<Desc/Clms Page number 1>
Schaltvorrichtung zum Synchronisieren eines Oszillators
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltvorrichtung zum Synchronisieren eines Oszillators, die aus einer Speisespannungsquelle und der Reihenschaltung eines Glättungsnetzwerkes, eines Belastungswiderstandes und eines mit wenigstens einem Verstärkerelement versehenen Phasendiskriminators besteht, wobei die Reihenschaltung zwischen den Klemmen der Speisespannungsquelle liegt, und dem Phasendiskriminator Synchronimpulse und ein dem Oszillator entnommenes Vergleichssignal zugeführt werden, und die am Belastungswiderstand entwickelten Impulse zur unmittelbaren Synchronisierung und die in einem Synchronzustand am Glättungsnetzwerk entwickelte Gleichspannung als Regelspannung zur mittelbaren Synchronisierung dem Oszillator zugeführt werden.
Eine derartige Vorrichtung ist aus der brit. Patentschrift Nr. 927, 602 bekannt, insbesondere Fig. 10.
Die Synchronimpulse zur unmittelbaren Synchronisierung des Oszillators werden auch in dieser bekannten Vorrichtung dem Phasendiskriminator entnommen, der auch die Regelspannung zur unmittelbaren Synchronisierung des Oszillators liefert. In dieser bekannten Schaltvorrichtung zur Abschwächung der zur mittelbaren Synchronisierung benutzten Synchronimpulse bei einem Synchronzustand sind jedoch ein gesonderter Abschwächer und ein zur Steuerung dieses Abschwächers erforderlicher zweiter Phasendiskriminator vorhanden. Die Erfindung bezweckt, die Abschwächung der Synchronimpulse in einem Synchronzustand ohne all diese zusätzlichen Teile zustandezubringen.
Um dies zu erreichen, weist die erfindungsgemässe Schaltvorrichtung das Merkmal auf, dass der Wert des Belastungswiderstandes so gewählt ist und die Amplituden der dem Phasendiskriminator zugeführten Signale so gross sind, dass das Verstärkerelement unter allen Umständen bis zu seiner Grenzkennlinie ausgesteuert wird, wobei die Zeitkonstante des Glättungsnetzwerkes von der selben Grössenordnung ist, wie die Periodendauer des am Belastungswiderstand in einem Aussersynchronzustand entwickelten Schwebungssignals mit der niedrigsten Frequenz.
Einige mögliche Ausführungsformen der erfindungsgemässen Schaltvorrichtungen werden an Hand der Zeichnungen beschrieben. Es zeigt : Fig. 1 eine prinzipielle Ausführungsform eines erfindungsgemässen Phasendiskriminators ; Fig. 2 ein Bild zur Erläuterung der Schaltung nach Fig. l und Fig. 3 eine detailliertere Ausführungsform der Schaltvorrichtung nach Fig. 1.
In Fig. l bilden die in Reihe geschalteten Transistoren--1 und 2--einen Teil des Phasendiskriminators. Das dem Oszillator entnommene Vergleichssignal --3-- wird über einen Kondensator --4-- und einen Widerstand --5-- dem Transistor --1-- zugeführt. lnfolge des im
EMI1.1
wirksam wird.
Das eigentliche Fernsehsynchronsignal wird den Klemmen--7 und 8-- zugeführt. Im Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 ist der Phasendiskriminator zur Synchronisierung des Teilbildoszillators - in einem Fernsehempfänger dargestellt. Um die zur Synchronisierung des Oszillators --9-benötigten Teilbildsynchronimpulse aus dem totalen Fernsehsynchronsignal zu trennen, wird dieses über die Klemmen--7 und 8-- einem aus einem Widerstand --10-- und einem Kondensator-11-
<Desc/Clms Page number 2>
bestehenden Integrator zugeführt.
Die integrierten Teilbildsynchronimpulse werden über einen Koppelkondensator-12-und einen Reihenwiderstand-13-der Basiselektrode des Transistors - zugeführt. Der aus den Widerständen --14 und 15-bestehende Spannungsteiler dient ausschliesslich zur Einstellung der richtigen Vorspannung des Transistors--2--.
