DE112015005387T5

DE112015005387T5 - Schaltelement-Treiberschaltung

Info

Publication number: DE112015005387T5
Application number: DE112015005387.5T
Authority: DE
Inventors: Yasushi Nakamura; Yuji Takakura
Original assignee: Aisin AW Co Ltd
Current assignee: Aisin Corp
Priority date: 2015-02-16
Filing date: 2015-12-10
Publication date: 2017-08-24
Also published as: US20170373677A1; JP6376272B2; US10298220B2; CN107210737B; WO2016132630A1; JPWO2016132630A1; CN107210737A

Abstract

Es wird eine Schaltelement-Treiberschaltung 1 bereitgestellt, die derart konfiguriert ist, dass sie einen Einfluss einer parasitären Kapazität auf einen Steueranschluss eines Schaltelements unterdrückt und eine Abweichung der Lastverteilung in der Schaltung verringert. Eine Schaltelement-Treiberschaltung 1 steuert ein Hauptschaltelement TR an, indem ein Steueranschluss des Hauptschaltelements TR mit einem Treibersignal versorgt wird. Ein Bezugspotential Vref ist mit einem Sourceanschluss oder einem Emitteranschluss des Hauptschaltelements TR verbunden. Eine Resonanzsteuerschaltung 3 weist einen Induktor L1 auf, dessen einer Anschluss mit der Steueranschluss Seite verbunden ist und dessen anderer Anschluss mit der Bezugspotential Vref Seite verbunden ist. Die Resonanzsteuerschaltung 3 ist zwischen dem Steueranschluss und dem Bezugspotential Vref derart verbunden, dass eine Resonanzschaltung zusammen mit einer parasitären Kapazität PC des Hauptschaltelements TR gebildet wird. Die Schaltelement-Treiberschaltung 1 weist zusätzlich eine Vorspannungsschaltung 5 auf, die ein Potential eines Anschlusses der Resonanzsteuerschaltung 3 auf der gegenüberliegenden Seite von dem Steueranschluss zu einem Vorspannungspotential Vb, der sich von dem Bezugspotential Vref unterscheidet, einstellt.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltelement-Treiberschaltung, die einen Steueranschluss eines Schaltelements mit einem Treibersignal zum Ansteuern des Schaltelements bereitstellt.
STAND DER TECHNIK
Ein Schaltelement, wie beispielsweise ein FET (Field Effect Transistor; Feldeffekttransistor) und ein IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor; Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode), wird beispielsweise betrieben, wenn ein Treibersignal derart bereitgestellt wird, dass eine Potentialdifferenz zwischen einem Gateanschluss (Steueranschluss) und einem Sourceanschluss erzeugt wird. Eine parasitäre Kapazität liegt zwischen dem Gateanschluss und dem Sourceanschluss des Schaltelements, und eine Verlustleistung tritt auf, wenn die parasitäre Kapazität geladen wird. Die Verlustleistung ist proportional zur Schaltfrequenz. Daher wird, wenn die Schaltfrequenz höher wird, die Verlustleistung für die Treiberschaltung, die das Schaltelement ansteuert, größer, was einen Nachteil verursachen kann, wie etwa eine Zunahme der Dimensionierung der Schaltung oder einer Leistungsquelle für die Treiberschaltung.
Die japanische Patentanmeldung mit der Veröffentlichungsnummer 3-60360 (Patentdokument 1) offenbart eine Gate-Treiberschaltung, die eine Parallelresonanzschaltung aufweist, um einen Einfluss einer parasitären Kapazität zu unterdrücken. Die Gate-Treiberschaltung weist einen Induktor auf, der eine Parallelresonanzschaltung mit der parasitären Kapazität bildet und weist eine Rektifikationsschaltung auf, welche die Richtung bestimmt, in der ein Strom angelegt wird, so dass eine Ladung zwischen dem Induktor und der parasitären Kapazität hin- und herfließt. Die Rektifikationsschaltung weist einen Schalter (Schaltelement) auf, der das Anlegen und die Blockierung des Stroms steuert (für das zuvor geschriebene siehe 1 usw. des Patentdokuments 1). Eine ähnliche Konfiguration ist auch in der US-Patentanmeldung mit der Veröffentlichungsnummer 2012/0176176 A1 (Patentdokument 2) beschrieben. Bei derartigen Gate-Treiberschaltungen wird grundsätzlich Energie zwischen der parasitären Kapazität und dem Induktor ausgetauscht, um die Verlustleistung zu mindern.
Das Treibersignal gemäß Patentdokument 1 ist ein positives und negatives bipolares Signal, das symmetrische positive und negative Potentiale in Bezug auf ein Bezugspotential aufweist. In einigen Elementen wie einem MOSFET, der Siliciumcarbid (SiC) verwendet, ist jedoch die Spannungsfestigkeit gegenüber einem negativen Potential in Bezug auf ein Bezugspotential niedriger als die Spannungsfestigkeit gegenüber einem positiven Potential. Daher kann in dem Fall, in dem ein SiC-MOSFET unter Verwendung eines derartigen positiven und negativen bipolaren Treibersignals angesteuert wird, ein positives und negatives bipolares Signal, das asymmetrische positive und negative Potentiale in Bezug auf ein Bezugspotential aufweist, erforderlich sein. Da das Treibersignal gemäß dem Patentdokument 1 ein positives und negatives bipolares Signal ist, das symmetrische positive und negative Potentiale in Bezug auf das Bezugspotential aufweist, ist ein Strom, der zwischen der parasitären Kapazität und dem Induktor hin- und herfließt, im Wesentlichen gleich (siehe zum Beispiel 3 des Patentdokuments 1). Zusätzlich sind die Leistung und der Strom, die von einer positiven Leistungsquelle und einer negativen Leistungsquelle, die eine Leistungsquelle für Treiberimpulse bilden, verbraucht werden, ebenfalls im Wesentlichen gleich.
In dem Fall, in dem das Treibersignal ein positives und negatives bipolares Signal ist, das asymmetrische positive und negative Potentiale in Bezug auf das Bezugspotential aufweist, ist andererseits der Strom, der zwischen der parasitären Kapazität und dem Induktor hin- und herfließt, ebenfalls nicht gleich. In dem Fall, in dem die Leistungsquelle für Treiberimpulse eine positive und negative bipolare Leistungsquelle ist, sind zusätzlich die Leistung und der Strom, die von der positiven Leistungsquelle und der negativen Leistungsquelle verbraucht werden, ebenfalls nicht gleich. Daher kann, während ein bestimmter Effekt beim Vermindern der Verlustleistung erhalten werden kann, eine Last auf eine Treiberschaltung, die das Schaltelement oder eine Leistungsquelle ansteuert, welche die Treiberschaltung mit Leistung versorgt, erhöht werden. Zusätzlich kann es notwendig sein, eine Komponente mit einer hohen Dehngrenze zu verwenden, die der Größenordnung des Verbrauchsstroms entspricht, oder die Beschaffungskosten können aufgrund der Verwendung von Komponenten mit unterschiedlichen Spezifikationen zwischen der positiven Seite und der negativen Seite erhöht sein. Des Weiteren kann in der Wellenform des Treibersignals für das Schaltelement eine unbeabsichtigte Unterschwingung oder dergleichen erzeugt werden und kann die Spannungsfestigkeit des Gateanschlusses (Steueranschluss) des anzusteuernden Schaltelements überschreiten.
[Gattungsgleiche Anmeldungen]
[Patentdokumente]

[Patentdokument 1] Japanische Patentanmeldung mit der Veröffentlichungsnummer 3-60360 ( JP 3-60360 A )
[Patentdokument 2] US-Patentanmeldung mit der Veröffentlichungsnummer 2012/01 761 76 A1

ZUSAMMENFASSUNG
[Problem, das mittels der Erfindung gelöst werden soll]
In Hinblick des zuvor beschriebenen Standes der Technik ist es erwünscht, eine Technik bereitzustellen, die derart konfiguriert ist, dass sie eine Verlustleistung für eine Treiberschaltung vermindert, die ein Schaltelement unter Verwendung eines positiven und negativen bipolaren Signals ansteuert, das asymmetrische positive und negative Potentiale in Bezug auf ein Bezugspotential als ein Treibersignal aufweist, und um eine Abweichung der Lastverteilung in der Treiberschaltung zu reduzieren.
