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Hintergrund
der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Steuerschaltung eines Halbleiterschalters,
vorgesehen zwischen einer DC-Leistungsversorgung
und einer Last, zum Schützen
des Halbleiterschalters, welcher die Last EIN/AUS schaltet, vor
einem Kurzschlussstrom. Genauer zielt die vorliegende Erfindung
auf eine Technik ab, welche fähig
ist zum Spezifizieren einer Schaltung, wo ein Kurzschluss/Masseverbindungsereignis
auftreten kann, und Abschaltens dieser spezifizierten Schaltung
in einem derartigen Fall, dass eine Vielzahl von Lasten und eine
Vielzahl von Halbleiterschaltern. vorgesehen sind bezüglich derselben
DC-Leistungsversorgung.
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Lasten
(elektrische Geräte),
wie etwa ein Motor zum Antreiben eines elektrischen Fensters, oder
eine Lampe, welche an einem Fahrzeug angebracht sind, werden angetrieben
durch Anwenden einer Gleichspannung von einer Batterie, welche als eine
DC-Leistungsversorgung
zu den eigenen Lasten dient. In diesem Fall wird aufgrund der Tatsache, dass
ein Halbleiterschalter, wie etwa ein MOSFET oder Ähnliches,
welcher vorgesehen ist zwischen einer Last und der Batterie, in
einen EIN/AUS-Zustand versetzt wird, diese Last gesteuert, um angetrieben/gestoppt
zu werden.
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Ferner
versetzt in einem Fall, dass eine Überstromschutzschaltung angebracht
ist an einem Fahrzeug, eine Überstromschutzvorrichtung
unmittelbar den Halbleiterschalter in einen AUS-Zustand zum Schützen sowohl
einer Schaltung als auch einer Last, wenn der Überstrom durch den Halbleiterschalter
fließt.
Eine derartige Überstromschutzvorrichtung ist
beispielsweise bekannt aus JP-A-2000-253560.
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6 ist ein Schaltbild zum
Anzeigen einer Anordnung der in JP-A-2000253560 beschriebenen Überstromschutzvorrichtung.
Wie dargestellt in 6,
hat die Überstromschutzvorrichtung
zwei Sätze
eines N-Typ MOSFET TA und eines N-Typ MOSFET TB als ein Halbleiterschalter,
welche einen Multi-Source-FET bilden. Drains der jeweiligen MOSFETs
TA und TB sind verbunden mit einem Plusanschluss einer DC-Leistungsversorgung
VB.
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Ferner
ist eine Source des MOSFET TA verbunden über eine Last (RL) mit einem
Minusanschluss (Masse) der DC-Leistungsversorgung
VB. Hingegen ist eine Source des MOSFET (TB) über einen Widerstand Rr an
Masse gelegt. Ein Übergangskomponentenwiderstand
R10 ist parallel zu dem Widerstand Rr angeordnet, um einen Stoßstrom richtig anzunehmen.
Dieser Stoßstrom
wird erzeugt während
eines Übergangszustands,
wenn eine Lampe geladen bzw. belastet wird.
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Ferner
hat die Überstromschutzvorrichtung einen
Komparator CMP10 und ein Flip-Flop DF100, vorgesehen auf der Seite
eines Ausgangs dieses Komparators CMP10. Der Komparator CMP10 vergleicht
eine Sourcespannung VSA des MOSFET TA mit einer Sourcespannung VSB
des MOSFET TB in Spannungspegeln. Ein Ausgangsanschluss des Flip-Flop
DF100 ist verbunden mit einem der Eingangsanschlüsse einer UND-Schaltung AND100.
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Ferner
hat die Überstromschutzschaltung
einen Schalter SW100 und einen Widerstand R102, welche verwendet
werden zum Versetzen der MOSFETs TA und TB in den EIN/AUS-Zustand.
Eine Eingangsseite des Schalters SW100 ist verbunden mit einer Leistungsversorgung
VB, und die andere Anschlussseite des Schalters SW100, das heißt, ein Übergangspunkt
zwischen dem anderen Anschluss des Schalters SW100 und dem Widerstand
R102, ist verbunden mit dem anderen Eingangsanschluss der UND-Schaltung AND100.
