DE1133424B

DE1133424B - Schaltungsanordnung zum Synchronisieren eines Kippschwingungsoszillators

Info

Publication number: DE1133424B
Application number: DEN16654A
Authority: DE
Inventors: Wouter Smeulers
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1959-03-05
Filing date: 1959-04-30
Publication date: 1962-07-19
Also published as: US3070753A; AT214989B; BE588248A; GB927602A; FR1253466A; CH392609A; ES256208A1; DK93852C

Description

Schaltungsanordnung zum Synchronisieren eines Kippschwingungsoszillators Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Synchronisieren eines Kippschwingungsoszillators, insbesondere des Oszillators zur Erzeugung der Steuerspannung für die Bildablenkschaltung eines Fernsehempfängers, mittels rechteckiger Synchronisierimpulse, die direkt oder verformt einem Phasendetektor zugeführt werden, dem außerdem ein dem Kippschwingungsoszillator entnommenes Vergleichssignal zugeleitet wird, wobei die Ausgangsspannung des Phasendetektors in einem Glättungsnetzwerk im wesentlichen bis zu einer Gleichspannung gesiebt wird, welches Glättungsnetzwerk mit einem Steuereingang des Oszillators verbunden ist und welche Schaltungsanordnung zur direkten Synchronisation einen Kanal enthält, über den die rechteckigen Synchronisierimpulse dem Oszillator zuv «eführt werden.
Bei einer solchen Regelschaltung liegt das Problem vor, daß einerseits eine geringe Störempfindlichkeit eine sehr große Zeitkonstante des Glättungsnetzwerkes erfordert, wodurch andererseits der sogenannte Fangbereich der Regelschaltung klein wird, so daß Maßnahmen zur Vergrößerung dieses Fang-Bereiches getroffen werden müssen.
Eine dieser Maßnahmen ist z. B. die Zuführung einer sogenannten Suchspannung zur Regelschaltung. Diese Suchspannung kann von einem Suchoszillator stammen, der unmittelbar an die Regelschaltung angeschlossen ist. Die dem Suchoszillator entnommene Suchspannung kann aber auch über eine Torschaltung an die Regelschaltung geführt werden. In dem nicht synchronisierten Zustand ändert diese Suchspannung die Frequenz des Kippschwinbaungsoszillators sehr langsam, wodurch diese Frequenz in den Fangbereich der Regelschaltung geführt wird, wonach die Synchronisierung selbsttätig erfolgt.
Dieser Art von Suchspannungsoszillatoren haftet der Nachteil an, daß die Frequenz der Suchspannung sehr niedrig sein soll, weil sonst die Frequenz des Kippschwingungsoszillators den Fangbereich der Regelschaltung zu schnell passiert, wodurch das Einfangen unmöglich wird. Dies trifft insbesondere zu, wenn die Eigenfrequenz des Oszillators bereits sehr niedrig ist, wie z. B. für den Kippschwingungsoszillator eines Fernsehempfängers, der die Steuerspannung für die Bildablenkschaltung erzeugt. Die Frequenz eines solchen Kippschwingungsoszillators beträgt 50 bis 60 Hz, so daß die Frequenz der Suchspannung in diesem Falle 1 bis 2 Hz betragen müßte.
Es leuchtet ein, daß die Herstellung eines solchen Suchspannungsoszillators für so niedrige Frequenz große Schwierigkeiten bereiten kann und, wenn diese Suchspannung über eine Torschaltung zugeführt wird, die Konstruktion dieser Torschaltung ebenfalls schwierig ist.
Ein zweiter Nachteil beim ausschließlichen Gebrauch einer Regelschaltung zum Synchronisieren eines Kippschwingungsoszillators auf einer niedrigen Frequenz besteht darin, daß auch die Trägheit sehr groß sein soll, wenn man eine sogenannte Schwungradwirkung wünscht. Dies wird dadurch erreicht, daß dem Glättungsnetzwerk eine große Zeitkonstante gegeben wird.
Aus dem oben Geschilderten geht hervor, daß, wenn aus irgendeinem Grunde von außen her die Schaltungsanordnung außer Tritt gebracht wird, z. B. durch Umschalten von einem Fernsehsender auf einen anderen oder Änderung der Frequenz des Synchronisiersignals, das Wiedereinfangen sehr viel Zeit beansprucht.
Eine andere bekannte Maßnahme besteht darin, daß beim Außertrittgeraten der Synchronisation die direkte Synchronisation wirksam gemacht wird und daß diese direkte Synchronisation abgeschaltet wird, wenn die indirekte Synchronisation mittels des Phasendetektors wieder hergestellt ist. Wenn aber die Eigenfrequenz des Kippschwingungsoszillators relativ niedrig ist (z. B. 50 Hz bei einem Bildoszillator eines Fernsehgerätes), so ist es erwünscht, die direkte Synchronisation immer in Tätigkeit zu lassen. Wegen der sehr großen Zeitkonstante des Glättungsnetzwerkes des Phasendetektors hätten sonst kleine Störungen Schwingungserscheinungen zur Folge in dem Rückkopplungskreis vom Oszillator zum Detektor. Läßt man aber die direkte Synchronisation immer in Tätigkeit, so sorgt diese dafür, daß die Schwingungen in dem erwähnten Rückkopplungskreis auf die von dem Oszillator erzeugte Schwingung keinen -Einfluß ausüben können.
Durch Anwendung der direkten Synchronisation würde dabei jedoch normalerweise exakter Gleichlauf erzwungen, so daß der Phasendetektor keine Regelspannung erzeugen und die Eigenfrequenz des Oszillators nicht nachsteuern könnte. Bei einem vorübergehenden Ausfall der direkten Synchronisierung würde dann der Osaillator nicht in der bisherigen Frequenz weiterschwingen, sondern momentan auf seine Eigenfrequenz zurückspringen, wodurch sich eine wesentliche Störung der Synchronisation ergeben könnte.
Bei einer Schaltungsanordnung der eingangs erwähnten Art werden diese Nachteile vermieden, wenn gemäß der Erfindung der Kanal, über den die rechteckigen Synchronisierimpulse .dem Oszillator zugeführt werden, ein integrierendes Netzwerk enthält, durch das die rechteckigen Impulse integriert werden, bevor sie zur direkten Synchronisierung an den Oszillator gelangen.