[Mittel zur Lösung des Problems]
Im Hinblick auf das zuvor beschriebene ist eine Schaltelement-Treiberschaltung gemäß einem Aspekt
eine Schaltelement-Treiberschaltung, die ein Hauptschaltelement durch Bereitstellen eines Steueranschlusses des Hauptschaltelements mit einem Treibersignal ansteuert, das Hauptschaltelement einen Erdanschluss aufweist, der ein Sourceanschluss oder ein Emitteranschluss ist, und an den das Bezugspotential angeschlossen ist, wobei die Schaltelement-Treiberschaltung umfasst:
einen Induktor, dessen einer Anschluss mit einer Steueranschluss Seite verbunden ist und dessen anderer Anschluss mit einer Bezugspotential Seite verbunden ist;
einen ersten Strompfad, in dem ein erstes Rektifikationselement, dessen Vorwärtsrichtung eine Richtung von der Steueranschluss Seite zur Bezugspotential Seite ist, und ein erster Schalter miteinander in Reihe geschaltet sind; und
einen zweiten Strompfad, in dem ein zweites Rektifikationselement, dessen Vorwärtsrichtung eine Richtung von der Bezugspotential Seite zur Steueranschluss Seite ist, und ein zweiter Schalter miteinander in Reihe geschaltet sind, wobei:
eine Resonanzsteuerschaltung, die durch miteinander in Reihe Schalten einer Rektifikationsschaltung, in welcher der erste Strompfad und der zweite Strompfad parallel miteinander geschaltet sind, und dem Induktor gebildet wird;
die Resonanzsteuerschaltung zwischen dem Steueranschluss und dem Bezugspotential derart verbunden ist, dass eine parasitäre Kapazität zwischen dem Steueranschluss und dem Erdanschluss des Hauptschaltelements und die Resonanzsteuerschaltung eine Resonanzschaltung bilden; und
die Schaltelement-Treiberschaltung zusätzlich eine Vorspannungsschaltung aufweist, die ein Potential eines Anschlusses der Resonanzsteuerschaltung auf der gegenüberliegenden Seite von der Steueranschluss Seite zu einem Vorspannungspotential, der sich von dem Bezugspotential unterscheidet, einstellt.
Das Treibersignal für das Hauptschaltelement vermindert eine Verlustleistung aufgrund der parasitären Kapazität durch Energieaustausch mittels der Parallelresonanzschaltung, die aus der parasitären Kapazität und dem Induktor gebildet ist. Der Parallelresonanzschaltung ist sehr effektiv in dem Fall, in dem das Treiberssignal ein positives und negatives bipolares Signal ist, das in Bezug zu dem Bezugspotential symmetrisch ist. In dem Fall, in dem das Treibersignal ein asymmetrisches positives und negatives bipolares Signal ist, beeinflusst eine Gleichstromkomponente aufgrund der Asymmetrie der Amplitude des Treibersignals in Bezug zu dem Bezugspotential die Resonanzschaltung. Bei der zuvor beschriebenen Konfiguration kann jedoch die Gleichstromkomponente durch das Vorspannungspotential aufgehoben werden. Infolgedessen ist es möglich, eine Verlustleistung für die Treiberschaltung zu vermindern, die das Hauptschaltelement unter Verwendung eines positiven und negativen bipolaren Signals ansteuert, das asymmetrische positive und negative Potentiale in Bezug auf das Bezugspotential als Treibersignal aufweist und um eine Abweichung der Lastverteilung in der Treiberschaltung zu reduzieren.
Weitere Merkmale und Vorteile der Schaltelement-Treiberschaltung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels mit Bezug auf die Zeichnung.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
1 ist ein schematisches Blockschaltbild, das die Grundkonfiguration einer Gate-Treiberschaltung darstellt.
2 ist ein schematisches Schaltbild, das ein Beispiel der Konfiguration der Gate-Treiberschaltung darstellt.
3 ist ein Wellenformdiagramm, das ein Beispiel der Wellenform eines Treibersignals darstellt.
4 ist ein Wellenformdiagramm, das ein Beispiel der Wellenform eines Stroms darstellt, der durch eine Resonanzspule fließt.
5 ist ein Wellenformdiagramm, das ein Beispiel der Wellenform eines Stroms darstellt, der durch eine Leistungsquelle fließt.
6 ist ein Wellenformdiagramm, das ein weiteres Beispiel der Wellenform des Treibersignals darstellt.
7 ist ein Wellenformdiagramm, das ein weiteres Beispiel der Wellenform des Stroms darstellt, der durch die Resonanzspule fließt.
8 stellt das Prinzip für das Einstellen eines Vorspannungspotentials dar.
9 ist ein schematisches Schaltbild, das ein weiteres Beispiel der Konfiguration der Gate-Treiberschaltung darstellt.
10 ist ein Wellenformdiagramm, das ein Beispiel von Schwankungen der Wellenform eines Gate-Treibersignals darstellt.
11 ist ein Wellenformdiagramm, das ein Beispiel von Schwankungen der Wellenform eines Stroms darstellt, der durch die Resonanzspule fließt.
12 ist ein schematisches Schaltbild, das ein anderes Beispiel der Konfiguration der Gate-Treiberschaltung darstellt.
13 ist ein schematisches Schaltbild, das ein anderes Beispiel der Konfiguration der Gate-Treiberschaltung darstellt.
14 ist ein schematisches Schaltbild, das ein anderes Beispiel der Konfiguration der Gate-Treiberschaltung darstellt.
15 ist ein schematisches Schaltbild, das ein Vergleichsbeispiel der Gate-Treiberschaltung darstellt.
ARTEN ZUR AUSFÜHRUNG DER ERFINDUNG
Eine Schaltelement-Treiberschaltung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird nachfolgend in Bezug auf die Zeichnung beschrieben. 1 ist ein schematisches Blockschaltbild, das die Grundkonfiguration einer Gate-Treiberschaltung (Schaltelement-Treiberschaltung) darstellt. 2 ist ein schematisches Schaltbild, das ein Beispiel der Konfiguration der Gate-Treiberschaltung darstellt, die der Grundkonfiguration entspricht. 15 ist ein schematisches Blockschaltbild, das ein Vergleichsbeispiel entsprechend der 1 darstellt. Eine Gate-Treiberschaltung 1 ist eine Schaltung, die einen Steueranschluss eines Hauptschaltelements TR mit einem Treibersignal SP zum Ansteuern des Hauptschaltelements TR bereitstellt.
In dem Ausführungsbeispiel ist ein MOS (Metal Oxide Semiconductor; Metall-Oxid-Halbleiter)-Typ FET als ein Beispiel des Hauptschaltelements TR dargestellt, und der Steueranschluss ist ein Gateanschluss. Das Hauptschaltelement TR ist in einem Aspekt einer source-geerdeten Schaltung mit einem Sourceanschluss verbunden, der als Erdanschluss dient. In dem Fall, in dem das Hauptschaltelement TR ein IGBT ist, ist das Hauptschaltelement TR in einem Aspekt einer emitter-geerdeten Schaltung mit einem Emitteranschluss verbunden, der als Erdanschluss dient. Ein Bezugspotential Vref, das allgemein als ”Erde” bezeichnet wird, ist mit dem Sourceanschluss oder dem Emitteranschluss verbunden. In der folgenden Beschreibung wird der Erdanschluss einfach als ”Sourceanschluss” bezeichnet. In dem Fall, in dem das Hauptschaltelement TR ein IGBT oder dergleichen ist, kann selbstverständlich der ”Sourceanschluss” in der Beschreibung als ”Emitteranschluss” gelesen werden.
Bei dem in den 1 und 2 dargestellte Aspekt ist das Treibersignal SP ein bipolares Signal, das sowohl Potentiale in positiver als auch negativer Richtung in Bezug auf das Bezugspotential Vref aufweist. Das Hauptschaltelement TR geht von einem Aus-Zustand in einen An-Zustand über, wenn eine vorgeschriebene Spannung zwischen dem Gate und der Source angelegt wird. Hierbei kann in dem Fall, in dem eine Schwellenspannung für einen Zustandsübergang nahe dem Bezugspotential Vref liegt, das mit dem Sourceanschluss verbunden ist, das Hauptschaltelement TR aufgrund eines externen Störsignals oder dergleichen in den An-Zustand übergehen. In diesem Fall kann, wenn ein bipolares Signal als das Treibersignal SP verwendet wird, das Hauptschaltelement TR stabil in den Aus-Zustand gebracht werden, indem ein Potential bereitgestellt wird, das niedriger als das Bezugspotential Vref ist. Beispielsweise hat ein MOSFET, der Siliciumcarbid (SiC) verwendet, eine relativ niedrige Schwellenspannung. Somit wird ein solches bipolares Signal vorzugsweise in dem Fall als das Treibersignal SP verwendet, in dem das Hauptschaltelement TR ein SiC-MOSFET oder dergleichen ist.
Die in den 1 und 2 dargestellte Gate-Treiberschaltung 1 weist eine Leistungsquellenschaltung PS auf, die eine bipolare Leistungsquelle ist, um das Treibersignal SP, das ein bipolares Signal ist, zu erzeugen. In der Leistungsquellenschaltung PS sind eine positive Leistungsquelle BP und eine negative Leistungsquelle BN miteinander in Reihe geschaltet, wobei der Verbindungspunkt dazwischen am Bezugspotential Vref liegt. Das heißt, die positive Leistungsquelle BP stellt der Gate-Treiberschaltung 1 ein Potential bereit (positives Potential Vcc), das in Bezug auf das Bezugspotential Vref positiv ist, und die negative Leistungsquelle BN stellt der Gate-Treiberschaltung 1 ein Potential bereit (negatives Potential Vee), das in Bezug auf das Bezugspotential Vref negativ ist. Hier ist das Bezugspotential Vref Null und die Leistungsquellenschaltung PS stellt der Gate-Treiberschaltung 1 eine Spannung von ”|Vcc| + |Vee|” bereit. Bei dem Ausführungsbeispiel unterscheidet sich der Absolutwert (|Vcc|) des positiven Potentials Vcc relativ zu dem Bezugspotential Vref und der Absolutwert (|Vee|) des negativen Potentials Vee relativ zu dem Bezugspotential Vref voneinander. In dem Ausführungsbeispiel ist zusätzlich ”|Vcc| < |Vee|” erfüllt und der Absolutwert (|Vcc|) des positiven Potentials Vcc ist relativ zu dem Bezugspotential Vref größer als der Absolutwert (|Vee|) des negativen Potentials Vee relativ zu dem Bezugspotential Vref. Das heißt, die Leistungsquellenschaltung PS weist eine positive und negative bipolare Leistungsquelle mit asymmetrischen positiven und negativen Potentialen auf.