Die Impulse --16-- des an der Basiselektrode des Transistors --2-- wirksamen Teilbildsynchronsignals fallen teilweise mit den abgeflachten Teilen --17 -- des Vergleichsignals - zusammen. Da der Transistor --2-- ausserdem noch Teile aus dem Signal-16-
EMI2.1
--18-- im Kollektorkreisflachen Teilen --17-- zusammenfallen, abhängig ist. Das heisst, die Impulse --19-- haben eine veränderliche Dauer, die vom Phasenunterschied zwischen dem Teilbildsynchron und dem Oszillatorsignal abhängig ist.
In den Kollektorkreis des Transistors --2-- ist ferner ein aus einem Kondensator --21-- und einem Widerstand-22-bestehendes Glättungsnetzwerk-20-aufgenommen. Die Zeitkonstante des Netzwerkes--20-wurde gegenüber einer Periodendauer der Teilbildsynchronimpulse gross gewählt. Diese Zeitkonstante ist jedoch von derselben Grössenordnung wie die Periodendauer des in einem Aussersynchronzustand entstehenden Schwebungssignals und der niedrigsten Frequenz. Bekanntlich entspricht die Frequenz des Teilbildsynchronsignals in einem Synchronzustand der Frequenz des Oszillatorsignals. Die Impulse --19-- werden folglich in einem Synchronzustand eine Periodendauer haben, die der des Teilbildsynchronsignals entspricht.
Da die Zeitkonstante des Netzwerkes-20-gegenüber der Periodendauer des Synchronsignals gross ist, bedeutet dies, dass der Kondensator --21--, der sich infolge der grossen Zeitkonstante im Zeitraum zwischen zwei Impulsen kaum entladen kann, von den Impulsen--19--aufgeladen wird.
Das heisst, am Kondensator --21-- wird eine dem Mittelwert des Signals-19entsprechende Gleichspannung entwickelt. Da, wie bereits im vorstehenden dargelegt, die Dauer der Impulse --19-- vom Phasenunterschied zwischen den Signalen-6 und 16-- abhängig ist, ist es einleuchtend, dass in einem Synchronzustand am Netzwerk --20-- eine vom Phasenunterschied
EMI2.2
entwickelte Gleichspannung wird über den Widerstand --23-- zur mittelbaren Synchronisierung dem Oszillator --9-- zugeführt, an dessen Ausgangsklemme --24-- das Steuersignal für die Teilbildendstufe entnommen werden kann.
Die am Widerstand --18-- entwicktelten Impulse --19-- werden jedoch auch zur unmittelbaren Synchronisierung dem Oszillator --9-- zugeführt. Weil jedoch ein Phasenunterschied zwischen dem Synchron- und dem Oszillatorsignal gewährleistet sein muss, ist es notwendig, dass die nahezu rechteckigen Impulse --19-- zunächst mit Hilfe eines Widerstandes --25-- und eines
EMI2.3
durchkommende Störimpulse, welche die unmittelbare Synchronisierung ungünstig beeinflussen können. Weil ausserdem die Frequenz des Oszillatorsignals in einem Synchronzustand durch die mittelbare Synchronisierung der Frequenz des Teilbildsynchronsignals nahezu gleich ist, reicht eine relativ kleine Amplitude der Impulse--19--aus.
Die Zusammenarbeit zwischen dem Phasendiskriminator und der unmittelbaren Synchronisierung hängt weiter von der Amplitude der integrierten Teilbildsynchronimpulse ab. Denn, je grösser die Amplitude der integrierten Teilbildsynchronimpulse ist, um so kleiner ist der Phasenunterschied zwischen dem Oszillatorsignal und den Teilbildimpulsen (diese Erscheinung ist ausführlich in der erwähnten brit,Patentschrift Nr.927,602 erörtert). Dies bringt die Schwierigkeit mit sich, dass der Phasendiskriminator bei gleichbleibenden Verhältnissen eine kleinere Regelspannung abgeben wird als bei einem grösseren Wert des erwähnten Phasenunterschiedes. Ausserdem wird die Einstellung des Phasendiskriminators kritischer und er ist störungsanfälliger.