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Der
Ausgangsanschluss der UND-Schaltung AND100 ist verbunden mit einer
Treiberschaltung 100, und ein Ausgangsanschluss dieser
Treiberschaltung 100 ist verbunden über einen Widerstand R100 mit
einem Gate des MOSFET TA und einem Gate des MOSFET TB.
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Der Übergangskomponentenwiderstand
R10 ist verbunden mit der Schaltung der Überstromschutzvorrichtung für eine Zeitspanne,
während
welcher ein Stoßstrom
durch eine Last RL fließt,
das heißt,
lediglich für
eine vorbestimmte Zeitdauer ausgehend von einem Zeitmoment, in welchem
der Schalter SW100 in den EIN-Zustand
versetzt wurde, und anschließend
wird er von der Schaltung getrennt. Das Flip-Flop DF100 wird rückgesetzt,
wenn der Schalter SW100 in den AUS-Zustand versetzt wird, und ein
Ausgangssignal dieses Flip-Flop DF100 wird zu einem H-Pegel.
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Als
nächstes
werden Wirkungsweisen der Überstromschutzvorrichtung
beschrieben. Da die beiden Eingangssignale der UND-Schaltung AND100
zu H-Pegeln werden, wenn der Schalter SW100 sich im EIN-Zustand
befindet, wird das Ausgangssignal der UND-Schaltung AND100 zu einem H-Pegel,
und die Treiberschaltung 100 liefert eine Ladungspumpenspannung
an das Gate "G" (das heißt, gemeinsame
Gates jeweiliger MOSFETs TA und TB) des Multi-Source-FET.
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Folglich
werden die jeweiligen MOSFETs TA und TB in EIN-Zustände
versetzt, ein Laststrom "ID" fließt durch
den MOSFET TA, und gleichzeitig fließt ein Referenzstrom "Iref" durch den MOSFET
TB.
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In
diesem Fall ist der MOSFET TB derart festgelegt, dass er dieselben
Charakteristiken wie der MOSFET TA aufweist, und normalerweise ist eine
Kanalbreite des MOSFET TB auf 1/1000 bis 1/2000 einer Kanalbreite
des MOSFET TA festgelegt. Folglich ist unter der Annahme, dass (Kanalbreite von
TA)/(Kanalbreite von TB) = n gilt, "n" annähernd gleich
1000 bis 2000. Ferner ist unter der Annahme, dass die Sourcespannungen
der MOSFET TA und TB "VSA" und "VSB" sind, wenn VSA =
VSB, der Laststrom ID definiert als ID = n·Iref.
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Die
Größe der Spannung
VSA ist abhängig von
dem Widerstandswert des Lastwiderstands RL, wohingegen die Größe der Spannung
VSB abhängig ist
entweder von einem Widerstand Rr oder von einem kombinierten Parallelwiderstandswert,
bestehend aus dem Rr und dem Übergangskomponentenwiderstand
R10. Unter einer derartigen Bedingung, dass sowohl die Verdrahtungsleitung
als auch die Last auf die Normalzustände bzw. Normalbedingungen
festgelegt sind, sind sowohl der Widerstand Rr als auch der Übergangskomponentenwiderstand R10
in einer derartigen Weise festgelegt, dass VSA > VSB, während die auf den Stoßstrom folgende
Zeitperiode enthalten ist. Folglich wird das Ausgangssignal des
Komparators CMP10 auf eine L-Pegel unter einem Normalzustand bzw.
unter einer Normalbedingung gehalten.
