DE102012209499A1

DE102012209499A1 - Gleichstromentkoppelte Strommessung

Info

Publication number: DE102012209499A1
Application number: DE102012209499A
Authority: DE
Inventors: Peter Bogner; Luca Petruzzi
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2011-06-14
Filing date: 2012-06-05
Publication date: 2012-12-20
Also published as: CN102830320B; US20120319677A1; US9594097B2; CN102830320A; US8754635B2; US20140292307A1

Abstract

Es wird eine Schaltungsanordnung zum Messen eines Laststroms beschrieben, der an einem ersten Lastanschluss eines Lasttransistors für eine Last bereitgestellt wird. Gemäß einem Beispiel der vorliegenden Erfindung umfasst die Schaltungsanordnung einen mit dem Last-Transistor gekoppelten Sense-Transistor, um einen den Laststrom repräsentierenden Sense-Strom an einem ersten Lastanschluss des Sense-Transistors zur Verfügung zu stellen. Die ersten Lastanschlüsse des Last- und des Sense-Transistors liegen jeweils auf schwebendem (freien, floating) elektrischen Potenzial. Eine potenzialfreie Sensor-Schaltung ist zwischen die Lastanschlüsse des Sense-Transistors und des Load-Transistors gekoppelt. Zumindest in einem Betriebsmodus ist der Sensorschaltung der Sense-Strom zugeführt und sie stellt ein potenzialfreies Signal zur Verfügung, welches den Sense-Strom repräsentiert. Eine nicht potenzialfreie (non-floating) Messschaltung ist an die Sensorschaltung über einen Gleichstrom entkoppelnden Kondensator gekoppelt, um das potenzialfreie Signal, welches den Sense-Strom repräsentiert, zu der nicht potenzialfreien Messschaltung zu übertragen. Die Messschaltung ist dazu ausgebildet, ein Ausgangssignal zur Verfügung zu stellen, welches das potenztiert.

Description

Die vorliegende Beschreibung betrifft allgemein das Gebiet der Strommessung, beispielsweise digitale Ausgangsstrommessung bei hohen Gleichstrompotenzialen (DC-Potenzialen).
Zum Messen des Laststroms eines Leistungstransistors (insbesondere eines IGBT oder MOSFET) wird üblicherweise eine sogenannte Sense-Transistoranordnung verwendet. Eine frühe Publikation derartiger Sense-Transistoranordnungen (für Bipolar-Transistoren) ist zum Beispiel die US-Patentschrift US 5,023,693 . Insbesondere wenn Leistungstransistoren als High-Side-Halbleiterschalter verwendet werden, kann es notwendig sein, den Laststrom bei hohen Gleichstrompotenzialen zu messen. Eine Strommessung bei hohem Gleichstrompotenzial (DC-Potenzial) verlangt üblicherweise die Verwendung von hochspannungsfesten Schaltungskomponenten in der Messschaltung. Solche Hochspannungskomponenten verlangen meist ein komplexeres Schaltungsdesign und benötigen eine verhältnismäßig große Chipfläche. Insbesondere, wenn das Messergebnis als Digitalwert zur Verfügung gestellt werden soll, bedeuten die Anforderungen in Bezug auf die hohen Spannungsfestigkeiten nennenswerte Probleme beim Schaltungsdesign.
Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe besteht folglich darin, eine Strommessschaltung zur Verfügung zu stellen, welche eine Strommessung bei hohen Gleichstrompotenzialen mit nur wenigen Hochspannungsschaltungskomponenten ermöglicht. Diese Aufgabe wird durch die Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1 gelöst. Unterschiedliche Weiterentwicklungen und Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Es wird eine Schaltungsanordnung zum Messen eines Laststroms beschrieben, der an einem ersten Lastanschluss eines Lasttransistors für eine Last bereitgestellt wird. Gemäß einem Beispiel der vorliegenden Erfindung umfasst die Schaltungsanordnung einen mit dem Lasttransistor gekoppelten Sense-Transistor, um einen den Laststrom repräsentierenden Sense-Strom an einem ersten Lastanschluss des Sense-Transistors zur Verfügung zu stellen. Die ersten Lastanschlüsse des Last- und des Sense-Transistors liegen jeweils auf schwebendem (freien, floating) elektrischen Potenzial. Eine potenzialfreie Sensor-Schaltung ist zwischen die Lastanschlüsse des Sense-Transistors und des Lasttransistors gekoppelt. Zumindest in einem Betriebsmodus ist der Sensorschaltung der Sense-Strom zugeführt und sie stellt ein potenzialfreies (floating) Signal zur Verfügung, welches den Sense-Strom repräsentiert. Eine nicht potenzialfreie (non-floating) Messschaltung ist an die Sensorschaltung über einen Gleichstrom entkoppelnden Kondensator gekoppelt, um das potenzialfreie Signal, welches den Sense-Strom repräsentiert, zu der nicht potenzialfreien Messschaltung zu übertragen. Die Messschaltung ist dazu ausgebildet, ein Ausgangssignal zur Verfügung zu stellen, welches das potenzialfreie Signal und somit den Sense-Strom repräsentiert.
Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die folgende Beschreibung und die Abbildungen erläutert. Die in den Figuren dargestellten Komponenten sind nicht notwendigerweise als Einschränkung zu verstehen, vielmehr wird Wert darauf gelegt, das der Erfindung zugrunde liegende Prinzip zu erläutern. In den Abbildungen zeigt:
1 ein allgemeines Beispiel einer Sense-Transistoranordnung;
2 ein Beispiel einer Sense-Transistoranordnung, welche geeignet ist, ein in Bezug auf das Massepotenzial negatives Source-Potenzial zu verarbeiten;
3 eine Sense-Transistoranordnung umfassend eine potenzialfreie Sensorschaltung sowie eine davon gleichstromentkoppelte Messschaltung als erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung;
4 zeigt das Beispiel aus 3 mit mehr Details;
5A zeigt eine Alternative zu dem Beispiel aus 4;
5B zeigt das Beispiel aus 5A in einem ersten Betriebsmodus; und
5C zeigt das Beispiel aus 5A in einem zweiten Betriebsmodus.
1 illustriert allgemein das Funktionsprinzip einer Sense-Transistoranordnung, wobei im vorliegenden Beispiel MOSFETs als Leistungs- und Sense-Transistoren verwendet werden. Der Leistungstransistor T_L kann aus einer Vielzahl von Transistorzellen aufgebaut sein, um das Schalten eines hohen Laststroms i_L zu ermöglichen, welcher einer Last mit einer Lastimpedanz Z_L zugeführt ist. Im Gegensatz dazu werden nur eine oder einige wenige Transistorzellen dazu verwendet, den Sense-Transistor T_S zu bilden, wobei die Transistorzellen beider Transistoren im Wesentlichen gleich aufgebaut sind und auch einen gemeinsamen Drain-(oder Kollektor-)Anschluss und einen gemeinsamen Gate-Anschluss haben können. Die getrennten Source-(oder Emitter-)Anschlüsse stellen den Laststrom i_L bzw. den Sense-Strom i_S bereit. Vorausgesetzt, dass beide Transistoren im selben Arbeitspunkt betrieben werden, ist der Sense-Strom i_S proportional zum Laststrom i_L. Der Proportionalitätsfaktor k = i_L/i_S ist dabei bestimmt durch das Verhältnis der aktiven Flächen der beiden Transistoren T_L und T_S, was im Wesentlichen äquivalent ist zu dem Verhältnis der Anzahl von aktiven Zellen in den Transistoren T_L und T_S. In dem vorliegenden Beispiel ist eine „Common-Drain/Separated-Source“-Transistorstruktur dargestellt. Alternativ können auch „Common-Source/Separated-Drain“-Transistorstrukturen verwendet werden. Es bleibt anzumerken, dass der Faktor k – abhängig von der jeweiligen Anwendung – üblicherweise im Bereich von 1000 (oder darunter) bis zu 10000 oder sogar darüber liegt.
Der Sense-Strom i_S kann auf eine beliebige geeignete Weise gemessen werden. Beispielsweise kann der Sense-Strom i_S über einen Messwiderstand R_S (z.B. zum Massepotential hin) abgeleitet werden, wobei der Spannungsabfall i_S·R_S = i_L·R_S/k über dem Messwiderstand R_S als Messwert, welcher den Laststrom i_L repräsentiert, verwendet werden kann. Wie oben erwähnt gilt die Proportionalität zwischen dem Laststrom i_L und dem Sense-Strom i_S solange wie beide Transistoren (zumindest ungefähr) im selben Arbeitspunkt betrieben werden, das heißt, bei der selben Drain-Source-Spannung (oder Kollektor-Emitter-Spannung), während sie mit derselben Gate-Spannung (oder Basis-Spannung) versorgt werden. In dem in 1 gezeigten Beispiel sollen die Source-Potenziale V_S und V_L der beiden Transistoren T_S und T_L im Wesentlichen gleich sein, um die oben erläuterte Bedingung zu erfüllen und die Proportionalität zwischen Laststrom und Sense-Strom sicherzustellen.
