
Die Schaltungsanordnung nach der Erfindung gründet sich auch auf die Erkenntnis, dass es genügt, jeweils nach der Koinzidenz eines Synchronisier- und eines Rücklaufimpulses die während dieser Koinzidenz gebildete Summenspannung zum Erzeugen eines Steuersignals für die Torröhre 8 zu verwenden, gleich-
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des Kondensators 40, des Widerstandes 41 und des linken Teiles der Doppeltriode 38.
Dass es genügt. ein einziges derartiges Steuersignal zu bilden, geht aus einem Vergleich der Fig. 3 und 4 klar hervor. In den Fig. 3f und 3g verschieben sich die Synchronisierimpulse weiter in der Zeit nach rechts über die Sägezahnspannung. während sie sich in den Fig. 4f und 4g nach links verschieben.
Es dürfte weiter einleuchten, dass die Sägezahnspannung, wie sie in den Fig. 3a und 4a dargestellt ist, um 1800 phasenverschoben sein kann. In diesem Falle hat die vom in den Fig. 1 und 2 dargestellten symmetrischen Phasendetektor gelieferte Spannung eine entgegengesetzte Polarität. Beim Phasendetektor
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Es dürfte gleichfalls einleuchten, dass verschiedene Teile der Schaltungsanordnungen der Fig. l, 2 und 5 miteinander vertauscht werden können. Es kann z. B. in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 nicht das Synchronisiersignal, sondern die Sägezahnspannung mit Hilfe der Torröhre 8 getastet werden.
Auch kann die Multivibratorschaltung aus Fig. 5 in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 verwendet werden, wäh- rend das mit Hilfe der Diode 3 und des Netzwerkes 4,5 erhaltene Schwebungssignal die Torröhre 8 in Fig. 5 steuern kann.
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