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Zu
dieser Zeit wird, wenn die Verdrahtungsleitung, geschaltet zwischen
den MOSFET TA und die Last RL, kurzgeschlossen/masseverbunden wird infolge
irgendwelcher Gründe,
der Drainstrom ID des MOSFET TA schnell erhöht, so dass die Sourcespannung
VSA des MOSFET TA kleiner wird als die Sourcespannung VSB des MOSFET
TB und somit das Ausgangssignal (L-Pegel) des Komparators CMP10 wechselt
zu einem H-Pegel und ferner das Ausgangssignal (H-Pegel) des Flip-Flop
DF100 einen L-Pegel schaltet. Folglich wird das Ausgangssignal der
UND-Schaltung AND100
zu einem L-Pegel, die Ausgangsanschlussseite der Treiberschaltung 100 wird
masseverbunden, und ferner wird das Gate G des Multi-Source-FET
masseverbunden über
den Widerstand R100, so dass die MOSFETs TA und TB in den AUS-Zustand versetzt
werden. Folglich wird der durch den MOSFET TA fließende Kurzschlussstrom
abgeschaltet, so dass sowohl die Verdrahtungsleitung als auch der
MOSFET TA geschützt werden
können.
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7 ist ein Kennliniendiagramm
zum Darstellen einer Änderung
des Stroms ID in einem derartigen Fall, dass, wenn ein Stoßstrom nicht
fließt,
das heißt,
die Last RL ist unter der Normalbedingung festgelegt, die Verdrahtungsleitung zwischen
dem MOSFET TA und der Last RL kurzgeschlossen wird, um masseverbunden
zu werden.
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Wie
dargestellt in 7, beginnt,
wenn der Laststrom ID unter der Normalbedingung durch die Schaltung
der Überstromerfassungsvorrichtung fließt, wenn
ein Kurzschluss/Masseverbindungsereignis in einem Zeitmoment auftritt,
welcher einen Punkt A1 bildet, der Strom ID rasch anzusteigen. Unter
der Annahme, dass ein Widerstandswert der Verdrahtungsleitung, durch
welchen der Strom ID fließt, gleich "RW" ist, eine Induktanz
dieser Verdrahtungsleitung gleich "LW" ist,
ein Drain-Source-Widerstandswert des MOSFET TA gleich "RonA" ist, die Leistungsversorgungsspannung
gleich "VB" ist und ein Innenwiderstandswert
der Leistungsversorgung gleich "Rbatt" ist, wird der Strom
ID, welcher fließt, wenn
der Kurzschluss auftritt, erhöht
auf der Grundlage einer Kurve einer Exponentialfunktion mit einer Zeitkonstanten "τ1", welche ausgedrückt ist durch die unten erwähnte Gleichung
(2), während
ein Stromwert "ID1", angezeigt durch
die unten erwähnte
Gleichung (1), definiert ist als ein Zielwert. ID1 = VB/(RonA + Rw + Rbatt) (1) τ1 = Lw/(RonA + Rw + Rbatt) (2)
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Ferner
wird, wenn die vorliegende bzw. aktuelle Zeit einen solchen Zeitmoment überschreitet, welcher
einen Punkt A2 bildet, der Strom ID zu ID ≥ n·Iref, so dass der Multi-Source-FET abgeschaltet wird.
In diesem Fall wird das Gate G des Multi-Source-FET masseverbunden über den
Widerstand R100, so dass elektrische Ladungen entladen werden, welche
im Gate G gespeichert sind. In diesem Fall wird, wenn eine Gate- Kapazität dieses
Gates G angenommen wird als "Cg", eine Entladezeitkonstante
zu Cg·R100.
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Da
die Gate-Source-Spannung des VGSA des MOSFET TA erreicht wird zu
etwa 10V vor einem Abschalten, ist eine finite Zeit bis zum Durchführen bzw.
Beendigen des Entladevorgangs der Gate-Elektronen erforderlich.
Wenn die Gate-Source-Spannung VGSA verringert wird infolge des Gate-Entladevorgangs,
wird der Drain-Source-Widerstandswert RonA des MOSFET TA erhöht.