Wie in 1 zu sehen ist, kann das Source-Potenzial V_S bzw. V_L eines jeden Transistors T_S, T_L signifikant hohe Werte erreichen, wenn der Lasttransistor T_L leitend angesteuert wird und folglich im Wesentlichen die Versorgungsspannung V_DD an der Lastimpedanz Z_L anliegt. Aus diesem Grund umfasst üblicherweise jede Messschaltung zum direkten oder indirekten Messen des Sense-Stoms i_S hochspannungsfeste Komponenten, welche – wie bereits weiter oben erwähnt – nachteilige Folgen für das Schaltungsdesign haben. Ein weiteres Problem tritt auf, wenn die Lastimpedanz Z_L, welche mit dem Lasttransistor T_L verbunden ist, eine induktive Komponente umfasst. In diesem Fall kann das Source-Potenzial V_L des Lasttransistors T_L negative Werte annehmen und die Proportionalität zwischen Last und Sense-Strom kann nicht aufrechterhalten werden, wenn konventionelle Sense-Transistoranordnungen verwendet werden.
2 zeigt ein Beispiel einer Sense-Transistoranordnung, welche eine Strommessung auch während Phasen mit negativem Source-Potenzial V_L ermöglicht. Aus 2 ist ersichtlich, dass ein derartiger Lösungsansatz in Bezug auf Chipfläche und Leistungsverbrauch ineffizient ist. Der benötigte Abgleich (das „Matching“) der Source-Spannungen V_L und V_S wird durch einen verhältnismäßig kleinen Shunt-Widerstand R_S sichergestellt, welcher zwischen die Source-Anschlüsse des Lasttransistors T_L und T_S gekoppelt ist. Die Spannungsdifferenz V_S = i_S·R_S hat nur eine vernachlässigbare Auswirkung auf den Arbeitspunkt des Sense-Transistors und folglich ist die Proportionalität zwischen dem Laststrom und dem Sense-Strom nicht beeinträchtigt. Der Operationsverstärker OA steuert das Gate des Transistors T₁ derart, dass der Spannungsabfall über dem Widerstand R₁ dem Spannungsabfall über dem Shunt-Widerstand R_S entspricht. Der Strom durch den Transistor T₁ wird durch den Stromspiegel, welcher durch die Transistoren T₂ und T₃ gebildet wird, „kopiert“, und der „Spiegelstrom“ i₂ wird über den Widerstand R₂ (z.B. zum Massepotential hin) abgeleitet, was einen Spannungabfall V_S über den Widerstand R₂ zur Folge hat, der (ungefähr) proportional zu dem Laststrom i_L ist, auch wenn das Source-Potenzial V_L des Lasttransistors T_L negativ ist. Für den Fall, dass die Widerstände R_S, R₁ und R₂ den gleichen Widerstandswert R_S aufweisen, ergibt sich für die Sense-Spannung V_S folgendes: V_S = i_S·R_S = i_L·R_S/k.
Wie oben erwähnt wäre eine Implementierung, die einfacher und effizienter ist als das Beispiel aus 2, wünschenswert. Des Weiteren müssen die Transistoren T₁, T₂ und T₃ hochspannungsfest sein und benötigen daher eine große Chipfläche. Die Verbesserung dieser Situation ist ein Designziel für alternative Lösungsansätze.
3 zeigt ein Beispiel einer Sense-Transistoranordnung zum Messen des von einem Sense-Transistor T_S bereit gestellten Sense-Stroms (der Sense-Transistor T_S ist dabei wie in dem vorherigen Beispiel an einen Lasttransistor T_L gekoppelt), auch wenn das Source-Potenzial V_L des Lasttransistors T_L unter ein Massepotenzial fällt (zum Beispiel aufgrund des Schaltens einer induktiven Last Z_L). Die beispielhafte Schaltungsanordnung aus 3 umfasst zwei elektronisch steuerbare Schalter SW₁ und SW₂, welche abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden, um zwei unterschiedliche Betriebsmodi zu gewährleisten (Modus 1: SW₁ = aus und SW₂ = ein, Modus 2: SW₁ = ein und SW₂ = aus).
In dem Falle, dass das Source-Potenzial V_L des Lasttransistors T_L über einen Schwellwert liegt (zum Beispiel wenn V_L > 0V), wird der Schalter SW₁ ausgeschaltet und der Schalter SW₂ eingeschaltet (Modus 1 ist aktiv), was effektiv eine Schaltung zur Folge hat, die äquivalent zu der konventionellen Schaltung aus 1 ist. Der Sense-Strom i_S kann über einen Messwiderstand R_S, der zwischen die Source des Sense-Transistors T_S und Masse GND gekoppelt ist, nach Masse abgeleitet werden. Der Spannungsabfall i_SR_S = i_LR_S/k über dem Messwiderstand R_S kann als Messwert herangezogen werden, der (ungefähr) proportional zu dem Laststrom ist. Die Proportionalität zwischen dem Sense-Strom i_S und dem Laststrom i_L ist nicht perfekt, da die Source-Potenziale V_L und V_S geringfügig voneinander abweichen können. Jedoch ist dieser Effekt klein und folglich vernachlässigbar, vorausgesetzt dass die Source-Potenziale positiv sind und der Spannungsabfall V_DS über den Laststrompfad der Transistoren T_S und T_L klein sind im Vergleich zur Versorgungsspannung V_DD (V_DS = i_L·R_on, wobei R_on dem Einschaltwiderstand des Lasttransistors entspricht).
