DE1462875A1

DE1462875A1 - Schaltvorrichtung zum Synchronisieren eines Oszillators

Info

Publication number: DE1462875A1
Application number: DE19661462875
Authority: DE
Inventors: Wouter Smeulers
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1965-12-24
Filing date: 1966-12-20
Publication date: 1969-01-02
Also published as: US3395360A; GB1126899A; CH462883A; ES334796A1; NL6516878A; SE323710B; NO121562B; BE691652A

Description

"Schaltvorrichtung »um Synchronisieren eines Oszillators".

Sie Erfindung bezieht sich auf eine Schaltvorrichtung sum Synqhronleieren eines Oszillators, der aus einer Speisespannungequelle und der Reihenschaltung eines GlSttungsnetzwerkes, eines Belastungswideretand·· und eines mit wenigstens einem Verstärkerelement versehenen Paaeendiakriminators besteht, wobei die Beihenschaltung zwischen den Klemmen der Speiaespannungaquelle liegt, und dem Phaeendiskriminator Synchronimpulse und ein dem Oszillator enj^nommenes Vergleichesignal zugeführt werden, und die am Belastun^swiderstand entwickelten Impulse zur unmittelbaren Synchronisierung una die in einem Synchronzustand am GlSttungenet»werk entwickelte Oleichepannung als Hegelspannung zur mittelbaren Synchronisierung dem Oszillator zugeführt werden.

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Eine derartige Vorrichtung ist aus der britischen Patentschrift 927.6O2 bekannt, insbesondere Fig. 10. Die Synchronimpuls· zur unmittelbaren Synchronisierung des Oszillators werden auch in dieser bekannten Vorrichtung dem Phasendiekriminator entnommen, der auch die Regelspannung zur mittelbaren Synchronisierung des Oszillators liefert. In dieser bekannten Schaltvorrichtung zur Abschwiohung der zur mittelbaren Synchronisierung benutzten Synchrcnimpulee bei einen

^ Synchronzustand sind jedoch ein gesonderter Abschw9cher und ein zur Steuerung dieses AbschwSchers erforderlicher zweiter Phasendiskriminator vorhanden. Die vorliegende Erfindung bezweckt, die AbschwSchung der Synchronimpulse in einem Synchrcnzustand ohne all diese zusätzlichen Teile zustandezubrin_een.

Um dies zu erreichen weist die erfindungsgemSsse Schaltvorrichtung das Merkmal auf, dass die Werte des Belastungswiderstandea, der Speisespannung und der Aussteuerung infolge der den Phasendiskriaina~ tor zugeführten Signale derart gewählt sind, dass das Verstärkerelement nahezu unter allen Umständen bis zu seiner Grenzkennlinie aus-

' gesteuert wird, wobei die Zeitkonstante des Glättungsnetzwerkes gegenüber der Periodendauer der Synchronimpulse gross und gegenüber der Bauer des am Belagtungswiderstand in einem ausser-Synchronzustand entwickelten Schwebungssignals von derselben Grossenordnung oder klein ist.

Einige mögliche Ausführungsformen der erfindungsgemÄBsen Schaltvorrichtungen werden an Hand der folgenden figuren beschrieben. Es zeigern

Fig. 1 eine prinzipiell« Aueführungaforn eines erfindungsgenassen Phasendiskrieinators}

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Fig. 2 ein Bild zur Erläuterung,

Fig· 3 ©ine detailliertere Ausführungsform der Schaltvorrichtung nach Fig. 1.

In Fig. 1 bilden die in Reihe geschalteten Transistoren 1 und 2 einen Teil dee Phasendiskriminators. Das dem Ofezillatorsignal entnommene Vergleichesignal 3 wird über einen Kondensator 4 und einen Widerstand 5 de» Transistor 1 zugeführt.Infolge des im Transistor 1 flieseenden Basisstrons, werden Spitzen dee Vergleichesignals 3 ab- ^«flacht, so daes an der Basiselektrode des Transistors 1 schliesslich ein wie bei 6 skizziertes Signal wirksam wird.