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Anders
ausgedrückt,
obwohl der Widerstandswert RonA konstant ist bis zu dem Zeitmoment des
Punkts A2, wird der Widerstandswert RonA erhöht, wenn der Zeitmoment A2
verstreicht, so dass der Strom ID1, dargestellt in der oben beschriebenen Gleichung
(1), klein wird, und gleichzeitig wird ferner die Zeitkonstante "τ1" verringert. Folglich wird der Strom
ID in einer linearen Weise erhöht,
welche abgeleitet ist von einer Exponentialfunktion, und erreicht
dann einen Spitzenstrom zu einem Zeitmoment, welcher einen Punkt
A3 bildet. Je schneller die Gate-Elektronen des Multi-Source-FET
entladen werden, das heißt,
je kleiner der Widerstand R100 verringert wird, desto schneller
erreicht der Zeitmoment den Punkt A3, so dass der Spitzenwert des Stroms
ID niedrig wird. Da die Zunahme des Widerstands RonA fortgesetzt
wird, wird, wenn der Zeitmoment des Punkts A3 verstrichen ist, der
Strom ID verringert und wird Null zu einem Zeitmoment, welcher einen
Punkt A4 bildet.
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8 ist ein Kennliniendiagramm
zum Darstellen einer Änderung
des Stroms ID in einem derartigen Fall, dass ein Kurzschluss/Masseverbindungsereignis
(Störung)
auftritt während
einer Übergangsperiode
unmittelbar nach Versetzen des Schalters SW1 in den EIN-Zustand,
das heißt,
während
der Übergangskomponentenwiderstand
R10 parallel geschalten wird mit dem Widerstand Rr. In dieser Zeichnung
zeigt eine Kurve, angezeigt durch eine Zweipunkt-Strichlinie, eine Änderung
des Stroms ID unter einem derartigen Normalzustand, dass ein Kurzschluss/Masseverbindungsereignis
nicht auftritt. In dieser Zeichnung entspricht der Strom ID einem
sogenannten "Stoßstrom", und dieser Stoßstrom kann einen
derartigen Spitzenstromwert erreichen, welcher um das 5- bis 10-fache
größer ist
als der Strom ID unter einem Normalzustand.
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Ferner
ist, um eine derartige fehlerhafte Beurteilung zu verhindern, dass
dieser Stoßstrom
erkannt wird als ein Kurzschlussstrom, ein Kurzschlussstrom-Beurteilungswert
(n·Iref)
auf einen derartigen Wert festgelegt, welcher größer ist als der Spitzenwert
des Stoßstroms.
Anders ausgedrückt,
in 8 ist eine Strichlinie
zum Anzeigen von (n·Iref) derart
festgelegt, dass sie größer wird
als der Spitzenwert des Stoßstroms,
angezeigt durch die Zweipunkt-Strichlinie. In diesem Fall ist, um
den Referenzstrom Iref festzulegen auf einen großen Wert, der Übergangskomponentenwiderstand
R10 zusätzlich parallel
geschaltet zu dem Widerstand Rr über
eine vorbestimmte Zeit (das heißt,
eine auf den Stoßstrom folgende
Zeitperiode).
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Wenn
ein Kurzschluss/Masseverbindungsereignis auftritt an einem Punkt
B1 von 8, wird der Strom
ID schnell erhöht,
der Multi-Source-FET wird abgeschaltet an einem Punkt B2, und der
Strom ID wird bis zu einem Punkt B3 erhöht, und anschließend wird
der Strom ID verringert. Die Vorgänge ähneln dem oben beschriebenen
Vorgangsfall von 7.
Der Punkt B1 bis B4 von 8 entspricht
den Punkten A1 bis A4 von 7.
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Ein
verschiedener Punkt zwischen 7 und 8 ist die Größe des Stroms
Iref. In 8 ist aufgrund
der Tatsache, dass der Kurzschlussstrom-Beurteilungswert (n·Iref)
auf einen derartigen Wert festgelegt ist, welcher den Stoßstrom überschreitet,
wenn der Multi-Source-FET ausgeschaltet wird, das heißt, der
Strom ID am Punkt B2 wird erhöht,
der Spitzenwert (Punkt B3) des Kurzschlussstroms erhöht. Bis
zum Punkt B2, wo der MOSFET TA in den EIN-Zustand versetzt ist bzw.
wird, wird die Source-Drain-Spannung ein kleiner Wert, so dass, selbst
wenn ein großer
Strom fließt,
ein Leistungsverlust dieses MOSFET TA klein ist.