Wie zuvor besprochen, ist das Treibersignal SP vorzugsweise ein bipolares Signal in dem Fall, in dem das Hauptschaltelement TR ein SiC-MOSFET oder dergleichen ist. Es sei jedoch angemerkt, dass die Spannungsfestigkeit zu einem negativen Potential in einigen SiC-MOSFETs niedriger ist als die Spannungsfestigkeit zu einem positiven Potential. Bei dem Ausführungsbeispiel, bei dem SiC-MOSFETs mit solchen Eigenschaften angenommen werden, wird das Treibersignal SP, das ein bipolares Signal ist, durch eine positive und negative bipolare Leistungsquelle (Leistungsquellenschaltung PS) erzeugt, in welcher der Absolutwert (|Vcc|) des positiven Potentials Vcc relativ zu dem Bezugspotential Vref größer ist als der Absolutwert (|Vee|) des negativen Potentials Vee relativ zu dem Bezugspotential Vref.
Eine Treibersignal-Erzeugungsschaltung 2 erzeugt das Treibersignal SP, das eine Spannungsamplitude in einem von der Leistungsquellenschaltung PS bereitgestellten Bereich auf der Basis eines Taktsignals TP von einer Steuervorrichtung (nicht dargestellt) wie einem Mikrocomputer aufweist. Die Treibersignal-Erzeugungsschaltung 2 wird durch miteinander in Reihe Schalten eines oberen Schalters 21, der mit dem positiven Pol der Leistungsversorgungsschaltung PS verbunden ist, und einem unteren Schalter 22 gebildet, der mit dem negativen Pol der Leistungsversorgungsschaltung PS verbunden ist. Wenn einer von dem oberen Schalter 21 und dem unteren Schalter 22 ausschließlich in den An-Zustand gebracht wird, wird das Treibersignal SP erzeugt, das einen Zustand aufweist, in dem der Signalpegel auf dem positiven Potential Vcc ist, und einen Zustand, in dem der Signalpegel auf dem negativen Potential Vee ist. Das Treibersignal SP wird über einen Strom begrenzungswiderstand R3 in den Gateanschluss des Hauptschaltelements TR eingegeben.
2 stellt ein spezielles Beispiel der Schaltungskonfiguration der Treibersignal-Erzeugungsschaltung 2 dar. Hierbei sind die beiden Schalter (21, 22) der Treibersignal-Erzeugungsschaltung 2 jeweils aus einem Transistor eines Bipolartyps gebildet. Der obere Schalter 21 ist ein NPN-Typ Transistor und der untere Schalter 22 ist ein PNP-Typ Transistor. Einer von dem NPN-Typ Transistor und dem PNP-Typ Transistor wird ausschließlich in Übereinstimmung mit dem Zustand des Taktsignals TP in den AN-Zustand gebracht (in Übereinstimmung damit, ob der Signalpegel des Taktsignals TP in einem hohen Zustand oder in einem niedriger Zustand ist). Wie später besprochen wird, wird das Taktsignal TP über eine integrierte Schaltung in die Basisanschlüsse der beiden Transistoren eingegeben, und daher werden die beiden Transistoren derart gesteuert, das sie nicht gleichzeitig in den An-Zustand gebracht werden. Ein Widerstand R21 und ein Widerstand R22 sind jeweils ein Widerstand als Schalter (21, 22), der einen Strom schaltet, der zwischen einem Kollektor und einem Emitter des Transistors fließt.
Ein Widerstand R20 und ein Kondensator C20 bilden eine integrierte Schaltung. Eine Ausgabe der integrierten Schaltung wird in die Steueranschlüsse der Schalter (21, 22) (die Basisanschlüsse der Transistoren) eingegeben. Der Kondensator C20 wird durch einen Pfad aufgeladen, der durch den Widerstand R21 hindurchgeht. Somit wird eine Zeit, die einer Zeitkonstante (τ = Widerstandswert × Kapazität) entspricht, die in Übereinstimmung mit dem Widerstandswert des Widerstands R20 und der Kapazität des Kondensators C20 bestimmt wird, genommen, bevor das Potential des Kondensators C20 von dem Bezugspotential Vref (= 0) auf das positive Potential Vcc oder das negative Potential Vee gebracht wird. Andererseits wird der Kondensator C20 über einen Punkt zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors einer von dem oberen Schalter 21 und von dem unteren Schalter 22 entladen. Somit ist die Zeit kurz, bevor das Potential des Kondensators C20 von dem positiven Potential Vcc oder von dem negativen Potential Vee auf das Bezugspotential Vref (= 0) gebracht wird. Aufgrund des Effekts der integrierten Schaltung wird die Zeit, zu der das Potential des Treibersignals SP auf das positive Potential Vcc als Reaktion auf einen Anstieg des Taktsignals TP gebracht wird, um eine Zeit verzögert, die der Zeitkonstante τ entspricht. Aufgrund des Effekts der integrierten Schaltung wird zusätzlich die Zeit, zu der das Potential des Treibersignals SP auf das negative Potential Vee als Reaktion auf einen Abfall des Taktsignals TP gebracht wird, ebenfalls um eine Zeit verzögert, die der Zeitkonstante τ entspricht.
Andererseits wird die Zeit, zu der das Potential des Treibersignals SP von dem positiven Potential Vcc variiert wird, im Wesentlichen mit einem Abfall des Taktsignals TP synchronisiert. Zusätzlich wird die Zeit, zu der das Potential des Treibersignals SP von dem negativen Potential Vee variiert wird, im Wesentlichen mit einem Anstieg des Taktsignals TPP synchronisiert. Wie zuvor besprochen, wird die Zeit, zu der das Potential des Treibersignals SP auf das positive Potential Vcc gebracht wird, und die Zeit, zu der das Potential des Treibersignals SP auf das negative Potential Vee als Reaktion auf Schwankungen des Taktsignals TP gebracht wird, um eine Zeit verzögert, die der Zeitkonstante τ entspricht. Somit wird das Potential des Treibersignals SP von dem positiven Potential Vcc in einen hohen Impedanz (Hi-Z) Zustand im Wesentlichen in Synchronität mit einem Abfall des Taktsignals TP gebracht.
In ähnlicher Weise wird das Potential des Treibersignals SP von dem negativen Potential Vee in den Hi-Z-Zustand im Wesentlichen in Synchronität mit einem Anstieg des Taktsignals TP gebracht. Im Hi-Z-Zustand bewirkt die Gate-Treiberschaltung 1 gemäß dem Ausführungsbeispiel eine Resonanzschaltung, um eine elektrische Oszillation zu erzeugen, wie nachfolgend beschrieben.
Eine parasitäre Kapazität PC in der Größenordnung von [nF] bis [pF] befindet sich zwischen dem Gate und der Source des Schaltelements wie einem FET. Ein n-Kanal-Typ FET, wie der in den 1 und 2 dargestellte, wird in den An-Zustand gebracht, indem an den Gateanschluss eine Spannung in der Vorwärtsrichtung in Bezug auf den Sourceanschluss angelegt wird. Das heißt, das Treibersignal SP steigt von einem Niedrigpotentialzustand zu einem Hochpotentialzustand an. Bei diesem Vorgang wird Energie des Treibersignals SP verwendet, um die parasitäre Kapazität PC aufzuladen, was eine Verlustleistung verursacht. Zusätzlich wird der Anstieg des Treibersignals SP beispielsweise durch Aufladen der parasitären Kapazität PC verzögert. Wenn die Schaltfrequenz zum An- und Ausschalten des Hauptschaltelements TR höher wird, ist die Verlustleistung aufgrund des parasitären Kapazität PC nicht vernachlässigbar.
Um einen Einfluss der parasitären Kapazität PC zu unterdrücken, weist die Gate-Treiberschaltung 1 eine Resonanzspule L1 (Induktor) auf, um eine Parallelresonanzschaltung mit der parasitären Kapazität PC zu bilden. Ein Anschluss der Resonanzspule L1 ist mit der Gateanschluss Seite (Steueranschluss) verbunden und der andere Anschluss der Resonanzspule L1 ist mit der Bezugspotential Vref Seite verbunden. Die Parallelresonanzschaltung ist durch miteinander parallel Schalten einer Resonanzsteuerschaltung 3, welche die Resonanzspule L1 aufweist, und der parasitären Kapazität PC gebildet. Die Resonanzsteuerschaltung 3 ist durch miteinander in Reihe Schalten einer Rektifikationsschaltung 4 und der Resonanzspule L1 gebildet.