Im Fall, dass das Source-Potenzial V_L des Lasttransistors T_L unter einem Schwellwert liegt (zum Beispiel wenn V_L < 0V ist) wird der Schalter SW₁ eingeschaltet und der Schalter SW₂ ausgeschaltet (Modus 2 ist aktiv). Folglich wird der Sense-Strom i_S über die potenzialfreie (floating) Sensorschaltung und die Lastimpedanz Z_L wie in 3 dargestellt zur Masse GND hin abgeleitet. Das heißt, die potenzialfreie Sensorschaltung 10 verbindet die Sourceanschlüsse des Sense-Transistors T_S und des Last-Transistors T_L. Die Sensorschaltung 10 ist dazu ausgebildet, den Betrag der Potenzialdifferenz V_S – V_L klein zu halten, um sicherzustellen, dass beide Transistoren (zumindest ungefähr) im selben Arbeitspunkt betrieben werden (das heißt, die Drain-Source-Spannungen sowie die Gate-Spannungen der Transistoren sind ungefähr gleich groß). Die potenzialfreie Sensorschaltung 10 ist weiter dazu ausgebildet, ein potenzialfreies (floating) Spannungssignal aufzunehmen, welches den Sense-Strom i_S repräsentiert, und den Signalpegel auf eine massebezogene (d.h. nicht potenzialfreie) Messschaltung 20 zu übertragen unter Verwendung (zumindest) eines geschalteten Kondensators C_D1. Da zum Übertragen der Sense-Spannungsinformation an die massebezogene Messschaltung 20 ein Kondensator C_D1 verwendet wird, sind die beiden Schaltungen (Sensorschaltung 10 und Messschaltung 20) gleichstromentkoppelt (DC decoupled), was ein beliebig großes Source-Potenzial V_S, V_L (in Bezug auf das Messepotenzial) ermöglicht. Der einzig begrenzende Parameter ist die Spannungsfestigkeit des Entkopplungs-Kondensators C_D1. 3 umfasst auch einen weiteren Kondensator C_CLK, welche die erdfreie Sensorschaltung 10 und die Messschaltung 20 wechselstrommäßig koppelt. Dieser Kondensator C_CLK ist vorgesehen zum Übertragen eines Taktsignals (TLK) von der „low side“ (das heißt der Messschaltung 20) auf die „high side“ (das heißt die erdfreie Sensorschaltung 10), wobei das Taktsignal zum Steuern des Schaltbetriebs der Schalter benötigt wird.
Die Steuerung der Schalter (was als Teil der Sensorschaltung 10 angesehen werden kann) ist nicht im Detail dargestellt. Es können zu diesem Zweck auch beliebige Niederspannungshalbleiterschalter (zum Beispiel DMOS-Schalter) verwendet werden. Die Halbleiterschalter können durch eine beliebige bekannte Treiberschaltung ein- oder ausgeschaltet werden. Die Messschaltung 20 kann durch eine separate Versorgungsspannung V_S versorgt werden, welche niedriger ist als die Versorgungsspannung V_DD und kann dazu ausgebildet sein, die von der potenzialfreien Sensorschaltung 10 erhaltene Sense-Strominformation in ein (analoges oder digitales) Ausgangssignal x_OUT überzuführen, welches den Laststrom i_L repräsentiert und in geeigneter Weise für die Weiterverarbeitung skaliert sein kann. Im Wesentlichen ist das Ausgangssignal x_OUT (zumindest näherungsweise) proportional zum Laststrom i_L wie oben erwähnt.
4 zeigt das oben unter Bezugnahme auf 3 diskutierte Beispiel mit mehr Details. Insbesondere ist ein Beispiel einer Implementierung der Sensorschaltung 10 dargestellt. Es ist anzumerken, dass der Kondensator C_CLK und die Details der Schaltung zum Ansteuern der Halbleiterschaltung weggelassen wurde, um die Darstellung nicht zu verkomplizieren. Wie bereits erwähnt sind Schaltungen zum Ansteuern der Halbleiterschalter SW₁, SW₂ etc. leicht verfügbar.
