DE102013219175B4

DE102013219175B4 - Niedrigleistungs-Ansteuerschaltung und -verfahren für einen Hochspannungs-Halbleiterschalter

Info

Publication number: DE102013219175B4
Application number: DE102013219175.8A
Authority: DE
Inventors: Helmut Herrmann; Michael Asam
Original assignee: Infineon Technologies Austria AG
Current assignee: Infineon Technologies Austria AG
Priority date: 2012-09-29
Filing date: 2013-09-24
Publication date: 2016-08-04
Anticipated expiration: 2033-09-25
Also published as: CN103715868A; CN103715868B; US9007100B2; US8872552B2; US20150048867A1; DE102013219175A1; US20140091840A1

Abstract

High-Side-Halbleiterschalter-Treiberschaltung, die Folgendes umfasst: eine steuerbare Ladepumpenschaltung (4, 5), die dazu ausgebildet ist, einen High-Side-Halbleiterschalter (1) zu steuern, wobei der High-Side-Halbleiterschalter (1) einen Steueranschluss (G) aufweist und die Ladepumpenschaltung (4, 5) einen Strom an den Steueranschluss (G) des High-Side-Halbleiterschalters (1) liefert zum Schalten des High-Side-Halbleiterschalters (1); und eine Evaluierungsschaltung, die an die Ladepumpenschaltung (4, 5) gekoppelt ist, wobei die Evaluierungsschaltung zum Quantifizieren der Spannung an dem Steueranschluss (G) des High-Side-Halbleiterschalters (1) und zum Steuern der Ladepumpenschaltung (4, 5) in Abhängigkeit von der quantifizierten Spannung an dem Steueranschluss (G) des High-Side-Halbleiterschalters (1) ausgebildet ist, so dass der durch die Ladepumpenschaltung (4, 5) gelieferte Strom zunimmt, wenn die quantifizierte Spannung an dem Steueranschluss (G) anzeigt, dass der Strom nicht ausreicht, um den High-Side-Halbleiterschalter (1) zu schalten, und wobei die Evaluierungsschaltung einen Vergleicher (7) und einen Pegelumsetzer (6) aufweist, wobei der Vergleicher (7) dazu ausgebildet ist, die Spannung an dem Steueranschluss (G) des High-Side-Halbleiterschalters (1) zu quantifizieren, und der Pegelumsetzer (6) dazu ausgebildet ist, einen im Vergleicher (7) verursachten Spannungsabfall zu kompensieren.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Elektronikbauelemente und bei besonderen Ausführungsformen Niedrigleistungs-Ansteuerschaltungen und -verfahren für einen High-Side-Halbleiterschalter.
HINTERGRUND
High-Side-Schalter, beispielsweise n-Kanal-Enhancement-Mode-Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFET) finden wegen ihres niedrigen Einschaltwiderstands breite Anwendung, erfordern jedoch eine Ladepumpe für die Generierung adäquater Steuerspannungen. Diese Ladepumpen müssen einen niedrigen Energieverbrauch aufweisen, sollten aber hohe Ausgangsströme liefern – was konkurrierende Anforderungen sind. Beispielsweise werden bei Kraftfahrzeuganwendungen einige High-Side-Schalter selbst dann eingeschaltet, wenn der die Schalter tragende Wagen ausgeschaltet ist. Dies bedeutet, dass die durch die High-Side-Schalter verbrauchte Leistung von der Autobatterie bezogen wird, die eine begrenzte Kapazität aufweist. Der größte Leistungsverbrauch tritt dann auf, wenn ein High-Side-Schalter eingeschaltet wird, weil in dieser Phase eine Ladepumpe, die üblicherweise in High-Side-Halbleiterschalter-Treiberschaltungen vorliegt, aktiv ist und aus einer Versorgungsspannung eine Spannung zum Steuern der High-Side-Schalter generiert, die über der Versorgungsspannung liegt. Die Versorgungsspannung wird durch das Autoleistungsnetzwerk bereitgestellt, das die Autobatterie enthält, die die einzige Leistungsquelle ist, wenn der Wagen abgeschaltet ist. Deshalb ist es wünschenswert, verbesserte Ansteuerschaltungen und -verfahren zum Steuern dieser Schalter bereitzustellen.
Aus der Druckschrift US 2011/0057633 A1 ist eine Schaltung bekannt, die dazu ausgebildet ist, Störungen zu reduzieren, welche sich mit einer Amplitude eines durch eine Ladepumpenschaltung fließenden Stromes erhöhen. Eine Lastansteuerschaltung weist einen Ausgangs-MOS-Transistor auf, der eine Leistungsversorgung mit einer Last verbindet. Eine Ladepumpenschaltung erhöht eine Spannung der Leistungsversorgung und stellt eine erhöhte Spannung an einem Gate-Anschluss des Ausgangs-MOS-Transistors bereit. Eine Detektionsschaltung detektiert eine Spannungsdifferenz zwischen der Spannung der Leistungsversorgung und einer Gate-Spannung des Ausgangs-MOS-Transistors. Eine variable Stromquelle steuert einen Leistungsversorgungsstrom, welcher durch die Ladepumpenschaltung fließt, basierend auf dieser Differenz.