Der erwähnte Phasenunterschied wird bei kleinerer Amplitude der Impulse-19-grösser, so dass nicht nur eine kleinere Amplitude ausreicht, sondern auch noch erwünscht ist.
Im unsynchronisierten Zustand dagegen kann ein grosser Frequenzunterschied zwischen dem
<Desc/Clms Page number 3>
Teilbildsynchronsignal --16-- und dem Oszillatorsignal vorliegen. Es ist dann notwendig, mit einer grossen Amplitude der Impulse --19-- zu arbeiten, weil mit diesen grossen Impulsen ein Einfangen des Oszillators möglich ist. Unter diesem Einfangen wird verstanden, dass die unmittelbare Synchronisierung den Oszillator mit dem Teilbildsynchronsignal in Synchronisation bringt. Je grösser die Amplitude der Impulse-19-, umso grösser kann der Frequenzunterschied zwischen dem Oszillatorsignal und dem Einfangen noch zulässigem Synchronsignal sein.
Mit der Schaltung nach Fig. l ist es nur durch eine besondere Bemessung möglich, dass die Impulse --19-- in einem Synchronzustand eine kleine und in einem unsynchronisierten Zustand eine grosse Amplitude haben.
Dies lässt sich folgenderweise erklären.
Wie gesagt, hat das Netzwerk --20-- eine Zeitkonstante, die von derselben Grössenordnung ist, wie die Periodendauer des in einem unsynchronisierten Zustand am Widerstand --18-- entstehenden Schwebungssignals mit der niedrigsten Frequenz. Denn nicht jeder Impuls --16-- aus dem Teilbildsynchronsignal wird in einem derartigen unsynchronisierten Zustand mit einem flachen Teil - des Vergleichssignals --6-- zusammenfallen, Im Gegenteil, im unsynchronisierten Zustand wird nur zu bestimmten Zeitpunkten ein Teilbildimpus-16-mit einem flachen Teil-17zusammenfallen. Nur wenn dies geschieht, wird ein Strom durch den Widerstand-18-fliessen können.
Mit andern Worten, der durch den Widerstand-18-fliessende Strom hat eine Frequenz,
EMI3.1
ein Schwebungssignal und hat folglich eine Schwebungsfrequenz. Diese Schwebungsfrequenz ist sehr niedrig. Da sich die Dauer der Impulse des Signals --19-- auch im Schwebungssignal fast nicht geändert hat, bedeutet dies, dass der Mittelwert des Schwebungssignals viel kleiner ist als der des Signals - für einen Synchronzustand. Somit wird die Spannung am Netzwerk --20-- im
EMI3.2
5 V bei einer Speisespannung Vc von 10 V.
Die Spannung von 5 V am Netzwerk --20-- schwankt dabei, abhängig vom Phasenunterschied zwischen den Signalen-6 und 16--, etwa 4, 5 bis 5, 5 V. im unsynchronisierten Zustand dagegen beträgt die Spannung am Netzwerk-20-nur 0, 2 V ; das bedeutet, dass diese Spannung gegenüber den vorstehend erwähnten 5 V nahezu vernachlässigbar ist.
Dies bedeutet, dass die Spannung, die an dem mit dem Netzwerk --20-- verbundenen Ende des Kollektorwiderstandes --18-- wirksam ist von etwa 10 V bis etwa 5 V gegen Erde schwankt.
Die Bedeutung des obenstehenden wird an Hand der Fig. 2 näher erläutert. In dieser Fig. 2
EMI3.3
Sollte dies nicht der Fall sein, dann muss von der gesamten zwischen dem Verbindungspunkt des Widerstandes --18-- mit dem Kondensator --21-- und Erde wirksamen Spannung der Spannungsabfall am Transistor --1-- beim Auftreten der flachen Teile --17-- subtrahiert werden, wonach die ganze Betrachtung für den Transistor --2-- allein wieder stimmt. In Fig. 2 stellt die Spannung Vco die Spannung am erwähnten Ende des Widerstandes --18-- für den unsynchronisierten Zustand dar. Für das erwähnte Ausführungsbeispiel ist folglich Vco = 10 V. Dagegen stellt die Spannung Vci die Spannung am erwähnten Ende des Widerstandes --18-- im Falle eines Synchronzustandes dar.
