DE10205069A1

DE10205069A1 - Mehrphasen-Schaltregler mit Stufenabschaltung

Info

Publication number: DE10205069A1
Application number: DE10205069A
Authority: DE
Inventors: Stephen W Hobrecht; Randy G Flatness
Original assignee: Linear Technology LLC
Current assignee: Linear Technology LLC
Priority date: 2001-02-08
Filing date: 2002-02-07
Publication date: 2002-09-26
Also published as: US20020135338A1; GB0202811D0; JP4129134B2; US6674274B2; GB2376091B; TW550444B; JP2002262554A; GB2376091A

Abstract

Es werden Mehrphasen-Schaltregeler mit Stufenabschaltung bereitgestellt. Die erfindungsgemäßen Schaltregler weisen eine Anzahl mit einem Ausgangskondensator parallel gekoppelter Einphasen-Schaltregler auf. Diese Anzahl von Einphasen-Schaltreglern liefern Strom mit geregelter Spannung an einen Verbraucher. Ein Vergleicher überwacht den Laststrom und bewirkt, dass einer oder mehrere der Einphasen-Schaltregler bei einer Niedriglaststromschwelle ausgeschaltet sind. Wenigstens einer der aktiviert bleibenden Einphasen-Schaltregler erhöht seinen Ausgangsstrom in der Weise, dass der Ausgangsstrom aus dem Mehrphasen-Schaltregler weiterhin dem Laststrom angepasst ist. Die vorliegende Erfindung kann einen zweiten Vergleicher aufweisen, der das Abschalten weiterer Einphasen-Schaltregler bei einer unter der ersten liegenden zweiten Niedriglaststromschwelle bewirkt.

Description

Stand der Technik

Die vorliegende Erfindung betrifft Mehrphasen-Schaltreg ler und insbesondere Mehrphasen-Schaltregler mit Stufenab schaltung.

Ein Schaltregler ist eine Stromversorgungsschaltung, die einem Verbraucher von einer Eingangsspannung ausgehend einen Ausgangsstrom mit einer vorgegebenen Spannung zuführt. Schalt regler sind so konzipierbar, dass sie über einen mäßigen Last strombereich hinweg mit einem hohen Wirkungsgrad arbeiten. Mikroprozessoren haben einen weiten Strombedarfsbereich von sehr hohen Spitzen- bis zu relativ niedrigen Ruheströmen. In einem immer größeren Maße erfordern Mikroprozessoren höhere maximale Ausgangsströme von Schaltreglern, die weiter über ei nen großen Ausgangsstrom-Dynamikbereich arbeiten. Da der Be reich der geforderten Ausgangsströme sich erweitert, wird es immer schwieriger, einen über einen weiten Ausgangsstrombe reich wirksamen Schaltregler zu konzipieren.

Vorbekannte Mehrphasen-Schaltregler umfassen eine Reihe von Schaltreglern, die zur Lieferung hoher Ausgangsströme an einen Verbraucher, beispielsweise einem Mikroprozessor, paral lel gekoppelt sind. Ein Mehrphasen-Schaltregler ist ein hohe Ausgangsströme liefernder energiesparender Gleichspannungs wandler. Die entsprechenden Schalttransistoren in jeder Schaltreglerstufe können so geschaltet werden, dass Eingangs strom nur in jeweils eine Reglerstufe fließt. Durch diese Technik wird die Amplitude des Ausgangs- und Eingangs- Welligkeitsstroms sowie der Ausgangs-Welligkeitsspannung redu ziert.

Die vorbekannten Mehrphasen-Schaltregler besitzen jedoch bei niedrigen Ausgangsströmen einen nur geringen Wirkungsgrad. Dieser geringe Wirkunsgrad ist auf den Umstand zurückzuführen, dass die zum Ein- und Ausschalten der Transistoren erforderli che Leistung relativ zur Gesamtleistungsabgabe des Reglers bei niedrigen Ausgangsströmen größer wird.

Für eine der vorbekannten Einphasen-Schaltreglerschaltun gen wird in der US PS Nr. 5 481 178 eine als Schlafmodus be zeichnete Technik zur Erhöhung des Wirkungsgrads bei niedrigen Laströmen in einer Schaltreglerschaltung beschrieben, bei der die Schalttransistoren nicht betätigt sind, wenn der Ausgangs kondensator die Ausgangsspannung halten kann.

Es wäre also erwünscht, einen Mehrphasen-Schaltregler be reitzustellen, der einen hohen Wirkungsgrad über einen niedri ge Lastströme einschließenden weiten Laststrombereich gewähr leistet.

Weiter wäre die Bereitstellung eines Mehrphasen-Schalt reglers wünschenswert, der einen Ausgangs-Welligkeitsstrom und eine Ausgangs-Welligkeitsspannung von geringer Amplitude auf weist.

Weiterhin wäre erwünscht, einen Mehrphasen-Schaltregler mit einem Eingangs-Welligkeitsstrom von geringer Amplitude be reitzustellen.

Zusammenfassung der Erfindung

Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Bereit stellung eines Mehrphasen-Schaltreglers, der einen hohen Wir kungsgrad über einen niedrige Lastströme einschließenden wei ten Laststrombereich hinweg gewährleistet.

Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Mehrphasen-Schaltregler mit einem Ausgangs-Wel ligkeitstrom und einer Ausgangs-Welligkeitsspannung von gerin ger Amplitude bereitzustellen.

Schließlich hat eine weitere Aufgabe noch die Bereitstel lung eines Mehrphasen-Schaltreglers zum Gegenstand, der einen Eingangs-Welligkeitsstrom von geringer Amplitude aufweist.

Erfindungsgemäß wird ein Mehrphasen-Schaltregler mit Stu fenabschaltung bereitgestellt, der einen hohen Wirkungsgrad bei niedrigen Lastströmen sicherstellt. Weiter betrifft die vorliegende Erfindung Verfahren, die einen hohen Wirkungsgrad in einem mit Stufenabschaltung arbeitenden Schaltregler ge währleisten. Die erfindungsgemäßen Schaltregler bestehen aus einer Anzahl von mit einem Ausgangskondensator parallelge koppelten Einphasen-Schaltreglerschaltungen. Bei hohen und mä ßigen Lastströmen liefert jede Einphasen-Schaltreglerschaltung einen Ausgangsstrom an den Verbraucher. Fällt der Laststrom unter eine erste Schwelle ab, so erfolgt eine Stufenab schaltung, während der eine oder mehrere der Einphasen-Schalt reglerschaltungen zur Erhöhung des Wirkungsgrades in einem ersten Niedrigleistungs-Modus abgeschaltet sind. Wenigstens eine der Einphasen-Schaltreglerschaltungen bleibt zur Liefe rung von Ausgangsstrom in diesem ersten Niedrigleistungs-Modus aktiviert. Dieser eine bzw. diese mehreren eingeschaltet bleibende(n) Einphasen-Schaltregler können ihren Gesamtaus gangsstrom zur Lieferung des Laststroms entsprechend erhöhen.

Erfindungsgemäße Schaltregler weisen eine Anzahl N von Niedrigleistungs-Betriebsarten auf. So können beispielsweise ein bzw. mehrere zusätzliche Einphasen-Schaltregler in einem zweiten Niedrigleistungs-Modus nach Beginn des ersten abge schaltet werden. Dieser zweite Niedrigleistungs-Modus beginnt nach einem Laststromabfall unter eine zweite Schwelle, die niedriger als die erste Schwelle ist. Die im zweiten Nied rigleistungs-Modus eingeschaltet bleibenden Schaltregler erhö hen ihren Gesamtausgangsstrom in der für den zu liefernden Laststrom erforderlichen Weise. Die erfindungsgemäßen Mehrpha sen-Schaltregler gewährleisten bei niedrigen Lastströmen einen Ausgangs- und Eingangs-Welligkeitsstrom sowie eine Ausgangs- Welligkeitspannung von geringer Amplitude.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Die vorbeschriebenen Aufgaben und Merkmale der vorliegen den Erfindung sind aus der nachfolgenden detaillierten Be schreibung in Verbindung mit den nachstehend aufgeführten Zeichnungen, in denen gleiche Bezugsziffern jeweils gleiche Bauteile bezeichnen, besser verständlich.

Es zeigen:

Fig. 1 einen Stromlaufplan eines dreistufigen Mehrphasen- Schaltreglers mit hohem Wirkungsgrad nach den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 einen Stromlaufplan eines exemplarischen synchro nen Schaltreglers nach den Grundgedanken der vorliegenden Er findung;

Fig. 3 ein Diagramm exemplarischer Taktsignal-Wellenfor men für den Mehrphasen-Schaltregler gemäß Fig. 1;

Fig. 4 ein Diagramm von Ausgangswellenform für die Schaltung gemäß Fig. 1;

Fig. 5 einen Stromlaufplan einer exemplarischen Verstär kungs-Steuerschaltung nach den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung;

Fig. 6A-6B Stromlaufpläne weiterer exemplarischer Ver stärkungs-Steuerschaltungen nach den Grundgedanken der vorlie genden Erfindung;

Fig. 7 einen Stromlaufplan eines vierstufigen Mehrphasen- Schaltreglers mit hohem Wirkungsgrad nach den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung;

Fig. 8 einen Stromlaufplan einer alternativen Ausfüh rungsform eines dreistufigen Mehrphasen-Schaltreglers mit ho hem Wirkunsgrad nach den Grundgedanken der vorliegenden Er findung;

Fig. 9 einen Stromlaufplan eines weiteren exemplarischen synchronen Schaltreglers nach den Grundgedanken der vorliegen den Erfindung;

Fig. 10 einen Stromlaufplan einer weiteren Ausfüh rungsform eines dreistufigen Mehrphasen-Schaltreglers mit ho hem Wirkungsgrad nach den Grundgedanken der vorliegenden Er findung;

Fig. 11 einen Stromlaufplan weiterer exemplarischer Schaltregler sowie einer Verstärkungs-Steuerschaltung nach den Grundgedanken der vorliegenden Erfindung; und

Fig. 12 einen Stromlaufplan eines zweistufigen Mehrpha sen-Schaltreglers mit hohem Wirkungsgrad nach den Grundgedan ken der vorliegenden Erfindung.

Detaillierte Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen

Erfindungsgemäße Mehrphasen-Schaltregler liefern durch Parallelkopplung einer Anzahl von Einphasen-Schaltreglern hohe Ausgangsströme an einen Verbraucher. Die Schaltung der Einpha sen-Schaltregler ist so synchronisierbar, dass ein Ausgangs- Welligkeitsstrom und eine Ausgangs-Welligkeitspannung von ge ringer Amplitude bereitgestellt werden. Die erfindungsgemäßen Mehrphasen-Schaltregler gewährleisten einen hohen Wirkungsgrad bei niedrigen Lastströmen, indem das Abschalten eines oder mehrerer der Einphasen-Schaltregler während eines Niedrigleis tungs-Modus bewirkt wird. Die von der Linear Technology Corpo ration of Milpitas, Kalifornien, unter der Handelsbezeichnung POLY-PHASE vertriebenen Produkte können eine Ausführung eines Mehrphasen-Schaltreglers enthalten.