Die Rektifikationsschaltung 4, die den Durchgang von Strömen in entgegengesetzten Richtungen ermöglicht, ist durch miteinander parallel Schalten eines ersten Strompfades 41 und eines zweiten Strompfades 42 gebildet. Der erste Strompfad 41 ist durch miteinander in Reihe Schalten einer ersten Rektifikationsschaltung D1, deren Vorwärtsrichtung die Richtung von der Gateanschluss (Steueranschluss) Seite zu der Bezugspotential Vref Seite ist, und einem ersten Schalter S1 gebildet. Das heißt, der erste Strompfad 41 ist ein Strompfad, der eine Bewegung von Energie von der parasitären Kapazität PC zu der Resonanzspule L1 ermöglicht. Der zweite Strompfad 42 ist durch miteinander in Reihe Schalten einer zweiten Rektifikationsschaltung D2, deren Vorwärtsrichtung die Richtung von der Bezugspotential Vref Seite zu der Gateanschluss (Steueranschluss) Seite, und einem zweiten Schalter S2 gebildet. Das heißt, der zweite Strompfad 42 ist ein Strompfad, der eine Bewegung von Energie von der Resonanzspule L1 zu der parasitären Kapazität PC ermöglicht.
In dem ersten Strompfad 41 und dem zweiten Strompfad 42 sind die in Reihe mit den Rektifikationselementen (D1, D2) geschalteten Schalter (S1, S2) aus FETs gebildet. Das Taktsignal TP wird über einen Strom begrenzungswiderstand zu den Gateanschlüssen der FETs eingegeben, die den ersten Schalter S1 und den zweiten Schalter S2 bilden. Der erste Schalter S1 ist ein p-Kanal-Typ FET und der zweite Schalter S2 ist ein n-Kanal-Typ FET. Einer von dem p-Kanal-Typ FET und dem n-Kanal-Typ FET wird ausschließlich in den AN-Zustand in Übereinstimmung mit dem Zustand des Taktsignals TP gebracht (in Übereinstimmung ob in dem hohen Zustand oder in dem niedrigen Zustand).
Wenn das Taktsignal TP von dem niedrigen Zustand in den hohen Zustand ansteigt, wird der n-Kanal-Typ FET, der den zweiten Schalter S2 bildet, in den AN-Zustand gebracht, so dass der zweite Strompfad 42 den Durchgang eines Stroms ermöglicht. Der zweite Strompfad 42 ist ein Strompfad, der eine Bewegung von Energie von der Resonanzspule L1 zu der parasitären Kapazität PC ermöglicht. Somit wird die parasitäre Kapazität PC durch die Energie der Resonanzspule L1 aufgeladen, um das Potential des Gateanschlusses des Hauptschaltelements TR zu erhöhen.
Nachdem das Taktsignal TP ansteigt, befindet sich das Treibersignal SP in dem Hi-Z-Zustand, bis eine Zeit, die der zuvor besprochenen Zeitkonstante τ entspricht, verstrichen ist. Somit wird das Hauptschaltelement TR durch die Energie der Resonanzspule L1 angesteuert, nachdem das Taktsignal TP ansteigt und bis die Zeit, die der Zeitkonstante τ entspricht, verstrichen ist. Nachdem die Zeit, die der Zeitkonstante τ entspricht, verstrichen ist, wird Leistung von der Leistungsquellenschaltung PS (in diesem Fall der positiven Leistungsquelle BP) über die Treibersignal-Erzeugungsschaltung 2 geliefert, um das Hauptschaltelement TR anzusteuern.
Wenn das Taktsignal TP von dem hohen Zustand in den niedrigen Zustand abfällt, wird der p-Kanal-Typ FET, der den ersten Schalter 51 bildet, in den AN-Zustand gebracht, so dass der erste Strompfad 41 den Durchgang eines Stroms ermöglicht. Der erste Strompfad 41 ist ein Strompfad, der eine Bewegung von Energie der parasitären Kapazität PC zu der Resonanzspule L1 ermöglicht. Somit wird die in der parasitären Kapazität PC geladene Energie in die Resonanzspule L1 bewegt. Nachdem das Taktsignal TP abfällt, befindet sich das Treibersignal SP im Hi-Z-Zustand, bis eine Zeit, die der zuvor besprochenen Zeitkonstante τ entspricht, verstrichen ist. Somit wird das Potential des Gateanschlusses des Hauptschaltelements TR durch die Bewegung der Energie zu der Resonanzspule L1 reduziert, nachdem das Taktsignal TP abfällt und bis die Zeit, die der Zeitkonstanten τ entspricht, verstrichen ist. Nach Ablauf der Zeit, die der Zeitkonstante τ entspricht, ist der Gateanschluss über die Treibersignal-Erzeugungsschaltung 2 mit der Leistungsquellenschaltung PS (in diesem Fall der negativen Leistungsquelle BN) verbunden und das Potential des Gateanschlusses wird reduziert, um das Hauptschaltelement TR in den AUS-Zustand zu bringen.
In dem Ausführungsbeispiel ist die Gate-Treiberschaltung 1 derart konfiguriert, dass sie zusätzlich eine Vorspannungsschaltung 5 aufweist. Die Vorspannungsschaltung 5 stellt ein Potential eines Anschlusses der Resonanzsteuerschaltung 3 auf der gegenüberliegenden Seite der Gateanschluss Seite zu einem Vorspannungspotential Vb ein, das sich von dem Potential des Sourceanschlusses des Hauptschaltelements TR unterscheidet. In dem Ausführungsbeispiel, wie zuvor besprochen, ist ”|Vcc| > |Vee|” erfüllt und das Vorspannungspotential Vb ist ein Potential in positiver Richtung in Bezug auf das Potential (Bezugspotential Vref) des Sourceanschlusses des Hauptschaltelements TR. In dem Fall, in dem die Leistungsquellenschaltung PS, die eine positive und negative bipolare Leistungsquelle ist, eine asymmetrische Leistungsquelle mit unterschiedlichen positiven und negativen Absolutwerten ist, kann die Wirkung der Resonanzschaltung durch Einstellen eines geeigneten Vorspannungspotentials Vb auf diese Weise verstärkt werden.
Ein Blockschaltbild in 15 zeigt eine Schaltung 100 gemäß einem Vergleichsbeispiel entsprechend der 1 an, welche das Blockschaltbild gemäß dem Ausführungsbeispiel darstellt. Die Schaltung 100 gemäß dem Vergleichsbeispiel ist ein Aspekt, der durch Entfernen der Vorspannungsschaltung 5 von der in 1 dargestellten Gate-Treiberschaltung 1 und durch Verbinden der Resonanzsteuerschaltung 3 mit dem Bezugspotential Vref erhalten wird. Eine derartige Schaltungskonfiguration der Schaltung 100 gemäß dem Vergleichsbeispiel lässt sich aus der Analogie aus 2 leicht begründen und ist deshalb nicht dargestellt. Differenzen zwischen der Gate-Treiberschaltung 1 gemäß dem Ausführungsbeispiel und der Schaltung 100 gemäß dem Vergleichsbeispiel, d. h. Differenzen aufgrund des Vorhandenseins und der Abwesenheit der Vorspannungsschaltung 5, werden nachfolgend in Bezug auf die 3 bis 7 beschrieben.
Die Wellenformdiagramme der 3 bis 5 zeigen die Simulationsergebnisse für einen Fall an, bei dem die Spezifikationen der Leistungsquellenschaltung PS als ”|Vcc|:|Vee| ≈ 3:2” festgelegt sind. Unterdessen stellen die 6 und 7 die Simulationsergebnisse für einen Fall dar, in dem die Spezifikationen der Leistungsquellenschaltung PS als ”|Vcc|:|Vee| ≈ 2:1” festgelegt sind. Das Bezugspotential Vref ist Null. Die 3 und 6 stellen die Wellenform des Treibersignals SP dar. Die 4 und 7 stellen die Wellenform eines Stroms dar, der durch die Resonanzspule L1 fließt. 5 stellt die Wellenform eines Stroms dar, der durch die Leistungsquellenschaltung PS fließt. In den 3 und 6 zeigt die durchgezogene Linie das Treibersignal SP für die Gate-Treiberschaltung 1 den in den 1 und 2 dargestellten Aspekt an, und die gestrichelte Linie zeigt das Treibersignal SP für die Schaltung 100 gemäß dem Vergleichsbeispiel in dem in 15 dargestellten Aspekt an. In den 4 und 7 zeigt die durchgezogene Linie den Strom an, der durch die Resonanzspule L1 der Gate-Treiberschaltung 1 in dem in den 1 und 2 dargestellten Aspekt fließt und die gestrichelte Linie zeigt den Strom an, der durch die Resonanzspule L1 der Schaltung 100 gemäß dem Vergleichsbeispiel in dem in 15 dargestellten Aspekt fließt. 5 wird zu einem späteren Zeitpunkt besprochen.