Für das genannte Ausführungsbeispiel Vcl = 5 V. Die durch den Widerstand --18-- gebildete Belastung im unsynchronisierten Zustand ist in Fig. 2 durch die Linie --28-- und für einen Synchronzustand durch die Linie --29-- dargestellt. Weiter ist die Aussteuerung des Transistors --2-- infolge der zugeführten Teilbildimpulse-16-und des im Transistor-l-verstärkten Vergleichssignals --6-- derart, dass der Transistor --2-- zwischen den Kurven Ib1 und Ibo ausgesteuert wird.
Aus Fig. 2 ist ersichtlich, dass bei der erwähnten Aussteuerungsart und durch die Wahl des Widerstandes --18-- immer gewährleistet ist, dass der Transistor --2-- bis an seine Grenzkennlinie-30-, unabhängig von der wirksamen Speisespannung, ausgesteuert wird. Das heisst, der Transistor --2-- wird sowohl im unsynchronisierten Zustand als auch im Synchronzustand immer in Sättigung gesteuert.
Da jedoch die Belastungslinie-28-im unsynchronisierten Zustand wirksam ist, wird ein Impuls --19'-- erzeugt, der eine viel grössere Amplitude als der Impuls --19"-- hat,
EMI3.4
ändernde Spannung am erwähnten Ende des Widerstandes --18-- die scheinbare Speisespannung für den Transistor --2-- vom Wert Vco, zum Wert Vcl verschoben wird. Aus Fig. 2 ist ersichtlich, dass
<Desc/Clms Page number 4>
EMI4.1
<Desc/Clms Page number 5>
--19'und 19"-- beträchtlichIn einer speziellen Ausführungsform, bei der der Oszillator-9-als Teilbildoszillator in einem Fernsehempfänger wirksam ist, der mit einer Wiedergaberöhre versehen ist, deren Schirm einen Durchmesser von 28 cm hat und deren Ablenkwinkel etwa 900 beträgt, ist die Grösse des Widerstandes - etwa 33092 und die Zeitkonstante des Netzwerkes --20-- mit etwa 1, 5 sec gewählt. Die Speisespannung Vc = 10 V und der Widerstand --22-- beträgt 56 km.
PATENTANSPRÜCHE :
1. Schaltvorrichtung zum Synchronisieren eines Oszillators, der aus einer Speisespannungsquelle und der Reihenschaltung eines Glättungsnetzwerkes, eines Belastungswiderstandes und eines mit wenigstens einem Verstärkerelement versehenen Phasendiskriminators besteht, wobei die Reihenschaltung zwischen den Klemmen der Speisespannungsquelle liegt und dem Phasendiskriminator Synchronimpulse und ein dem Oszillator entnommenes Vergleichssignal zugeführt werden, und die am Belastungswiderstand entwickelten Impulse zur unmittelbaren Synchronisierung und die im Synchronzustand am Glättungsnetzwerk entwickelte Gleichspannung als Regelspannung zur mittelbaren
EMI5.1
(28, 29) des Belastungswiderstandes (18) so gewählt ist und die Amplituden der dem Phasendiskriminator (1, 2) zugeführten Signale (6, 16) so gross sind,
dass das Verstärkerelement (1, 2) unter allen Umständen bis zu seiner Grenzkennlinie (30) ausgesteuert wird, wobei die Zeitkonstante (R22, C21) des Glättungsnetzwerkes (20) von der selben Grössenordnung ist, wie die Periodendauer des am Belastungswiderstand (18) in einem Aussersynchronzustand entwickelten Schwebungssignals mit der niedrigsten Frequenz.