Der Schaltungsanordnung nach der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß die direkte Synchronisierung den Gleichlauf des Kippschwingungsoszillators wieder herstellen kann und daß bei niedrigen Frequenzen eine gleichzeitige Verwendung einer Regelschaltung, die mittels eines Phasendetektors eine Regelspannung erzeugt, erwünscht ist, wobei eine direkte Synchronisation auch im synchronisierten Zustand bestehen soll. Dabei muß aber im endgültigen stabilen Zustand ein Phasenunterschied verbleiben zwischen dem Synchronisiersignal und dem vom Oszillator erzeugten Signal, weil sonst der Phasendetektor die erforderliche Regelspannung nicht zu erzeugen vermag. Dies ist bei der Schaltungsanordnung nach der Erfindung dadurch erreicht, daß die rechteckigen Synchronisierungsimpulse mittels des Integrationsnetzwerkes integriert werden. Erfolgt dies nicht, so würde die direkte Synchronisation das Oszillatorsignal phasenstarr mit dem Synchronisiersignal koppeln, so daß der Phasendetektor unabhängig von der ursprünglichen Frequenzabweichung zwischen dem Synchronisiersignal und der Eigenfrequenz des Kippschwingungsoszillators stets die gleiche Regelspannung erzeugen würde, so daß eine Nachregelung ausgeschlossen ist.
Wie im folgenden auseinandergesetzt wird, wird diesem übelstand durch Verzerrung des rechteckigen Synchronisiersignals abgeholfen.
Ausbildungen von Schaltungsanordnungen nach der Erfindung werden an Hand der Zeichnungen beispielsweise näher erläutert.
Fig. 1 zeigt an Hand eines Schemas; wie nach dem Erfindungsprinzip die direkte Synchronisierung phasenabhängig erfolgt; Fig. 2 zeigt einen ersten und Fig. 3 einen zweiten sogenannten Gleichlaufzustand; im Fall nach Fig. 3 weicht aber die Eigenfrequenz des Kippschwingungsoszillators mehr ass im Fall nach Fig. 2 von der des Synchronisiersignals ab; Fig. 4. zeigt im Blockschema eine mögliche Ausbildung einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung; Fig. 5 zeigt die verschiedenen Eingangs- und Ausgangssignale eines einen Teil der eigentlichen Regelschaltung bildenden Phasendetektors für einen Gleichlaufzustand, der dem nach Fig.2 entspricht; Fig. 6 zeigt diese Eingangs- und Ausgangssignale für einen Gleichlaufzustand, der dem nach Fig. 3 entspricht; Fig. 7 zeigt die Eingangs- und Ausgangssignale des genannten Phasendetektors für den nicht synchronisierten Zustand; Fig. 8 zeigt die Eingangs- und Ausgangssignale eines zweiten Phasendetektors für :einen Gleichlaufzustand, der dem nach Fig. 2 entspricht, und Fig. 9 zeigt die Eingangs- und Ausgangssignale dieses zweiten Phasendetektors für einen Zustand, der dem nach Fig. 3 entspricht; Fig. 10 zeigt eine mit Entladungsröhre ausgerüstete Schaltungsanordnung nach der Erfindung.
Fig. 1 a zeigt die sägezahnförmige Ausgangsspannung eines Miller-Transitron-Oszillators, der in seiner Eigenfrequenz schwingt. Dieser Miller-TransitTon-Oszillator ist hier als Sägezahnoszillator gewählt, weil es dabei sehr einfach ist, mittels der vom eigentlichen Phasendetektor erzeugten negativen Gleichspannung die Frequenz des Oszillators zu ändern. Zu diesem Zweck wird diese negative Gleichspannung dem Fanggitter der bei dieser Oszillatorschaltung verwendeten Pentodenröhre zugeführt.
Es leuchtet aber ein, daß bei jeglichem Kippschwingungsoszillator das gleiche Prinzip Anwendung finden kann, z. B. bei einem Sperroszillator, der aus einer Triode, einem Sperrtransformator und den erforderlichen RC-Gliedern besteht dadurch, daß über die RC-Glieder das Steuergitter der Triode negativ vorgespannt ist und dieser negativen Vorspannung die dem erwähnten Phasendetektor entnommene positive Gleichspannung überlagert wird. Während der Entladung des im Gitterkreis vorhandenen Kondensators wird dann die Gitterspannung, bei der wieder Anodenstrom fließt, früher oder später erreicht, je nachdem die resultierende negative Vorspannung geringer oder größer ist.
In nicht synchronisiertem Zustand soll der benutzte Phasendetektor keine oder fast keine Gleichspannung erzeugen, so daß der Oszillator in seiner Eigenfrequenz zu schwingen vermag, die derart gewählt werden soll, daß sie niedriger als die niedrigste mögliche Frequenz des Synchronisiersignals ist. Zu diesem Zweck ist es erwünscht, als Phasendetektor einen asymmetrischen Detektor zu wählen, der derart eingestellt wird, daß er die vorerwähnte Bedingung erfüllt.
Die Synchronisierfrequenz kann von Sender zu Sender verschieden sein, so daß man zur genannten Wahl der Eigenfrequenz des Oszillators gezwungen ist, wenn bewirkt werden soll, daß die Schaltungsanordnung unter allen Umständen imstande ist, die Synchronisierung selbsttätig zu bewirken.
Es ist dabei außerdem erforderlich, die Amplitude des Synchronisiersignals hinreichend groß zu wählen, damit dieses Signal, das im vorliegenden Ausführungsbeispiel dem Fanggitter der Pentode:nröhre in negativem Sinne zugeführt wird, imstande ist, auch bei verhältnismäßig großen Frequenzabweichungen zwischen der Synchronisierfrequenz und der Eigenfrequenz des Oszillators den Gleichlauf zu bewirken: Beträgt die Raster-Nennfrequenz des Fernsehempfängers 50 Hz, so sind z. B. Abweichungen von 41.7 bis 53 Hz möglich, so daß die Eigenfrequenz des Oszillators 47 Hz oder niedriger betragen soll. Die Amplitude des Synchronisiersignals soll dann aber so groß sein, daß ein direkter Gleichlauf mit einem Synchronisiersignal von 53 Hz noch möglich ist.