Wie in 3 dargestellt ist, ist bei einem Anstieg des Treibersignals SP insbesondere eine Verzögerung des Treibersignals SP besser gelöst worden, und die Wellenform hat eine Form, die näher an einer Rechteckwelle für die Gate-Treiberschaltung 1 ist, welche die Vorspannungungsschaltung 5 aufweist. Hier sind in Bezug auf 4, wie durch die gestrichelte Linie angedeutet, die Größenordnungen von positiven und negativen Strömen, die durch die Resonanzspule L1 der Schaltung 100 gemäß dem Vergleichsbeispiel fließen, nicht gleich. Das heißt, der Strom (positiver Strom), der von der parasitären Kapazität PC zu der Resonanzspule L1 fließt, ist größer als der Strom (negativer Strom), der von der Resonanzspule L1 zu der parasitären Kapazität PC fließt. Daher ist bei einem Anstieg des Treibersignals SP eine Energie zum Laden der parasitären Kapazität PC unzureichend, was eine Verzögerung bei einem Anstieg bewirkt. Bei einem Abfall des Treibersignals SP wird die Energie der parasitären Kapazität PC ausreichend entladen, und daher wird keine Verzögerung verursacht. Daher weist das Treibersignal SP für die Schaltung 100 gemäß dem Vergleichsbeispiel eine verzerrte Wellenform mit gebrochener Symmetrie auf. Energie, die für eine Aufladung der parasitären Kapazität PC unzureichend ist, wird mit Energie von der Leistungsquellenschaltung PS ergänzt.
In der Gate-Treiberschaltung 1 gemäß dem Ausführungsbeispiel, wie durch die durchgezogene Linie in 4 angezeigt, sind die Größenordnungen von positiven und negativen Strömen, die durch die Resonanzspule L1 fließen, im Wesentlichen gleich. Das heißt, Energie zum Laden der parasitären Kapazität PC und Energie, die von der parasitären Kapazität PC entladen wird, sind im Wesentlichen gleich zueinander. Daher wurde die Verzögerung bei einem Anstieg aufgelöst und eine Verzögerung wird verglichen mit dem Treibersignal SP für die Schaltung 100 gemäß dem Vergleichsbeispiel bei einem Anstieg verursacht. Es sei jedoch angemerkt, dass das Treibersignal SP für die Gate-Treiberschaltung 1 gemäß dem Ausführungsbeispiel eine Wellenform aufweist, die weniger verzerrt und ohne gebrochene Symmetrie ist. Eine Ladung, die zwischen der parasitären Kapazität PC und der Resonanzspule L1 hin- und herfließt, wird durch eine Impedanz in der Schaltung verringert. Energie, die aufgrund einer derartigen Abnahme der Ladung unzureichend ist, wird mit Energie aus der Leistungsquellenschaltung PS ergänzt.
5 stellt die Wellenform eines Stroms dar, der durch die Leistungsquellenschaltung PS fließt. Wellenformen, die in den oberen und zweiten Diagrammen angegeben sind, zeigen Ströme an, die durch die Leistungsquellenschaltung der Gate-Treiberschaltung 1 gemäß dem Ausführungsbeispiel fließen. Die durchgezogene Linie zeigt einen Strom an, der durch die negative Leistungsquelle BN fließt, und die gestrichelte Linie zeigt einen Strom an, der durch die positive Leistungsquelle BP fließt. Wellenformen, die in den dritten und unteren Diagrammen angegeben sind, zeigen Ströme an, die durch die Leistungsquellenschaltung der Schaltung 100 gemäß dem Vergleichsbeispiel fließen. Die Strich-Punkt-Linie im dritten Diagramm zeigt einen Strom an, der durch die negative Leistungsquelle BN fließt, und die doppelt gestrichelte Linie im dritten Diagramm zeigt einen Strom an, der durch die positive Leistungsquelle BP fließt.
In der Schaltung 100 gemäß dem Vergleichsbeispiel ist, wie zuvor besprochen, Energie zum Laden der parasitären Kapazität PC bei einem Anstieg des Treibersignals SP unzureichend und wird mit Energie von der positiven Leistungsquelle BP ergänzt. Somit fließt ein großer Strom durch die positive Leistungsquelle BP. Andererseits ist die Energie bei einem Abfall des Treibersignals SP nicht unzureichend, und daher fließt fast kein Strom durch die negative Leistungsquelle BN. In der Gate-Treiberschaltung 1 gemäß dem Ausführungsbeispiel sind, wie zuvor besprochen, Energie zum Laden der parasitären Kapazität PC und Energie, die von der parasitären Kapazität PC entladen wird, im Wesentlichen gleich zueinander. Daher sind die Ströme, die durch die positive Leistungsquelle BP und die negative Leistungsquelle BN fließen, ebenfalls im Wesentlichen gleich zueinander. In der Gate-Treiberschaltung 1 gemäß dem Ausführungsbeispiel wird zusätzlich der Strom, der durch die Resonanzspule L1 fließt, in keiner der positiven und negativen Richtungen wie in der Schaltung 100 gemäß dem Vergleichsbeispiel abgelenkt. Somit beträgt die maximale Amplitude des Stroms, der durch die positive Leistungsquelle BP und die negative Leistungsquelle BN für die Gate-Treiberschaltung 1 gemäß dem Ausführungsbeispiel fließt, etwa die Hälfte als die für die Schaltung 100 gemäß dem Vergleichsbeispiel.
Die Differenz zwischen der Gate-Treiberschaltung 1 gemäß dem Ausführungsbeispiel und der Schaltung 100 gemäß dem zuvor besprochenen Vergleichsbeispiel ist noch bemerkenswerter, wenn das Verhältnis zwischen den Spannungen der positiven Leistungsquelle BP und der negativen Leistungsquelle BN in der Leistungsquellenschaltung PS höher wird. Wie zuvor besprochen, stellen die 6 und 7 die Simulationsergebnisse für einen Fall dar, in dem das Verhältnis zwischen den Spannungen der positiven Leistungsquelle BP und der negativen Leistungsquelle BN, d. h. ”|Vcc|:|Vee|”, ”2:1” ist. Wie durch die gestrichelte Linie in 6 angedeutet, weist das Treibersignal SP für die Schaltung 100 gemäß dem Vergleichsbeispiel eine Wellenform mit einer noch mehr gebrochenen Symmetrie auf als die in 3 und diese weist eine große Unterschwingung (Überspannung) und eine große Oszillation aufgrund der Unterschwingung auf. Zusätzlich erhöht diese Unterschwingung den Verlust des Hauptschaltelements TR. Wie durch die durchgezogene Linie in 6 angedeutet, hat andererseits das Treibersignal SP für die Gate-Treiberschaltung 1 gemäß dem Ausführungsbeispiel eine Wellenform mit guter Symmetrie und diese liegt nahe an einer Rechteckwelle wie die in 3.
Hier ist mit Bezug zu 7, wie durch die gestrichelte Linie angedeutet, die Differenz zwischen den Größenordnungen der positiven und negativen Ströme, die durch die Resonanzspule L1 der Schaltung 100 gemäß dem Vergleichsbeispiel fließen, größer als in 4. Daher ist bei einem Anstieg des Treibersignals SP Energie zum Laden der parasitären Kapazität PC weiter unzureichend, was eine signifikante Verzögerung bei einem Anstieg bewirkt. Bei einem Abfall des Treibersignals SP wird die Energie der parasitären Kapazität PC mehr als notwendig entladen, was nicht nur das Auftreten einer Verzögerung verhindert, sondern auch das Potential des Treibersignals SP mehr als notwendig verringert, um eine Unterschwingung zu verursachen. Daher weist das Treibersignal SP für die Schaltung 100 gemäß dem Vergleichsbeispiel eine verzerrte Wellenform mit gebrochener Symmetrie auf.
Auf diese Weise ist bei der Gate-Treiberschaltung 1 gemäß dem Ausführungsbeispiel die Wellenform des Treibersignals SP nahe einer Rechteckwelle, die Symmetrie aufweist, und ermöglicht eine stabile Steuerung des Hauptschaltelements TR. Zusätzlich kann eine stabile elektrische Oszillation zwischen der Resonanzspule L1 und der parasitären Kapazität PC erreicht werden, was eine Belastung der Leistungsquellenschaltung PS vermindern kann. In dem Fall, in dem die Leistungsquellenschaltung PS unter Verwendung einer positiven und negativen bipolaren Leistungsquelle gebildet wird, können zusätzlich Lasten auf der positiven Leistungsquelle BP und der negativen Leistungsquelle BN miteinander ausgeglichen werden. Somit ist es nicht notwendig, die Spezifikationen einer der positiven und negativen Leistungsquellen zu verbessern, was eine Erhöhung der Beschaffungskosten der Komponenten vermeiden kann. Zusätzlich ist es weniger wahrscheinlich, dass eine Belastung für eine der positiven und negativen Leistungsquellen erhöht wird, um die Lebensdauer der einen der positiven und negativen Leistungsquellen zu beeinflussen, was eine Verringerung der Zuverlässigkeit der Gate-Treiberschaltung 1 vermeiden kann.