Fig. 1 zeigt eine erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, in der ein Mehrphasen-Schaltregler 10 drei parallel gekoppelte Einphasen-Schaltregler-Schaltungen 11-13 aufweist. Der Mehrphasen-Schaltregler 10 arbeitet in zwei Betriebsarten, nämlich in einem Normal-Modus bei hohen bis mäßigen Lastströ men und einem Niedrigleistungs-Modus bei niedrigen Lastströ men. Im Normal-Modus sind alle drei Einphasen-Schaltregler eingeschaltet. Im Niedrigleistungs-Modus sind zwei Schaltreg ler ab- und ein Schaltregler eingeschaltet, wobei der Letztere 100% des Ausgangsstroms des Reglers 10 liefert. Durch den Niedrigleistungs-Modus wird der Wirkungsgrad des Schaltreglers 10 bei niedrigen Lastströmen verbessert.

Der in Fig. 10 dargestellte Mehrphasen-Schaltregler 10 stellt eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar. Der Schaltregler 10 weist drei Einphasen-Schaltregler-Schal tungen 11-13, einen aus den Widerständen 16A und 16B gebilde ten Widerstandsteiler, einen Transkonduktanzverstärker 18, ei nen Niedriglastvergleicher 20, einen Ausgangskondensator 22 und eine Kompensationsschaltung mit einem Widerstand 24 sowie Kondensatoren 25 und 23 auf. Die Schaltregler 11, 12 und 13 sind zwischen der Eingangsspannung V_IN und der Ausgangsspannung V_OUT parallel gekoppelt.

Der Regler 10 weist eine Rückführungsschaltung mit Wider ständen 16A und 16B sowie einem Transkonduktanzverstärker 18 auf. Die Widerstände 16A und 16B umfassen einen an die Aus gangsspannung V_OUT gelegten Widerstandsteiler. Der Widerstands teiler 16A/16B überwacht die Ausgangsspannung V_OUT und erzeugt ein der Ausgangsspannung V_OUT proportionales Spannungsrückführ signal V_FB am invertierenden Eingang des Transkonduktanzver stärkers 18, wie dies die Fig. 1 zeigt. Der Transkonduktanz verstärker 18 überwacht die Rückführspannung V_FB an seinem in vertierenden Eingang und vergleicht V_FB mit einer Referenz spannung V_REF an seinem nicht invertierenden Eingang. V_FB ist in etwa gleich V_REF. Der Transkonduktanzverstärker 18 stellt einen Strom an seinem Ausgang bereit. Die Spannung am Ausgang des Transkonduktanzverstärkers 18 ist V_c und umgekehrt proportional zu V_FB. Mit abnehmender Rückführspannung V_FB nehmen der Ausgangsstrom des Transkonduktanzverstärkers 18 und V_c zu und mit zunehmender Rückführspannung ab. Die Kondensatoren 23 und 25 sowie der Widerstand 24 bewirken einen Frequenzausgleich für die Rückführschleife. Der Ausgang des Transkonduktanzverstärkers 18 ist mit dem ICOMP-Eingang der Schaltregler 12 und 13 gekoppelt.

Die Schaltregler 11, 12 und 13 sind emittergekoppelte Schaltregler mit einem Induktor. Bei den Schaltreglern 11-13 handelt es sich vorzugsweise um synchrone Schaltregler, doch lassen sich auch solche in nichtsynchroner Ausführung verwen den. Der synchrone Schaltregler 50 in Fig. 2 stellt ein Bei spiel einer als Schaltregler 11-13 einsetzbaren Schaltregler- Schaltung dar. Der Schaltregler 50 ist ein Abwärts- Schaltregler im Strommodus, bei dem die Eingangsspannung V_IN größer als die Ausgangsspannung V_OUT ist. Der Schaltregler 50 weist n-Kanal-Schalttransistor-MOSFETs 54 und 55, einen Induktor 56, einen Lesewiderstand 58, einen Widerstand 62, einen Vergleicher 60, eine Pulsbreitenmodulationsschaltung (PWM-Schaltung) 64, eine Treiberschaltung 52, einen Rückstromvergleicher 65 und eine Verstärkungs- Steuerschaltung 70 auf. Normalerweise beinhaltet die Schaltung gemäß Fig. 1 und Fig. 2 einen mit einigen externen Komponenten gekoppelten IS-Chip. So können der Kondensator 22, die Widerstände 16A und 16B, die MOSFETs 54 und 55 und der Induktor 56 als externe Komponenten vorgesehen sein, während der Rest der Schaltung gemäß Fig. 1 und Fig. 2 in einer integrierten Schaltung angeordnet sein kann.

Der Schaltregler 50 liefert einen Ausgangsstrom an einen mit dem Ausgangsknoten mit einer geregelten Spannung V_OUT gekoppelten Verbraucher. Die synchronen Schalttransistoren 54 und 55 werden durch die Treiberschaltung 52 ein- und ausgeschaltet. Die Schalttransistoren 54 und 55 sind phasenverschoben, um einem mit dem Ausgangskondensator 22 gekoppelten Verbraucher Strom zuzuführen. Weitere Schaltungen (nicht dargestellt) können dem Regler 50 hinzugefügt werden, um eine kurze Totzeit bzw. Austastlücke zwischen dem Augenblick der Abschaltung eines Schalttransistors und dem Zeitpunkt des Einschaltens des anderen Schalttransistors sicherzustellen.

Die PWM-Schaltung 64 stellt eine konstante Frequenzsteue rung für das Arbeitsspiel der Schalttransistoren 54 und 55 be reit. Die erfindungsgemäßen Einphasen-Schaltreglerstufen wie beispielsweise die Schaltregler 11-13 können alternativ mit einer Konstanteinschalt- bzw. Konstantausschalt-Technik mit variabler Frequenz betrieben werden, um die Ausgangsspannung zu regeln. So ist beispielsweise eine Einzelschrittschaltung als Zeitgeber zur Steuerung des Tastverhältnisses der Schalttransistoren anstelle der PWM-Schaltung 64 einsetzbar, wie dies dem Stand der Technik nach bekannt ist.

Die PWM-Schaltung 64 ist zum Empfang eines Taktsignals (d. h. V_CLK1, V_CLK2 oder V_CLK3) am Oszillatoreingang gekoppelt. Die PWM-Schaltung 64 kann mit einer Verriegelung wie einer Kipp stufe versehen sein. Geht das Taktsignal am Oszillator auf HOCH, so schickt die PWM-Schaltung 64 ein Signal an die Trei berschaltung 52, welche den Schalttransistor 54 ein- und den Schalttransistor 55 ausschaltet. Der Strom fließt nunmehr von der Eingangsspannung V_IN durch den Schalttransistor 54, Induktor 56 und Lesewiderstand 58 zur Ausgangsspannung V_OUT. Der durch den Induktor 56 gehende Strom steigt an, weil V_IN größer ist als V_OUT.

Der durch den Induktor 56 gehende Strom ist im Wesentli chen gleich dem den Lesewiderstand 58 durchfließenden Strom. Der Stromvergleicher 60 überwacht die Spannung über den Lese widerstand 58 hinweg. Der den Widerstand 62 passierende Strom setzt eine Induktor-Spitzenstromschwelle für den Vergleicher 60. Steigt der Induktorstrom bis auf den Stromschwellenwert des Stromvergleichers 60, so geht der Ausgang des Vergleichers 60 auf HOCH und schickt die PWM-Schaltung 64 ein Signal an die Treiberschaltung 52, die das Abschalten des Schalttransistors 54 und das Einschalten des Schalttransistors 55 veranlasst. Der Strom fließt sodann von der Erde durch den Schalttransis tor 55, den Induktor 56 und den Lesewiderstand 58 nach V_OUT. Der Strom im Induktor 56 fällt jetzt ab. Der Schaltzyklus wird wiederholt, wenn das Taktsignal am Oszillator wieder HOCH geht. Jeder der Schaltregler 11-13 (und der erfindungsgemäßen Einphasen-Schaltregler) kann mit einem Vergleicher oder Ver stärker versehen sein, welcher den mittleren Induktorstrom bzw. den niedrigsten Momentanstrom des Induktors anstelle des Induktorspitzenstroms überwacht.

Bei niedrigem Laststrom kann der Momentanstrom durch den Induktor 56 bei eingeschaltetem Schalttransistor 55 auf Null abfallen und negativ werden. Der negative Induktorstrom zieht Leistung aus dem Ausgangskondensator 22 gegen Erde und verrin gert damit den Wirkungsgrad. Fällt der Induktorstrom auf Null, so sendet der Nullstromvergleicher 65 ein Signal an den Trei ber 52, der diesen veranlasst, den Schalttransistor 55 zu de aktivieren. Dies hat zur Folge, dass beide Schalttransistoren abgeschaltet sind und ein Abfluss von Leistung aus dem Aus gangskondensator 22 zur Erde über den Schalttransistor 55 ver hindert wird.

Die Verstärkungs-Steuerschaltung 70 gemäß Fig. 2 ist mit dem nicht invertierenden Eingang des Vergleichers 60 gekop pelt. Die Verstärkungs-Steuerschaltung 70 weist einen Verstär ker 72, n-Kanal-MOSFETs 74 und 75 und Widerstände 76 und 78 auf. Das Gate von MOSFET 75 ist mit dem GC-Eingang des Reglers 50 verbunden. Der GC-Eingang ist zur Aufnahme der Ausgangs spannung V_DIS des Niedriglastvergleichers 20 im Schaltregler 11 gekoppelt. In den Reglern 12 und 13 ist der GC-Eingang an Erde gelegt. V_c liegt auf dem nicht invertierenden Eingang des Ver stärkers 72. Das Gate des MOSFETs 74 ist mit dem Ausgang des Verstärkers und die Source des MOSFETs 74 mit dem invertie renden Eingang des Verstärkers 74 verbunden. Die Widerstände 76 und 78 sind in Reihe zwischen der Source des MOSFETs 74 und Erde geschaltet. Der MOSFET 74 schließt im eingeschalteten Zustand einen Strompfad um den Widerstand 78 kurz, weil der MOSFET 75 einen viel geringeren Einschalt-Widerstandswert als der Widerstand 78 hat.

Die Stromschwelle des Vergleichers 60 wird wie folgt durch den Verstärkungs-Steuerblock 70 bestimmt: Durch Anwen dung der zweiten Kirchhoffschen Regel auf eine geschlossene Schleife um den Vergleicher 60 und die Widerstände 58 und 62 herum lässt sich feststellen, dass die Spannung an den inver tierenden und nicht invertierenden Eingängen des Vergleichers 60 gleich ist, wenn das Spannungsgefälle über den Widerstand 62 hinweg dem Spannungsgefälle über den Lesewiderstand 58 hin weg entspricht. In der Annahme, dass der Transistor 54 einge schaltet und der Transistor 55 ausgeschaltet ist sowie der Induktorstrom ansteigt, geht der Ausgang des Vergleichers 60 auf HOCH bei Anstieg des Induktorstroms bis zu dem Punkt, wo der Spannungsabfall über den Widerstand 58 hinweg größer ist als der Spannungsabfall über den Widerstand 62. Geht der Aus gang des Vergleichers 60 auf HOCH, so veranlasst die PWM- Schaltung 64 die Treiberschaltung 52, den Transistor 54 ab- und den Transistor 55 einzuschalten, so dass der Induktorstrom abzunehmen beginnt.