Fig. 1 b zeigt das nach der Erfindung gebildete dreieckige Synchronisiersignal, das auf einfache Weise dadurch entsteht, daß das dem empfangenen Fernsehsignal entnommene rechteckige Signal integriert wird. Das Signal nach Fig. 1 b ist deutlichkeitshalber in positivem Sinne abgebildet - obwohl es dem genannten Fanggitter in negativem Sinne zugeführt wird -, um die Zeitpunkte anzudeuten, in denen die Synchronisie:rimpulse den Rücklauf des Kippschwingungsoszillators einleiten.
Dieses Einleiten ist in Fig. 1 c dargestellt, und hieraus geht hervor, daß infolge der Neigung der Synchronisierimpulse der Rücklauf des sägezahnförmigen Signals erst nach einigen Perioden, und dann noch nicht ganz, mit den auftretenden Synchronisierimpulsen zusammenfällt.
Dies ist in den Fig.2 und 3 dargestellt. Fig.2 zeigt einen Gleichlaufzustand, in dem die Frequenz des Synchronisiersignals 1 nur wenig abweicht von der Eigenfrequenz des das Oszillatorsignal2 erzeugenden Oszillators. In Fig. 3 ist diese Frequenzabweichung beträchtlich größer.
In Fig. 2 fallen infolgedessen der Rücklaufimpuls und der Synchronisierimpuls in größerem Maße als in Fig. 3 zusammen, mit anderen Worten, der resultierende Phasenunterschied zwischen Rücklauf- und Synchronisierimpuls ist im Fall von Fig. 3 größer als im Fall von Fig. 2, woraus sich ergibt, daß bei einer größeren Frequenzabweichung zwischen den beiden genannten Signalen der Phasendetektor eine größere negative Spannung als bei einer kleineren Frequenzabweichung erzeugt.
Wäre dagegen das rechteckige Synchronisiersignal nicht integriert, so daß ein Signal entsprechend den Fig. 5 a oder 6 a zur Verfügung steht, so würde der Rücklauf des Sägezahnsignals immer durch die Vorderflanke des Synchronisiersignals eingeleitet werden, so daß der Rücklauf- und der Synchronisierimpuls stets völlig zusammenfallen würden, wodurch kein Phasenunterschied zwischen den beiden erwähnten Signalen bestehen würde und der Phasendetektor unabhängig von der genannten Frequenzabweichung immer die gleiche Gleichspannung erzeugt.
Es sei bemerkt, daß, wie im folgenden näher erläutert wird, die Art und Weise, wie die Steuersignale dem Phasendetektor zugeführt werden, für die richtige Funktion der Schaltungsanordnung wichtig ist. Sollten diese Signale einem sogenannten Koinzi- ; denzdetektor auf übliche Weise zugeführt werden, so würde dieser gerade die Maximalspannung liefern, wenn die Synchronisier- und die Rücklaufimpulse zusammenfallen, und nicht eine Minimalspannung, wie im vorliegenden Fall erforderlich. t Auch bei der Verwendung eines Sperroszillators oder eines selbstschwingenden Multivibrators soll die vom Phasendetektor gelieferte positive Gleichspannung in dem Maße größer werden, wie die Eigenfrequenz dieser Oszillatoren mehr von der Synchronisierfrequenz abweicht, weil, je größer diese Abweichung ist, desto früher in jeder Periode Anodenstrom in der geregelten Röhre fließen muß. Fig. 4 zeigt im Blockschema eine mögliche Ausbildung einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung. Hierbei werden die rechteckigen Synchronisierimpulse 3 einem Phasendetektor 4 zugeführt. Dieser Phasendetektor ist als Koinzidenzdetektor ausgebildet, aber derart, d.aß beim Gleichlauf verstärkte Synchronisierimpulse 5 von negativer Polarität und verkürzter Impulsdauer am Ausgang des Detektors 4 erzeugt werden. Zu diesem Zweck werden die vom Miller-Transitron-Oszillator 6 erzeugten Sägezahnspannungen 7 mittels einer Einrichtung 8 in der Phase umgekehrt und, nach Begrenzung entweder in der Umkehreinrichtung 8 oder im Phasendetektor 4, als Vergleichssignal 9 mit den Synchronisiersignalen 3 verglichen.
Dies wird erläutert an Hand der Fig. 5 und 6, die deutlichkeitshalber unter den Fig. 2 und 3 dargestellt sind, um anzudeuten, wie bei bestimmten Frequenzabweichungen zwischen dem integrierten Synchronisiersignal 1 und der Eigenfrequenz des Oszillatorsignal's 2 die Phasenlage der rechteckigen Synchronisiersignale 3 (Fig. 5 a bzw. 6 a) in bezug auf die Vergleichssignale 9 (Fig. 5a bzw. 6b) beim Phasendetektor 4 ist. Dabei ist in erster Linie angenommen, daß die integrierten Synchronisierimpulse 1 die Synchronisierung bewirkt haben und daß vom Phasendetektor 4 noch keine oder fast keine Regelspannung geliefert wird. Die Impulse 1 schwanken dann um einen mittleren Spannungspegel (Linie 10) herum und D leiten den Rücklauf ein an den Zeitpunkten t1 und t." im Fall von Fig. 2 bzw. in den Zeitpunkten t3 und t._ im Fall von Fig. 3.
Das abgeplattete Vergleichssignal 9 entsteht dadurch, d.aß das in der Phase umgekehrte Signal 2 auf den durch die Linie 11 angedeuteten Spannungspegel begrenzt wird. Der Phasendetektor 4 ist derart eingestellt, daß er nur von Strom durchflossen werden kann, wenn das Vergleichssignal 9 den durch die Linie 12 (Fig. 5 b) und 13 (6 b) angedeuteten Pegel übersteigt und zugleich Synchronisierimpulse 3 auftreten. Wenn dies der Fall ist, wird der Detektor 4 von einem impulsförmigen Strom durchflossen, der bei einer Frequenzabweichung nach Fig. 2 in Fig. 5 c dargestellt isst und eine Impulsdauer Ti hat und bei einer Frequenzabweichun:g nach Fig. 3 in Fig. 6 c mit einer Impulsdauer T, dargestellt ist.
