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Schaltungsanordnung zum Stabilisieren eines eine Spule durchfliessenden Sägezahnstromes und einer infolgedessen herbeigeführten Impulsspannung
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Amplitude des Sägezahnstr9mes fast völlig konstant zu halten und somit wird die damit zusammenhängende Gleichspannung weniger konstant zu halten sein, als wenn dies wohl möglich wäre.
Bei einer Schaltungsanordnung, die gleichzeitig einen sägezahnförmigen Strom und eine hohe Gleichspannung erzeugt, sind nämlich, wie bekannt, zwei Innenimpedanzen vorhanden. Die erste Innen-
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beeinflusst hauptsächlich die Amplitude des sägezahnformigen Stromes.
Die zweite Innenimpedanz wird gebildet von der Streuimpedanz zwischen Primär-und Hochspan- nungswicklung des Transformators und diese letzte Innenimpedanz beeinflusst hauptsächlich den Wert der erzeugten Hochspannung.
Es wäre nun an sich möglich, die Information für den Regelkreis der Hochspannungswicklung zu entnehmen. Damit wären beide Innenimpedanzen in den Regelkreis aufgenommen und die Regelung könnte derart eingestellt werden, dass die Hochspannung zwar nicht ganz konstant, die Amplitude des sägezahnförmigen Stromes aber völlig konstant gehalten werden könnte.
An der Hochspannungsseite sind aber sehr hohe Spitzenspannungen von etwa 16 bis 17 kV vorhanden, so dass man lieber die Information für den Regelkreis der primären Seite entnimmt,
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der SchaltungsanordnungMerkmal aufweist, dass der Regelkreis derart bemessen ist, dass er mittels der vom Transformator bezogenen Impulse während desjenigen Teiles der Rücklaufzeit des Sägezahnstromes entsperrt und gesteuert wird, der nach dem Auftreten derjenigen Spitze der der Gleichrichterschaltung zugeführten Impulsspan- nung liegt, die diese Gleichrichterschaltung steuert.
Dieser Lösung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass dank der auftretenden Oberwelle gerade bei einer Änderung des die Bildröhre durchfliessenden Stromes meist die grösste Änderung der von dem Transformator bezogenen Spannung während der zweiten Hälfte des Rücklaufes des Sägezahnstromes auftritt. Durch Benutzung dieser Änderung ist es deshalb möglich, die Information für den Regelkreis der Primärseite des
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den Wert der erzeugten Hochspannung sehr gut zu stabilisieren.
Einige Ausbildungen von Schaltungsanordnungen nach der Erfindung werden an Hand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert,
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zweite Ausbildung, und Fig. 6 dient wieder zur Erläuterung.
In Fig. l ist mit l die Wicklung des Transformators bezeichnet, die sowohl den Primär- als auch den Sekundäriluss umfasst. Der Kondensator 2 stellt die gesamte, die Wicklung 1 überbrückende parasitäre
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tor 4 die diese Sireuinduktivität überbrückende parasitäre Kapazität, und 5 die ebenfalls zur Primärseite transformierte kapazitive Belastung des Hochspannungskreises dar.
Mittels dieses Ersatzschaltbildes kann berechnet werden, dass während der Rücklaufzeit AL des Säge- zalmstromes die Spannung am Kondensator 2 wie in Fig. 2a dargestellt" und die Spannung am Kondensator 5 wie in Fig. 2b dargestellt aussieht, wenn der Kondensator 5 nicht durch ein Be1asttmgselement über-
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Kurve 7 dargestellt, Die Addition dieser beiden Schwingungen ergibt die während der Rücklaufzeit AL des Sägezahnstromes über dem Kondensator 2 auftretende Spannung. Diese Spannung ist durch die Kurve 8 dargestellt.
Ausserhalb der Rücklaufzeit AL ist die Spannung über 2 gleich-veb Volt, d. 11.. dass die an der Induktivität 1 auftretende gegenelektromotorische Kraft der von der Speisespannungsquelle gelieferten Spannung nahezu gleich und entgegengesetzt ist.
Es sei bemerkt, dass bei der günstigsten Bemessung des Transformators die Frequenz der höheren Har-
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ist z = AL/L, wobei AL die Rücklaufzeit und L die Gesamtzeilenzeit darstellt. Wenn 15%, beträgt die Frequenz der Oberwelle zirka das 2,8-fache derjenigen der Grmdschwingung.