Der Spannungsabfall über den Widerstand 62 hinweg be stimmt eine Stromschwelle des Vergleichers 60 und die Strom schwelle des Vergleichers 60 den Spitzenstrom im Induktor 56. Die Stromschwelle des Vergleichers 60 ist dahingehend variier bar, dass der maximale und mittlere Induktorstrom sowie der Ausgangsstrom des Reglers 50 eingestellt werden. Der Span nungsabfall über den Widerstand 62 hinweg wird durch den Ver stärkungs-Steuerblock 70 gesetzt, der den Stromfluss durch den Widerstand 62 steuert. Der Verstärkungs-Steuerblock 70 kann den Stromfluss durch den Widerstand 62 in der Weise steuern, dass der Induktorstrom und der Ausgangsstrom des Reglers 50 verändert werden.

Der Verstärkungs-Steuerblock 70 verändert den Stromfluss durch den Widerstand 62 und das Spannungsgefälle über den Wi derstand 62 hinweg wie folgt: Der durch den Widerstand 62 ge hende Strom ist gleich dem Strom durch den n-Kanal-Transistor 74 und die Widerstände 76 und 78, wenn der Transistor 75 aus geschaltet ist (in der Annahme, dass es sich bei den Eingängen der Vergleicher 60 und 65 um hochohmige Knoten handelt). Gemäß Fig. 1 ist V_SHED eine feste Spannungsschwelle am nicht inver tierenden Eingang des Vergleichers 20. V_c liegt bei hohen bis mäßigen Lastströmen über V_SHED. V_DIS ist die Ausgangsspannung des Vergleichers 20. Damit ist V_DIS bei hohen bis mäßigen Last strömen NIEDRIG und der n-Kanal-Transistor 75 in allen Reglern 11-13 ausgeschaltet. Der Ausgang des Verstärkers 72 ist mit dem Gate des Transistors 74 gekoppelt. Der Verstärker 72 steu ert den Stromfluss durch den Transistor 74 durch Einstellen seiner Ausgangsspannung. V_c ist mit dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 72 verbunden. Die Ausgangsspannung des Verstärkers 72 ändert sich proportional mit V_c. Damit ändert sich der Stromfluss durch den Transistor 74 und die Widerstände 62, 76 und 78 proportional mit V_c.

Der Verstärkungs-Steuerblock 70 stellt den Spannungsab fall über den Widerstand 62 hinweg ein, um den Ausgangsstrom des Schaltreglers 50 so zu regeln, dass er den jeweiligen Stromanforderungen des Verbrauchers entspricht. Bei Abfall des Laststroms nimmt V_FB zu und V_c ab, wobei die Abnahme des Stromflusses durch den Widerstand 62 bewirkt wird. Hierdurch wird die Induktor-Spitzenstromschwelle des Vergleichers 62 ge senkt. Der Ausgang des Stromvergleichers 62 geht in jedem Zy klus schneller auf HOCH, so dass weniger Induktorstrom an den Verbraucher geht.

Bei Anstieg des Laststroms nimmt V_FB ab und V_c zu, wodurch eine Zunahme des Stromflusses durch den Widerstand 62 bewirkt wird. Hierdurch wird die Induktor-Spitzenstromschwelle des Vergleichers 62 erweitert. Der Induktorstrom steigt auf einen höheren Pegel, bevor der Ausgang des Stromvergleichers 60 in jedem Zyklus auf HOCH geht, so dass dem Verbraucher mehr Induktorstrom zugeführt wird.

V_c variiert proportional mit dem Laststrom. Bei Abnahme von V_c wird die Einschaltzeit des Transistors 54 für einen Au genblick kürzer und die des Transistors 55 für einen Augenblick länger mit dem Ergebnis, dass mehr Ausgangsstrom geliefert wird. Bei Zunahme von V_c wird die Einschaltzeit des Transistors 54 für einen Augenblick erhöht und die Einschaltzeit des Transistors 55 für einen Augenblick verkürzt, so dass weniger Ausgangsstrom geliefert wird. Der Stromvergleicher 60 variiert den momentanen Spitzen stromfluss durch den Induktor 56, so dass die mittleren Induk torströme der Einphasen-Schaltregler zur Anpassung des Last stroms aufaddieren. Trotz geringer Änderungen in den Ein schaltzeiten der Schalttransistoren 54 und 55 bleibt die relative Einschaltdauer D_F der Schalttransistoren 54 und 55 bei Änderung des Laststroms nahezu konstant.

Jeder der Schaltregler 11-13 liefert bei hohen bis mäßi gen Laströmen ein Drittel des gesamten Ausgangsstroms des Mehrphasen-Schaltreglers 10. Das Schalten der Schalttransisto ren in den Schaltreglerkreisen 11-13 wird durch Taktsignale V_CLK1, V_CLK2 bzw. V_CLK3 gesteuert. Wellenformenbeispiele für die Taktsignale V_CLK1, V_CLK2 und V_CLK3 zeigt Fig. 3. V_CLK1, V_CLK2 und V_CLK3 sind periodisch digitale Taktsignale mit gleicher Periode. V_CLK1 geht am Anfang eines jeden Taktzyklus, d. h. zum Zeitpunkt t1, auf HOCH. V_CLK2 geht nach einem Drittel des Weges durch jeden Taktzyklus, d. h. zum Zeitpunkt t2, und V_CLK3 nach zwei Dritteln des Weges durch jeden Taktzyklus, d. h. zum Zeitpunkt t3, auf HOCH.

Durch gleiche Beabstandung der Impulse der Taktsignale V_CLK1, V_CLK2 und V_CLK3 beginnt, wie aus Fig. 3 ersichtlich, der Induktorstrom in jedem der Regler 11-13 in gleichen Zeitab abständen zuzunehmen. So gelten beispielsweise mit Bezug auf den exemplarisch in Fig. 2 dargestellten Regler die folgenden Bedingungen: Im Schaltregler 11 veranlasst V_CLK1 das Einschalten des Transistors 54 und das Ausschalten des Transistors 55 zum Zeitpunkt t1. Im Schaltregler 12 bewirkt V_CLK2 das Aktivieren des Transistors 54 und das Deaktivieren des Transistors 55 zum Zeitpunkt t2. Im Schaltregler 13 findet durch V_CLK3 das Einschalten des Transistors 54 und das Ausschalten des Transistors 55 zum Zeitpunkt t3 statt.

Fig. 4 zeigt Wellenformbeispiele für den Mehrphasen- Schaltregler 10. Die Wellenformen I_L1, I_L2 und I_L3 sind exem plarische Induktorstrom-Wellenformen für die Schaltregler 11-13. In dem Beispiel gemäß Fig. 4 kann der Schalttransistor 54 in den Schaltreglern 11-13 während nicht überlappender Zeitin tervalle in jedem Schaltzyklus eingeschaltet sein.

I_OUT1 ist ein Beispiel für den gesamten Ausgangsstrom des Mehrphasen-Schaltreglers 10. Aus Fig. 4 ist ersichtlich, dass die Amplitude der Ströme von I_L1, I_L2 und I_L3 in die Wellenform I_OUT1 verfaltet ist. Durch Synchronisation der Schaltung der Schalttransisatoren in den Schaltreglern 11-13 zum Erzeugen einer Ausgangsstrom-Wellenform wie I_OUT1 ist die Amplitude des Ausgangs-Welligkeitsstroms I_OUT1 wesentlich kleiner als wenn von nur einem Schaltregler der gesamte Laststrom geliefert würde. Dadurch erfordert der Ausgangskondensator 22 weniger Kapazität als im Falle des Einsatzes eines einzigen Schaltreglers zur Lieferung des gesamten erforderlichen Laststroms.

Bei Abfall des Laststroms nimmt auch V_c ab. Fällt der Laststrom tief genug, so reduziert sich V_c auf unter V_SHED, und der Vergleicher 20 bewirkt, dass die Ausgangsspannung V_DIS auf HOCH geht. V_DIS ist mit den DEAKTIVIERUNGS-Eingängen der Schaltregler 12 und 13 gekoppelt, wie dies die Fig. 1 zeigt. Wenn V_DIS HOCH ist, bleiben sämtliche Schalttransistoren (z. B. die Transistoren 54/55) in den Schaltreglern 12 und 13 ausge schaltet, so dass der Induktorstrom in diesen Schaltreglern bis auf Null abfällt und auf Null bleibt.

So ist wie aus Fig. 2 ersichtlich beispielsweise der DEAKTIVIERUNGS-Eingang im Schaltregler 50 mit der Treiber schaltung 52 gekoppelt. Ist V_DIS HOCH, so bewirkt die Treiber schaltung 52, dass die Schalttransistoren 54 und 55 ausge schaltet bleiben. Die vorliegende Erfindung umfasst Ausfüh rungsformen, in denen die Schalttransistoren der Regler 12 und 13 nicht unmittelbar, nachdem V_DIS auf HOCH gegangen ist, zum Abschalten veranlasst werden. Es kann eine kurze Verzögerungs zeit vorgesehen sein, während der einer oder mehrere der Schalttransistoren weiter ein- und ausschalten, bevor sie durch VDIS auf Dauer des Niedrigleistungs-Modus im Aus-Zu stand gehalten werden. Die synchronen Schalttransistoren 54 und 55 in den Reglern 12-13 brauchen nicht zur gleichen Zeit ausgeschaltet oder deaktiviert zu sein. Stufenabschaltung be deutet, dass die Schaltreglerstufen 12-13 durch Deaktivieren ihrer Schalttransistoren ausgeschaltet sind.

Der DEAKTIVIERUNGS-Eingang des Schaltreglers 11 ist geer det, so dass der Schaltregler 11 beim HOCH-Gehen von V_DIS eingeschaltet bleibt. Geht also V_DIS auf HOCH, so tritt der Mehrphasen-Schaltregler 10 in einen Niedrigleistungs-Modus ein, in dem die Schaltreglerstufen 12-13 aus- und der Schaltregler 11 eingeschaltet sind. Der Schaltregler 11 allein liefert den Ausgangsstrom des Reglers 10 im Niedrigleistungs- Modus. Der Niedrigleistungs-Modus verbessert den Wirkungsgrad des Reglers 10, weil keine Leistung zum Ein- und Ausschalten der Schalttransistoren in den Reglern 12-13 benötigt wird. Der Ruhestrom der Schaltregler 12-13 wird reduziert, weil deren Schalttransistoren ausgeschaltet sind. Der von den Reglern 12-13 gezogene Ruhestrom kann durch Abschalten oder Reduzieren des von der Schaltungsanordnung in diesen Reglern, beispiels weise der PWM-Schaltung 64, gezogenen Stroms weiter verringert werden. Ein Wellenformbeispiel für den Ausgangsstrom des Reg lers 10 im Niedrigleistungs-Modus ist in Fig. 4 als V_OUT2 dargestellt. Der Induktorstrom im Schaltregler 11 kann zwischen den Impulsen im Induktorstrom diskontinuierlich werden (d. h. bei Null bleiben), wie dies aus Fig. 4 ersichtlich ist.