Bas eigentliche Fernsehsynchronsignal wird aen Kleasen 7 und 8 *ugeführt. Ia Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 ist der Phasendiskriainator *ur Synchronisierung des Teilbildosaillators 9 in einem Fernsehempfänger dargestellt. Um die sur Synchronisierung des Oszillators 9 benotigten Teilbildsynchroniapulse aus dem totalen Ferneehsynchronsi'gnal su trennen, wird dieses über die Klemmen 7 und 8 einem aus eine* Widerstand 10 und einem Kondensator 11 bestehenden Integrator zugeführt. Die integrierten Teilbildsynchronimpulse werden über einen Koppelkondensator 12 und einen Reihenwiderstand 13 der Basiselektrode des Transistors 2 zugeführt. Der aus den Widerstünden 14 und 15 bestehende Spannungsteiler dient ausechliesslich zur Einstellung der richtigen Vorspannung des Transistors 2.

Die Iftpulae 16 des an der Basiselektrode des Transistors 3 wirksamen Teilbildsynchronsignals, «"allen teilweise mit den abgeflachten Teilen 17 des Vergleichssignals 6 zusammen. Da der Transistor 2 ausserdera noch Teile aus dem Signal 16 herausschneidet, entstehen a«

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BelaetungSÄiderstand 18 ie Kollektorkreis des Transistors 2 Impulse 19 deren Dauer von dem Mass, in dem die Teilbildimpulee 16 mit den flachen Teilen 17 zusammenfallen, abhängig ist. D.h., die Impulse 19 haben eine veränderliche Dauer, die vom Phasenunterschied zwischen dem Teilbildeynchron- und dem Oszil'latorsignal abhängig ist.

In den Kollektorkreis des Transistors 2 ist ebenfalls ein aus einem Kondensator 21 und einem Widerstand 22 bestehendes Glättungsfe netzwerk 20 aufgenommen. Die Zeitkonstante des Netzwerkes 20 wurde gegenüber einer Periodendauer der Teilbildsynchronimpulse gross gewählt. Diese Zeitkonstante ist jedoch von derselben GrossenOrdnung wie das in einem ausser-Synchronzustand entstehende Schwebungssignal. Bekanntlich entspricht die Frequenz des Teilbildsynchronsignale in einem Synchronzuetand der Frequenz des Oszillatorsignale. Die Impulse 19 werden folglich in einem Synchronzuetand eine Periodendauer haben, die der des Teilbildsynchronsignals entspricht. Da die Zeitkonetante dee Netswerkes 20 gegenüber der Periodendauer des Synchronsignals gross ist, beinhaltet dies, dass der Kondensator 21, der sich infolge der grossen Zeitkonstante im Zeitraum zwischen zwei Impulsen kaum entladen kann, Ton den Impulsen 19 aufgeladen wird.

Das heisst, am Kondensator 21 wird eine dem Hittelwert des Signals 19 entsprechende Gleichspannung entwickelt. Da, wie bereits im vorstehenden dargelegt, die Dauer der Impulse 19 roe Phasenunterschied zwischen den Signalen 6 und 16 abhängig ist, ist es einleuchtend, da·· in einem Synchronzustand am Netzwerk 20 ein· vom Phasenunterschied zwischen den Signalen 6 und 16 abhangige Gleichspannung entwickelt wird. Dieser Phasenuhtersctled hängt wieder vom ursprünglichen Frequenz-

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unterschied zwischen dem Teilbildsynchronsignal 16 und der Eigenfrequenz des Oszillators 9 ^ab, welche die Frequenz des Oszillatorsignale in einen ausser-Synchronzustand darstellt. Die am Netzwerk 20 entwickelte Gleichspannung wird über den Widerstand 23 zur mittelbaren Synchronisier· ung dem Oszillator 9 zugeführt, an dessen Ausgangsklemme 24 das Steuersignal -für die Teilbildendatufe entnommen werden kann.

Die am Widerstand 13 entwickelten Impulse 19 werden jedoch auch zur unmittelbaren Synchronisierung dem Oszillator 9 zugeführt. Weil jedoch ein Phasenunterschied zwischen dem Synchron- und dem Oszillatorsignal gewährleistet sein muse, ist es notwendig, dass die nahezu rechteckigen Impulse 19 zunächst mit Hilfe eines Widerstandes und eines Kondensators 26 integriert werden, wonach die integrierten Impulse über einen Eoppelkondensator 27 dem Oszillator 9 zugeführt werden.