KURZE DARSTELLUNG DER ERFINDUNG
Eine High-Side-Halbleiterschalter-Treiberschaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung enthält: eine steuerbare Ladepumpenschaltung, die dahingehend betätigt werden kann, einen High-Side-Halbleiterschalter zu steuern, wobei der High-Side-Halbleiterschalter einen Steueranschluss aufweist und die Ladepumpenschaltung einen Strom an den Steueranschluss des High-Side-Halbleiterschalters liefert zum Schalten des High-Side-Halbleiterschalters. Eine Evaluierungsschaltung ist an die Ladepumpenschaltung angeschlossen und ist zum Quantifizieren der Spannung an den Steueranschluss des High-Side-Halbleiterschalters und zum Steuern der Ladepumpenschaltung in Abhängigkeit von der Spannung an dem Steueranschluss des High-Side-Halbleiterschalters ausgebildet, so dass der durch die Ladepumpenschaltung gelieferte Strom zunimmt, wenn die durch den Strom von der Ladepumpenschaltung generierte Spannung nicht ausreicht, um den High-Side-Halbleiterschalter zu schalten. Die Evaluierungsschaltung weist einen Vergleicher und einen Pegelumsetzer auf. Der Vergleicher ist dazu ausgebildet, die Spannung am Steueranschluss des High-Side-Halbleiterschalters zu quantifizieren und der Pegelumsetzer ist dazu ausgebildet, einen im Vergleicher verursachten Spannungsabfall zu kompensieren.
Ein High-Side-Halbleiterschalter-Ansteuerverfahren gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beinhaltet: Generieren von Leistung zum Steuern eines High-Side-Halbleiterschalters, wobei der High-Side-Halbleiterschalter einen Steueranschluss aufweist und die Leistung ermöglicht, dass ein Strom in den Steueranschluss des High-Side-Halbleiterschalters fließt, um den High-Side-Halbleiterschalter zu schalten; Quantifizieren der Spannung an dem Steueranschluss des High-Side-Halbleiterschalters, wobei das Quantifizieren der Spannung das Umsetzen eines Pegels der Spannung am Steueranschluss mit einem Pegelumsetzer und das Vergleichen einer die umgesetzte Spannung darstellenden Spannung mit einer Versorgungsspannung des High-Side-Halbleiterschalters aufweist, und Steuern der Leistung in Abhängigkeit von der Spannung an dem Steueranschluss des High-Side-Halbleiterschalters, so dass der gelieferte Strom zunimmt, wenn die Spannung an dem Steueranschluss anzeigt, dass der Strom nicht ausreicht, um den High-Side-Haibleiterschalter zu schalten. Das Umsetzen weist das Kompensieren eines durch das Vergleichen verursachten Spannungsabfalls auf.
Weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung der Erfindung, die auf die beiliegenden Zeichnungen Bezug nimmt.
KURZE BESCHREIBUNG DER FIGUREN
Für ein umfassenderes Verständnis der vorliegenden Erfindung und ihrer Vorteile wird nun auf die folgenden Beschreibungen in Verbindung mit der beiliegenden Zeichnung Bezug genommen. Es zeigen:
1 ein Diagramm, das gemessene Drainströme eines n-Kanal-Enhancement-Mode-Feldeffekttransistors über einer Gate-Source-Spannung bei verschiedenen Temperaturen darstellt;
2 ein Blockdiagramm einer Treiberschaltung;
3 ein Blockdiagramm eines Pegelumsetzers zur Verwendung in der High-Side-Halbleiterschalter-Treiberschaltung von 2;
4 einen Schaltplan einer Detektorschaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung und
5 ein Blockdiagramm einer Treiberschaltung.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Ein gewöhnlicher Ansatz, den Energieverbrauch von High-Side-Halbleiterschalter-Treiberschaltungen gering zu halten, besteht darin, die Effizienz der Ladepumpen zu optimieren. Die Ladepumpe sollte jedoch ausreichend Strom liefern, (a) wenn die Eingangskapazität des High-Side-Halbleiterschalters geladen wird, zum Beispiel die Gatekapazität eines Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistors (MOSFET) oder eines IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor); und (b) bei hohen Temperaturen. Zu jeder anderen Zeit muss die Ladepumpe nur eine kleine Menge an Strom liefern. Um zwischen „niedrigem” Strom und „hohem” Strom oder umgekehrt umzuschalten, muss eine Beurteilung darüber erfolgen, wann der High-Side-Halbleiterschalter (im Folgenden auch als „Schalter” bezeichnet) einen niedrigeren oder höheren Strom benötigt. Ein niedrigerer Strom reicht aus, falls beispielsweise die Gatekapazität ganz geladen ist. Der zum Halten dieser Ladung erforderliche Strom ist viel niedriger als zum Laden der Kapazität zum Beispiel aus einem entladenen Zustand wie etwa beim Übergang vom „Aus”-Zustand zum „Ein”-Zustand.