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Ferner
wird, wenn die vorliegende bzw. aktuelle Zeit durch den Punkt B2
verläuft,
der MOSFET TA in den AUS-Zustand versetzt, so dass die Source-Drain-Spannung
davon erhöht
wird. Wenn ein großer
Strom unter dieser Bedingung fließt, wird ein Leistungsverlust
des MOSFET TA erhöht.
In 7 ist aufgrund der
Tatsache, dass der Spitzenwert des Kurzschlussstroms an dem Punkt
A3 klein ist, der Leistungsverlust verhältnismäßig klein. Im Fall von 8 wird aufgrund der Tatsache,
dass der Strom ID erhöht
wird nach einem Hindurchlaufen der vorliegenden bzw. aktuellen Zeit
durch den Punkt B2, der Leistungsverlust des MOSFET TA ein großer Wert, welcher
ein Ansteigen einer Temperatur des Kanals dieses MOSFET TA bewirken
kann. Da eine Zeitperiode ausgehend von dem Punkt B1 bis zu dem
Punkt B4, während
welcher der Kurzschlussstrom fließt, einer derartigen kurzen
Zeitperiode entspricht, welche kürzer
oder gleich 300 [μsec]
ist, kann die Zunahme der Kanaltemperatur des MOSFET TA beschränkt werden
durch einen Übergangswärmewiderstandswert.
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Da
der Übergangswärmewiderstandswert dieses
Zeitbereichs bestimmt ist durch eine Chipgröße, muss ein Element mit einer
großen
Chipgröße verwendet
werden zum Unterdrücken
einer Erhöhung
einer Kanaltemperatur, bewirkt durch einen Kurzschlussstrom. Anders
ausgedrückt,
ein derartiges Element mit einer kleinen Chipgröße kann nicht verwendet werden,
so dass eine Gestaltungsfreiheit eingeschränkt ist, was einen Kosten-
bzw. Teuerungsfaktor bewirken kann.
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Ferner
existiert ein anderes Problem in Schwankungen des Referenzstroms
Iref. Das heißt, um
zu vermeiden, dass der MOSFET TA irrtümlicherweise abgeschaltet wird
durch den Stoßstrom,
müssen
die folgenden Maßnahmen
ergriffen werden, das heißt,
die Genauigkeit des Stoßstrom-Beurteilungswerts
wird erhöht,
oder ein Intervall zwischen dem Spitzenwert des Stoßstroms
und dem Beurteilungswert wird ausreichend vergrößert. Jedes dieser Lösungsverfahren
kann den Kosten- bzw.
Teuerungsfaktor bewirken. Als ein anderes Lösungsverfahren wurde ein Verfahren
vorgeschlagen, bei welchem eine Überhitzungsunterbrechungsfunktion,
fähig zum Erfassen
eines Überhitzungszustands
eines Halbleiterelements zum Unterbrechen eines Stroms, zusätzlich vorgesehen
ist zum Schützen
eines FET. In ähnlicher
Weise kann dieses Lösungsverfahren
den Kosten- bzw. Teuerungsfaktor bewirken.
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Ferner
müssen
in dem Fall, dass mehrere Sätze
von Lasten, wie etwa elektrische Geräte, vorgesehen wurden, Schaltungen,
welche eine Gesamtkanalanzahl in Übereinstimmung mit einer Gesamtanzahl
von Lasten bilden, verwendet werden. Folglich existiert das Problem,
dass der Aufbau der Vorrichtung sperrig wird.
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Wie
oben erläutert,
wird bei der Überstromschutzvorrichtung
des Standes der Technik die Unterscheidung des Kurzschlussstroms
unter dem Normalzustand von dem Kurzschlussstrom unter dem abnormalen
Zustand durchgeführt
durch Erfassen des Unterschieds der Pegel der Ströme, welche durch
den MOSFET fließen.