Der Ausgang des Vergleichers 20 ist ebenfalls mit der Verstärkungs-Steuerschaltung 70 des Schaltreglers 11 über des sen GC-Eingang gekoppelt. Geht V_DIS HOCH, so schaltet der Tran sistor 75 ein und schließt den Widerstand 78 kurz, so dass praktisch der gesamte durch den Widerstand 76 gehende Strom den Transistor 75 durchfließt. Beim Einschalten des Transis tors 75 nimmt der durch die Widerstände 62 und 76 fließende Strom zu, so dass die Stromschwelle des Vergleichers 60 erwei tert wird. Durch Kurzschließen des Widerstands 78 ist beim Netto-Effektivausgangsstrom des Schaltreglers 50 (d. h. des Reglers 10) eine zumindest dreifache Zunahme bis auf ein Ni veau zu verzeichnen, das bei oder über dem gesamten Netto-Ef fektivausgangsstrom des Mehrphasen-Schaltreglers 10 unmittel bar vor dem Zeitpunkt liegt, an dem bei Ausgabe von Induk torstrom durch alle drei Schaltregler 11-13 V_DIS auf HOCH gehen würde.

Die Anhebung der Stromschwelle des Vergleichers 60 beim HOCH-Gehen von V_DIS lässt sich wie folgt bestimmen: Zunächst kann angenommen werden, dass die Gleichspannung am invertie renden Eingang des Verstärkers 72 gleich V_c ist, weil der Ver stärker 72 einen hohen Verstärkungsfaktor aufweist. Unter An wendung des Ohmschen Gesetzes kann die Gleichung für den Spannungsabfall über die Widerstände 76 und 78 hinweg bei aus geschaltetem Transistor 75 der Gleichung für das Spannungs gefälle über den Transistor 76 hinweg bei eingeschaltetem Transistor 75 gleichgestellt werden, um folgende Gleichung ab zuleiten:

wobei R₇₆ der Widerstandswert des Widerstands 76 und R₇₈ der Widerstandswert des Widerstands 78, I₁ der bei abgeschaltetem Transistor 75 durch die Widerstände 76 und 78 gehende Strom und I₂ der bei eingeschaltetem Transistor 75 durch den Wi derstand 76 und den Transistor 75 gehende Strom sind. Deshalb nimmt der Spannungsabfall über den Widerstand 62 hinweg beim Einschalten des Transistors 75 in dem gleichen Verhältnis wie durch die nachstehende Gleichung ausgewiesen zu:

wobei V_R62A den Spannungsabfall über den Widerstand 62 hinweg bei V_DIS = NIEDRIG und V_R62B den Spannungsabfall über den Wi derstand 62 hinweg bei V_DIS = HOCH bezeichnen.

Vorzugsweise nimmt das Spannungsgefälle über den Wider stand 62 beim Einschalten des Transistors 75 in einem so aus reichenden Maße zu, dass der Netto-Effektivausgangsstrom des Schaltreglers 11 nach dem HOCH-Gehen von V_DIS größer ist als der Netto-Effektiv-Ausgangsstrom der Schaltregler 11-13 zusam men unmittelbar vor dem Zeitpunkt, an dem V_DIS auf HOCH gehen würde. Durch Zuführen eines größeren Effektivausgangsstroms des Schaltreglers 11 allein bei niedrigen Lastströmen wird Hysterese in die Steuerschleife des Schaltreglers 10 einge bracht. Durch die Hysterese wird der Schaltregler 11 veran lasst, mehr Ausgangsstrom als bei niedrigen Lastströmen vom Verbraucher gefordert zuzuführen, wenn V_DIS HOCH ist. Der grö ßere Ausgangsstrom des Schaltreglers 11 bewirkt eine weitere Abnahme von V_c unter V_SHED und hält damit den Mehrphasen- Schaltregler 10 im Niedrigleistungs-Modus, indem die Schalt regler 12-13 längere Zeit ausgeschaltet gehalten werden.

Das Hinzufügen der Hysterese durch Einstellen eines höhe ren Widerstandsverhältnisses als zur Aufrechterhaltung von V_OUT erforderlich kann als Einstellung zweier unterschiedlicher Laststrom-Schwellenpegel betrachtet werden. Diejenige Last stromschwelle, bei welcher der Regler 10 in den Niedrigleis tungs-Modus eintritt, ist niedriger als die Laststromschwelle, bei der der Regler 10 den Niedrigleistungs-Modus verlässt. Ist beispielsweise R₇₆ gleich R₇₈, so nimmt der Spannungsabfall über den Widerstand 62 hinweg um den Faktor 2 zu, wenn der Transistor 75 einschaltet. Der Spannungsabfall über den Wider stand 62 hinweg braucht sich jedoch nur um den Faktor 1,73 (d. h. √3) zu vergrößern, damit der Schaltregler 11 allein ge nügend Netto-Effektivausgangsstrom für die Versorgung des Verbrauchers bereitstellt, und zwar aufgrund des Verhältnisses zwischen dem Spitzen- und dem Effektivstrom im diskontinuier lichen Modus. Durch Vergrößern des Spannungsabfalls über den Widerstand 62 um den Faktor 2 wird dem Ausgangskondensator 22 mehr Ausgangsstrom als vom Verbraucher zur Verlängerung des Niedrigleistungs-Modus gefordert zugeführt. Deshalb verbleibt der Regler 10 bis zu einem höheren Laststrompegel als der, bei dem er in den Niedrigleistungs-Modus eingetreten ist, im Nied rigleistungs-Modus. Durch die Hysterese wird der Wirkungsgrad des Mehrphasenreglers 10 weiter verbessert.

Der Regler 10 verlässt den Niedrigleistungs-Modus wie folgt: Schließlich steigt der Laststrom in einem so hohen Maße an, dass der Schaltregler 11 allein den Laststrom nicht zu liefern vermag. Bei zunehmendem Laststrom erhöht sich V_c bis über V_SHED hinaus, wodurch die Schaltregler 12-13 veranlasst werden, wieder einzuschalten und Ausgangsstrom zu führen. Auch schaltet der Transistor 75 wieder aus, so dass die Strom schwelle des Schaltreglers 11/50 in dem durch die Gleichung (2) ausgewiesenen Verhältnis reduziert wird.

Bei Eintritt des Mehrphasen-Schaltreglers 10 in den Nied rigleistungs-Modus wird die Amplitude des Ausgangsstroms des Reglers 10 größer, weil der gesamte Ausgangsstrom des Reglers 10 über den Schaltregler 11 (siehe beispielsweise die Wellen form I_OUT2 in Fig. 4) geliefert wird. Der Regler 10 tritt vor zugsweise in den Niedrigleistungs-Modus ein, nachdem sein kleinster Momentan-Ausgangsstrom Null erreicht hat, wie dies beispielsweise die Wellenform I_OUT2 zeigt. Dies trägt dazu bei sicherzustellen, dass der Laststrom im Niedrigleistungs-Modus niedrig genug ist, um die Amplitude der Ausgangsstrom-Wel ligkeit des Reglers 10 nicht unerwünscht groß werden zu las sen. Ist die Amplitude der Ausgangsstrom-Welligkeit im Nied rigleistungs-Modus größer als ihre maximale Größe im Normal- Modus, so muss der Kondensator 22 eine größere Kapazität auf weisen, um den gleichen Filtergrad für den Ausgangsstrom bzw. die Ausgangsspannung V_OUT zu erzielen. Deshalb sollte die Effektivamplitude der Ausgangsstrom-Welligkeit des Reglers 10 im Niedrigleistungs-Modus nicht wesentlich größer sein als die maximale Effektivamplitude der Ausgangsstrom-Welligkeit im Normal-Modus, um einen Kondensator 22 von gleicher Kapazität einsetzen zu können.

Ähnliche Überlegungen gelten auch für den mit V_IN gekop pelten Eingangskondensator. Ein Eingangskondensator 53 ist an V_IN gelegt, wie dies die Fig. 2 zeigt. Vor Beginn des Niedrig leistungs-Modus ist die Eingangsstrom-Welligkeit im Mehrpha sen-Schaltregler 10 über den Schaltzyklus verstreut, weil Ein gangsstrom vorzugsweise zu unterschiedlichen Zeitpunkten an alle drei Schaltregler 11-13 geht. Bei Eintritt des Reglers 10 in den Niedrigleistungs-Modus wird die Amplitude des Eingangs stroms größer, weil der gesamte Eingangsstrom dem Schaltregler 11 innerhalb eines Bruchteils des Schaltzyklus zugeführt wird. Ist die Amplitude des Eingangsstroms im Niedrigleistungs-Modus größer als ihre maximale Größe im Normal-Modus, so muss die Eingangskapazität erhöht werden, um die gleiche Größe für den Eingangsstrom und die Eingangsspannung V_IN zu erzielen. Aus diesem Grunde sollte die Schwelle V_SHED für den Niedrig leistungs-Modus auf ein Niveau eingestellt sein, welches sicherstellt, dass die Amplitude des Eingangs-Effektivstroms im Niedrigleistungs-Modus nicht wesentlich über ihren maxima len Effektivwert im Normal-Modus hinaus zunimmt.

Weitere Beispiele für Verstärkungs-Steuerschaltungen zei gen Fig. 5 sowie Fig. 6A-6B. Jede der Verstärkungs-Steuer- Schaltungen 100, 120 und 140 ist anstelle der Verstärkungs- Steuerschaltung 70 gemäß Fig. 2 einsetzbar. Und es kann jede der Verstärkungs-Steuerschaltungen 100, 120 und 140 mit dem Vergleicher 60 des Schaltreglers 50 am Knoten 71 anstelle der Verstärkungs-Steuerschaltung 70 angekoppelt sein. Wie aus Fig. 5 ersichtlich, weist die Verstärkungs-Steuerschaltung 100 ei nen Inverter 116, MOSFETs 102 und 114, einen Verstärker 104 und Widerstände 106, 108, 110 und 112 auf. Im Normal-Modus fliesst Strom aus V_c über die Widerstände 108 und 110 sowie den MOSFET 114 zur Erde. Der MOSFET 114 schließt den Widerstand 112 kurz, weil der GC-Eingang in den Reglern 12-13 geerdet und V_DIS Null ist.

Die Spannung an dem nicht invertierenden Eingang des Ver stärkers 104 wird durch den von den Widerständen 108 und 110 und V_c (der Ausgangsspannung des Transkonduktanz-Verstärkers 18) gebildeten Widerstandsteiler bestimmt. Der Verstärker 104 ändert den durch den MOSFET 102 und den Widerstand 106 flie ßenden Strom als Antwort auf Spannungsänderungen in seinem nicht invertierenden Eingang. Der den MOSFET 102 durchflie ßende Strom ist gleich dem Strom durch den Widerstand 62 im Regler 50. Damit ändert die Verstärker-Steuerschaltung 100 die Stromschwelle des Reglers 50 als Antwort auf Änderungen von V_c zur Regelung von V_OUT wie im Falle der Verstärker-Steuerschal tung 70.