Wie jedoch in der britischen Patentschrift 927.602 erwähnt ist, ist es erwünscht, die Impulse 19 in einem Synchronzustand stark abzuschwächen. Dies dient dazu, dass dann nicht nur die zur Synchronisierung erforderlichen Impulse 19 abgeschwächt werden, sondern auch etwaige noch durchkommende Storiapulse, welche die unmittelbare Synchronisierung ungünstig beeinflussen können. Weil ausserdem die Frequenz des Oszillatorsignale in einem Synchronzustand durch die mittelbar· Synchronisierung der Frequenz des Teilbildsynchronsignals nahezu gleich ist, reicht eine relativ kleine Amplitude der Impulse aus. Sie Zusammenarbeit zwischen dem Phasendiskriminator und der unmittelbaren Synchronisierung hängt weiter von der Amplitude der integrierten Teilbildsynchronimpulae ab. Denn, je grosser die Amplitude

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der integrierten Teilbildsynchronimpulse ist, um so kleiner ist der Phasenunterschied zwischen dem Oszillatorsignal und den Teilbildimpulsen (diese Erscheinung ist ausführlich in uen erwähnten britischen Patentschrift 927.602 erörtert). Dies bringt die Schwierigkeit mit eich, dass der Phasendiskriminator bei gleichbleibenden Verhältnissen ein· kleinere Regelepannung abgeben wird, als bei einem grosseren Wert dee erwähnten Phasenunterschieds. Ausserdem wird die Einstellung des fc Phasendiskriminators kritischer und er ist störungsanfSlliger. Der erwähnte Phasenunterschied wird bei kleinerer Amplitude der Impulse 19 grosser, so dass nicht nur eine kleinere Amplitude ausreicht, sondern auch noch erwünscht ist.

In unsynchronisierten Zustand dagegen kann ein grosser Frequenzunterschied zwischen dem Teilbildeynchronsignal 16 und dem Oszillatorsignal vorliegen. Es ist dann notwendig, mit einer grossen Amplitude der Impulse 19 zu arbeiten, v/eil mit diesen grossen Impulsen ein Einfangen des Oszillators möglich ist. Unter diesem Einfangen wird verstanden, dass die unmittelbare Synchronisierung den Oszillator mit

dem Teilbildsynchronsignal in Synchronisation bringt. Je grosser die Amplitude der Impulse 19, um so grosser kann der Frequenzunterschied zwischen dem Oszillatorsignal und dem zum Einfangen no.ch zulässigen Synchronsignal sein. Hit der Schaltung nach Fig. 1 ist es nur durch eine besondere Bemessung möglich, dass die Impulse 19 in einem Synchronzustand eine kleine und in einem unsynchronisierten Zustand eine grosse Amplitude haben. Dies Igest eich folgenderweise erklären.

Wie gesagt, hat das Netzwerk 20 eine Zeitkonetante, die gegenüber der Periodendauer des in einem unsynchronia&erten Zustand a«

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Widerstand 18 entstehenden SchwebungeSignaIs entweder von derselben GrSssenordnung ouer klein ist. Denn nicht jeder Impuls 16 aus de» Teilbildeynchronsignal wird in einen derartigen unsynchronieierten Zustand mit eines flachen Teil 17 des VergleichesignalB 6 zusammenfallen. Im Gegenteil, im unsynchronisierten Zustand wird nur zu bestimmten Zeitpunkten ein Teilbildimpuls 16 mit einem flachen Teil 17 zusammenfallen. Hur wenn dies geschieht, wird ein Strom durch den Widerstand

18 fllessen können. Hit anderen Worten, der durch den Widerstand 18 fliessende Strom hat eine Frequenz, die dem Frequenzunterschied zwischen den Signalen 6 und 16 entspricht, d.h. dieses Signal ist ein Schwebungesignal und hat folglich eine Schwebungsfrequenz. Diese Schwebungefrequenz ist sehr niedrig. Ca sich die Dauer der Impulse des Signals

19 auch im Schwebungseignal fast nicht geändert hat, bedeutet dies, dass der Mittelwert des Schwebungssignals viel kleiner ist als der des Signals

19 für einen Synohronzustand. Somit wird die Spannung am Hetzwerk 20 im unsynchronisierten Zustand viele Male kleiner sein als in einem Synchronzustand. So beträgt K.B. in einem gewissen Ausführungsbeispiel die Spannung am Netzwerk 20 in einem Synchronzustand 5 V hei einer Speisespannung V von 10 V. Die Spannung von 5 V am Netzwerk 20 schwankt dabei, abhängig vom Phasenunterschied zwischen den Signalen 6 und 16, von ca. 4$ bis 5J V. Im uneynohronisierten Zustand dagegen betrigt die Spannung am Netzwerk 20 nur l/5 VI das bedeutet, dass diese Spannung gegenüber den vorstehend erwähnten 5 V nahezu vernachläesigbar ist.