Während des oben erwähnten Betriebsmodus 1 arbeitet das in der vorliegenden 4 dargestellte Beispiel identisch wie das allgemeine Beispiel aus 3. Das heißt, der Sense-Strom i_S wird über den Messwiderstand R_S1 abgeleitet, welcher zwischen die Source des Sense-Transistors T_S und Masse geschaltet ist, und der Spannungsabfall über dem Widerstand R_S1 kann als Messwert, welcher den Laststrom i_L repräsentiert, herangezogen werden.
Im vorliegenden Beispiel umfasst die Sensorschaltung 10 des Weiteren einen Shunt-Widerstand R_S2, um während des oben erwähnten Betriebsmodus 2 einen Strompfad von der Source des Sense-Transistors T_S zu der Source des Lasttransistors T_L (welcher mit der Last verbunden ist) zu ermöglichen in ähnlicher Weise wie dies in dem Beispiel aus 2 der Fall ist. Die Schalter SW₁ und SW₂ haben dieselbe Funktion (das heißt Umschaltung des Betriebsmodus) wie in dem allgemeinen Beispiel aus 3). Zwei weitere Schalter SW₃ und SW₄ sind dazu vorgesehen, den „high-side“-Anschluss des Kondensators C_D1 entweder mit dem an die Source des Sense-Transistors T_s gekoppelten Anschluss des Shunt-Widerstands R_S2 zu verbinden oder mit dem Anschluss des Shunt-Transistors R_S2, welcher mit der Source des Lasttransistors T_L gekoppelt ist. Das heißt, der „high-side“-Anschluss des Kondensators C_D1, der mit der Sensorschaltung 10 gekoppelt ist, ist entweder auf das Sense-Transistor-Source-Potenzial V_S oder auf das Lasttransistor-Source-Potenzial V_L aufgeschaltet, wobei die Potenzialdifferenz V_S – V_L dem Spannungsabfall R_S2·i_S über dem Shunt-Widerstand R_S2 entspricht und folglich: V_S – V_L = R_S2·i_S. (1)
Der „low-side“-Anschluss des Gleichstromentkopplungs-Kondensators C_D1 ist mit der (beispielsweise) auf Masse bezogenen Messschaltung 20 gekoppelt. Unter der Voraussetzung, dass der Kondensator C_D1 auf eine definierte Spannung vorgeladen ist (wie zum Beispiel auf eine Spannung V_L), während der Schalter SW₃ geschlossen und der Schalter SW₄ geöffnet ist, und unter der Voraussetzung, dass die den Kondensator C_D1 entladenden Leckströme vernachlässigbar sind, kann der Spannungsabfall R_S2·i_S über dem Shunt-Widerstand R_S2 als Spannungshub desselben Betrags R_S2·i_S an dem „low-side“-Anschluss des Kondensators C_D1 beobachtet werden, wenn der Schalter SW₃ aus und der Schalter SW₄ eingeschaltet wird (und umgekehrt). Auf diese Weise kann die Sense-Strominformation von der potenzialfreien Sensorschaltung 10 auf die auf Masse bezogene (das heißt nicht potenzialfreie) Messschaltung 20 übertragen werden, ohne die Notwendigkeit von hochspannungsfesten Schaltungskomponenten abgesehen von dem Entkopplungskondensator C_D1. Aufgrund der obigen Diskussion wird klar, dass die Schalter SW₃ und SW₄ abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden und niemals gleichzeitig ein- bzw. ausgeschaltet sind. Das heißt die beiden Schalter SW₃ und SW₄ haben die Funktion eines einzelnen Wechselschalters. Das Gleiche gilt für die Schalter SW₁ und SW₂ analog, welche den Sense-Strom entweder zu dem Messwiderstand R_S1 oder zu dem Shunt-Widerstand R_S2 hin leiten.
5 zeigt eine etwas komplexere Alternative zu dem Beispiel aus 4. Während des Betriebsmodus 2 (das heißt die Sense-Strommessung verwendet den Shunt-Widerstand R_S2) arbeitet das Beispiel gemäß 5a exakt wie das Beispiel aus 4. In diesem Fall blockiert der Kaskode-Transistor T_C den Sense-Strom i_S, und der Kaskode-Transistor T_C hat folglich den gleichen Effekt wie ein offener Schalter SW₂ in dem Beispiel aus 4. Folglich ist in diesem Betriebsmodus der Schalter SW₁ geschlossen. Der „verbleibende“ aktive Teil der Schaltung während diesem Betriebsmodus ist in 5c dargestellt. Die komplementäre Situation (Modus 1, Kaskode-Transistor T_C ein, Schalter SW₁ aus) ist in 5b dargestellt, in der alle Schaltungskomponenten, welche während dieses Modus inaktiv sind, weggelassen wurden, um die Aufmerksamkeit auf die relevanten Teile der Schaltung zu lenken. In der Folge wird die Funktion der Schaltung gemäß 5a unter Bezugnahme auf die 5b und 5c erläutert, welche die effektive Schaltung gemäß 5a in dem Betriebsmodus 1 bzw. 2 abdecken.