Der GC-Eingang des Schaltreglers 11 ist mit V_DIS gekop pelt, wie dies aus Fig. 1 hervorgeht. Geht V_DIS zu Beginn des Niedrigleistungs-Modus auf HOCH, so wird das Gate des MOSFETs 114 NIEDRIG und schaltet der MOSFET 114 im Regler 11 ab. Strom fließt nunmehr von V_c durch die Widerstände 108, 110 und 112 zur Erde. Die Spannung am nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 104 wird nunmehr durch den von den Widerständen 108, 110 und 112 gebildeten Widerstandsteiler bestimmt. Der Spannungsabfall über den Widerstand 62 hinweg, welcher die Stromschwelle des Reglers 50 bestimmt, geht bei Erhöhung von V_DIS nach der folgenden Gleichung auf HOCH:

wobei V_R62A das Spannungsgefälle über den Widerstand 62 bei V_DIS = NIEDRIG, V_R62B den Spannungsabfall über den Widerstand 62 bei V_DIS = HOCH, R₁₀₈ den Widerstandswert des Widerstands 108, R₁₁₀ den Widerstandswert des Widerstands 110 und R₁₁₂ den Wider standswert des Widerstands 112 bedeuten. Die Stromschwelle des Reglers 11 wird beim HOCH-Gehen von V_DIS zur Lieferung von Laststrom angehoben.

Wie nunmehr aus Fig. 6A ersichtlich, weist die Verstär kungs-Steuerschaltung 120 einen Verstärker 122, einen MOSFET 124, einen MOSFET 126, einen MOSFET 132 sowie Widerstände 128 und 130 auf. Im Normal-Modus bei V_DIS = NIEDRIG ist der MOSFET 132 in sämtlichen Reglern 11-13 ausgeschaltet und es geht kein Strom durch den Widerstand 130 und den MOSFET 126. Der den Widerstand 62 durchfließende Strom ist gleich dem durch den Widerstand 128 im Normal-Modus gehenden Strom. V_c ist mit dem nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 122 gekoppelt. Der Verstärker 122 ändert den durch den MOSFET 124 und den Widerstand 62 gehenden Strom als Antwort auf V_c zur Regelung von V_OUT.

Der GC-Eingang ist mit dem MOSFET 132 gekoppelt. Geht V_DIS zu Beginn des Niedrigleistungs-Modus auf HOCH, so schaltet der MOSFET 132 den Regler 11 ein, so dass nunmehr Strom durch die MOSFETs 126 und 132 und den Widerstand 130 zur Erde fließt. Die Widerstände 130 und 128 sind jetzt parallel gekoppelt, wodurch der die beiden Widerstände passierende Gesamtstrom zunimmt. Der durch den Widerstand 62 gehende Strom ist nunmehr gleich dem Strom durch den Widerstand 130 plus dem Strom durch den Widerstand 128. Der den Widerstand 128 durchfließende Strom ist konstant, wenn V_DIS auf HOCH geht (unter der Vor aussetzung, dass V_c sich nicht ändert). Aus diesem Grunde ent spricht der durch die MOSFETs 126/132 und den Widerstand 130 gehende Strom der Zunahme des durch den Widerstand 62 ge henden Stroms. Die Stromschwelle des Reglers 11 nimmt beim HOCH-Gehen von V_DIS in einem vom Strom durch den Widerstand 130 bestimmten Verhältnis zu. Der Widerstandswert des Widerstands 130 wird so gewählt, dass die Stromschwelle des Reglers 11 weit genug nach oben geht, um den Laststrom zu liefern und V_OUT im Niedrigleistungs-Modus zu regeln, wobei die folgende Glei chung gilt:

wobei R₁₃₀ der Widerstandswert des Widerstands 130 und R₁₂₈ der Widerstandswert des Widerstands 128 sind. Im Niedrigleistungs- Modus ändert der Verstärker 122 den durch die MOSFETs 126 und 124 gehenden Strom als Antwort auf Änderungen von V_c.

Wie nunmehr aus Fig. 6B ersichtlich, weist die Verstär kungs-Steuerschaltung 140 einen MOSFET 142, einen MOSFET 148, einen MOSFET 150 sowie Widerstände 144 und 146 auf. Der GC- Eingang ist mit dem MOSFET 148 gekoppelt. Im Normal-Modus ist V_DIS niedrig und der MOSFET 148 in sämtlichen Reglern 11-13 ab geschaltet. Die Gates der MOSFETs 142 und 150 sind zu einer Stromspiegelschaltung zusammengekoppelt. Das Verhältnis Gate- Länge/Gate-Breite zwischen den MOSFETs 142 und 150 gleicht dem Stromdurchgangsverhältnis zwischen MOSFET 142 und MOSFET 150. Der durch den MOSFET 142 gehende Strom ist gleich dem Strom durch den Widerstand 62 im Regler 50. Die Ströme durch die MOSFETs 150 und 142 sind proportional zu V_c. Deshalb setzt V_c die Stromschwelle der Regler 11-13 fest.

Im Niedrigleistungs-Modus geht V_DIS auf HOCH und schaltet der MOSFET 148 ein, wodurch der Widerstand 144 im Regler 11 kurzgeschlossen wird. Der durch die MOSFETs 142 und 150 gehen de Strom nimmt jetzt zu. Desgleichen ist bei dem Spannungsge fälle über den Widerstand 62 hinweg eine Zunahme nach der fol genden Gleichung zu verzeichnen:

wobei R₁₄₄ der Widerstandswert des Widerstands 144, R₁₄₆ der Widerstandswert des Widerstands 146, V_GSA die Gate-Source- Spannung des MOSFETs 150 bei deaktiviertem MOSFET 148 und V_GSB die Gate-Source-Spannung des MOSFETs 150 bei aktiviertem MOSFET 148 darstellen. Die Gate-Source-Spannung des MOSFETs 150 nimmt beim Einschalten des MOSFETs 148 zu, wobei ein nichtlineares Verhältnis zwischen V_R62A und V_R62B hergestellt wird, wie dies die Gleichung (4) zeigt.

In der vorliegenden Anwendung werden zwei Schaltungsele mente als "gekoppelt" angesehen, wenn ein Energieübertragungs pfad zwischen diesen vorhanden ist, und dies selbst dann, wenn die beiden Schaltungselemente nicht direkt miteinander verbun den sind. So ist beispielsweise die Stromspiegelschaltung 142/150 über den Widerstand 146 und 144 (bzw. Transistor 148) mit dem Verstärker 18 gekoppelt.

In weiteren Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können beliebig viele weitere Einphasen-Schaltregler dem Mehr phasen-Schaltregler 10 hinzugefügt werden. So können zum Bei spiel erfindungsgemäße Mehrphasen-Schaltregler vier zwischen Eingangsspannung und Verbraucher parallel gekoppelte Einpha sen-Schaltregler aufweisen. Drei der Einphasen-Schaltregler in dieser Ausführungsform können bei Abfall des Laststroms unter die Schwelle V_SHED deaktiviert sein, so dass der verbleibende Schaltregler den gesamten Laststrom im Niedrigleitstungs-Modus liefert.

Ein Beispiel für die Ausführungsform mit vier Schalt reglern zeigt die Fig. 7. Der Mehrphasen-Schaltregler 180 weist emittergekoppelte Einphasen-Schaltregler 181-184, einen Niedriglastvergleicher 20, einen Transkonduktanzverstärker 18, einen Ausgangskondensator 22, einen Widerstandsteiler 16A/16B, einen Widerstand 24 sowie Kondensatoren 23 und 25 auf. Der Kondensator 22 und die Widerstände 16A und 16B sowie weitere Schaltungselemente in den Reglern 181-184 können außerhalb einer integrierten Schaltung angeordnet sein.

Der Schaltregler 50 gemäß Fig. 2 ist ein Beispiel für die Schaltregler 181-184. Das Schalten der Regler 181-184 wird durch Taktsignale V_CLK1, V_CLK2 und V_CLK3 gesteuert, deren Takt impulse vorzugsweise den gleichen Viertelintervallabstand der Taktzeit aufweisen, um die Amplitude des Ausgangs-Welligkeits stroms so klein wie möglich zu halten. Geht V_DIS auf HOCH, so sind die Schaltregler 182-184 ausgeschaltet, und der Schaltregler 181 liefert den gesamten Ausgangsstrom des Mehrphasen-Schaltreglers 180. Das Widerstandsverhältnis in Gleichung (2) wird so eingestellt, dass beim HOCH-Gehen von V_DIS der Netto-Effektivausgangsstrom des Schaltreglers 181 sich um mindestens das Vierfache erhöht.

In einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfin dung mit drei oder mehr Einphasen-Schaltreglern können zwei oder mehrere der Einphasen-Schaltregler im Niedrigleistungs- Modus zur Lieferung des Laststroms aktiviert sein. Eine Ver stärkungs-Steuerschaltung wie beispielsweise die Verstärkungs- Steuerschaltung 70 (mit oder ohne Hysterese) kann in jedem im Niedrigleistungs-Modus aktivierten Schaltregler vorhanden sein, um deren Stromschwellen beim Wechsel zwischen Normal- und Niedrigleistungs-Modus anzupassen. In einer weiteren Aus führungsform kann der Mehrphasen-Schaltregler eine einzige Verstärkungs-Steuerschaltung aufweisen, die die Stromschwelle der im Niedrigleistungs-Modus eingeschaltet bleibenden beiden oder mehreren Einphasen-Schaltregler steuert.

In einer wieder anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann jeder der parallel gekoppelten Einphasen- Schaltregler mit einer eigenen separaten Rückführungsschlei fen-Schaltung versehen sein, die beispielsweise einen nur den Ausgangsstrom durch diesen Einphasen-Schaltregler ändernden Fehlerverstärker aufweist. Eine dieser Rückführungsschleifen bzw. eine einzelne separate Rückführungsschleife ist mit dem Niedriglastvergleicher gekoppelt zwecks Anzeige, wenn der Laststrom unter die Schwelle des Niedriglastvergleichers ab gefallen ist.

Erfindungsgemäße Mehrphasen-Schaltregler können mehrere parallel gekoppelte Einphasen-Schaltregler sowie mehrere Niedrigleistungs-Betriebsarten beinhalten. Ein Beispiel für eine solche Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt die Fig. 8. Der Mehrphasen-Schaltregler 200 in Fig. 8 weist drei parallel gekoppelte Reglerschaltungen auf und arbeitet in drei Betriebsarten: im Normal-Modus bei hohen bis mäßigen Lastströmen, in einem ersten Niedrigleistungs-Modus bei niedrigen und in einem zweiten Niedrigleistungs-Modus bei sehr niedrigen Lastströmen. Im Normal-Modus sind alle drei Schaltregler eingeschaltet. Im ersten Niedrigleistungs-Modus sind zwei Schaltregler aktiviert und ein Schaltregler deakti viert. Im zweiten Niedrigleistungs-Modus sind ein Schaltregler ein- und zwei, Schaltregler ausgeschaltet. Die ersten und zwei ten Niedrigleistungs-Betriebsarten erhöhen den Wirkungsgrad des Mehrphasenreglers bei niedrigen Lastströmen.