Folglich wird, wenn der Spitzenwert des Stoßstroms erhöht wird, die zum Erreichen
des Beurteilungswerts erforderliche Zeit verlängert, so dass die Beurteilung
bezüglich
des Auftretens des Kurzschlusses verzögert wird und somit die Zeit,
zu welcher der Kurzschlussstrom abgeschaltet wird, verzögert wird.
Folglich wird die Verlustleistung des Halbleiterelements vergrößert, so
dass ein derartiges Problem auftreten kann. Das heißt, der
Temperaturanstieg des Halbleiterelements wird vergrößert.
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Ferner
beschreibt die in JP-A-2000-253560 offenbarte Technik nicht die
Vorgänge
bzw. Abläufe, welche
in dem Fall durchgeführt
werden, dass eine Vielzahl von FET-Kanälen existiert, welche mit der DC-Leistungsversorgung
verbunden sind.
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Zusammenfassung der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung wurde geschaffen zum Lösen der oben beschriebenen
Probleme des Standes der Technik und hat daher eine Aufgabe, eine
Steuervorrichtung eines Halbleiterschalters zu schaffen, welche
fähig ist
zum Erhöhen
einer Unterscheidungsgenauigkeit zwischen einem Kurzschlussstrom
und einem Stoßstrom
und gleichzeitig fähig
ist zum Verkürzen
einer Beurteilungszeit zum Erfassen eines Auftretens eines Kurzschlussstroms, wobei
diese Beurteilungszeit so weit wie möglich verkürzt wird. Daher kann diese
Steuervorrichtung eine Schaltung schnell abschalten bzw. trennen,
wenn der Kurzschlussstrom erzeugt wird, und kann somit ein Leistungsverlust
und einen Temperaturanstieg des Halbleiterelements minimieren.
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Ferner
ist es eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Steuervorrichtung
eines Halbleiterschalters zu schaffen, durch welche in einem derartigen
Fall, dass mehrere Sätze
von Lastschaltungen, ausgestattet mit Halbleiterschaltern, und Lasten
verbunden wurden bezüglich
derselben DC-Leistungsquelle,
wenn ein Kurzschluss/Masseverbindungsereignis auftritt in irgendeiner
dieser Lastschaltungen, diese kurzgeschlossene Lastschaltung spezifiziert
wird und lediglich eine derartige Lastschaltung, wo das Kurzschluss/Masseverbindungsereignis
auftritt, abgeschaltet bzw. getrennt werden kann.
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Um
die obigen Aufgaben zu lösen,
ist erfindungsgemäß eine Steuervorrichtung
eines Halbleiterschalters vorgesehen, welche umfasst:
eine
Vielzahl von Lastschaltungen;
eine Leistungsversorgungsverdrahtungsleitung,
welche die Leistungsschaltungen mit einer gemeinsamen DC-Leistungsversorgung
verbindet; und
eine Einheit zur Erfassung einer elektromotorischen Gegenkraft,
welche eine elektromotorische Gegenkraft, erzeugt auf der Leistungsversorgungsverdrahtungsleitung,
erfasst,
wobei jede der Lastschaltungen umfasst:
eine
Last;
einen Halbleiterschalter, gestaltet zum EIN/AUS-schalten der Last
zum Schützen
der entsprechenden Lastschaltung; und
eine Stromerfassungseinheit,
welche einen abnormalen Anstieg eines Laststroms erfasst, welcher durch
die entsprechende Lastschaltung fließt; und
wobei, wenn die
Stromerfassungseinheit den schnellen Anstieg des Laststroms erfasst
und die Einheit zur Erfassung der elektromotorischen Gegenkraft
ein Auftreten der elektromotorischen Gegenkraft, welche einen vorbestimmten
Schwellenwert überschreitet, erfasst,
der Halbleiterschalter entsprechend der Lastschaltung abgeschaltet
bzw. getrennt wird.