Dieser impulsförmige Strom verursacht am Ausgang des Phasendetektors 4 eine negativ gerichtete impulsförmige Spannung 5 (Fig. 4), die zur Erzielung eines dreieckigen Impulses 15 vom Integrationsnetzwerk 16 integriert und über ein Dämpfungsnetzwerk 17, das von einem später zu beschreibenden Teil der Schaltungsanordnung gesteuert wird, zur direkten Synchronisierung dem Oszillator 6 zugeführt wird.
Im oben geschilderten Gleichlaufzustand hat somit das rechteckige Synchronisiersignal eine veränderliche Impulsdauer entsprechend dem Frequenzunterschied zwischen der Frequenz des Synchronisiersignals und der Eigenfrequenz des Oszillators.
Das impulsförmige Signal 15 wird außerdem einem Glättungsnetzwerk 18 zugeführt, so daß am Ausgang dieses Netzwerks 18 eine geglättete negative Gleichspannung entsteht, die in Form einer Regelspannung dem Oszillator 6 zugeführt wird und die im Fall von Fig. 5 kleiner als im Fall von Fig. 6 ist, da T1 < T. ist, so daß der Mittelwert der in Fig. 5 d dargestellten dreieckförmigen Impulse kleiner als der der in Fig. 6 d dargestellten ist. Die Zeitkonstante des Glättungsnetzwerks 18 ist sehr groß, z. B. 5 bis 10 Sek., um eine richtige Schwungradwirkung der Regelschaltung zu erhalten. Es vergeht deshalb, nachdem die Schaltung durch die direkte Synchronisierung in Tritt gekommen ist, einige Zeit, bis die erwähnte Regelspannung ihren endgültigen Wert erreicht. Dies bedeutet, daß sich der Spannungspegel, bei dem der Rücklauf des Sägezahnsignals 2 beim Nicht-Zuführen der Synchronisierimpulse beginnen würde, welcher Pegel durch die Linie 10 angedeutet ist, infolge der zugeführten negativen Regelspannung langsam verschiebt, und zwar im Fall von Fig. 2 zu dem durch die Linie 19 angedeuteten Pegel und im Fall von Fig. 3, wo eine größere negative Gleichspannung erzeugt wird, zu dem durch die Linie 20 angedeuteten Pegel. Hieraus geht hervor, daß entsprechend der ursprünglichen Frequenzabweichung zwischen dem Synchronisiersignal und der Eigenfrequenz des Oszillators 6 die Frequenz des erzeugten Signals 2 derart angepaßt wird, daß die direkte Synchronisierung sozusagen nur noch die Feinregelung zu besorgen hat, anders gesagt, der Phasendetektor 4 mit den Netzwerken 16 und 18 übernimmt die Regelung, die ohne diese selbsttätig von Hand eingestellt werden müßte und welche die Eigenfrequenz des Oszillators derart ändert, daß ein normaler, eine nicht übermäßig große Amplitude aufweisender Synchronisierimpuls imstande ist, die Synchronisierung zu bewirken.
Die nicht übermäßig große Amplitude entsteht dadurch, daß das rechteckige Synchronisiersignal 3 ebenfalls einem zweiten Phasendetektor 21 zugeführt wird. Diesem Detektor 21 wird auch ein impulsförmiges Signal 22 zugeführt, das durch Differenzierung in einem differenzierenden Netzwerk 23 des dem Oszillator 6 entnommenen sägezahnförmigen Signals 7 erhalten ist. Das Signal 3 ist abermals dargestellt in den Fig. 8 a und 9 a, und das Signal 22 ist wiedergegeben in Fig. -8 b für eine Frequenzabweichung nach Fig. 2 und in Fig. 9 b für eine Frequenzabweichung nach Fig. 3. Am Ausgang des zweiten Phasendetektors 21 entsteht ein impulsförmiges Signal, das je nach der erwähnten Frequenzabweichung entsprechend den Fig. 8 e und 9 e aussehen wird. Dieses Ausgangssignal wird mittels eines Netzwerks 24 geglättet und als eine Steuerspannung dem Dämpfungsnetzwerk 17 zugeführt. In dem Maße, wie die Ausgangsspannung des Netzwerks 18 infolge der großen Zeitkonstante dieses Netzwerks langsam zunimmt, steigt der in den Fig. 2 und 3 angedeutete Spannungspegel von dem durch die Linie 10 bis zu ; dem durch die Linie 19 bzw. 20 angedeuteten Pegel, und zugleich werden die bereits in der Impulsdauer verkürzten Impulse 15 abgeschwächt, so daß im endgültigen Zustand verkürzte und geschwächte Synchronisierimpulse 25 entstehen, die in Fig. 2 durch die ; Impulse 26 und in Fig. 3 durch die Impulse 27 angedeutet sind.
Das Abschwächen der Synchronisierimpulse erfolgt aus zwei Gründen.
Wie aus den Fig. 2 und 3 hervorgeht, werden die unverkürzten und ungeschwächten Synchronisierimpulse 1, die auf die im folgenden geschilderte Weise entstehen, rings um den durch die Linie 10 angedeuteten Pegel schwanken. Steigt dieser Pegel zu dem durch die Linie 19 bzw. 20 angedeuteten Pegel, so steigt sozusagen der Mittelwert, um den die Synchronisierimpulse herum schwanken. Sollten diese nicht verkürzt und geschwächt werden, so bedeutet dies, daß Störimpulse, die ebenfalls um den Pegel der Linie 19 bzw. 20 schwanken würden, auch eine große Amplitude haben würden, wodurch diese Impulse einen unerwünschten Rücklauf herbeiführen könnten.
i Wenn man aber diese Impulse derart verkürzt und schwächt, daß gerade bei der vom Netzwerk 18 gelieferten Steuerspannung noch direkte Synchronisierung möglich ist, so werden auch die Störimpulse ausgetastet und geschwächt, weil sie lediglich nur > während der Zeit auftreten können, während der das Vergleichssignal 9 den durch die Linie 20 angedeuteten Pegel übersteigt, wobei das vom Phasendetektor 21 gesteuerte Dämpfungsnetzwerk 17 wirksam ist.