Der Mehrphasen-Schaltregler 200 weist drei parallel ge schaltete emittergekoppelte Einphasen-Schaltregler-Schaltungen 211-213, Niedriglast-Spannungsvergleicher 220 und 221, einen Transkonduktanzverstärker 218, Widerstände 216A/216B sowie Kondensatoren 222, 223 und 225 auf. Alle drei Schaltregler 211-213 liefern Ausgangsstrom an einen mit dem Ausgangskonden sator 222 gekoppelten Verbraucher in Form hoher und mäßiger Lastströme. Der Widerstandsteiler 216A/2168 gibt ein Span nungsrückführsignal V_FB an den Transkonduktanzverstärker 218. Die Kondensatoren 223 und 225 sowie der Widerstand 224 bewir ken einen Frequenzausgleich für die Rückführungsschleife. Der Ausgangskondensator 222 und die Widerstände 216A und 216B kön nen außerhalb einer integrierten Schaltung angeordnet sein.

Die Ausgangsspannung V_c des Verstärkers 218 wird am V_c- Eingang der Schaltregler 211-213 bereitgestellt. Der Schalt regler gemäß Fig. 2 ist ein Beispiel für jeden der Schaltreg ler 212-213. Die Regler 212-213 können auch in anderen Konfi gurationen vorgesehen sein. Die Ausgangsspannung V_c ändert die Stromschwelle des Stromvergleichers 60, damit die Regler 212-213 die Ausgangsspannung V_OUT wie vorstehend mit Bezug auf Fig. 2 erläutert regelt. Da V_c proportional zum Laststrom variiert, ändern die Schaltregler 211-213 ihre Induktorströme in der Weise, dass V_OUT geregelt und der Laststrom geliefert wird.

Der in Fig. 9 dargestellte Schaltregler 250 ist ein Bei spiel für den Schaltregler 211. Der Regler 211 kann auch in anderen Ausführungen vorgesehen werden. Die Verstärkungs-Steu erschaltung 230 steuert den Ausgangsstrom des Reglers 250. Die Verstärkungs-Steuerschaltung 250 weist einen Verstärker 234, einen MOSFET 232, einen MOSFET 238, einen MOSFET 244 sowie Wi derstände 236, 240 und 242 auf. Der den MOSFET 232 durch fließende Strom stellt den Spannungsabfall über den Widerstand 62 im Regler 250 ein. Der Strom durch den MOSFET 232 wird vom Verstärker 234 gesteuert. Bei zunehmendem Laststrom veranlasst die Ausgangsspannung V_c den Verstärker 234, den Strom durch den MOSFET 232 zu erhöhen. Das Spannungsgefälle über den Widerstand 62 hinweg wird größer, so dass der Induktorstrom im Regler 250 zunimmt. Bei abnehmendem Laststrom wird durch V_c der Verstärker 234 zur Verringerung des den MOSFET 232 durchfließenden Stroms veranlasst. In diesem Falle nimmt das Spannungsgefälle über den Widerstand 62 hinweg ab, so dass der Induktorstrom des Reglers 250 kleiner wird.

Fällt der Laststrom auf ein über V_SHED1 eingestelltes erstes Schwellenniveau, so tritt der Mehrphasen-Schaltregler 200 in einen ersten Niedrigleistungs-Modus ein, in dem der Schaltregler 213 deaktiviert und die Schaltregler 211-213 ak tiviert sind. V_DIS1 ist mit dem DEAKTIVIERUNGS-Eingang des Reglers 213 gekoppelt. Beim Abfallen von V_c unter V_SHED1 geht die Ausgangsspannung V_DIS1 des Vergleichers 221 auf HOCH, wodurch die Schalttransistoren im Schaltregler 213 deaktiviert bleiben und der Regler 213 keinen Ausgangsstrom liefert. V_DIS1 ist auch mit dem GC-Eingang des Reglers 212 und dem GC1- Eingang des Reglers 211 gekoppelt. Geht V_DIS1 auf HOCH, so bleiben die Schaltregler 211-213 eingeschaltet und erhöhen sie ihre maximalen und mittleren Induktorströme als Ausgleich für die Tatsache, dass der Regler 213 jetzt ausgeschaltet ist.

V_DIS1 ist mit dem Gate des Transistors 75 in der Verstär kungs-Steuerschaltung 70 des Schaltreglers 212 gekoppelt. Geht V_DIS1 auf HOCH, so schließt der Transistor 75 den Widerstand 78 gegen Erde kurz, um die Stromschwelle des Vergleichers 60 im Regler 50/212 zu erweitern, wie dies vorstehend mit Bezug auf Fig. 2 bereits erörtert wurde. Das Widerstandsverhältnis in Gleichung (2) wird so eingestellt, dass der Spannungsabfall über den Widerstand 62 hinweg vergrößert wird und damit der Ausgangsstrom des Schaltreglers 212 zunimmt. So kann bei spielsweise der Ausgangsstrom des Reglers 212 von einem Drittel bis zur Hälfte des Laststroms ansteigen.

Auch schaltet der Transistor 238 in der Verstärkungs- Steuerschaltung 230 gemäß Fig. 9 ein und schaltet er den Wi derstand 240 kurz, wenn V_DIS1 auf HOCH geht. Der Spannungsabfall über den Widerstand 62 im Regler 211 nimmt jetzt zu. So kann beispielsweise der Ausgangsstrom des Reglers 211 von einem Drittel bis auf eine Hälfte des Laststroms ansteigen. Die Regler 211 und 212 liefern im ersten Niedrigleistungs-Modus den gesamten Ausgangsstrom des Mehrphasen-Schaltreglers 200.

Der Transistor 244 ist im ersten Niedrigleistungs-Modus ausgeschaltet. Das Spannungsgefälle über den Widerstand 62 im Regler 211 hinweg nimmt jetzt entsprechend der nach dem Ohm schen Gesetz abgeleiteten folgenden Gleichung zu:

wobei V_R62A das Spannungsgefälle über den Widerstand 62 im Regler 211 bei V_DIS1 = NIEDRIG, V_R62B das Spannungsgefälle über den Widerstand 62 im Regler 211 bei V_DIS1 = HOCH, R₂₃₆ der Widerstandswert des Widerstands 236, R₂₄₀ der Widerstandswert des Widerstands 240 und R₂₄₂ der Widerstandswert des Widerstands 242 sind.

Damit tritt beim HOCH-Gehen von D_IS1 der Mehrphasen- Schaltregler 200 in einen ersten Niedrigleistungs-Modus ein, in dem der Regler 213 ausgeschaltet ist und die Regler 211 und 212 aktiviert sind und dem Verbraucher Strom zuführen. Die Stromschwelle des Widerstands 62 im Regler 211 steigt um das Widerstandsverhältnis gemäß Gleichung (6) und die Stromschwel le des Widerstands 62 im Regler 212 um das Widerstandsverhält nis gemäß Gleichung (2) an. Die in den Gleichungen (2) und (6) ausgewiesenen Widerstandsverhältnisse sind so gewählt, dass der gesamte Ausgangsstrom der Regler 211 und 212 den Laststrom im ersten Niedrigleistungs-Modus abdeckt und V_OUT auf der gere gelten Größe bleibt.

Fällt der Laststrom unter eine zweite Schwelle V_SHED2, so tritt der Mehrphasen-Schaltregler 200 in einen zweiten Niedrigleistungs-Modus ein, in dem die Schaltregler 212 und 213 deaktiviert sind und der Schaltregler 211 allein den ge samten Laststrom liefert und V_OUT regelt. Die Schwelle V_SHED2 setzt ein niedrigeres Laststromniveau als V_SHED1. Damit vermin dert sich V_c bei abnehmendem Laststrom zunächst auf V_SHED1 und sodann bei weiterem Absinken des Laststroms auf V_SHED2. Sobald die Schwelle V_SHED2 erreicht, geht die Ausgangsspannung V_DIS2 des Niedriglastvergleichers 220 auf HOCH. V_DIS2 wird mit dem DEAKTIVIERUNGS-Eingang des Schaltreglers 212 gekoppelt, wie dies die Fig. 8 zeigt.

Bei V_DIS2 = HOCH bleiben die Schalttransistoren (d. h. die Transistoren 54 und 55) im Schaltregler 212 ausgeschaltet, so dass der Regler 212 keinen Ausgangsstrom liefert. Der Deakti vierungs-Eingang des Reglers 50/212 kann mit der beispiels weise in Fig. 2 dargestellten Treiberschaltung gekoppelt wer den, was die Schalttransisatoren deaktiviert, wenn V_DIS2 auf HOCH geht. Die vorliegende Erfindung schließt Ausführungsfor men ein, in denen die Schalttransistoren der Regler 211-212 nicht zum Abschalten unmittelbar nach dem HOCH-Gehen von V_DIS1 oder V_DIS2 veranlasst werden. Es kann eine kurze Verzögerungs zeit vorgesehen sein, während der einer oder mehrere der Schalttransistoren weiter ein- und ausschalten, bevor sie über V_DIS1 bzw. V_DIS2 für die Dauer des zweiten Niedrigleistungs-Modus abgeschaltet werden. Die synchronen Schalttransistoren 54 und 55 im Regler 212 müssen nicht gleichzeitig ausgeschaltet bzw. deaktiviert werden.

V_DIS2 ist über den GC2-Eingang des Schaltreglers 211 auch mit der Verstärkungs-Steuerschaltung 230 verbunden. Wie wieder aus Fig. 9 ersichtlich, schaltet der Transistor 244 beim HOCH- Gehen von V_DIS2 ein und schließt den Widerstand 242 kurz. Zu diesem Zeitpunkt ist der Transistor 238 bereits eingeschaltet und schließt, wie vorstehend erörtert, den Widerstand 240 kurz. Beim Einschalten des Transistors 244 nimmt der Span nungsabfall über den Widerstand 62 im Regler 211 hinweg zu, so dass die Stromschwelle des Vergleichers 60 der folgenden Glei chung entsprechend erweitert wird:

wobei V_R62C das Spannungsgefälle über den Widerstand 62 im Reg ler 211 hinweg bedeutet, wenn V_DIS1 und V_DIS2 beide HOCH sind.

Bei V_DIS2 = HOCH sind die Regler 212 und 213 ausgeschaltet und liefert der Schaltregler 211 den Ausgangsstrom des Mehr phasen-Schaltreglers 200 zu 100%. Das Widerstandsverhältnis gemäß Gleichung (7) wird so gewählt, dass der gesamte Aus gangsstrom des Reglers 211 den Laststrom im zweiten Niedrig leistungs-Modus liefert und V_OUT auf einer geregelten Größe bleibt. Das Widerstandsverhältnis nach Gleichung (7) kann sich vergrößern, so dass die Stromschwelle höher ist als zur Anpas sung des Laststroms für das Einbringen von Hysterese in die Steuerschleife im zweiten Niedrigleistungs-Modus erforderlich.

Die erfindungsgemäßen Mehrphasen-Schaltregler können ei nen einzelnen Verstärkungs-Steuerblock und mehrere Niedrig leistungs-Betriebsarten aufweisen. Ein Beispiel einer solchen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 10 dar gestellt. Der Mehrphasen-Schaltregler 300 weist drei parallel geschaltete Einphasen-Schaltregler-Schaltungen 311-313 im Strommodus, Niedriglast-Spannungsvergleicher 320 und 321, ei ne Verstärkungs-Steuerschaltung 314, einen Transkonduktanzver stärker 318, Widerstände 316A/316B und 324 sowie Kondensatoren 322, 323 und 325 auf. Sämtliche drei Schaltregler 311-313 liefern Ausgangsstrom an einen mit dem Ausgangskondensator 322 gekoppelten Verbraucher bei hohen bis mäßigen Lastströmen. Der Widerstandsteiler 316A/316B gibt ein Spannungsrückführsignal V_FB an den Transkonduktanzverstärker 318. Die Kondensatoren 323 und 325 und der Widerstand 324 besorgen den Frequenzausgleich für die Rückführschleife. Der Ausgangskondensator 322 und die Widerstände 316A und 316B können außerhalb einer integrierten Schaltung angeordnet sein.