Eine Möglichkeit zum Beurteilen des Ladestatus der Eingangskapazität (falls ein Schalten gewünscht ist) besteht darin, die Spannung über dem Lastweg des Schalters zu messen, was beispielsweise der Drain-Source-Weg eines Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistors (MOSFET) sein kann, oder der Collector-Emitter-Weg eines IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). Die Spannung über dem Lastweg des Schalters kann sehr niedrig sein, zum Beispiel etwa 10 mV oder darunter, so dass die Spannungsmessungen am Lastweg stark durch Rauschen und Offsetspannungen der Messschaltung beeinflusst werden, was die Messungen ungenau macht. Weiterhin hängt die Spannung über dem Lastweg des Schalters von dem durch den Lastweg fließenden Strom ab, so dass die gemessene Spannung an sich nicht ausreicht, um den Ladezustand der Eingangskapazität des Schalters zu beurteilen. Die Spannung über dem Lastweg des Schalters liefert auch keine Anzeige darüber, bei welchem Vorspannungspunkt der Schalter betätigt wird. 1 zeigt den Drainstrom Id [A] eines n-Kanal-Enhancement-Mode-MOSFET über seiner Gate-Source-Spannung Vgs [V] für drei verschiedene Temperaturen, nämlich eine hohe Temperatur HT, eine mittlere Temperatur MT und eine niedrige Temperatur LT. Für einen High-Side-Schalter ist es wesentlich, dass die Gate-Source-Spannung Vgs über der bei dem temperaturkompensierten Punkt TCP liegt. Falls die Gate-Source-Spannung Vgs kleiner ist als die an dem temperaturkompensierten Punkt TCP bei hohen Strömen, wird der Schalter wegen Stromfilamentierung beschädigt oder sogar zerstört. Somit muss die Ladepumpe hohe Ströme liefern.
Die hier beschriebenen Treiberschaltungen bewerten die relevante Eingangsspannung am Eingang des Schalters. Beispielsweise kann die Gate-Source-Spannung eines MOSFET im eingeschalteten Zustand zwischen dem Gate und der High-Side einer Versorgungsspannungsquelle abgegriffen werden, die das gleiche Potential wie der Drain des MOSFET aufweist. Die Drain-Source-Spannung (einige Millivolt) ist jedoch im Vergleich zu der Gatespannung (einige Volt), die zum Schalten des MOSFET erforderlich ist, vernachlässigbar, so dass die Gate-Source-Spannung Vgs und die Gate-Drain-Spannung Vgd im Wesentlichen identisch sind (Vgs ≈ Vgd). Die Dynamik der Gatespannung Vg wird direkt durch den Strom von der oder den Ladepumpen beeinflusst, das heißt den Gatestrom. Weiterhin quantifiziert (misst, bestimmt, bewertet) die Gatespannung Vg den Vorspannpunkt des MOSFET, was für das Temperaturverhalten des MOSFET wichtig ist. Die Gatespannung beträgt einige Volt (V), so dass Offset und Rauschen der Bewertungsschaltung, die einige Millivolt (mV) betragen, im Wesentlichen ohne Relevanz sind.
Nunmehr unter Bezugnahme auf 2 enthält eine beispielhafte n-Kanal-High-Side-Halbleiterschalter-Anordnung einen High-Side-Halbleiterschalter, der in dem vorliegenden Beispiel ein n-Kanal-MOSFET 1 ist, bei dem es sich aber um einen beliebigen anderen geeigneten Halbleiterschalter wie etwa einen IGBT oder dergleichen handeln kann. Der MOSFET 1 besitzt ein Drain D, das mit einem positiven Pol P mit einer (positiven) Versorgungsspannung VS einer Versorgungsspannungsquelle 2 verbunden ist, deren anderer (negativer) Pol N mit Masse M und durch eine Last 3 mit einem Source S des MOSFET 1 verbunden ist.