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Schwingungen ergibt die Gesamtspannung am Kondensator 5, die durch die Kurve 11 dargestellt ist. Auch aus dieser Figur geht hervor, dass ausserhalb der Rücklaufzeit AL die über dem Kondensator 5 auftretende Spannung im wesentlichen gleich -Vb Volt ist.
Aus Fig. 2b geht weiter hervor, dass die durch die Kurve 9 dargestellte Schwingung mit der durch die Kurve 6 in Fig. 2a dargestellten in Phase ist, jedoch die durch die Kurve 10 dargestellte Schwingung mit der durch die Kurve 7 dargestellten in Gegenphase ist, wodurch die Kurve 11 nur ein Maximum, die Kurve 8 dagegen zwei Maxima und ein Minimum aufweist.
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und die Klemmen 14'und 15'als die fiktiven Ausgangsklemmen betrachtet werden können, (V't, ist die herabtransformierte Hochspannung Vh) werden die Kurven 8 und 11 nur gelten, wenn der Belastungswiderstand an den wirklichen Ausgangsklemmen 14 und 15 (siehe Fig. 4) unendlich hoch ist, d. h. wenn der Strahlstrom der Bildröhre unterdrückt ist.
Wie aus Fig. 4 hervorgeht, wird die Hochspannung Vh zur Speisung der Endanode der Bildröhre mittels einer Gleichrichterschaltung erhalten, die auf die Spitzen der an den Klemmen 14 und 15 auftretenden Ausgangsspannung anspricht, d. h. dass die Diode 16 in Fig. 4 auf die Spitze der Spannung am Kondensator 5 ansprechen wird, so dass bei zunehmender Belastung, infolge der Modulation des Strahlsttomes durch das Videosignal und durch Helligkeitsregelung, diese Spitze immer niedriger zu liegen kommt. In den Fig. 2c und 2d ist die Folge davon veranschaulicht. Bei einer gewissen Belastung wird nämlich die Spannung am Kondensator der Kurve 11'in Fig. 2d entsprechen.
Eine Analyse dieser Kurve zeigt, dass sie aus einer durch die Kurve 9'dargestellten Grundschwingung und einer durch die Kurve 10'dargestellten höheren Harmonischen zusammengesetzt ist. Es zeigt sich nun, dass namentlich die Amplitude der höheren
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Untersucht man den Einfluss dieser Belastungsänderung auf die Spannung am Kondensator 2, so findet man, dass infolge der grossen Amplitudenänderung der höheren Harmonischen die über dem Kondensator 2 auftretende Spannung, die aus der durch die Kurve 7'dargestellten höheren Harmonischen und der durch die Kurve 6'dargestellten Grundschwingung besteht, als Ganzes abgefallen ist in bezug auf den Fall, dass die Belastung unendlich hoch ist, aber dass dabei das zweite Maximum beträchtlich mehr als das erste abgefallen ist.
Dies lässt sich auch auf andere Weise erklären. Da, wie oben gesagt, die Spitzengleichrichtung im wesentlichen die Amplitude der Oberwelle stark beeinflusst, aber diese Beeinflussung nur im Zeitpunkt erfolgen kann, in dem die Spannung am Kondensator 5 ein Maximum hat (siehe Spitze der Kurve 11 bzw. 11'), so wird das Maximum der Kurve 1'0 bzw. 10'den Einfluss der Belastungsänderung erfahren. Das erst auftretende Minimum, d. h. die negative Amplitude der durch die Kurve 10 bzw. 10'dargestellten Spannung, wird im wesentlichen nicht durch die erwähnte Belastungsänderung beeinflusst.
Weil die höhere Harmonische als eine Ausschwingspannung zu betrachten ist, leuchtet es ein, dass, wenn die erste positiv gehende Amplitude infolge der auftretenden Belastmgszunahme stärker gedämpft wird, auch die zweite negativ gehende Amplitude dieser höheren Harmonischen infolge der zunehmenden Dämpfung abnimmt.
Bezugnehmend auf die Spannung am Kondensator 2 folgt hieraus, dass die erste positiv gehende Amplitude der durch die Kurve 7'dargestellten höheren Harmonischen durch die genannte Belastungsänderung wenig, die darauffolgenden negativen und positiven Amplituden dagegen wohl gedämpft werden. Angesichts der Tatsache, dass auch die Amplitude der Grundschwingung infolge der genannten Belastungsänderung etwas abnehmen wird, fällt auch das erste Maximum der Spannung am Kondensator 2, aber dieser Abfall ist viel kleiner als der Abfall des zweiten Maximums, der sehr stark durch die zweite positive Amplitude der höheren Harmonischen beeinflusst wird.