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Erfindungsgemäß ist ferner
eine Steuervorrichtung vorgesehen, welche umfasst:
eine Vielzahl
von Lastschaltungen;
eine Leistungsversorgungsverdrahtungsleitung,
welche die Leistungsschaltungen mit einer gemeinsamen DC-Leistungsversorgung
verbindet; und
eine Einheit zur Erfassung einer elektromotorischen Gegenkraft,
welche eine elektromotorische Gegenkraft, erzeugt auf der Leistungsversorgungsverdrahtungsleitung,
erfasst,
wobei jede der Lastschaltungen umfasst:
eine
Last;
einen Halbleiterschalter, gestaltet zum EIN/AUS-schalten der Last
zum Schützen
der entsprechenden Lastschaltung;
eine Spannungserfassungseinheit,
welche eine Spannung über
beide Anschlüsse
des Halbleiterschalters erfasst; und
eine Steuervorrichtung,
welche ein Abschalten bzw. Trennen des Halbleiterschalters steuert;
und
wobei, wenn eine Spannungserfassungseinheit erfasst, dass
die Spannung über
beide Anschlüsse
des Halbleiterschalters größer oder
gleich einem vorbestimmten Pegel wird, und eine Einheit zur Erfassung einer
elektromotorischen Gegenkraft erfasst, dass eine elektromotorische
Gegenkraft, welche größer oder
gleich einem vorbestimmten Schwellenwert ist, erzeugt wird auf der
Leistungsversorgungsverdrahtungsleitung, die Steuervorrichtung den
Halbleiterschalter abschaltet bzw. trennt.
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Vorzugsweise
umfasst die Spannungserfassungseinheit eine Reihenschaltung, gebildet
aus einem ersten Widerstand und einem zweiten Widerstand, welche
miteinander in Reihe geschaltet sind, und einen Verstärker zum
Einstellen eines Stroms, welcher durch die Reihenschaltung fließt, so dass
die Spannung über
beide der Anschlüsse
des Halbleiterschalters gleich einer in dem ersten Widerstand erzeugten
Spannung wird. Die Spannungserfassungseinheit erzeugt eine Spannung über den
zweiten Widerstand, wobei die Spannung erhalten wird durch Verstärken der
Spannung über
den beiden Anschlüssen
des Halbleiterschalters auf der Grundlage eines Verhältnisses
eines Widerstandswerts des ersten Widerstands zu einem Widerstandswert
des zweiten Widerstands, und bestimmt, ob die Spannung über den
beiden Anschlüssen
des Halbleiterschalters größer oder
gleich einem vorbestimmten Pegel wird, indem sie die verstärkte Spannung
vergleicht mit einer vorbestimmten Spannung mit einem vorbestimmten Pegel.
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Vorzugsweise
umfasst die Einzeit zur Erfassung einer elektromotorischen Gegenkraft
eine Reihenschaltung, gebildet aus einem Kondensator und einem eine
Referenzspannung erzeugenden Widerstand, welche miteinander in Reihe
geschaltet sind, wobei die Reihenschaltung vorgesehen ist zwischen der
Masse und einem Anschluss der Leistungsversorgungsverdrahtungsleitung
auf der Seite des Halbleiterschalters. Eine Spannung, welche erzeugt
wird an einem Übergangspunkt
zwischen dem Kondensator und dem eine Referenzspannung erzeugenden Widerstand,
wird definiert als eine Referenzspannung. Die Einheit zur Erfassung
einer elektromotorischen Gegenkraft bestimmt, dass ein Kurzschluss/Masseverbindungsereignis
aufgetreten ist in mindestens einer der Lastschaltungen, wenn eine Differenzspannung
zwischen einer Spannung, erzeugt über einen Anschluss der Leistungsversorgungsverdrahtungsleitung,
und der Referenzspannung einen vorbestimmte Schwellenspannung überschreitet.
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Vorzugsweise
umfasst die Einheit zur Erfassung einer elektromotorischen Gegenkraft
einen Zeitgeber zum Ausgeben eines eine elektromotorische Gegenkraft
erzeugenden Signals, wenn die Differenzspannung die vorbestimmte
Schwellenspannung überschreitet.