Dies bedeutet, dass die Spannung, die an dem mit dem Hetzwerk

20 verbundenen Ende des Kollektorwideretandes 18 wirksam ist von ca. 10 T bis etwa 5 ? gegen Erde sehwankt.

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Die Bedeutung des obenstehenden wird an Hand der Figur 2

näher erläutert. In dieser Figur 2 ist die I -V -Kennlinie des

c c

Traneistore 2 dargestellt. Dabei wurde vorausgesetzt, dass der Transistor 1 im Augenblick, in dem die flachen Teile 17 auftreten, nahezu in den Sattigungszustand gesteuert wird, so dass der Spannungsabfall am Transistor 1 in diesen Zeitabschnitten vernachl"ssigbar ist. Deswegen reicht eine Betrachtung dee Transistors 2 aus. Sollte dies nicht der Fall sein, _fc dann muss von der gesamten zwischen dem Verbindungspunkt des Widerstandes 18 mit dem Kondensator 21 und Erde wirksamen Spannung der Spannungsabfall am Transistor 1 beim Auftreten der flachen Teil· 17 subtrahiert werden, wonach die ganze Betrachtung für den Transistor 2 allein widder stimmt. In Fig. 2 stellt die Spannung V , die Spannung am erwähnten

co .

Ende des Widerstander. 38 für den unsynchron is ierten Zustand dar. Für das ermähnte Ausführungsbeispiel ist folglich V « 10 V. Dagegen

CO

stellt ei ie Spannung V , die Spannung am erwähnten Ende des Widerstandes

ei

18 im Falle eines Synchronoustandee dar. Für das genannte.Ausführungsbeispiel ist V « 5 v. Die durch den Widerstand 18 gebildete Belastung ' im unsynchronifierten Zustand ist in Figur 2 durch die Linie 28 und für einen Synchronzustand durch die Linie 29 dargestellt. Weiter ist die Aussteuerung des Transistors 2, infolge der zugeführten Teilbildiepule· 16 und des in: Transistor 1 verstärkten Vergleichssignals 6 derart, dass der Transietor 2 zwischen den Kurven I. . und I. ausgesteuert wird. Aus Fig. 2 ist ersichtlich, dass bei der erwähnten Aussteuerungeart und durch die Wahl des Widerstandes 18 immer gewährleietet ist, dass der Transietor 2 bis in seine Grenzkennlinie 30, unabhängig von der wirksamen Speisespannung, ausgesteuert wird. D.h., der Transistor 2 wird

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sowohl in» unsynchronisierten Zustand ale auch im Synchronaustand immer in Sättigung gesteuert. Da jedoch die Belaatungslinie 28 im unsynohronisierten Zustand wirksam ibt, wird ein Impuls 19' erzeugt, der eine viel grSseere Amplitude als der Impuls 19'* hat, der in einem Synchronous tend am Widerstand 1? entsteht, weil dann die Belsstungskuj-ve 29 nämlich durchlaufen wird. Dies ist eine Folge der Tatsache, dass durch die sich Ändernde Spannung am erwähnten finde des Widerstandes 18 die scheinbare Speisespannung für den Transistor 2 vom Wert V sum Wert V₁ ver-