Dies ist abermals in Fig. 3a veranschaulicht, wo die Kurve 8, die den unbelasteten Zustand darstellt, und die einen gewissen Belastungszustand darstellende Kurve 8'aufs neue gezeigt sind. Aus dieser Figur geht eindeutig hervor, dass die Spannungsänderung A V während der zweiten Hälfte der Rücklaufzeit AL grösser als während der ersten Hälfte dieser Rücklaufzeit ist.
Fig. 4 zeigt eine Schaltungsanordnung, bei der der aus der Triode 17 und den entsprechenden Schaltungselementen bestehende Regelkreis derart bemessen ist, dass diese Röhre lediglich während der er- wähnten zweiten Hälfte der Rücklaufzeit AL gesteuert wird.
Dies ist wie folgt erreichbar :
Dem Steuergitter der Röhre 17 werden von einer Anzapfung 18 der Primärwicklung des Zeilenausgangstransformators 19 über den Kondensator 20 und den Ableitwiderstand 21 Spannungsimpulse zugeführt. Die Anode der als Verstärkerelement wirksamen Pentode 22 ist verbunden mit dem einen Ende 23, das der Klemme 12 nach Fig. 1 der Gesamtprimärwicklung desZeilenausgangstransformators 19 entspricht, dessen anderes Ende 24 über einen Kondensator 25, den sogenannten Reihen-Spardioden-Kondensator, mit
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formators 19 liegt zwischen dem Punkt 23 und der Anode der Diode 16, und über diese Wicklung werden die in den Fig. 2a bzw. 2c dargestellten Spannungen herauftransformiert, so dass an der Anode der Diode 16 die in den Fig. 2b bzw.
2d dargestellten Spannungen auftreten. Die Speisung der Anode der Röhre 17 erfolgt von einer auf dem Transformator 19 angeordneten Wicklung 27. Diese Wicklung ist derart an-
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Kondensator 32 bestehenden Netzwerk zugeführt.
Dabei bilden der Kondensator 29 und der Widerstand 30 ein differentlierendes Netzwerk, der Widerstand 31 und der Kondensator 32 ein Glättangsnetzwerk.
Infolge der differentiierenden Wirkung des Netzwerkes 29, 30 wird die Spannung an der Anode der
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zeit AL konstant ist, wird die Spannung V'a der in Fig. 3b dargestellten Kurve 34 entsprechen. Bei der an dieser Stelle gegebenen Erklärung ist der Einfluss der höheren Harmonischen vernachlässigt worden. Wird
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Spannung Va.
Es zeigt sich somit, dass die Spannung an der Anode der Röhre 17 nur während der zweiten Hälfte des Rücklaufes AL positiv gegen Erde ist, so dass auch nur während dieser zweiten Hälfte Anodenstrom fliessen kann. Dieser Anodenstrom wird nun durch den in Fig. 3a dargestellten Spannungsimpuls gesteuert, der, wie oben erwähnt, dem Steuergitter der Röhre 17 zugeführt wird, so dass der angestrebte Zweck erreicht ist.
Der Regelkreis enthält weiter eine Stabilisatorröhre 35, die zwischen der Kathode der Röhre 17 und
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GlättungskondensatorAV ldeiner werden würden, so dass ein Teil des Vorteiles der grossen Spannungsänderung bei Belastungs- änderung wieder verloren gehen würde. Grundsätzlich muss somit die Amplitude des dem Steuergitter der Röhre 17 zugeführten Spannungsimpulses möglichst gross sein. Dabei ist man aber an die Eigenschaften der Röhre 17 gebunden, und diese können nur durch die mittels der Stabilisatorröhre 35 erhaltene Vorspannung verbessert werden. Selbstverständlich soll die Amplitude des durch die Kurve 33 dargestellten Spannungsimpulses so gross sein, dass die Anode der Röhre 17 in den gewünschten Zeitpunkten angemessen positiv in bezug auf die Kathode wird.