Ein Gate G des MOSFET 1 ist mit einer Ansteuerschaltung verbunden, die zwei Ladepumpen 4 und 5 umfasst, deren Ausgänge mit dem Gate G verbunden sind und deren Versorgungsleitungen mit dem positiven Pol VS und dem negativen Pol M der Versorgungsspannungsquelle 2 verbunden sind. Die Ladepumpe 4 bezieht einen niedrigen Versorgungsstrom und liefert einen niedrigeren Strom IL an das Gate G des MOSFET 1. Die Ladepumpe 5 zieht einen höheren Versorgungsstrom und liefert einen höheren Strom IH an das Gate G des MOSFET 1, wobei IL < IH. Mindestens die Ladepumpe 5 kann gesteuert werden. Falls gewünscht ist, den MOSFET 1 einzuschalten (leitender Zustand), gibt es somit bei dem vorliegenden Beispiel zwei Optionen: (a) entweder die Ladepumpe 4 oder die Ladepumpe 5 wird zu einem Zeitpunkt eingeschaltet (aktiv), das heißt, der Strom IG, der in das Gate fließt („Gatestrom”), ist entweder IL oder IH, oder (b) die Ladepumpe 4 ist permanent eingeschaltet (aktiv) und die Ladepumpe 5 wird eingeschaltet (aktiv) beziehungsweise ausgeschaltet (nicht aktiv), d. h. der Gatestrom IG ist entweder IL oder IL + IH. Der Gatestrom IG generiert eine Gate-Source-Spannung Ugs zwischen dem Gate G und der Source S des MOSFET 1 und eine Gate-Drain-Spannung Vgd zwischen dem Gate G und dem Drain D des MOSFET 1, wobei Vgd Vgs, wenn der MOSFET 1 eingeschaltet ist (leitender Zustand). Die Ladepumpen 4 und 5 sollen Ausgangsspannung liefern, die die Spannung VS um die beabsichtigte Größe der Gate-Source-Spannung Vgs übersteigen (auf Masse M bezogen), und können somit von einem beliebigen entsprechenden Typ sein, wie zum Beispiel ein Wandler vom Bootstrap-Typ, vom kapazitiven Typ oder vom induktiven Typ oder Kombinationen davon.
Ein Pegelumsetzer 6 wird mit der Gate-Drain-Spannung Vgd versorgt und verschiebt diese Gate-Drain-Spannung Vgd zur Spannung Vls, die auf ein Referenzpotential wie etwa eine intern generierte niedrigere Versorgungsspannung bezogen ist (hier als interne Versorgungsspannung R bezeichnet), die im vorliegenden Fall um ein bestimmtes Ausmaß (z. B. 5 V) unter der Spannung VS liegt. Die Spannung Vls, die die Gate-Drain-Spannung Vgd und somit die Gatesourcespannung Vgs darstellt, wird an einen Vergleicher 7 geliefert, der möglicherweise ein Hystereseverhalten (z. B. als ein Schmitt-Trigger) aufweist, zum Vergleich mit einem Referenzwert, zum Beispiel der Versorgungsspannung VS oder einem Bruchteil davon. Der Vergleicher 7, der ebenfalls auf die interne Versorgungsspannung R bezogen ist, bewertet die die verschobene Gatespannung VG darstellende Spannung Vls und entscheidet, ob der durch die Ladepumpe 4 gelieferte Strom IL ausreicht oder eine Verstärkung von der Ladepumpe 5 benötigt wird, um eine Gatespannung Vg zu generieren, die zum Schalten des High-Side-Schalters 1 ausreicht. Der durch den Vergleicher 7 quantifizierte (gemessene, bestimmte, bewertete) Status wird durch ein Steuersignal CS angezeigt.
Die Messung der Gate-Source-Spannung Vgs kann direkt in dem Gateweg stattfinden, so dass eine Schaltung zum Messen der Gate-Source-Spannung Vgs im Wesentlichen durch die Ladepumpe 4 geliefert werden muss. Da Ladepumpen eine recht schlechte Effizienz aufweisen und Messschaltungen einen recht hohen Versorgungsstrom benötigen, wäre der Stromverbrauch der Treiberschaltung relativ hoch. Bei der Treiberschaltung von 2 wird der Mess-/Auswertungsschaltung, die hier der Vergleicher 7 ist, die Versorgungsspannung VS geliefert.