In Fällen, in denen das Source-Potenzial V_S des Lasttransistors T_L über einem Schwellwert liegt (wenn V_L > 0V), wird der Schalter SW₁ ausgeschaltet und der Kaskode-Transistor T_C ist in einem eingeschalteten Zustand (Modus 1 ist aktiv), was eine effektive Schaltung entsprechend dem in 5b gezeigten Beispiel zur Folge hat. Demnach ist der „high-side“-Anschluss eines Entkopplungskondensators C_D2 entweder mit dem Source-Potenzial V_S des Sense-Transistors T_S oder mit dem Source-Potenzial V_L des Lasttransistors T_L verbunden durch Schalten des Schalters SW₄ bzw. SW₃ während der jeweils andere Schalter offen ist.
Der „low-side“-Anschluss des Entkopplungskondensators C_D2 ist an einen Eingang eines Komparators K₁ gekoppelt, dessen Ausgang an ein Register 30 gekoppelt ist, welches beispielsweise als sukzessives Approximationsregister (SAR = „successive approximation register“) ausgebildet sein kann. Ein Digital/Analog-Konverter DAC mit Stromausgang ist an den Kaskode-Transistor T_C gekoppelt, um den Sense-Strom i_S (über den Stromausgang des DAC) abzuleiten, und ist dazu ausgebildet, den Sense-Strom auf einen analogen Stromwert einzustellen, welcher dem digitalen Eingangswert X_COUNT entspricht, welcher allgemein ein n-Bit-Binärwort ist, welches durch das Register 30 zur Verfügung gestellt wird. Es ist das Ziel, den Sense-Strom i_S derart auf einen Wert einzustellen, dass die Source-Potenziale V_S und V_L gleich sind. In diesem ideal angepassten (abgeglichenen) Zustand („matching state“) sind der Sense-Strom i_S und der Laststrom i_L perfekt proportional. Ganz allgemein wird das n-Bit-Binärwort x_COUNT, welches dem Digital/Analog-Wandler DAC mit Stromausgang zugeführt ist, und folglich auch der Sense-Strom i_S, variiert (zum Beispiel rampenförmig ansteigend beginnend von einem Anfangswert) bis der erwähnte angepasste Zustand (matching state) erreicht ist. Der angepasste Zustand kann mit Hilfe der Sensorschaltung 10, dem Entkopplungskondensator C_D2 und dem Komparator K1 detektiert werden. Der Vorgang der Detektion ist in der Folge zusammengefasst.
Ein Messzyklus beginnt mit dem Variieren des n-bit-Worts x_COUNT, womit der Sense-Strom i_S auf einen korrespondierenden analogen Stromwert eingestellt wird. Der Sense-Strom kann also als Ausgangsstrom des DAC mit Stromausgang („current output DAC“) angesehen werden. Die Variation kann beispielsweise darin bestehen, dass der momentane Registerwert x_COUNT sukzessive erhöht wird. Dann wird die auf dem Kondensator C_D2 gespeicherte Ladung initialisiert. Zu diesem Zweck wird der Schalter SW₃ geschlossen, wodurch der Kondensator C_D2 zwischen die Source des Lasttransistors T_L und den Komparatoreingang gekoppelt wird. Zur gleichen Zeit wird ein definiertes Potenzial an den Komparatoreingang angelegt, wodurch das Aufladen des Kondensators C_D2 auf eine Spannung ermöglicht wird, welche von der Sourcespannung V_L und dem erwähnten definierten Potenzial abhängt. Beispielsweise kann der Schalter SW₅ dazu verwendet werden, den Komparator kurzzuschließen, wodurch der Komparatoreingang auf ein Potenzial gezwungen wird, welches dem Arbeitspunkt der internen Eingangsstufe des Komparators entspricht. In der Folge wird der Schalter SW₅ geöffnet und des Weiteren der Schalter SW₄ geschlossen, während der Schalter SW₃ ebenfalls geöffnet wird. Dieses Umschalten hat einen Spannungshub an dem Komparatoreingang zur Folge, der gleich der Potenzialdifferenz V_S – V_L ist. In einem perfekt angepassten Zustand ist diese Differenz Null, der Registerwert x_COUNT wird als Messergebnis x_OUT herangezogen. Im Falle einer unzureichenden Anpassung detektiert der Komparator K₁ den erwähnten Spannungshub und der Komparatorausgang CMP triggert das Register 30, welches darauf erneut den Registerwert X_COUNT variiert und der Zyklus beginnt von vorne. Die zyklische Wiederholung der Messzyklen endet erst dann, wenn ein angepasster Zustand (ein „matching state“) erreicht und folglich ein vernünftiger Messwert x_OUT gefunden wurde oder wenn eine maximale Anzahl von Zyklen ohne Ergebnis abgelaufen ist.