Die der Röhre 22 zugeführte Regelspannung entsteht dadurch, dass der die Widerstände 30 und 31 durchsetzende impulsförmige Strom der Röhre 17 mittels des Kondensators 32 abgeflacht und die so ge-
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Es sei bemerkt, dass die erhaltene Regelspannung derart sein kann, dass bei Belastungsänderung das erste Maximum der Spannung 8'nach Fig. 2c im wesentlichen konstant gehalten wird. Dies bedeutet, dass die Amplitude des Sägezahnstromes grösstenteils stabilisiert wird und infolgedessen auch die erzeugte Gleichspannung Vh sich nur wenig ändern wird.
Diese Hochspannung würde nämlich, auch wenn der Ablenkstrom vollkommen konstant gehalten werden würde, bei Änderung der Belastung noch einer geringen Änderung unterliegen infolge der im Kreis vorhandenen, durch die Streuinduktivität 3 und die parasitäre Kapazität 4 gebildeten Impedanz. Man hat also die Wahl zwischen dem im wesentlichen Konstanthalten der Amplitude des Ablenkstromes mit einer damit zusammenhängenden kleinen Änderung derGleichspan-
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nung Vh, und Überkompensierung des Ablenkstromes derart, dass die erzeugte Gleichspannung Vh nahezu konstant bleibt.
In beiden Fällen werden aber die Abmessungen des wiedergegebenen Fernsehbildes noch einer geringen Änderung unterliegen, weil diese Abmessungen durch die Formel I = Konstant. V be- stimmt sind. An Hand dieser Formel lässt sich berechnen, dass die Bildabmessungen sich im wesentlichen nicht ändern wenn : AI/I = 1/2 (AVh/Vh), wo AI/I die relative Änderung der Amplitude des Sägezahnstro- mes und AVh/Vh die relative Änderung der erzeugten Gleichspannung darstellen. Es ist also ebenfalls
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des Sägezahnstromes möglichst klein wird und durch eine richtige Wahl des inneren Widerstandes der ge- regelten Röhre 22 in bezug auf die durch die Elemente des Zeilenausgangstransformators 19 gebildeten Impedanzen die gewünschte entsprechende relative Änderung der erzeugten Gleichspannung zu erhalten.
Eine zweite Möglichkeit, die grosse Änderung AV während der zweiten Hälfte der Rücklaufzeit des
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wo entsprechende Teile soweit wie möglich mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind, wird die aus der Anzapfung 18 erhaltene impulsförmige Spannung einerseits über den Kondensator 38 und den Wider- stand 39 der Anode der Röhre 17 zugeführt und anderseits über einen grossen Trennungskondensator 40, über ein integrierendes Netzwerk, das aus dem Widerstand 41 und dem Kondensator 42 besteht, dem
Steuergitter der Röhre 17 zugeführt. Die mittels des integrierenden Netzwerkes erhaltene Spannung ist in
Fig. 6b. die der Anode zugeführte Spannung in Fig. 6a dargestellt.
Mittels der Stabilisatorröhre 35 wird die Vorspannung der Röhre 17 derart eingestellt, dass diese Röhre nur während der zweiten Hälfte der Rücklaufzeit AL Strom zu führen vermag. Dies ist in Fig. 6b dargestellt, wo die Linie 43 die Sperrpunkt- spannung der Röhre 17 bei dieser Einstellung darstellt. Aus den Fig. 6b und 6a geht somit hervor, dass bei Änderung der Belastung sowohl am Steuergitter der Röhre 17 als auch an der Anode dieser Röhre eine star- ke Spannungsänderung während der zweiten Hälfte der genannten Rücklaufzeit auftritt, welche Span- nungsänderung wieder benutzt wird, um eine negative Spannung zu erzeugen, die der Röhre 22 über den Widerstand 37 zugeführt wird. Der Kondensator 38 und der Widerstand 39 sind im vorliegenden Fall ausser- dem als Glättungsfilter wirksam.
Die Einstellung der Röhre 17 kann nötigenfalls geändert werden mittels der Regelanzapfung des Wi- derstandes 46 ; diese Anzapfung ist über den Widerstand 44 ebenfalls mit dem Steuergitter der Röhre 17 verbunden.