CO Cl

schoben wird. Aus Fig. 2 ist ersichtlich, dass der Amplitudenunterechied »wischen den Impulsen 19' und 19'' beträchtlich ist. Dieser Unterschied kann noch dadurch betont werden, dass nicht zwischen den Werten I,, und I. , sondern z.B zwischen den Werten L« und I. ausgesteuert wird. Damit wird »war die Amplitude des im uneynchronisierten Zustand auftretenden Impulses verringert, der des in einem Synchronzustand auftretenden Impulses nimmt jedoch relativ mehr ab. Dadurch lässt sich erreichen, dass der Unterschied »wischen den Impulsen 19* und 19" noch grSsser ist als bei einer völligen Aussteuerung wie in Fig. '<- zwischen den Werten I.. und I. dargestellt ist* Dies lässt eich ebenfalls dadurch erreichen, dass das Verhältnis des Widerstandes 16 gegenüber den Wideretand 22 kleiner gewählt wird, als für Fig. 2 angenommen wurde. Man kann dann mit einer gleichbleibenden Speisespannung V » 10 V für die in

einem Synchronsustand am Netzwerk 20 auftretende Regelspannung einen Mittelwert von β bis 9 Volt erhalten. Dadurch wird sich die Belastungskurve 29 in Fig. 2 welter nach links verschieben, und damit kann man für d,ie Impulse 19" eine noch geringere Amplitude erhalten.

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Obschon im Ausführungsbeispiel nach Pig, 1 von der Tatsache ausgegangen wurde, dass der Oszillator 9 äer Teilbildoezilletor war, dürfte es einleuchten, dees üas in Fig. 1 aargestellt· System auch für aen Fall anwendbar ist, dass der Oszillator 9 der Zeilenosaillator ist. Der Oszillator 9 kann in diesem Fall auch ein Sinuuoszillator sein, da sich auch ein Sinusoezillator zur unmittelbaren und mittelbaren Synchronisierung eignet. In diesem Fall wird jedoch die mittelbare Synchronisierung über den Widerstand 23 ein· grosser· und die unmittelbare Synchronisierung mit Hilfe der Impulse •ine kleinere Rolle spielen. Man kann in diesem Fall deshalb dafür sorgen dass die Abschwächung der Impulse 19 sehr stark ist. Auch ist es dann nicht notwendig, dass das über den Kondensator 4 zugeführte Vergleichesignal eine für das Vergleichesignel 3 in Fig. 1 dargestellte Fora bat. Das über den Kondensator 4 zugeführte Signal kann dann ein rein impulsförmi-es Signal sein, dessen Impulse in der Zeit wohl oder nicht mit den der Basiselektrode des Transistofs 2 zugeführten Impulsen zusammenfällt. Ss ist auch nicht unbedingt notwendig, dass immer zwei in Reihe geschaltete Transistoren 1 und 2 verwendet werden. Es ist ebenfalls möglich durch Addition des Vergleichs- und Synchronsignale über zwei Widerstände dieses Summensignal unmittelbar der Basiselektrode ά·β Transistors 2 zuzuführen, woöei dann der Traneistor 1 entfSIt und die Emitterelektrode des Transistor 2 unmittelbar an Erde gelegt ist.

Das erfindungsgemfisse Prinzip ist ebenso mit Hilfe von Rohren anstelle von Transistoren anzuwenden. Wenn z.B. die Transistoren 1 und 2 durch eine Pentode ersetzt werden, bei der die Impulse 16 dea Bremsgitter und das Signal 6 dem ersten Steuergitter zugeführt werden,

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ist das erfindungsgenSsee Prinzip unverkürzt anwendbar, wenn nur dafür gesorgt wird, dass auch eine derartige Pentode bis in ihre Grenzkennlinie ausgesteuert wird. Auch für eine Pentode kann eine I₈ - V_a~ Kennlinie skizziert werden, die der Ι_β - V_c-Kennlinie nach Fig. 2 nahezu entspricht. Ee gibt jedoch einen Unterschied, der darin besteht, dass der Wert der Spannung V , bei dem die Grtnzkennlinie erreicht wird, für einen Transistor bei ca. £ V liegen kann, während dieser Wert bei Pentoden abhängig vom Typ zwischen 30 und 5° V liegt.

In Fig. 3 ist eine detailliertere Ausführungsfcrm einer erfindungsgeaSesen Schaltvorrichtung dargestellt. In Fig. 3 sind entsprechende Teile möglichst mit gleichen Bezugsziffern wie in Fig. 1 angegeben.