Eine einfache Pegelumsetzer- und Auswertungsschaltung, die sich in der Treiberschaltung von 2 anwenden lässt, ist in 3 gezeigt. Ein Pegelumsetzerteil der Schaltung von 3 weist einen oberen Zweig 8 (gepunktete Spannungsschiene) und einen unteren Zweig 9 (High-Side-Schiene) auf. Ein Ende des oberen Zweigs 8 bildet den Pegelumsetzereingang und ist mit dem Gate G des MOSFET 1 verbunden, und das andere Ende bildet den Pegelumsetzerausgang und ist mit dem Eingang des Vergleichers 7 verbunden. Der obere Zweig 8 kann eine Zener-Diode 10 und zusätzlich oder alternativ eine einzelne Diode, eine Reihenschaltung von Dioden 11 und/oder einen diodenmäßig geschalteten Transistor 12 (Gate-Source-Vervielfacher) enthalten. Der untere Zweig 9 ist zwischen den Eingang des Vergleichers 7 (Pegelumsetzerausgang) und interne Versorgungsspannung R geschaltet und kann einen auf Storm-Source-Weise geschalteten Transistor 13 und zusätzlich oder alternativ einen Widerstand 14 und/oder eine Stromquelle 15 enthalten. In dem Pegelumsetzerteil bestimmt der untere Zweig 9 den Strom, und der High-Side-Zweig 8 begrenzt (bestimmt) die Spannung.
4 ist ein detaillierter Schaltplan einer weiteren Pegelumsetzer- und Auswertungsschaltung. Der Pegelumsetzer-High-Side-Weg 8, der zwischen den Pegelumsetzereingang (mit Gate G des MOSFET 1 verbunden) und den Pegelumsetzerausgang (mit dem Vergleicher 7 verbunden) geschaltet ist, enthält eine Reihenschaltung aus einem diodenmäßig geschalteten Niederspannungs-p-Kanal-Enhancement-MOSFET 16, einer Zener-Diode 17 und den Drain-Source-Weg eines Hochspannungs-n-Kanal-Enhancement-MOSFET 18, dessen Gate mit der internen Versorgungsspannung R verbunden ist und dessen Source den Ausgang des Pegelumsetzers bildet. Insbesondere ist die Source des MOSFET 16 mit der Gatespannung Vg verbunden, und sein Gate und Drain sind mit der Kathode der Zener-Diode 17 verbunden, deren Anode mit dem Drain des MOSFET 18 verbunden ist. Der Pegelumsetzer-Low-Side-Weg 9, der zwischen den Pegelumsetzerausgang und die interne Versorgungsspannung R geschaltet ist, enthält einen in Strom-Source-Art geschalteten Niederspannungs-n-Kanal-Depletion-MOSFET 19.
Der nachfolgende Vergleicher 7 ist ein Schmitt-Trigger, dessen Eingang durch das Gate eines Niederspannungs-n-Kanal-Enhancement-MOSFET 20 gebildet wird. Das Drain des MOSFET 20 ist über einen nach Strom-Source-Art geschalteten Niederspannungs-n-Kanal-Depletion-MOSFET 21 mit der internen Versorgungsspannung R und direkt mit den gekoppelten Gates eines Niederspannungs-p-Kanal-Enhancement-MOSFET 22 verbunden, dessen Source mit der Spannung VS verbunden ist, und einem Niederspannungs-n-Kanal-Enhancement-MOSFET 23, dessen Source mit der internen Versorgungsspannung R verbunden ist. Die Drains der MOSFETs 22 und 23 sind miteinander, mit den gekoppelten Gates eines Niederspannungs-p-Kanal-Enhancement-MOSFET 24 und eines Niederspannungs-n-Kanal-Enhancement-MOSFET 25 und mit dem Gate eines Niederspannungs-p-Kanal-Enhancement-MOSFET 26 gekoppelt. Die Drains des MOSFET 24, dessen Source mit der Spannung VS verbunden ist, und des MOSFET 25, dessen Source mit Masse M verbunden ist, sind miteinander gekoppelt, um den Ausgang des Vergleichers 7 zu bilden, an dem das Steuersignal CS bereitgestellt wird. Die Source des MOSFET 26 ist mit der Spannung VS verbunden, und sein Drain ist an die Source des MOSFET 20 und das Drain eines Niederspannungs-p-Kanal-Enhancement-MOSFET 27 angeschlossen, dessen Source mit der Spannung VS verbunden ist und dessen Gate mit seinem Drain verbunden ist. Die Körperanschlüsse der MOSFETs 19, 21, 23 und 25 sind an die interne Versorgungsspannung R angeschlossen; die Körperanschlüsse der MOSFETs 16, 22 und 24 sind an die Spannung VS angeschlossen; und die Körperanschlüsse der MOSFETs 18, 20, 26 und 27 sind mit dem Substrat verbunden.