5c illustriert den zu dem Beispiel aus 5b komplementären Fall. In diesem Betriebsmodus (Modus 2) schnürt der Kaskode-Transistor T_C den Stromfluss ab, da das Source-Potenzial V_S des Kaskode-Transistors T_C (welches anhähernd gleich ist wie das Source-Potenzials des Sense-Transistors T_S) zu niedrig oder sogar negativ ist. Der Schalter SW₁ wird geschlossen (und ist daher in 5c nicht dargestellt) und die effektive Schaltung ist die Gleiche wie bereits unter Bezugnahme auf die 3 und 4 erläutert. Die massebezogene Messschaltung umfasst für diesen Fall einen Analog/Digital-Konverter, die einen Spannungseingang und einen Digitalausgang aufweist. Der Analog/Digital-Wandler ADC kann eine „Sample-and-Hold-Schaltung“ aufweisen, welche die Spannung an dem Entkopplungskondensator C_D1 während der Analog/Digital-Konversion (annähernd) konstant hält.
Das Kriterium für ein Umschalten von Modus 1 (effektive Schaltung gemäß 5b) und Modus 2 (effektive Schaltung gemäß 5c) wurde bereits weiter oben erwähnt. Die Betriebsmodus-Umschaltung kann ausgelöst werden, wenn das Source-Potenzial V_L des Lasttransistors unter einen bestimmten Schwellwert fällt (oder vice-versa über den Schwellwert ansteigt). Die tatsächliche Implementierung dieser Funktion ist für einen Fachmann nicht schwierig und ist deshalb an dieser Stelle nicht detaillierter beschrieben. Alternativ kann eine Betriebsmodusumschaltung ausgelöst werden, wenn in Betriebsmodus 1 ein vernünftiger Messwert nicht gefunden werden kann. Des Weiteren kann eine Betriebmodusumschaltung ausgelöst werden abhängig von dem Source-Potenzial des Kaskode-Transistors T_C.
Trotz dem, dass verschiedene beispielhafte Ausführungsformen der Erfindung beschrieben wurden, wird für einen Fachmann deutlich, dass verschiedenste Änderungen bzw. Modifikationen gemacht werden können, um manche der Vorteile der Erfindung zu erreichen, ohne von dem Erfindungsgedanken abzuweichen. Es ist zudem für einen Fachmann klar, dass Komponenten, welche dieselbe Funktion erfüllen entsprechend substituiert werden können. Es bleibt zu erwähnen, dass Merkmale, die in Bezug auf eine spezifische Figur erläutert wurden, mit Merkmalen aus anderen Figuren kombiniert werden können, auch wenn dies nicht explizit erwähnt wurde. Des Weiteren können die beschriebenen Methoden sowohl in Software unter Verwendung geeigneter Prozessoren verwirklicht werden als auch als Hybridimplementierungen, welche eine Kombination von Hardware und Software verwenden, um das gleiche Ergebnis zu erzielen.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

US 5023693 [0002]

Claims

Eine Schaltungsanordnung zum Messen eines Laststroms (i_L), der für eine Last (Z_L) über einen ersten Lastanschluss eines Lasttransistors (T_L) bereitgestellt wird; die Schaltungsanordnung weist auf: ein Sense-Transistor (T_S), der mit dem Lasttransistor (T_L) gekoppelt ist, um einen den Laststrom (i_L) repräsentierenden Sense-Strom (i_S) an einem ersten Lastanschluss des Sense-Transistors (T_S) bereitzustellen, wobei die ersten Lastanschlüsse von Last- bzw. Sense-Transistor (T_L, T_S) jeweils auf einem schwebenden Potenzial liegen; eine Potenzialfreie Sensor-Schaltung (10), die zwischen die ersten Lastanschlüsse von Last- bzw. Sense-Transistor (T_L, T_S) gekoppelt ist, wobei) in zumindest einem Betriebsmodus der Sensor-Schaltung (10) der Sense-Strom (i_S) zugeführt ist und die Sensor-Schaltung (10) ein potenzialfreies Signal bereitstellt, welches den Sense-Strom (i_S) repräsentiert; einen Gleichstrom entkoppelnden Kondensator (C_D1, C_D2); und eine nicht Potenzialfreie Messschaltung (20), die über den Gleichstrom entkoppelnden Kondensator (C_D1, C_D2) mit der Sensor-Schaltung (10) gekoppelt ist, um das potenzialfreie Signal, welches den Sense-Strom (i_S) repräsentiert, auf die nicht Potenzialfreie Messschaltung (20) zu übertragen; wobei die Messschaltung (20) dazu ausgebildet ist, ein Ausgangssignal (x_OUT) bereitzustellen, welches das potenzialfreie Signal und folglich den Sense-Strom repräsentiert.