In der Schaltvorrichtung nach Fig. 3 ist der Oszillator 9 als Kippschwingungsoszillator ausgebildet, und 'war gemSss dem sogenannten selbstschwingenden Typ. Dazu wird ein Signal von der Klemme 27* über einen Kondensator 31 der Endstufe 32 zugeführt, deren Ausgangsklemm 33 das Vergleichssignal 3 entnommen werden kann. Dieses Vergleichssignal 3 wird einerseits über die Leitung 34 und den Reihenwiderstand 33 dem Kondensator 4 und andererseits über aie Leitung 36 dem Eingang einer Booeteretufe 36' zugeführt. Dem Vergleichesignal 3 werden sittels des Kondensatorwiderstandsnetzwerkes 37 Impulse 33 entnommen, die dafür sorgen, dass der Transistor 39 in der Boosterstufe 36* periodisch entsperrt wird. Der Basiselektrode des Transistors 39 wird einerseits über den Wideretand 23 die zur mittelbaren Synchronisierung notwendige Hegelepannung το· QlSttungsnetzwerk 20 und andererseits über den Kondensator 27 die zur unmittelbaren Synchronisierung benötigten integrierten Iepulse 19 zugefChrt. Im übrigen arbeitet die Schaltung nach

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Fig. 3 entsprechend der nach Fig. 1. Dabei ist as im Prinzip gleichgültig, dass, im Gegensatz zur Schaltvorrichtung nach Fig. 1, die KinuBklemme der Speisespannungquelle für den Phasendiskriminator in diesem Beispiel an Erde gelegt ist.

In einer speziellen Ausführungsform, bei der der Oszillator als Teilbildoszillator in einem Fernsehempfänger wirksam ist, der mit einer Wiedergaberöhre versehen ist, deren Schirm einen Durchmesser von 28 cm hat und deren Ablenkwinkel ca. 90 beträgt, ist die Grosse des Widerstandes 18 ca. 330 f_ , und ist für die Zeitkonetante des Netzwerkes 20 ca. 1,5 ^β gewählt. Di· Speisespannung V « 10 Volt und

der Widerstand 22 beträgt 56 k -<■...

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Claims

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1. \ Schaltvorrichtung zum Synchronisieren eines Oszillators,

der aus einer Speisespannungsquelle und der Reihenschaltung eines Qlattungenetzwerkes, eines Belastungswiderstandes und eines mit wenigstens einem VerstSrkerelement versehenen Phasendiskriminators besteht, wobei die Reihenschaltung zwischen den Klemmen der Speisespannungs-Quelle liegt, und dem Phssendiskriminator Synchronimpulse und ein dem Oszillator entnommenes Vergleichssignal zugeführt werden, und die am ä Belastungswideretand entwickelten Impulse zur unmittelbaren Synchronisierung und die in einem Synchronzustand am Glättungsnetzwerk entwickelte Oleichspannung als Regelspannung zur mittelbaren Synchronisierung dem Oszillator zugeführt werden, dadurch gekennzeichnet, dass die Werte des Belastun-»Widerstandes, der Speisespannung und der Aussteuerung infolge der dem Phasendiskriminator zugeführten Signale derart gewählt sind, dass das VerstSrkerelement nahezu unter allen Umständen bis su seiner Grenzkennlinie ausgesteuert wird, wobei die Zeitkonstante des Ula'ttun^enetzwerkes gegenüber der Periodendauer der Synchronimpulse gross und gegenüber der Dauer des am Belastungswiderctand in einem ausaer-S^nohronzustand entwickelten Schwebungseignale von derselben QrSesenordnung oder klein ist*

2. Schaltvorrichtung nach Anspruch 1, bei der der Oszillator ein KippBchwingungscuzillator ist, der ein Steuersignal für die Teilbildendstufe in einem Fernsehempfänger liefert, dadurch gekennzeichnet, des« der Phaeendiskriminator mit zwei in Reihe geschalteten Transistoren versehen ist, wobei der Basiselektrode des ersten Transistors dae Yergleiohssignsl und der Basiselektrode des zweiten Transistor*

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das Teilbildsynchronsignal aus einem empfangenen Fernsehsignal zugeführt wird, und wobei in den Kollektorkreie des zweiten Transistors ein Belastungswiderstand von 330 und das GlSttungsnetzwerk mit einer Zeitkonstante von ca. 1,5 8 aufgenommen ist und die Speisespannung ca. 10 V beträgt.

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