Die Zener-Diode 17 kümmert sich um die grundlegende Pegelumsetzung (z. B. 6,2 V), während der MOSFET 16 eine zusätzliche Pegelumsetzung bereitstellt, um den Spannungsabfall zu kompensieren, der durch die durch die MOSFETs 26 und 27 hergestellte Hystereseschaltung verursacht wird. Der MOSFET 18 ist ein Hochspannungstransistor, um für ausreichend Schutz für den Vergleicher 7 vor Spannungsspitzen zu sorgen. Der MOSFET 19 dient als eine Stromquelle (z. B. 100 nA), die durch die Gatespannung des MOSFET 1 geliefert wird. Der MOSFET 21 dient als eine weitere Stromquelle (z. B. 500 nA), die durch die Versorgungsspannung VS geliefert wird. Das Gate des MOSFET 20 bildet den Eingang des Vergleichers 7. Der MOSFET 27 definiert eine und der MOSFET 26 die andere Hysteresebedingung, das heißt die beiden Referenzwerte. Beispielsweise kann das Gate G des MOSFET 1 ganz auf eine Spannung von 6,2 V geladen werden. Falls die Spannung am Gate G unter 4,5 abfällt, kann die (verstärkende) Ladepumpe 5 aktiviert werden, bis eine Spannung von zum Beispiel 5,5 V erreicht ist, wo sie dann wieder deaktiviert wird. Deshalb wird die Spannung am Gate G um etwa 7 V über die MOS-Diode nach unten umgesetzt, die durch den MOSFET 16 und die Zener-Diode 10 gebildet wird, um an das Gate des MOSFET 20 angelegt zu werden. Falls die Spannung am Gate des MOSFET 20 unter den höheren Referenzwert abfällt oder den niedrigeren Referenzwert übersteigt, wird die Ladepumpe 5 ein- oder ausgeschaltet (und die Ladepumpe 4 kann aus- und eingeschaltet werden, falls sie nicht konstant an ist).
5 zeigt eine High-Side-Halbleiterschalter-Treiberschaltung, deren Ausgangsstrom und somit deren Stromverbrauch in Abhängigkeit von der Gatespannung des MOSFET 1 ständig gesteuert werden kann. Es wird nur eine Ladepumpe 28 bereitgestellt, bei der es sich um einen getakteten kapazitiven oder induktiven DC-DC-Wandler handeln kann. Beispielsweise können durch Steuern der Taktfrequenz der Ladepumpe 28 in Abhängigkeit von der Gatespannung des MOSFET 1 der Ausgangsstrom und der Stromverbrauch der Ladepumpe 28 gesteuert werden. Die Gatespannung des MOSFET 1 wird von einem Pegelumsetzer 29 aufgegriffen und in einen Spannungsbereich umgesetzt, der von der Ladepumpe 28 verarbeitet werden kann. Der Eingang des Pegelumsetzers 29 ist mit dem Gate G des MOSFET 1 verbunden, und sein Ausgang ist mit der Ladepumpe 28 verbunden, wodurch der Pegelumsetzer 29 auf die Spannung VS bezogen ist und die Ladepumpe 28 auf Masse M bezogen ist. Die Ladepumpe 28 kann durch ein durch eine Steuerleitung CL geliefertes Steuersignal ein- und ausgeschaltet werden.
Die oben beschriebenen High-Side-Halbleiterschalter generieren deshalb Leistung zum Steuern eines High-Side-Halbleiterschalters (1) zum Beispiel über den oder die Ladepumpen 4 und 5 oder 28. Der High-Side-Halbleiterschalter (1) weist einen Steueranschluss (G) auf, und die Leistung gestattet, dass ein Strom, der die Gatespannung Vg generiert, in den Steueranschluss G des High-Side-Halbleiterschalters (1) fließt, um den High-Side-Halbleiterschalter (1) zu schalten. Die Mindestspannung am Steueranschluss (G) des High-Side-Halbleiterschalters (1) wird zum Beispiel durch den Vergleicher 7 oder die steuerbare Ladepumpe 28 durch den Pegelumsetzer 6 oder 29 quantifiziert (gemessen, bestimmt, ausgewertet). Die durch den oder die Ladepumpen 4 und 5 oder 28 bereitgestellte Leistung hängt von der Spannung am Steueranschluss (G) des High-Side-Halbleiterschalters (1) ab, so dass der bereitgestellte Strom zunimmt, wenn die Spannung an dem Steueranschluss (G) anzeigt, dass die durch den Strom von der oder den Ladepumpen generierte Gatespannung Vg nicht ausreicht, um den High-Side-Halbleiterschalter (1) zu schalten, falls zum Beispiel ein Schalten gewünscht wird.
Wenngleich die gezeigten Beispiele nur einen n-Kanal-Enhancement-Mode-MOSFET zeigen, können auch ein p-Kanal-Enhancement-MOSFET, ein n-Kanal-Depletion-Mode-MOSFET, ein p-Kanal-Depletion-Mode-MOSFET verwendet werden.