Die richtige Verkürzung der Synchronisierimpulse entsteht dadurch, daß die in der Polarität umgekehrte Sägezahnspannung entsprechend einem durch die Linie 11 angedeuteten Pegel begrenzt wird. Weil die Vorderflanke des Rücklaufs der Sägezahnspannung nicht unendlich steil ist, werden dank der erwähnten Begrenzung die Zeitpunkte, in denen dieses Vergleichssignal unterhalb des durch die Linie 12 angedeuteten Pegels abfällt, immer nach den Zeitpunkten t1 und t. in Fig. 2 und nach den Zeitpunkten t. ., und t4 in Fig. 3 liegen.
Ein zweiter Grund, aus dem eine Schwächung der Synchronisierimpulse erwünscht ist, ist der, daß nunmehr die Gleichspannung an der Ausgangsklemme von 18 mit weniger Verstärkung als ohne diese Abschwächung erhalten wird. Sollten die Impulse 1 zwar verkürzt, aber nicht geschwächt werden, so behalten, beim Aufwärtsschieben der Linie 10, die Impulse 1 die gleiche Neigung bei und bewegen sich mit dieser gleichen Neigung mit aufwärts. Infolgedessen würden, weil der Beginn des Rücklaufs durch den Schnittpunkt eines dreieckigen Impulses und der Sägezahnspannung angedeutet wird, die Synchronisierimpulse in größerem Maße mit den Rücklaufimpulsen zusammenfallen, und dies hat zur Folge, daß die Impulsdauer der Impulse 5 beträchtlich abnimmt. Infolgedessen wird auch der Mittelwert dieses Ausgangssignals beträchtlich abfallen bei gleichem Verstärkungsgrad des Detektors 4. Wünscht man deshalb mit ungeschwächten Synchronisierimpulsen die gleiche negative Steuerspannung vom Glättungsnetzwerk 18 zu beziehen, so muß die Verstärkung von 4 gesteigert werden. Dies bedeutet, daß etwaige Störungen ebenfalls mehr verstärkt werden, so daß der Einfluß dieser Störungen nicht nur stärker ist, weil sie nicht im Dämpfungsnetzwerk 17 geschwächt werden, sondern daß sie außerdem im Detektor 4 zusätzlich verstärkt werden.
Werden dagegen die Synchronisierimpulse geschwächt, so ändert sich ihre Neigung, so daß Impulse 26 bzw. 27 entstehen. Wie aus den Fig. 2 und 3 hervorgeht, ändert sich infolgedessen beim Aufschieben der Linie 10 nicht die Impulsdauer T1 des in Fig. 5 d dargestellten Signals bzw. die Impulsdauer T" des in Fig. 6b dargestellten Signals, so daß auch der Mittelwert des dem Netzwerk 18 zugeführten Signals beim langsamen Aufbau der Ausgangsspannung des Netzwerks 18 gleichbleiben wird.
Aus Fig. 3 wird außerdem deutlich, wie wichtig beim etwaigen Wegfall der Synchronisierimpulse die vom Netzwerk 18 gelieferte Gleichspannung ist. Kommen etwa einige Synchronisierimpulse in Wegfall, so würde mit dieser Gleichspannung der Beginn des Rücklaufs von dem Zeitpunkt t3 zu dem Zeitpunkt t5 bzw. von t4 zu t6 verschoben, aber ohne diese Gleichspannung wird dieser Beginn von dem Zeitpunkt t3 zum Zeitpunkt t7 bzw. von t4 zu t$ verschoben, d. h., die Amplitude der sägezahnförmigen Steuerspannung ändert sich beträchtlich, so daß auch die Höhe des dargestellten Bildes sich beim Wegfall einiger Synchronisierimpulse stark ändert, was sich für den Betrachter sehr störend auswirkt. Durch die Verwendung der Regelschaltung samt Phasendetektor 4 und Glättunganetzwerk 18 mit großer Zeitkonstante ist eine wirksame Schwunggradwirkung verbürgt, weil die erzeugte Gleichspannung eine ziemlich lange Zeit vorhanden bleibt, so daß auch beim Wegfall einiger Synchronisierimpulse die Frequenz und die Amplitude der erzeugten Sägezahnspannung sich ziemlich wenig ändern werden.
Wird aus irgendeinem Grunde der Gleichlauf gestört, so. unterscheidet man zwei Zustände. Im ersten Fall kann die Frequenz F., des Synchronisiersignals niedriger als die Frequenz f o des erzeugten Oszillatorsignals sein, z. B. weil die Ausgangsspannung des Netzwerks 18 noch nicht hinreichend erzielt worden ist, wenn dieser nicht synchronisierte Zustand durch das Umschaltern von einem Sender auf den anderen herbeigeführt worden ist. Im zweiten Fall ist f, höher als f., und dieser Zustand kann beim Einschalten des Empfängers entstehen.