Die Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1, wobei die Potenzialfreie Sensor-Schaltung (10) und die nicht Potenzialfreie Messschaltung (20) dazu ausgebildet sind, das Potenzialfreie Signal durch Umschalten des Gleichstrom entkoppelnden Kondensators (C_D1, C_D2) zu übertragen.
Die Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei die Potenzialfreie Sensor-Schaltung (10) einen Shunt-Widerstand (R_S2), welcher den Sense-Strom (i_S) führt, und eine Schaltungsanordnung umfasst, die dazu ausgebildet ist, einen Anschluss des Gleichstrom entkoppelnden Kondensators (C_D1) unter Verwendung von Halbleiterschaltern entweder mit einem ersten oder mit einem zweiten Anschluss des Shunt-Widerstands (R_S2) zu verbinden.
Die Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 3, wobei die Messschaltung (20) dazu ausgebildet ist, eine definierte Spannung an den Gleichstrom entkoppelnden Kondensator (C_D1) anzulegen während er mit dem ersten Anschluss des Shunt-Widerstands (R_S2) verbunden ist, und einen Spannungshub (V_S – V_L) an einem Low-Side-Anschluss des Gleichstrom entkoppelnden Kondensators (C_D1) zu beobachten, wenn der Gleichstrom entkoppelnden Kondensator (C_D1) vom ersten Anschluss des Shunt-Widerstands (R_S2) auf den zweiten Anschluss des Shunt-Widerstands (R_S2) umgeschaltet wird.
Die Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 4, wobei die Messschaltung (20) einen Analog/Digital-Wandler (ADC) umfasst, der dazu ausgebildet ist, den Spannungshub in ein Ausgangs-Digitalwort (x_OUT) zu konvertieren.
Die Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, die weiter aufweist: ein Digitalregister (30), welches ein erstes Digitalwort (x_COUNT) bereitstellt; einen Digital/Analog-Wandler (DAC) mit Stromausgang, der mit dem Sense-Transistor (T_S) gekoppelt und dazu ausgebildet ist, den Sense-Strom (i_S) auf einen Stromwert einzustellen, welcher das ersten Digitalwort (x_COUNT) repräsentiert; und einen Komparator (K₁), der sequenziell an die Lastanschlüsse von Last- und Sense-Transistor (T_L, T_S) kapazitiv gekoppelt wird und dazu ausgebildet ist, die an den Lastanschlüssen anliegenden Potenziale (V_L, V_S) zu vergleichen, wobei, in einem zweiten Betriebsmodus, ein digitaler Registerwert (x_COUNT) iterativ variiert wird, bis entweder ein Abgleich der Potenziale an den Lastanschlüssen detektiert wird oder eine maximale Anzahl von Iterationen erreicht wurde.
Die Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 6, die weiter einen Koppelkondensator (C_D2) aufweist, welcher über einen steuerbaren Schalter zwischen einen Eingang des Komparators (K₁) und entweder den Lastanschluss des Sense-Transistors (T_S) oder den Lastanschluss des Lasttransistors (T_L) schaltbar ist.
Die Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 6 oder 7, bei der das Digitalregister (30) ein SAR ist
Die Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 6 bis 8, bei der der digitale Registerwert (x_COUNT) abhängig von einem Komparator-Ausgangssignal variiert wird, welches anzeigt, ob die Potenziale (V_S, V_L) der Lastanschlüsse abgeglichen sind oder welches Potenzial höher ist.
Die Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 9, bei dem der digitale Registerwert (x_COUNT) erhöht wird, um den Ausgangsstrom des Digital/Analog-Wandlers (DAC) zu vergrößern, wenn das Potenzial (V_S) am Lastanschluss des Sense-Transistors (T_S) höher ist als das Potenzial (V_L) am Lastanschluss des Lasttransistors (T_L) und umgekehrt.
Die Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 10, bei der der Betriebsmodus umgeschaltet wird abhängig von dem Potenzial am Lastanschluss des Lasttransistors (T_L) oder des Sense-Transistors (T_S).