Wenngleich die vorliegende Erfindung bezüglich bestimmter Ausführungsformen davon beschrieben worden ist, ergeben sich dem Fachmann viele andere Variationen und Modifikationen und andere Verwendungen. Es wird deshalb bevorzugt, dass die vorliegende Erfindung nicht durch die spezifische Offenbarung hierin beschränkt ist, sondern nur durch die beigefügten Ansprüche.

Claims

High-Side-Halbleiterschalter-Treiberschaltung, die Folgendes umfasst: eine steuerbare Ladepumpenschaltung (4, 5), die dazu ausgebildet ist, einen High-Side-Halbleiterschalter (1) zu steuern, wobei der High-Side-Halbleiterschalter (1) einen Steueranschluss (G) aufweist und die Ladepumpenschaltung (4, 5) einen Strom an den Steueranschluss (G) des High-Side-Halbleiterschalters (1) liefert zum Schalten des High-Side-Halbleiterschalters (1); und eine Evaluierungsschaltung, die an die Ladepumpenschaltung (4, 5) gekoppelt ist, wobei die Evaluierungsschaltung zum Quantifizieren der Spannung an dem Steueranschluss (G) des High-Side-Halbleiterschalters (1) und zum Steuern der Ladepumpenschaltung (4, 5) in Abhängigkeit von der quantifizierten Spannung an dem Steueranschluss (G) des High-Side-Halbleiterschalters (1) ausgebildet ist, so dass der durch die Ladepumpenschaltung (4, 5) gelieferte Strom zunimmt, wenn die quantifizierte Spannung an dem Steueranschluss (G) anzeigt, dass der Strom nicht ausreicht, um den High-Side-Halbleiterschalter (1) zu schalten, und wobei die Evaluierungsschaltung einen Vergleicher (7) und einen Pegelumsetzer (6) aufweist, wobei der Vergleicher (7) dazu ausgebildet ist, die Spannung an dem Steueranschluss (G) des High-Side-Halbleiterschalters (1) zu quantifizieren, und der Pegelumsetzer (6) dazu ausgebildet ist, einen im Vergleicher (7) verursachten Spannungsabfall zu kompensieren.
High-Side-Schalter-Treiberschaltung nach Anspruch 1, wobei der Pegelumsetzer (6) einen Eingang und einen Ausgang umfasst, wobei der Eingang des Pegelumsetzers (6) mit der Spannung an dem Steueranschluss (G) des High-Side-Halbleiterschalters (1) versorgt wird, wobei der Pegelumsetzer (6) zum Umsetzen von an seinen Eingang gelieferten High-Side-Pegeln zu an seinem Ausgang bereitgestellten Low-Side-Pegeln ausgebildet ist.
High-Side-Schalter-Treiberschaltung nach Anspruch 2, wobei der Pegelumsetzer (6) einen oberen Zweig (8) und einen unteren Zweig (9) aufweist, wobei der obere Zweig (8) zwischen dem Pegelumsetzereingang und dem Pegelumsetzerausgang gekoppelt ist, wobei der Pegelumsetzer (6) mindestens eine Diode, eine Zener-Diode (10), eine Reihenschaltung von Dioden (11), einen Gate-Source-Multiplizierer und/oder einen diodenmäßig geschalteten Transistor (12) umfasst, wobei der untere Zweig (9) zwischen den Pegelumsetzerausgang und ein Referenzpotential gekoppelt ist und mindestens einen Transistor (13), einen Widerstand (14) und/oder eine Stromquelle (15) umfasst.
High-Side-Schalter-Treiberschaltung nach Anspruch 3, wobei der Pegelumsetzer (6) in seinem oberen Zweig (8) weiterhin einen diodenmäßig geschalteten Feldeffekttransistor (16) aufweist, der dazu ausgebildet ist eine zusätzliche Pegelumsetzung bereitzustellen, um den Spannungsabfall in dem Vergleicher (7) zu kompensieren.
High-Side-Schalter-Treiberschaltung nach Anspruch 2, wobei der Vergleicher (7) weiterhin einen Schmitt-Trigger umfasst, der hinter den Pegelumsetzerausgang und vor die Ladepumpenschaltung (4, 5) gekoppelt ist, wobei der Schmitt-Trigger zum Vergleichen von durch den Pegelumsetzer (6) gelieferten Low-Side-Signalen mit einer Versorgungsspannung (VS) des High-Side-Halbleiterschalters (1) und einem Referenzsignal ausgebildet ist, um an seinem Ausgang ein digitales Signal zu liefern.
High-Side-Schalter-Treiberschaltung nach Anspruch 5, wobei das Vergleichen der Spannung am Steueranschluss (G) des High-Side-Halbleiterschalters (1) mit der Versorgungsspannung (VS) des High-Side-Halbleiterschalters (1) das Vergleichen einer die umgesetzte Spannung (VG) darstellenden Spannung (Vls) mit der Versorgungsspannung (VS) des High-Side-Halbleiterschalters (1) aufweist.