Für f S < f o ist der Zustand, zur Erläuterung etwas übertrieben, in Fig. 7 dargestellt. In Fig. 7 a ist zu diesem Zweck das Synchronisiersignal 3, in Fig. 7 b das Vergleichssignal 9 dargestellt. Weil der Detektor 4 nur Strom führt, wenn die Spannung des Signals 9 den durch die Linie 12 angedeuteten Pegel übersteigt und zugleich Synchronisierimpulse auftreten, sieht der den Detektor 4 infolgedessen durchfließende Strom entsprechend Fig. 7 c aus. Hieraus geht hervor, daß nun lediglich jeweils nach einer bestimmten Anzahl von Perioden Synchronisierimpulse unverkürzter Impulsdauer weitergegeben werden, so daß der Mittelwert dieses Ausgangssignals weit unterhalb desjenigen des Detektors 4 im Gleichlaufzustand liegt, wobei während jeder Periode des Synchronisiersignals ein allerdings verkürzter Impuls weitergegeben wird. Die mittlere Ausgangsspannung von 4 wird deshalb bei fehlendem Synchronismus beträchtlich kleiner als im Gleichlaufzustand sein, so daß, falls eine bestimmte Ausgangsspannung am Netzwerk 18 vorhanden wäre, diese Spannung langsam abfließen kann, wodurch das vom Oszillator 6 erzeugte Signal nach und nach zur Eigenfrequenz des Oszillators heranrücken wird. Nachdem eine Frequenz erreicht worden ist, die niedriger als die Frequenz des Synchronisiersignals ist, kann eine direkte Synchronisation entsprechend Fig. 1 zustande kommen. In Wirklichkeit hat jeder auftretende unverkürzte Impuls die Möglichkeit, den Beginn eines Rücklaufs einzuleiten. Solange jedoch die Spannung des Netzwerks 18 nicht hinreichend abgenommen hat, bleibt f, kleiner als f., wodurch wieder einige Perioden vorbeigehen müssen, bevor der nächste Rücklauf eingeleitet werden kann. Die direkte Synchronisierung erfolgt dadurch, daß das Dämpfungsnetzwerk 17 überhaupt nicht wirkt, weil auch der zweite Phasendetektor 21 in diesem nicht synchronisierten Zustand keine Spannung liefert und deshalb die negativen Ausgangsimpulse von 4 nach Integrierung in 16 unverkürzt (ausgezogene Kurve 15) und ungeschwächt (ausgezogene Kurve 25) dem Oszillator 6 zugeführt werden, wie durch die Impulse 1 in den Fig. 2 und 3 angedeutet.
Ist dagegen f,> fo, so wird die Ausgangsspannung von 1e sehr niedrig sein, sofern die Synchronisation Hoch nicht erfolgt ist. Diese kann aber durch den zucrst ankommenden unverkürzten Synchronisierimpuls auf die in Fig. 1 dargestellte Weise eingeleitet werden, wonach ein ähnlicher Vorgang, wie oben geschildert, beginnen wird.
Beim Synchronisieren tritt aber eine Schwierigkeit auf im Zusammenhang mit der großen Zeitkonstante des Netzwerks 13. Sollten keine besonderen Maßnahmen getroffen werden, so würde die direkte Synchronisierung nach einigen Perioden die Synchronisierung bewirken und würde, falls die Zeitkonstante des Netzwerkes 24 klein ist in bezug auf die des Netzwerkes 18, das Dämpfungsnetzwerk 17 die Impulse bereits beträchtlich geschwächt haben, bevor die Ausgangsspannung von 18 den endgültigen erforderlichen Wert erreicht hat. Infolgedessen sind die Amplituden der direkten Synchroniserimpulse zu klein geworden, so daß die Snchronisierung wieder verlorengeht. Die Ausgangsspannung von 21 nimmt ab, wodurch die Amplitude der Synchronisierimpulse zunimmt, die Synchronisierung aufs neue erfolgt, wieder verlorengeht usw., so daß ein unstabiler Zustand entsteht.
Die Zeitkonstante des Netzwerks 24 muß aber stets viel kleiner als die Zeitkonstante des Netzwerkes 18 sein, weil, wenn die Synchronisierung aus irgendeinem Grunde verlorengeht, die unverkürzten und ungeschwächten Impulse immer möglichst schnell zur Verfügung stehen müssen, damit im Zeitpunkt, in dem die Spannung des Netzwerks 18 abgesunken ist, die Synchronisierung unverzüglich erfolgen kann. Um bei einer Zeitkonstante von 24, die klein in bezug auf die des Netzwerks 18 ist, eine stabile Schaltung zu ermöglichen, soll das Sägezahnsignal nicht in der Phase umgekehrt werden, bevor es dem Differenzierungsnetzwerk 23 zugeführt wird. Infolgedessen fallen im Außer-Tritt-Zustand die Synchronisier- und Rücklaufimpulse überhaupt nicht zusammen, und bei erfolgter Synchronisierung werden die beiden Impulse immer mehr zusammenfallen, wodurch die mittels des Netzwerks 24 geglättete Ausgangsspannung von 21 immer mehr ansteigen wird. Infolgedessen werden die Impulse 1 immer mehr geschwächt, was bedeutet, daß die Neigung der dreieckförmigen Impulse abnimmt. Da die Ausgangsspannung des Netzwerks 18 viel langsamer wächst, wird sich die Linie 10 einstweilen nicht verschieben, und daraus geht hervor, daß sich die Synchronisierimpulse 1 in den Fig. 2 und 3 in bezug auf das Signal 2 nach links verschieben werden, weil der Schnittpunkt der Signale 1 und 2 etwa auf der gleichen Höhe liegenbleiben muß. Der Phasenunterschied zwischen den Synchronisier-und Rücklaufimpulsen nimmt zu, und hieraus geht hervor, wie aus den Fig. 8 und 9 ersichtlich ist, daß die Impulsdauer des Ausgangssignals von 21 abnimmt und infolgedessen die mittlere Steuerspannung für das Dämpfungsnetzwerk abnehmen wird. Infolgedessen nimmt die Schwächung ab und geht die Synchronisierung nicht verloren. Die Ausgangsspannung des Netzwerks 18 kann langsam aufgebaut werden, wodurch die Linie 10 nach oben und die Synchronisierimpulse sich wieder nach rechts schieben können.
Die Schwächungsschaltung ist deshalb selbstbremsend, und unabhängig von dem Unterschied in der Zeitkonstante zwischen den Netzwerken 18 und 24 wird das Hin- und Herschieben der Impulse 1 ein paarmal auftreten können. Diese Bewegung ist als eine gedämpfte Schwingung zu betrachten, die in dem Augenblick endigt, in dem die Ausgangsspannung von 18 ihren endgültigen Wert erreicht.