Das Vorspannungspotential Vb, das durch die Vorspannungsschaltung 5 eingestellt wird, ist vorzugsweise ein Potential, bei dem die Ladung in der parasitären Kapazität PC, die zusammen mit Potentialänderungen des Steueranschlusses aufgrund des Treibersignals SP variiert wird, ausgeglichen wird. 8 stellt das Vorspannungspotential Vb dar, das auf diese Weise eingestellt ist. In dem Fall, in dem das Hauptschaltelement TR eingeschaltet werden soll, geht die Gatespannung des Hauptschaltelements TR von Vee nach Vcc über, wie in 8 dargestellt. Bei diesem Vorgang geht die Ladung in der parasitären Kapazität PC von ”–Q1” nach ”Q2” über. In der Zeichnung bezeichnet ”Qc” einen Punkt, an dem die Ladung in der parasitären Kapazität PC, die zwischen ”–Q1” und ”Q2” schwankt, ausgeglichen ist. Das heißt, ”Qc = (|–Q1| + |Q2|)/2” ist erfüllt. Das Vorspannungspotential Vb ist vorzugsweise die Gatespannung zu der Zeit, zu der die Ladung in der parasitären Kapazität PC ”Qc” ist. Wenn eine elektrische Oszillation um das Potential herum erzeugt wird, wird der Strom, der durch die Resonanzspule L1 fließt, sowohl in der positiven als auch in der negativen Richtung ausgeglichen.
Eine in den 1 und 2 dargestellte Spannungsteilerschaltung 6 stellt das Vorspannungspotential Vb in Übereinstimmung mit dern durch einen Widerstand R1 und einen Widerstand R2 geteilten Spannungen ein. Die Spannungsteilerschaltung 6 stellt einen Anfangswert des Vorspannungspotentials Vb ein. In der Spannungsteilerschaltung 6 sind die Werte des Widerstands R1 und des Widerstands R2 derart eingestellt, dass ein geteiltes Potential des Widerstands ”(R1 ·|Vee| + R2·Vcc)/(R1 + R2)” ein Potential ist, das dem Mittelpunkt ”Qc” der zuvor besprochenen Ladung Vb entspricht. Der Widerstand R1 und der Widerstand R2 weisen vorzugsweise einen großen Widerstandswert von etwa 100 [kΩ] oder mehr, auf Grund der Unterdrückung des Leistungsverbrauchs, auf. In dem Fall, in dem die Vorspannungsschaltung 5 einen Vorspannungskondensator C1 aufweist, wie in den 1 und 2 dargestellt, wird zusätzlich das Vorspannungspotential Vb zu einem optimalen Punkt bewegt, nachdem das Hauptschaltelement TR mit dem Schalten beginnt. Um das Vorspannungspotential Vb auf den optimalen Punkt unmittelbar zu bewegen, ohne von dem geteilten Potential des Widerstands abhängig zu sein, ist die Impedanz der Spannungsteilerschaltung 6 vorzugsweise hoch. Somit haben auch aus diesem Grund der Widerstand R1 und der Widerstand R2 vorzugsweise einen großen Widerstandswert von etwa 100 [kΩ] oder mehr.
Wie zuvor besprochen, wird nach dem Einschalten des Hauptschaltelements TR das Vorspannungspotential Vb durch die Wirkung des Vorspannungskondensators C1 auf den optimalen Punkt bewegt. Somit ist es nicht notwendig, dass die Spannungsteilerschaltung 6 das geteilte Potential des Widerstands exakt in Übereinstimmung mit den in 8 dargestellten Bedingungen einstellt. Das Hauptschaltelement TR unterliegt individuellen Differenzen und daher unterscheidet sich auch die Kapazität der parasitären Kapazität PC in Übereinstimmung mit dem Hauptschaltelement TR. Die Induktivität der Resonanzspule L1 unterliegt auch individuellen Differenzen. Somit kann idealerweise das Potential, das durch die Spannungsteilerschaltung 6 eingestellt wird, von dem Vorspannungspotential Vb verschieden sein. Wenn das Potential auf einen Wert eingestellt wird, der mehr oder weniger nahe dem Vorspannungspotential Vb liegt, kann die Zeit für die Konvergenz auf ein optimales Potential durch den Vorspannungskondensator C1 verringert werden. Daher kann das Potential, das durch die Spannungsteilerschaltung 6 eingestellt wird, beispielsweise der Mittelpunkt zwischen Vcc und Vee sein. In jedem Fall wird das Vorspannungspotential Vb derart eingestellt, dass das Verhältnis (|Vcc – Vb|:|Vb – Vee|) zwischen dem Absolutwert (|Vcc – Vb|) der Potentialdifferenz, zwischen dem positiven Potential Vcc und dem Vorspannungspotential Vb, und dem Absolutwert (|Vb – Vee|) der Potentialdifferenz, zwischen dem negativen Potential Vee und dem Vorspannungspotential Vb, näher bei 1:1 liegt als das Verhältnis (|Vcc|:|Vee|) zwischen dem Absolutwert (|Vcc|) des positiven Potentials Vcc und dem Absolutwert (|Vee|) des negativen Potentials Vee.
Mit Augenmerk auf eine derartige Wirkung des Vorspannungskondensators C1 ist klar, dass die Gate-Treiberschaltung 1 andere Schaltungskonfigurationen annehmen kann. 9 stellt ein weiteres Beispiel der Konfiguration der Gate-Treiberschaltung 1 dar. In der in 2 dargestellten Gate-Treiberschaltung 1 ist die Vorspannungsschaltung 5 derart konfiguriert, dass sie die Spannungsteilerschaltung 6 und den Vorspannungskondensator C1 aufweist. In der in 9 dargestellten Gate-Treiberschaltung 1 ist jedoch die Vorspannungsschaltung 5 derart konfiguriert, dass sie nur den Vorspannungskondensator C1 aufweist.
Wie zuvor besprochen, stellt die Spannungsteilerschaltung 6 einen Anfangswert des Vorspannungspotentials Vb ein. In dem Fall, in dem die Spannungsteilerschaltung 6 bereitgestellt wird, kann das Potential der Resonanzspule L1 auf der Bezugspotential Vref Seite unmittelbar nach dem Einschalten auf das Vorspannungspotential Vb eingestellt werden. In dem Fall, in dem die Spannungsteilerschaltung 6 nicht vorgesehen ist, wird, wie in 10 dargestellt, das Potential der Resonanzspule L1 auf der Bezugspotential Vref Seite durch die Wirkung des Vorspannungskondensators C1 auf einen optimalen Wert des Vorspannungspotentials Vb bewegt, nachdem die Gate-Treiberschaltung 1 den Betrieb startet. Ähnlich ist der Strom, der durch die Resonanzspule L1 fließt, zwischen den positiven und negativen Richtungen unmittelbar nach dem Einschalten der Leistungsquelle unausgeglichen. Zusammen mit der Bewegung des Vorspannungspotentials Vb wird jedoch der Strom zwischen der positiven und der negativen Richtung ausgeglichen. In der in 9 dargestellten Konfiguration ist die Leistungsquellenschaltung PS eine symmetrische Leistungsquelle, in der ”Vcc = |Vee|” erfüllt ist oder eine asymmetrische Leistungsquelle, bei der die Differenz zwischen ”Vcc” und ”|Vee|” relativ klein ist und kann eine besonders effektive Schaltung in dem Fall sein, in dem die Genauigkeit der Leistungsquellenspannung hoch ist.
Wie zuvor beschrieben, steuert die Gate-Treiberschaltung 1 (Schaltelement-Treiberschaltung) das Hauptschaltelement TR an, indem der Gateanschluss (Steueranschluss) des Hauptschaltelements TR mit dem Treibersignal SP bereitgestellt wird, der Sourceanschluss oder der Emitteranschluss des Hauptschaltelements dient als Erdanschluss und das Bezugspotential Vref ist mit dem Erdanschluss verbunden. Die Gate-Treiberschaltung 1 ist derart konfiguriert, dass sie eine Verlustleistung der Gate-Treiberschaltung 1 aufgrund der parasitären Kapazität PC des Gateanschlusses des Hauptschaltelements TR vermindert und eine Abweichung der Lastverteilung in der Schaltung verringert. Insbesondere weist die Gate-Treiberschaltung 1 die Resonanzspule L1 (Induktor), den ersten Strompfad 41 und den zweiten Strompfad 42 auf. Ein Anschluss der Resonanzspule L1 (Induktor) ist mit der Gateanschluss Seite verbunden und der andere Anschluss der Resonanzspule L1 ist mit der Bezugspotential Vref Seite verbunden. Der erste Strompfad 41 ist durch miteinander in Reihe Schalten einer ersten Rektifikationsschaltung D1, deren Vorwärtsrichtung die Richtung von der Gateanschluss Seite zu der Bezugspotential Vref Seite ist, und einem erster Schalter S1 gebildet. Der zweite Strompfad 42 ist durch miteinander in Reihe Schalten einer zweiten Rektifikationsschaltung D2, deren Vorwärtsrichtung die Richtung von der Bezugspotential Vref Seite zu der Gateanschluss Seite ist, und einem zweiten Schalter S2 gebildet. Die ”Bezugspotential Vref Seite” wird auch in dem Fall erfüllt, in dem das Ziel der Verbindung der Schaltung von dem ”Bezugspotential Vref” auf das ”Vorspannungspotential Vb” geändert wird. Das Vorspannungspotential Vb wird verwendet, um einen Offset von einem Zielpotential einzustellen. Das Vorspannungspotential Vb wird verwendet, um einen Offset von dem Bezugspotential Vref einzustellen, das als das Zielpotential dient. Somit ist die ”Vorspannungspotential Vb Seite” äquivalent zu der ”Bezugspotential Vref Seite”.