High-Side-Schalter-Treiberschaltung nach Anspruch 2, wobei die Evaluierungsschaltung eine lineare Steuerschaltung umfasst, die hinter den Pegelumsetzerausgang und vor die Ladepumpenschaltung (4, 5) gekoppelt ist, wobei die lineare Steuerschaltung zum Liefern eines analogen Signals an ihrem Ausgang ausgebildet ist.
High-Side-Schalter-Treiberschaltung nach Anspruch 1, wobei die steuerbare Ladepumpenschaltung (4, 5) eine lineare steuerbare Ladepumpe umfasst.
High-Side-Schalter-Treiberschaltung nach Anspruch 1, wobei die steuerbare Ladepumpenschaltung mehrere schaltbare Ladepumpen umfasst, wobei jede schaltbare Ladepumpe mindestens in Abhängigkeit von der Spannung an dem Steueranschluss des High-Side-Halbleiterschalters aktiv oder inaktiv geschaltet wird.
High-Side-Schalter-Treiberschaltung nach Anspruch 8, wobei zu jedem Zeitpunkt mindestens eine der Ladepumpen aktiv geschaltet ist.
High-Side-Schalter-Treiberschaltung nach Anspruch 8, wobei je nach der Spannung an dem Steueranschluss (G) des High-Side-Halbleiterschalters (1) bis zu alle der Ladepumpen gleichzeitig aktiv sind.
High-Side-Schalter-Treiberschaltung nach Anspruch 11, wobei die Ladepumpen dazu ausgebildet sind, Ströme unterschiedlicher Stärken zu liefern.
High-Side-Schalter-Treiberschaltung nach Anspruch 1, wobei der High-Side-Halbleiterschalter (1) einen Enhancement- oder Depletion-Mode-Halbleiter umfasst.
High-Side-Schalter-Treiberschaltung nach Anspruch 13, wobei der Enhancement- oder Depletion-Mode-Halbleiter ein Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistor oder ein IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) ist, wobei der Steueranschluss (G) ein Gateanschluss des Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistors oder des IGBT ist.
High-Side-Schalter-Treiberschaltung nach Anspruch 1, wobei die High-Side-Schalter-Treiberschaltung durch ein Schaltersteuersignal gesteuert wird.
High-Side-Schalter-Treiberschaltung nach Anspruch 1, wobei der Vergleicher (7) eine Hystereseschaltung aufweist, die den Spannungsabfall in dem Vergleicher (7) verursacht und wobei der Pegelumsetzer (6) dazu ausgebildet ist, den durch die Hystereseschaltung verursachten Spannungsabfall zu kompensieren.
High-Side-Halbleiterschalter-Ansteuerverfahren, das Folgendes umfasst: Generieren von Leistung zum Steuern eines High-Side-Halbleiterschalters (1), wobei der High-Side-Halbleiterschalter (1) einen Steueranschluss (G) aufweist und die Leistung einen Strom ermöglicht, der eine Spannung (VG) an dem Steueranschluss (G) generiert, um in den Steueranschluss (G) des High-Side-Halbleiterschalters (1) zu fließen, um den High-Side-Halbleiterschalter (1) zu schalten; Quantifizieren der Spannung (VG) an dem Steueranschluss (G) des High-Side-Halbleiterschalters (1), wobei das Quantifizieren der Spannung (VG) das Umsetzen eines Pegels der Spannung am Steueranschluss (G) mit einem Pegelumsetzer (6) und das Vergleichen einer die umgesetzte Spannung (VG) darstellenden Spannung (Vls) mit einer Versorgungsspannung (VS) des High-Side-Halbleiterschalters (1) aufweist; und Steuern der Leistung in Abhängigkeit von der Spannung (VG) an dem Steueranschluss (G) des High-Side-Halbleiterschalters (1), so dass der gelieferte Strom zunimmt, wenn die Spannung (VG) an dem Steueranschluss (G) anzeigt, dass der Strom nicht ausreicht, um den High-Side-Halbleiterschalter (1) zu schalten, wobei das Umsetzen das Kompensieren eines durch das Vergleichen verursachten Spannungsabfall aufweist.
High-Side-Halbleiterschalter-Ansteuerverfahren nach Anspruch 17, wobei das Vergleichen auf eine Hysterese bezogen ist und das Bereitstellen einer Hysterese den durch die Pegelumsetzung kompensierten Spannungsabfall verursacht.
High-Side-Halbleiterschalter-Ansteuerverfahren nach Anspruch 17, wobei das Generieren der Leistung das Verwenden einer Mehrzahl von Ladepumpen aufweist.