Fig.10 zeigt eine Ausbildung mit Entladungsröhren, bei der entsprechende Teile mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind. Der Oszillator 6 ist, wie erwähnt, als ein Miller-Transitron-Oszillator ausgebildet mittels einer Pentodenröhre, von deren Anode das Sägezähnsignal 7 bezogen wird. Dieses Signal wird einerseits über den Phasenumkehrer 8 dem Phasendetektor 4 und andererseits über das aus dem Kondensator 30 und dem Widerstand 31 bestehende Differenzierungsnetzwerk 23 der Anode der Triode 32 zugeführt, die einen Teil des zweiten Phasendetektors 21 bildet und an dessen Steuergitter das rechteckige Synchronisiersignal 3 über den Gitterkondensator 47 und den Ableitwiderstand 48 geführt wird. Weil Gitterstrom zu fließen anfängt, wird die benötigte negative Vorspannung für die Röhre 32 erzeugt.
Der Phasendetektor 4 besteht aus einer Mehrgitterröhre 33, an deren Steuergitter das in der Phase umgekehrte Signal 7 als Vergleichssignal 9 über einen Gitterkondensator 34 und einen Ableitwiderstand 35 geführt wird. Da die Kathode dieser Röhre mittels der Batterie 36 auf ein negatives Potential gegen Erde gebracht worden ist, tritt in den Spitzen des Signals 9 Gitterstrom auf, der das Signal 9 begrenzt, so daß die in Fig. 5 b bzw. 6 b dargestellte flache Spitze entsteht. Außerdem wird der Kondensator 34 vom Gitterstrom aufgeladen, was die erforderliche negative Gitterspannung ergibt. Dem zweiten Steuergitter der Röhre 33 wird das Synchronisiersignal3 über den Gitterkondensator 49 und Ableitwiderstand 50 zugeführt, wobei durch den Gitterstrom die benötigte negative Vorspannung für dieses zweite Steuergitter erhalten wird. Die Anode dieser Röhre liegt über die Widerstände 37 und 38 an Erde und hat infolgedessen, ohne ankommendes Signal; Erdpotential. Die Schirm-Bitter können auf ein geringes positives Potential gegen Erde gebracht. werden oder aber Erdpotential haben, entsprechend der gewünschten Einstellung. Durchfließt nun die Röhre 33 ein impulsförmiger Strom, entsprechend den Fig. 5 c und 6 c für einen Gleichlaufzustand und in Fig. 7 c für einen nicht synchronisierten Zustand, so wird beim Fließen dieses impulsförmigen Stroms die Anode negativ gegen Erde. Die so entstandenen Impulsspannungen 5 werden durch das aus dem Widerstand 37 und dem Kondensator 39 bestehende Integrationsnetzwerk 16 integriert und als integrierte Impulse 15 über den Kopplungskondensator 40 dem Dämpfungsnetzwerk 17 zugeführt. -Dieses Dämpfungsnetzwerk 17 besteht aus der Parallelschaltung einer Diode 41 und eines Widerstandes 42. Im nicht synchronisierten Zustand liefert der Phasendetektor 21 keine Spannung, so daß die Diode 41 nicht gesperrt wird und die Impulse 15 unverkürzt und ungeschwächt über den Kondensator 43 zur direkten Synchronisierung dem Fanggitter der Pentode 44 zugeführt werden.
Im Gleichlaufzustand dagegen liefert der Detektor 21 entsprechend dem Phasenunterschied zwischen Synchronisier- und Rücklaufimpulsen eine gewisse Spannung, die vom Filter 24 geglättet wird und die Diode mehr oder weniger sperrt. Infolgedessen wird der Gesamtwiderstandswert der Parallelschaltung 41, 42 größer und werden die Impulse 15 geschwächt. Die über den Kondensator 39 erzeugten negativen Impulse 15 werden über den Widerstand 37 ebenfalls dem aus dem Widerstand 38 und dem großen Kondensator 45 bestehenden Glättungsnetzwerk 18 zugeführt. Mittels dieses Netzwerks werden die Impulse 15 möglichst geglättet, so daß über den Kondensator 45 eine negative Gleichspannung entsteht, die über den Ableitwderstand 46 dem Fanggitter der Röhre 44 zugeführt wird.
Ist diese negative Spannung klein, so wird bei abnehmender Anodenspannung der Punkt, an dem der Anodenstrom in der Röhre 44 zugunsten des Schirmgitterstroms gesperrt wird, später erreicht als bei einer höheren negativen Spannung an diesem Fang-Bitter. Aus diesem Grunde hebt sich die Linie 10 in den Fig. 2 und 3, in denen das Signal 2 die Spannung an der Anode der Röhre 44 darstellt, bei wachsender Ausgangsspannung von 18, und deshalb sind auch die negativ gerichteten Impulse 25 auf die in den Fig. 2, 3 und 4 dargestellte Weise abgebildet. (Die Impulse 25 sind in den Fig. 2 und 3 mit den Bezugszeichen l., 26 bzw. 27 bezeichnet:) Es leuchtet ein, daß bei Verwendung eines anderen Kippschwingungsoszillatortyps auch die Polaritäten der unterschiedlichen Spannungen angepaßt werden sollen. Der Gedanke des dreieckigen Synchronisiersignals gilt aber unverändert. Dies ist im vorstehenden bereits für einen Sperroszillator dargestellt, aber auch bei der Verwendung einer selbstschwingenden Multivibratorschaltung mit zwei Entladungsröhren als Kippschwingungsoszillator muß eine negative Vorspannung für ein Steuergitter von einer der beiden Röhren mit einer positiven Regelspannung des Phasendetektors 4 kombiniert werden.
Sollte der Phasendetektor 4 im Falle des Multivibrators auf die gleiche Weise wie im vorliegenden Ausführungsbeispiel verwendet werden, so soll die Röhre, an deren Steuergitter die Synchronisierimpulse 1 geführt werden, kürzer als die andere Röhre gesperrt sein, und zwar entsprechend einem gleichen Teil der Periodenzeit, wie für die flache Spitze des Vergleichssignals 9 in den Fig. 5b, 6b und 7 b angedeutet ist.