Die Resonanzsteuerschaltung 3 ist durch miteinander in Reihe Schalten einer Rektifikationsschaltung 4, in welcher der erste Strompfad 41 und der zweite Strompfad 42 parallel miteinander geschaltet sind, und der Resonanzspule L1 gebildet. Die Resonanzsteuerschaltung 3 ist zwischen dem Steueranschluss und dem Bezugspotential Vref derart verbunden, dass die parasitäre Kapazität PC zwischen dem Gateanschluss und dem Erdanschluss des Hauptschaltelements und die Resonanzsteuerschaltung 3 eine Resonanzschaltung bilden. Die Gate-Treiberschaltung 1 weist zusätzlich die Vorspannungsschaltung 5 auf, die ein Potential eines Anschlusses der Resonanzsteuerschaltung 3 auf der gegenüberliegenden Seite von der Gateanschluss Seite zu dem Vorspannungspotential Vb einstellt, das sich von dem Bezugspotential Vref unterscheidet. Einer von dem ersten Schalter S1 und dem zweiten Schalter S2 wird ausschließlich in den An-Zustand gebracht, so dass einer von dem ersten Strompfad 41 und dem zweiten Strompfad 42 ausschließlich den Durchgang eines Stroms ermöglicht. Der erste Schalter S1 und der zweite Schalter S2 werden in Übereinstimmung mit dem Takt geschaltet, wenn der Signalpegel des Treibersignals SP übergeht, was eine Resonanz zwischen der Resonanzspule L1 und der parasitären Kapazität PC verursacht.
[Weitere Ausführungsbeispiele]
Weitere Ausführungsbeispiele der Schaltelement-Treiberschaltung (Gate-Treiberschaltung (1)) werden nachfolgend beschrieben. Die Konfiguration jedes nachfolgend beschriebenen Ausführungsbeispiels ist nicht auf ihre unabhängige Anwendung beschränkt und kann in Kombination mit der Konfiguration anderer Ausführungsbeispiele angewendet werden, solange kein Widerspruch auftritt.

(1) Die Gate-Treiberschaltung 1 ist nicht auf den zuvor besprochenen Aspekt beschränkt und kann in einer Vielzahl von Abwandlungen implementiert werden. 12 stellt noch ein weiteres Beispiel für die Konfiguration der Gate-Treiberschaltung 1 dar. Wie in 12 dargestellt, kann die Vorspannungsschaltung 5 durch miteinander in Reihe Schalten von Parallelschaltungen gebildet sein, die jeweils einen Widerstand und einen Kondensator zwischen dem positiven Potential Vcc und dem negativen Potential Vee aufweisen. Insbesondere kann die Vorspannungsschaltung 5 durch eine Reihenschaltung von einer Parallelschaltung des Widerstands R1 und eines Kondensators C11 und einer Parallelschaltung des Widerstands R2 und eines Kondensators C12 gebildet sein.
(2) Zusätzlich kann die Gate-Treiberschaltung 1 wie in 13 dargestellt konfiguriert sein. Das heißt, die Vorspannungsschaltung 5 kann nur aus der Spannungsteilerschaltung 6 bestehen, die aus Widerständen besteht. Wie zuvor besprochen, kann die Spannungsteilerschaltung 6, die aus Widerständen besteht, nicht in der Lage sein, ein genaues Vorspannungspotential Vb einzustellen. Wenn es möglich ist eine Vorspannung mit einem Wert bereitzustellen, der so nahe wie möglich an dem Vorspannungspotential Vb liegt, was ideal ist, kann jedoch ein Ungleichgewicht im Strom, der durch die Resonanzspule L1 fließt, korrigiert werden. Die Asymmetrie des Treibersignals SP kann auch vermindert werden.
(3) In dem zuvor beschriebenen Beispiel ist das Treibersignal SP ein bipolares Signal, das sowohl in positiver als auch in negativer Richtung in Bezug zu dem Bezugspotential Vref ein Potential aufweist und die Leistungsquellenschaltung PS, die eine bipolare Leistungsquelle ist, ist konfiguriert, um das Treibersignal SP zu erzeugen, welches ein bipolares Signal ist. Selbst wenn das Treibersignal SP ein unipolares Signal ist, das ein Potential in einer der positiven und negativen Richtungen in Bezug auf das Bezugspotential Vref aufweist und die Leistungsquellenschaltung PS eine unipolare Leistungsquelle ist, kann jedoch die parasitäre Kapazität PC am Gateanschluss des Hauptschaltelements TR das Treibersignal SP beeinflussen. Somit ist die Gate-Treiberschaltung 1 vorzugsweise derart konfiguriert, dass sie die Vorspannungsschaltung 5 wie die zuvor besprochene hat, selbst wenn das Treibersignal SP ein unipolares Signal ist und die Leistungsquellenschaltung PS eine unipolare Leistungsquelle ist. 14 stellt ein Beispiel der Konfiguration der Gate-Treiberschaltung 1 entsprechend zu der 2 dar.
(4) In dem zuvor beschriebenen Beispiel ist das Vorspannungspotential Vb in positiver Richtung in Bezug zu dem Bezugspotential Vref vorgesehen. Jedoch ist das Vorspannungspotential Vb nicht darauf beschränkt, sich in der positiven Richtung in Bezug zu dem Bezugspotential Vref zu befinden, sondern kann sich in der negativen Richtung befinden. Die Richtung des Vorspannungspotentials Vb in Bezug auf das Bezugspotential Vref wird durch die Beziehung zwischen der Differenz zwischen dem Bezugspotential Vref und dem positiven Potential Vcc und der Differenz zwischen dem Bezugspotential Vref und dem negativen Potential Vee und dem Potential bestimmt, bei dem eine Ladung, die in der parasitären Kapazität PC geladen ist, und eine Ladung, die daraus entladen wird, miteinander ausgeglichen werden.

[Übersicht der Ausführungsbespiele]
Die Übersicht der Schaltelement-Treiberschaltung (1), die zuvor beispielhalber beschrieben wurde, wird nachfolgend kurz beschrieben.
In einem Aspekt ist die Schaltelement-Treiberschaltung (1)
eine Schaltelement-Treiberschaltung (1), die ein Hauptschaltelement (TR) durch Bereitstellen eines Steueranschlusses des Hauptschaltelements (TR) mit einem Treibersignal (SP) mit asymmetrischen positiven und negativen Potentialen in Bezug auf ein Bezugspotential ansteuert, wobei das Hauptschaltelement (TR) einen Erdanschluss aufweist, der ein Sourceanschluss oder ein Emitteranschluss ist, und an den das Bezugspotential (Vref) angeschlossen ist, wobei die Schaltelement-Treiberschaltung (1) umfasst:
einen Induktor (L1), dessen einer Anschluss mit einer Steueranschluss Seite verbunden ist und dessen anderer Anschluss mit einer Bezugspotential (Vref) Seite verbunden ist;
einen ersten Strompfad (41), in dem ein erstes Rektifikationselement (D1), dessen Vorwärtsrichtung eine Richtung von der Steueranschluss Seite zur Bezugspotential (Vref) Seite ist, und ein erster Schalter (S1) miteinander in Reihe geschaltet sind; und
einen zweiten Strompfad (42), in dem ein zweites Rektifikationselement (D2), dessen Vorwärtsrichtung eine Richtung von der Bezugspotential (Vref) Seite zur Steueranschluss Seite ist, und ein zweiter Schalter (S2) miteinander in Reihe geschaltet sind, wobei:
eine Resonanzsteuerschaltung (3), die durch miteinander in Reihe Schalten einer Rektifikationsschaltung (4), in welcher der erste Strompfad (41) und der zweite Strompfad (42) parallel miteinander geschaltet sind, und dem Induktor (L1) gebildet wird;
die Resonanzsteuerschaltung (3) zwischen dem Steueranschluss und dem Bezugspotential (Vref) derart verbunden ist, dass eine parasitäre Kapazität (PC) zwischen dem Steueranschluss und dem Erdanschluss des Hauptschaltelements (TR) und die Resonanzsteuerschaltung (3) eine Resonanzschaltung bilden; und
die Schaltelement-Treiberschaltung (1) zusätzlich eine Vorspannungsschaltung (5) aufweist, die ein Potential eines Anschlusses der Resonanzsteuerschaltung (3) auf der gegenüberliegenden Seite von der Steueranschluss Seite zu einem Vorspannungspotential (Vb), der sich von dem Bezugspotential (Vref) unterscheidet,
einstellt.