Der Mehrphasen-Schaltregler 300 gemäß Fig. 10 arbeitet in drei Betriebsarten: einem Normal-Modus bei hohen bis mäßigen Lastströmen, einem ersten Niedrigleistungs-Modus bei niedrigen Lastströmen und einem zweiten Niedrigleistungs-Modus bei sehr niedrigen Lastströmen. Im Normal-Modus sind alle drei Schalt regler 311-313 eingeschaltet. Im ersten Niedrigleistungs-Modus sind die Schaltregler 311-312 aktiviert, und der Schaltreg ler 313 ist deaktiviert. Im zweiten Niedrigleistungs-Modus ist der Schaltregler 311 ein- und sind die Schaltregler 312-313 ausgeschaltet. Die ersten und zweiten Niedrigleistungs- Betriebsarten erhöhen den Wirkungsgrad des Mehrphasen- Schaltreglers bei niedrigen Lastströmen.

Der Schaltregler 50 gemäß Fig. 2 ist ein Beispiel für den Schaltregler 313. Der Schaltregler 313 kann auch in anderen Reglerkonfigurationen konzipiert sein. Die Ausgangsspannung V_c bildet eine variable Schwelle für den Stromvergleicher 60 des Reglers 313 zur Regelung von V_OUT, wie dies vorstehend mit Be zug auf Fig. 2 erörtert wurde. V_c geht auch an die Verstär kungs-Steuerschaltung 314. V_c setzt eine variable Schwelle für die Stromvergleicher in den Reglern 311-313. Da V_c proportional zum Laststrom variiert, ändern die Schaltregler 311-313 ihre Induktorströme dergestalt, dass V_OUT geregelt und der Laststrom geliefert wird.

Beispiele für die Schaltregler 311-312 sind im Einzelnen in Fig. 11 dargestellt. Die Regler 311 und 312 können auch in anderen Konfigurationen vorgesehen sein. Die Verstärkungs- Steuerschaltung 314 weist n-Kanal-FETs 331, 332, 338 und 344, einen Verstärker 334 sowie Widerstände 335, 336, 340 und 342 auf. Der Drain des FETs 331 ist mit dem ICOMP-Eingang des Schaltreglers 312 und der des FET 332 mit dem ICOMP-Eingang des Schaltreglers 311 gekoppelt. Der den Widerstand 62 im Reg ler 312 durchfließende Strom ist gleich dem Strom durch den FET 331 und den Widerstand 335. Der Strom durch den Widerstand 62 im Regler 311 entspricht dem Strom durch den FET 332 und den Widerstand 336. Der auf W ansprechende Verstärker 334 steuert den Stromfluss durch die FETs 331 und 332 sowie den Spannungsabfall über die Widerstände 62 in den Reglern 311-312 hinweg.

Zu Beginn des ersten Niedrigleistungs-Modus geht V_DIS1 auf HOCH, wodurch der n-Kanal-MOSFET 338 zum Einschalten und Kurz schließen des Widerstands 340 veranlasst wird. Der Spannungs abfall über die Widerstände 62 in den Reglern 311 und 312 hin weg nimmt für die Lieferung des Laststroms zu. Im ersten Niedrigleistungs-Modus sind der Schaltregler 313 aus- und die Schaltregler 311 und 312 eingeschaltet. Am Anfang des zweiten Niedrigleistungs-Modus geht V_DIS2 auf HOCH, wodurch der n- Kanal-MOSFET 344 zum Einschalten und Kurzschließen des Widerstands 342 veranlasst wird. Der Spannungsabfall über den Widerstand 62 im Regler 311 hinweg nimmt zur Lieferung des Laststroms zu. Im zweiten Niedrigleistungs-Modus sind die Schaltregler 313 und 312 deaktiviert, und der Schaltregler 311 ist eingeschaltet.

Weitere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kön nen jede beliebige Anzahl von Einphasen-Schaltreglern und jede beliebige Anzahl von Niedrigleistungs-Betriebsarten aufweisen. So können beispielsweise erfindungsgemäße Mehrphasen-Schalt regler für vier parallel gekoppelte Einphasen-Schaltregler und eine, zwei oder drei Niedrigleistungs-Betriebsarten konzipiert sein. Eine Ausführungsform mit vier Schaltreglern kann so aus gelegt sein, dass in einem ersten Niedrigleistungs-Modus ein Schaltregler, in einem zweiten Niedrigleistungs-Modus bei ei nem niedrigeren Laststrom zwei Schaltregler und in einem drit ten Niedrigleistungs-Modus mit noch geringerem Laststrom drei Schaltregler deaktiviert sind.

Wahlweise kann eine Ausführungsform mit vier Schaltreg lern dahingehend konzipiert sein, dass in einem ersten Nied rigleistungs-Modus ein Schaltregler und in einem zweiten Nied rigleistungs-Modus bei einem niedrigeren Laststrom zwei oder drei Schaltregler ausgeschaltet sind. Auch können bei einer Ausführungsform mit vier Schaltreglern in einem ersten Nied rigleistungs-Modus zwei Schaltregler und in einem zweiten Niedrigleistungs-Modus mit niedrigerem Laststrom drei Schalt regler deaktiviert sein. In einer noch anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann jeder Einphasen-Schaltregler mit einer separaten Eingangsspannungsquelle gekoppelt werden.

In einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfin dung kann ein Mehrphasen-Schaltregler lediglich zwei Einpha sen-Schaltregler aufweisen, wie dies die Fig. 12 zeigt. Der Mehrphasen-Schaltregler 400 gemäß Fig. 12 weist zwei mit dem Ausgangskondensator 22 parallel gekoppelte Einphasen-Schalt regler 11 und 13 auf. Der Schaltregler 13 ist bei niedrigem Laststrom abgeschaltet, und der Schaltregler 11 liefert im Niedrigleistungs-Modus den gesamten Laststrom. Fig. 2 zeigt ein Beispiel der vorbeschriebenen Schaltregler 11 und 13. Die übrigen Elemente des Reglers 400 arbeiten wie vorstehend mit Bezug auf Fig. 1 beschrieben.

Für den Fachmann ist weiter erkennbar, dass die erfin dungsgemäße Schaltung mit anderen als den dargestellten und vorbeschriebenen Schaltungsanordnungen ausgeführt werden kann. Alle diese Abwandlungen fallen in den Schutzumfang der vorlie genden Erfindung, der ausschließlich durch die nachfolgenden Ansprüche abgegrenzt ist.

Claims

1. Mehrphasen-Schaltregler mit:
mehreren mit einem Ausgang gekoppelten Einphasen- Schaltreglern; und
einem ersten Vergleicher, der mit einer Rückführschleife gekoppelt ist, welche einen ersten der Einphasen-Schalt regler daran hindert, nach Abfallen des Laststroms unter die Schwelle des ersten Vergleichers einem mit dem Ausgang gekoppelten Verbraucher Ausgangsstrom zuzuführen.

2. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 1, wobei die Rück führschleife weiter einen mit einem Widerstandsteiler und wenigstens einem der Einphasen-Schaltregler gekoppelten ersten Verstärker aufweist.

3. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 1, wobei die mehreren Einphasen-Schaltregler synchrone Schaltregler sind.

4. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 1, wobei die mehreren Einphasen-Schaltregler drei Einphasen- Schaltregler umfassen.

5. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 4, wobei der erste Vergleicher wenigstens zwei der Einphasen-Schaltregler daran hindert, den Verbraucher mit Strom zu beliefern, wenn der Laststrom unter die Schwelle des ersten Verglei chers absinkt.

6. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 1, wobei die mehreren Einphasen-Schaltregler vier Einphasen- Schaltregler umfassen.

7. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 6, wobei der erste Vergleicher drei der Einphasen-Schaltregler daran hindert, Strom an den Verbraucher auszugeben, wenn der Laststrom unter die Schwelle des ersten Vergleichers abfällt.

8. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 6, wobei der erste Vergleicher zwei der Einphasen-Schaltregler daran hindert, Strom an den Verbraucher auszugeben, wenn der Laststrom unter die Schwelle des ersten Vergleichers abfällt.

9. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 1, wobei wenigstens ein zweiter der Einphasen-Schaltregler eine mit dem ersten Vergleicher gekoppelte Verstärkungs- Steuerschaltung aufweist, welche eine Zunahme des Aus gangsstroms des zweiten Einphasen-Schaltreglers bewirkt, nachdem der Laststrom unter die Schwelle des ersten Vergleichers abfällt.

10. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 9, wobei die erste Verstärkungs-Steuerschaltung einen mit der Rückführschleifen-Schaltung gekoppelten Ver stärker aufweist, der die Stromschwelle des zweiten Ein phasen-Schaltreglers erhöht.

11. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 9, wobei die erste Verstärkungs-Steuerschaltung weiter aufweist:
einen Widerstand und
einen mit dem Widerstand und dem ersten Vergleicher gekop pelten Transistor, wobei der Transistor den Widerstand kurzschließt, wenn der Laststrom unter die Schwelle des ersten Vergleichers absinkt.

12. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 9, der weiter auf weist:
einen zweiten mit einer Rückführschleife gekoppelten Ver gleicher, welcher den zweiten Einphasen-Schaltregler daran hindert, Strom an den Verbraucher auszugeben, wenn der Laststrom unter die Schwelle des zweiten Vergleichers abfällt, die niedriger ist als die Schwelle des ersten Vergleichers.

13. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 12, wobei wenigstens ein dritter der Einphasen-Schaltregler eine mit dem zweiten Vergleicher gekoppelte zweite Ver stärkungs-Steuerschaltung aufweist, die den Ausgangsstrom des dritten Einphasen-Schaltreglers erhöht, nachdem der Laststrom unter die Schwelle des zweiten Vergleichers ab gefallen ist.

14. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 13, wobei die zweite Verstärkungs-Steuerschaltung weiter aufweist:
einen Widerstand und
einen mit dem Widerstand und dem zweiten Vergleicher ge koppelten Transistor, wobei der Transistor den Widerstand kurzschließt, wenn der Laststrom unter die Schwelle des zweiten Vergleichers absinkt.

15. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 9, wobei die erste Verstärkungs-Steuerschaltung weiter aufweist:
einen Widerstandsteiler und
einen mit dem Widerstandsteiler und dem ersten Vergleicher gekoppelten Transistor, wobei der Transistor einen Wider stand im Widerstandsteiler kurzschließt, wenn der Last strom über der Schwelle des ersten Vergleichers liegt.

16. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 9, wobei die erste Verstärkungs-Steuerschaltung weiter so parallel gekoppelte erste und zweite Widerstände auf weist, dass Strom durch beide Widerstände fliesst, nachdem der Laststrom unter die Schwelle des ersten Vergleichers abgefallen ist.

17. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 9, wobei die erste Verstärkungs-Steuerschaltung aufweist:
einen mit der Rückführschleifen-Schaltung gekoppelten Wi derstand und
eine mit dem Widerstand und dem zweiten Einphasen-Schalt regler gekoppelte Stromspiegelschaltung, wobei die Strom spiegelschaltung den Ausgangsstrom des zweiten Einphasen- Schaltreglers einstellt.

18. Verfahren für die Zuführung von Strom aus einem Mehrpha sen-Schaltregler zu einem mit einem Ausgang gekoppelten Verbraucher mit den folgenden Schritten:
Regeln der Spannung am Ausgang unter Einsatz mehrerer mit dem Ausgang und einer Rückführschleifen-Schaltung gekop pelter Einphasen-Schaltregler; und
Unterbinden der Zuführung von Strom zum Ausgang durch wenigstens einen der Einphasen-Schaltregler bei niedrigem Laststrom in einem ersten Niedrigleistungs-Modus.

19. Verfahren nach Anspruch 18, wobei das Regeln der Spannung am Ausgang unter Einsatz mehrerer Einphasen-Schaltregler und der Rückführschleifen-Schaltung weiter den Schritt des Überwachens der Ausgangsspannung mit einem Verstärker beinhaltet, der mit wenigstens einem der Einphasen- Schaltregler gekoppelt ist.

20. Verfahren nach Anspruch 18, wobei die mehreren Einpha sen-Schaltregler synchrone Schaltregler sind.

21. Verfahren nach Anspruch 18, wobei die mehreren Einpha sen-Schaltregler drei Einphasen-Schaltregler umfassen.

22. Verfahren nach Anspruch 21, wobei das Verhindern der Zu fuhr von Strom zum Ausgang durch wenigstens einen der Ein phasen-Schaltregler bei niedrigem Laststrom im ersten Niedrigleistungs-Modus darin besteht, dass zwei der Ein phasen-Schaltregler an der Ausgabe von Strom zum Verbrau cher bei niedrigem Laststrom gehindert werden.

23. Verfahren nach Anspruch 18, wobei die mehreren Einpha sen-Schaltregler vier Einphasen-Schaltregler umfassen.

24. Verfahren nach Anspruch 23, wobei das Verhindern der Zu fuhr von Strom zum Ausgang durch wenigstens einen der Ein phasen-Schaltregler bei niedrigem Laststrom im ersten Niedrigleistungs-Modus desweiteren darin besteht, dass drei der Einphasen-Schaltregler an der Ausgabe von Strom zum Verbraucher bei niedrigem Laststrom gehindert werden.

25. Verfahren nach Anspruch 23, wobei das Verhindern der Zu fuhr von Strom zum Ausgang durch wenigstens einen der Ein phasen-Schaltregler bei niedrigem Laststrom im ersten Niedrigleistungs-Modus desweiteren darin besteht, dass zwei der Einphasen-Schaltregler an der Ausgabe von Strom zum Verbraucher bei niedrigem Laststrom gehindert werden.

26. Verfahren nach Anspruch 18, wobei der dem Ausgang durch wenigstens einen der Einphasen-Schaltregler im ersten Niedrigleistungs-Modus zugeführte Strom unter Einsatz ei ner ersten Verstärkungs-Steuerschaltung erhöht wird, nach dem der Laststrom unter eine vorgegebene Schwelle gefallen ist.

27. Verfahren nach Anspruch 26, wobei der Einsatz der ersten Verstärkungs-Steuerschaltung als weiteren Schritt beinhal tet:
Überwachen eines Ausgangssignals der Rückführschleifen- Schaltung und Einstellen einer Induktorstromschwelle we nigstens eines der verbleibenden Einphasen-Schaltregler unter Einsatz eines Verstärkers.

28. Verfahren nach Anspruch 26, wobei der Einsatz der ersten Verstärkungs-Steuerschaltung als weiteren Schritt beinhal tet:
Kurzschließen eines Widerstands durch Einschalten eines mit dem Widerstand gekoppelten Transistors, wenn der Last strom unter die Laststromschwelle abfällt.

29. Verfahren nach Anspruch 18, wobei das Verhindern der Zu fuhr von Strom zum Ausgang durch wenigstens einen der Ein phasen-Schaltregler bei niedrigem Laststrom im ersten Niedrigleistungs-Modus desweiteren darin besteht, dass we nigstens ein Einphasen-Schaltregler an der Zuführung von Strom zum Ausgang gehindert wird, wenn der Laststrom unter die Schwelle eines mit der Rückführschleifen-Schaltung ge koppelten ersten Vergleichers fällt.

30. Verfahren nach Anspruch 29 mit dem weiteren Schritt:
Verhindern, dass durch einen zweiten Einphasen-Schaltreg ler in einem zweiten Niedrigleistungs-Modus Strom an den Verbraucher ausgegeben wird, wenn der Laststrom unter die Schwelle eines zweiten Vergleichers abfällt, die niedriger liegt als die Schwelle des ersten Vergleichers.

31. Verfahren nach Anspruch 30, wobei der dem Ausgang durch einen dritten der Einphasen-Schaltregler im zweiten Nied rigleistungs-Modus zugeführte Strom unter Einsatz einer zweiten Verstärkungs-Steuerschaltung erhöht wird, nach dem der Laststrom unter die Schwelle des zweiten Verglei chers abgefallen ist.

32. Verfahren nach Anspruch 31, wobei ein Widerstand durch Einschalten eines mit dem Widerstand gekoppelten Transis tors kurzgeschlossen wird, wenn der Laststrom unter die Schwelle des zweiten Vergleichers absinkt.

33. Verfahren nach Anspruch 29, wobei ein Widerstand in einem Widerstandsteiler nur dann kurzgeschlossen wird, wenn der Laststrom über der Schwelle des ersten Vergleichers liegt.

34. Verfahren nach Anspruch 26, wobei ein erster Widerstand mit einem zweiten Widerstand parallel gekoppelt ist, so dass im ersten Niedrigleistungs-Modus Strom durch beide Widerstände fliesst.

35. Verfähren nach Anspruch 18, wobei die mehreren Einpha sen-Schaltregler zwei Einphasen-Schaltregler umfassen.

36. Mehrphasen-Schaltregler mit:
einer Einrichtung zum Regeln der Spannung an einem Aus gang unter Einsatz mehrerer Einphasen-Schaltregler und ei ner Rückführungsschleifen-Schaltung; und
einer Einrichtung, die bewirkt, dass der erste der Einpha sen-Schaltregler unterhalb einer niedrigen Laststrom schwelle ausgeschaltet ist.

37. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 36, wobei:
die Rückführschleifen-Schaltung einen mit wenigstens einem der Einphasen-Schaltregler gekoppelten Verstärker auf weist.

38. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 36, wobei:
die den Ausschaltzustand des ersten der Einphasen-Schalt regler unterhalb der Niedriglaststromschwelle bewirkende Einrichtung weiter einen mit der Rückführschleifen-Schal tung und dem ersten Einphasen-Schaltregler gekoppelten ersten Vergleicher aufweist.

39. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 36, der weiter auf weist:
eine Einrichtung zum Vergrößern einer Ausgangsstrom schwelle eines zweiten der Einphasen-Schaltregler unter die Niedriglaststromschwelle.

40. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 39, wobei:
die Einrichtung zum Vergrößern der Ausgangsstromschwelle des zweiten Einphasen-Schaltreglers unter die Niedriglast stromschwelle eine Einrichtung zum Kurzschließen eines die Ausgangsstromschwelle bestimmenden Widerstands aufweist.

41. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 39, wobei:
die Einrichtung zum Vergrößern der Ausgangsstromschwelle des zweiten Einphasen-Schaltreglers unter die Niedriglast stromschwelle weiter eine Einrichtung zum Hindurchleiten von Strom durch einen Widerstand in einem Widerstandstei ler nach Abfallen des Laststroms unter die Niedriglast stromschwelle aufweist.

42. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 39, wobei:
die Einrichtung zum Vergrößern der Ausgangsstromschwelle des zweiten Einphasen-Schaltreglers unter die Niedriglast stromschwelle weiter eine Einrichtung zum Parallelkoppeln eines ersten Widerstands mit einem zweiten Widerstand nach Abfall des Laststroms unter die Niedriglaststromschwelle aufweist.

43. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 39, wobei:
die Einrichtung zum Vergrößern der Ausgangsstromschwelle des zweiten Einphasen-Schaltreglers im ersten Niedrigleis stungs-Modus weiter eine Einrichtung zum Kurzschließen ei nes mit einer Stromspiegelschaltung gekoppelten Wider stands nach Abfall das Laststroms unter die Niedriglast stromschwelle aufweist.

44. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 36, der weiter auf weist:
eine Einrichtung, die das Deaktivieren eines zweiten Ein phasen-Schaltreglers bei einer zweiten Niedriglaststrom schwelle bewirkt.

45. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 44, der weiter auf weist:
eine Einrichtung zum Vergrößern der Ausgangsstromschwelle eines dritten der Einphasen-Schaltregler unter die zweite Niedriglaststromschwelle.

46. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 36, wobei die mehreren Einphasen-Schaltregler synchrone Schaltregler um fassen.

47. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 36, wobei die mehreren Einphasen-Schaltregler aus drei Einphasen- Schaltreglern aufweisen.

48. Mehrphasen-Schaltregler nach Anspruch 36, wobei die mehreren Einphasen-Schaltregler vier Einphasen- Schaltregler umfassen.

49. Verfahren zur Verbesserung des Wirkungsgrads eines Mehr phasen-Schaltreglers bei niedrigen Lastströmen mit den Schritten:
Regeln einer Ausgangsspannung an einem Ausgangskondensator unter Einsatz mehrerer Einphasen-Schaltregler; und
Deaktivieren wenigstens eines der Einphasen-Schaltregler unterhalb einer Niedriglaststromschwelle.

50. Verfahren nach Anspruch 49, wobei der unterhalb der Nied riglaststromschwelle deaktivierte Einphasen-Schaltregler weniger Ruhestrom zieht.

51. Verfahren nach Anspruch 49, wobei die mehreren Einpha sen-Schaltregler synchrone Einphasen-Schaltregler sind.

52. Verfahren nach Anspruch 49, wobei die mehreren Einpha sen-Schaltregler drei Einphasen-Schaltregler umfassen.

53. Verfahren nach Anspruch 52, wobei das Deaktivieren von we nigstens einem der Einphasen-Schaltregler unterhalb der Niedriglaststromschwelle den weiteren Schritt umfasst, dass auf dem Niveau der Niedriglaststromschwelle zwei der Einphasen-Schaltregler deaktiviert werden.

54. Verfahren nach Anspruch 49, wobei die mehreren Einpha sen-Schaltregler vier Einphasen-Schaltregler umfassen.

55. Verfahren nach Anspruch 54, wobei das Deaktivieren von we nigstens einem der Einphasen-Schaltregler unterhalb der Niedriglaststromschwelle den weiteren Schritt umfasst, dass auf dem Niveau der Niedriglaststromschwelle drei der Einphasen-Schaltregler deaktiviert werden.