Es leuchtet ein, dass für die genannten Schaltungsanordnungen auch Transistoren oder andere Ver-
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Fall verwendeten Elemente nur während der zweiten Hälfte der genannten Rücklaufzeit AL entsperrt wer- den. Dies ist dadurch erreichbar, wenn als Steuerspannung die in Fig. 6b dargestellte integrierte Spannung benutzt wird und die genannten Elemente derart vorgespannt werden, dass wieder ausschliesslich die grosse Spannungsänderung benutzt wird. Es ist ebenfalls möglich, nicht ein Verstärkerelement, sondern ein nichtlineares Element, z. B. eine Diode, zu verwenden, und durch Gleichrichtung der integrierten Span- nung eine Regelspannung zu erhalten, welche die vorgenannten Anforderungen zur Regelung des Kreises erfüllt.
Es leuchtet ein, dass in diesen Fällen die Amplitude des der Anode der Diode zugeführten Span- nungsimpulses grösser sein muss, so dass die Anzapfung 18 eine grössere Anzahl von Windungen der Primär- wicklung umfassen muss als in den Fig. 4 und 5 dargestellt ist. Dies ist dadurch erreichbar, dass z. B. 18 an der Anzapfung angeordnet wird, mit der die Kathode der Reihenspardiode 45 in Fig. 4 verbunden ist. An die Kathode der Diode ist eine positive Gleichspannung hinreichender Grösse anzulegen, so dass aus- schliesslich der Teil der Spannung oberhalb der Linie 43 von Fig. 6b bestimmt, wann die Diode Strom füh- ren wird.
Ebenfalls ist es möglich die Steuerspannung nicht von der Primärwicklung, sondern von der Sekundär- wicklung zu beziehen. Auch dann wird, wie aus einem Vergleich der Fig. 2b und 2d hervorgeht, die Span- nungsänderung während der zweiten Hälfte der Rücklaufzeit grösser als während der ersten Hälfte sein.
Ebenfalls kann der Zeilenausgangstransformator derart bemessen werden, dass die Frequenz der er- wähnten Oberwelle zirka das 5. (1-0,39 [z/l-zj)-fache derjenigen der Grundschwingung beträgt. Wenn z = 15%, entspricht diese Frequenz im wesentlichen dem 4, 66-fachen derjenigen der Grundharmonischen.
In diesem Fall wird die über dem Kondensator 5 auftretende Spannung zwei Spitzen aufweisen. Der
Gleichrichter 16 wird von der ersten Spitze gesteuert, so dass wieder die Spannungsänderung an der Pri- märseite im wesentlichen durch die Grösse der ersten negativ gehenden Amplitude der Oberwelle bestimmt wird, welche Amplitude durch die der Gleichrichterschaltung abgetretene Energie stark gedämpft wird.
Diese Amplitude tritt nun aber früher als im vorangehenden Fall auf. Die Steuerung des Regelkreises kann also früher erfolgen, u. zw. sofort nach dem Auftreten der ersten Spitze der Impulsspannung an der Se-
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gen. Die von der Stabilisatorröhre 35 gelieferte Vorspannung soll dann derart angepasst werden, dass die Röhre 17 früher entsperrt wird. als wenn die Frequenz der Oberwelle zirka das 2, 8-fache derjenigen der Gnmdharmonischen beträgt.
PATENTANSPRUCHES
1. Schaltungsanordnung zum Stabilisieren eines eine Spule durchfliessenden Sägezahnomes und einer während des Rückschlages dieses Sägezahnstromes entwickelten Impulsspannung mittels eines Verstärkerelementes, dem ein Signal zugeführt wird, das dieses Element periodisch sperrt und in dessen Aus- gangskreis die Primärwicklung eines Transformators liegt, mit welcher Primärwicklung die Spule gekop- pelt ist, wobei die während der Rücklaufzeit des Sägezabnstromes über der Primärwicklung des Transformators auftretenden Impulse, die aus einer Grundschwingung und einer Oberwelle aufgebaut sind, nach
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die Schaltungsanordnung einen Regelkreis enthält,
der seine Information der primären Wicklung des Transformators entnimmt und der bei auftretenden Änderungen, insbesondere bei Änderung der m die Gleichrichterschaltung angeschlossenen Belastung, die Amplitude des Sägezal1nstromes und den Wert der von der Gleichrichterschaltung erzeugten Gleichspannung auf die gewünschte Weise stabilisiert, dadurch gekennzeichnet, dass der Regelkreis mittels der von dem Transformator bezogenen Impulse während jenes Teiles der Rücklaufzeit des Sägezahnstromes entsperrt und gesteuert wird, der nach dem Auftreten derje-
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