Das Treibersignal (SP) für das Hauptschaltelement (TR) vermindert eine Verlustleistung aufgrund der parasitären Kapazität (PC) durch Energieaustausch mittels der Parallelresonanzschaltung, die aus der parasitären Kapazität (PC) und dem Induktor (L1) gebildet ist. Die Parallelresonanzschaltung ist sehr effektiv in dem Fall, in dem das Treiberssignal (SP) ein positives und negatives bipolares Signal ist, das in Bezug auf das Bezugspotential (Vref) symmetrisch ist. In dem Fall, in dem das Treibersignal (SP) ein asymmetrisches positives und negatives bipolares Signal ist, beeinflusst eine Gleichstromkomponente aufgrund der Asymmetrie der Amplitude des Treibersignals (SP) in Bezug auf das Bezugspotential (Vref) die Resonanzschaltung. Bei der zuvor beschriebenen Konfiguration kann jedoch die Gleichstromkomponente durch das Vorspannungspotential (Vb) aufgehoben werden. Infolgedessen ist es möglich, eine Verlustleistung für die Treiberschaltung (1) zu vermindern, die das Hauptschaltelement (TR) unter Verwendung eines positiven und negativen bipolaren Signals ansteuert, das asymmetrische positive und negative Potentiale in Bezug auf das Bezugspotential (Vref) als Treibersignal (SP) aufweist und um eine Abweichung der Lastverteilung in der Treiberschaltung (1) zu reduzieren.
Hier wird vorzugsweise das Vorspannungspotential (Vb) derart eingestellt, dass ein Verhältnis (|Vcc – Vb|:|Vb – Vee|) zwischen einem Absolutwert (|Vcc – Vb|) einer Potentialdifferenz zwischen dem positiven Potential (Vcc) und dem Vorspannungspotential (Vb) und einem Absolutwert (|Vb – Vee|) einer Potentialdifferenz zwischen dem negativen Potential (Vee) und dem Vorspannungspotential (Vb) näher bei 1:1 liegt als ein Verhältnis (|Vcc|:|Vee|) zwischen einem Absolutwert (|Vcc|) des positiven Potentials (Vcc) und einem Absolutwert (|Vee|) des negativen Potentials (Vee). Das Vorspannungspotential (Vb) entspricht dem elektrischen Mittelpunkt zwischen dem positiven Potential (Vcc) und dem negativen Potential (Vee), wie aus der Resonanzschaltung ersichtlich ist. Wenn somit das Verhältnis zwischen dem Absolutwert des positiven Potentials (Vcc) und dem Absolutwert des negativen Potentials (Vee) in Bezug auf das Vorspannungspotential (Vb) nahe bei 1:1 liegt, kann eine Gleichstromkomponente, welche die Resonanzschaltung beeinflusst, reduziert werden.
Hier weist, in einem Aspekt, vorzugsweise die Vorspannungsschaltung (5) einen Vorspannungskondensator (C1) auf, der zwischen einem Erdanschluss-seitigen Anschluss der Resonanzsteuerschaltung (3) und dem Bezugspotential verbunden ist. Eine Gleichstromkomponente wird aufgrund der Asymmetrie der Amplitude des Treibersignals (SP) in Bezug auf das Bezugspotential (Vref) durch den Vorspannungskondensator (C1) absorbiert. Der Mittelpunkt der Amplitude des Treibersignals (SP) wird um einen Betrag entsprechend dem Vorspannungspotential (Vb) in Bezug auf das Bezugspotential (Vref) bewegt und somit wird die Gleichstromkomponente aufgehoben.
In einem Aspekt weist die Vorspannungsschaltung (5) vorzugsweise eine Spannungsteilerschaltung (6) auf, die das Vorspannungspotential (Vb) erzeugt. Mit der Spannungsteilerschaltung (6) kann das Vorspannungspotential (Vb) unmittelbar eingestellt werden.
In einem Aspekt ist vorzugsweise das Vorspannungspotential (Vb) ein Potential, bei dem eine Ladung in der parasitären Kapazität (PC), die zusammen mit Potentialänderungen des Steueranschlusses aufgrund des Treibersignals (SP) variiert wird. Durch die Bestimmung des Vorspannungspotentials (Vb) auf diese Weise, ist es möglich, das Vorspannungspotential (Vb) passend einzustellen, das mit den Eigenschaften des Hauptschaltelements (TR) übereinstimmt, d. h. die parasitäre Kapazität (PC).
Bezugszeichenliste

1: GATE-TREIBERSCHALTUNG (SCHALTELEMENT-TREIBERSCHALTUNG)
3: RESONANZSTEUERSCHALTUNG
4: REKTIFIKATIONSSCHALTUNG
5: VORSPANNUNGSSCHALTUNG
6: SPANNUNGSTEILERSCHALTUNG
41: ERSTER STROMPFAD
42: ZWEITER STROMPFAD
C1: VORSPANNUNGSKONDENSATOR
D1: ERSTES REKTIFIKATIONSELEMENT
D2: ZWEITES REKTIFIKATIONSELEMENT
L1: RESONANZSPULE (INDUKTOR)
PC: PARASITÄRE KAPAZITÄT
S1: ERSTER SCHALTER
S2: ZWEITER SCHALTER
SP: TREIBERSIGNAL
TR: HAUPTSCHALTELEMENT
Vb: VORSPANNUNGSPOTENTIAL
Vref: BEZUGSPOTENTIAL

Claims

Schaltelement-Treiberschaltung, die ein Hauptschaltelement durch Bereitstellen eines Steueranschlusses des Hauptschaltelements mit einem Treibersignal mit asymmetrischen positiven und negativen Potentialen in Bezug auf ein Bezugspotential ansteuert, wobei das Hauptschaltelement einen Erdanschluss aufweist, der ein Sourceanschluss oder ein Emitteranschluss ist, und an den das Bezugspotential angeschlossen ist, wobei die Schaltelement-Treiberschaltung umfasst: eine Leistungsquellenschaltung, die eine positive und negative bipolare Leistungsquelle ist und eine positive Leistungsquelle, die ein positives Potential bereitstellt, das in Bezug auf das Bezugspotential positiv ist, und eine negative Leistungsquelle aufweist, die das Bezugspotential mit einem negativen Potential bereitstellt, dessen Absolutwert sich von einem Absolutwert des positiven Potentials unterscheidet, wobei die positiven und negativen Potentiale in Bezug auf das Bezugspotential asymmetrisch sind; einen Induktor, dessen einer Anschluss mit einer Steueranschluss Seite verbunden ist und dessen anderer Anschluss mit einer Bezugspotential Seite verbunden ist; einen ersten Strompfad, in dem ein erstes Rektifikationselement, dessen Vorwärtsrichtung eine Richtung von der Steueranschluss Seite zur Bezugspotential Seite ist, und ein erster Schalter miteinander in Reihe geschaltet sind; und einen zweiten Strompfad, in dem ein zweites Rektifikationselement, dessen Vorwärtsrichtung eine Richtung von der Bezugspotential Seite zur Steueranschluss Seite ist, und ein zweiter Schalter miteinander in Reihe geschaltet sind, wobei: eine Resonanzsteuerschaltung, die durch miteinander in Reihe Schalten einer Rektifikationsschaltung, in welcher der erste Strompfad und der zweite Strompfad parallel miteinander geschaltet sind, und dem Induktor gebildet wird; die Resonanzsteuerschaltung zwischen dem Steueranschluss und dem Bezugspotential derart verbunden ist, dass eine parasitäre Kapazität zwischen dem Steueranschluss und dem Erdanschluss des Hauptschaltelements und die Resonanzsteuerschaltung eine Resonanzschaltung bilden; und die Schaltelement-Treiberschaltung zusätzlich eine Vorspannungsschaltung aufweist, die ein Potential eines Anschlusses der Resonanzsteuerschaltung auf der gegenüberliegenden Seite von der Steueranschluss Seite zu einem Vorspannungspotential, das sich von dem Bezugspotential unterscheidet, einstellt.
Schaltelement-Treiberschaltung nach Anspruch 1, wobei das Vorspannungspotential derart eingestellt wird, dass ein Verhältnis zwischen einem Absolutwert einer Potentialdifferenz zwischen dem positiven Potential und dem Vorspannungspotential und einem Absolutwert einer Potentialdifferenz zwischen dem negativen Potential und dem Vorspannungspotential näher bei 1:1 liegt als ein Verhältnis zwischen einem Absolutwert des positiven Potentials und einem Absolutwert des negativen Potentials.
Schaltelement-Treiberschaltung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Vorspannungsschaltung einen Vorspannungskondensator aufweist, der zwischen einem Erdanschluss-seitigen Anschluss der Resonanzsteuerschaltung und dem Bezugspotential verbunden ist.
Schaltelement-Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Vorspannungsschaltung eine Spannungsteilerschaltung aufweist, die das Vorspannungspotential erzeugt.
Schaltelement-Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei das Vorspannungspotential ein Potential ist, bei dem eine Ladung in der parasitären Kapazität, die zusammen mit Potentialänderungen des Steueranschlusses aufgrund des Treibersignals variiert wird, ausgeglichen wird.