Wesentlich ist immer, daß im Gleichlaufzustand das dem Phasendetektor 4 zugeführte Vergleichssignal den diesen Detektor durchfließenden Strom sperrt in dem oder kurz nach dem Zeitpunkt, in dem der Rücklauf des Oszillators eingeleitet wird. Im Falle der selbstschwingenden Multivibratorschaltung ist als Beginn dieses Rücklaufs der Augenblick zu betrachten, in dem die in ihrem Gitterkreis geregelte Röhre durch die Synchronisierimpulse entsperrt wird.
Die Därnpfungsschaltung ist nicht unbedingt erforderlich. Wenn man sich mit einer größeren Störungsempfindlichkeit begnügt, können die Synchronisierimpulse eine größere Amplitude im Gleichlaufzustand haben und wird auch die Verstärkung des Detektors 4 größer sein müssen, als wenn die Synchronisierimpulse geschwächt werden.
Ebenfalls leuchtet es ein, daß in sämtlichen Fällen, in denen man einen Kippschwingungsoszillator mit einer verhältnismäßig niedrigen Eigenfrequenz mittels rechteckförmiger Synchronisierimpulse zu synchronisieren wünscht und große Frequenzabweichungen zwischen der Frequenz des Synchronisiersignals und der Eigenfrequenz des Kippschwingungsoszillators auftreten können, die Schaltungsanordnung nach der Erfindung brauchbar ist. Wünscht man die Impulsdauer der für die direkte Synchronisierung benutzten dreieckigen Impulse nicht zu verkürzen, so ist es nicht erforderlich, diese über das Integrationsnetzwerk 16 dem Detektor 4 zu entnehmen. In diesem Falle kann eine Eingangsklemme des Integrationsnetzwerks 16 unmittelbar mit dem Synchronisierabtrenner im Empfänger und das Glättungsnetzwerk 18 mit der Ausgangsklemme des Phasendetektors 4 verbunden werden.
Der durch die Linie 11 in Fig. 1 angedeutete Begrenzungspegel kann dann verschoben werden, so daß die Dauer der flachen Spitze des Vergleichssignals 9 verkürzt wird. Im nicht synchronisierten Zustand kann die Ausgangsspannung des Phasendetektors 4 infolgedessen kleiner sein.
Auch brauchen die rechteckigen Synchronisierimpulse nicht unmittelbar dem Phasendetektor zugeführt werden, sondern sie können auch erst über ein Verformungsnetzwerk geleitet werden, denn es kommt in erster Linie auf die Phasenlage der Synchronisierimpulse gegenüber dem Vergleichssignal an, aber nicht so sehr auf die Impulsform.

Claims

PATENTANSPRÜCHE: 1. Schaltungsanordnung zum Synchronisieren eines Kippschwingungsoszillators, insbesondere des Oszillators zur Erzeugung der Steuerspannung für die Bildablenkschaltung eines Fernsehempfängers, mittels rechteckiger Synchronisierimpulse, die direkt oder verformt einem Phasendetektor zugeführt werden, dem außerdem ein dem Kippschwingungsoszillator entnommenes Vergleichssignal zugeleitet wird, wobei die Ausgangsspannung des Phasendetektors in einem Glättungsnetzwerk im wesentlichen bis zu einer Gleichspannung gesiebt wird, welches Glättungsnetzwerk mit einem Steuereingang des Oszillators verbunden ist und welche Schaltungsanordnung zur direkten Synchronisation einen Kanal enthält, über den die rechteckigen Synchronisierimpulse dem Oszillator zugeführt werden, dadurch gekennzeichnet, daß der Kanal ein integrierendes Netzwerk enthält zum Integrieren der rechteckigen Impulse, bevor diese zur direkten Synchronisation an den Oszillator gelangen.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Phasendetektor ein derart eingestellter asymmetrischer Detektor verwendet ist, daß er bei fehlender Synchronisierung keine oder im wesentlichen keine Spannung liefert.
3. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß das dem Oszillator entnommene Vergleichssignal dem Phasendetektor mit einer solchen Polarität zugeführt wird, daß dieser im Gleichlaufzustand gesperrt wird in dem oder kurz nach dem Zeitpunkt, in dem ein Rücklauf des Kippschwingungsoszillators durch die integrierten Synchronisierimpulse eingeleitet wird.
4. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß derjenige Teil einer Periodenzeit des Vergleichssignals, in dem dieses Signal einen den Phasendetektor entsperrenden Wert erreicht, die Impulsdauer eines rechteckigen Synchronisierimpulses übersteigt.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang des das Integrationsnetzwerk enthaltenden Kanals mit dem Ausgang des Phasendetektors verbunden ist.
6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 4 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte Kanal ein gesondert gesteuertes Dämpfungsnetzwerk enthält, das mit dem Ausgang des Integrationsnetzwerks verbunden ist.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, bei der das Dämpfungsnetzwerk mittels der geglätteten Ausgangsspannung eines zweiten Phasendetektors gesteuert wird, dem die rechteckigen Synchronisierimpulse und ein dem Oszillator entnommenes Vergleichssignal zugeführt werden, dadurch gekennzeichnet, daß das Vergleichssignal mit einer solchen Polarität dem zweiten Phasendetektor zugeführt wird, daß dieser im Gleichlaufzustand entsperrt wird im oder kurz nach dem Zeitpunkt, in dem ein Rücklauf des Kippschwingungsoszillators durch die integrierten Synchronisierimpulse eingeleitet wird. B.
Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei der der Kippschwingungsoszillator als ein Miller-Transitron-Oszillator mit einer Pentodenröhre ausgebildet ist und der erstgenannte Phasendetektor mittels einer Mehrgitterröhre als ein Koinzidenzdetektor geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß das der Anode der Pentodenröhre entnommene sägezahnförmige Signal über eine Phasenumkehreinrichtung und über einen Gitterkondensator und einen Ableitwiderstand einem ersten Steuergitter des Koinzidenzdetektors zugeführt wird, dessen Kathode an einer gegen Erde negativen Spannung liegt.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das der Anode der Pentodenröhre entnommene Sägezahnsignal über ein differenzierendes Netzwerk dem zweiten, ebenfalls als Koinzidenzdetektor geschalteten Phasendetektor zugeführt wird. In Betracht gezogene Druckschriften: Deutsche Patentschrift Nr. 965 500.