Der Zeitgeber setzt die Ausgabe des eine elektromotorische Gegenkraft
erzeugenden Signals über
eine vorbestimmte Zeit fort, wobei das eine elektromotorische Gegenkraft
erzeugende Signal anzeigt, dass die Differenzspannung die vorbestimmte
Schwellenspannung überschreitet.
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Vorzugsweise
umfasst die Steuervorrichtung einen Schalter, welche ein Gate des
Halbleiterschalters mit der Masse verbindet, wenn die Spannungserfassungseinheit
erfasst, dass die Spannung über den
beiden Anschlüssen
des Halbleiterschalters größer oder
gleich als der vorbestimmte Pegel wird, und die Einheit zur Erfassung
einer elektromotorischen Gegenkraft ein Auftreten der elektromotorischen
Gegenkraft bestimmt, welche größer oder
gleich dem vorbestimmten Schwellenwert ist.
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Vorzugsweise
ist der Halbleiterschalter ein MOSFET (Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekt-Transistor);
und wobei die Spannung über
den beiden Anschlüssen
des Halbleiterschalters eine Source-Drain-Spannung des MOSFET ist.
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Vorzugsweise
ist die DC-Leistungsversorgung eine an einem Fahrzeug angebrachte
Batterie. Die Last ist ein an dem Fahrzeug angebrachtes elektrisches
Gerät.
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Vorzugsweise
kann bei der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung
des Halbleiterschalters unter einer Vielzahl von Lastschaltungen,
welche abzweigen von einer einzigen Leistungsversorgungsverdrahtungsleitung
und verbunden sind mit dieser Leistungsversorgungsverdrahtungsleitung,
wenn ein Kurzschluss/Masseverbindungsereignis in einer beliebigen
dieser mehreren Lastschaltungen auftritt, das Auftreten dieses Kurzschluss/Masseverbindungsereignisses
sicher erfasst werden, so dass nur eine solche Lastschaltung, wo
das Kurzschluss/Masseverbindungsereignis auftritt, abgeschaltet
bzw. getrennt werden kann.
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Das
heißt,
in dem Fall, dass das Kurzschluss/Masseverbindungsereignis auftritt
in einer beliebigen dieser mehreren Lastschaltungen, kann aufgrund
der Tatsache, dass die elektromotorische Gegenkraft, erzeugt auf
der Leistungsversorgungsleitung, erfasst wird durch die Einheit
zur Erfassung einer elektromotorischen Gegenkraft, das Auftreten des
Kurzschluss/Masseverbindungsereignisses zuallererst erfasst werden.
Außerdem
kann aufgrund der Tatsache, dass schnelle Anstiege von Lastströmen, welche
durch die jeweiligen Lastschaltungen fließen, erfasst werden, eine derartige
Lastschaltung, bei welcher das Kurzschluss/Masseverbindungsereignis
auftritt, spezifiziert werden. Anschließend kann nur diese spezifizierte
Lastschaltung abgeschaltet bzw. getrennt werden, so dass sowohl
der Halbleiterschalter als auch die Schaltung sicher geschützt werden
können
vor dem Kurzschlussstrom, und ferner können andere Lastschaltungen,
wo das Kurzschluss/Masseverbindungsereignis nicht auftritt, direkt
in der kontinuierlichen bzw. fortgesetzten Weise betrieben werden.
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Ferner
ist es aufgrund der Tatsache, dass das Auftreten des Kurzschluss/Masseverbindungsereignisses
erfasst wird mit einer derartigen Bedingung, dass die Größe der auf
der Leistungsversorgungsverdrahtungsleitung erzeugten elektromotorischen
Gegenkraft einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet, möglich, ein
derartiges Problem zu vermeiden, dass die Schaltung irrtümlicherweise abgeschaltet
bzw. getrennt wird infolge des Stoßstroms, welcher erzeugt wird,
wenn die Leistungsversorgung EIN geschaltet wird.
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Folglich
kann, während
ein Abschalt- bzw. Trennvorgang mit hoher Geschwindigkeit durchgeführt werden
kann, die Schutzvorrichtung, welche fähig ist zum Schützen des
Halbleiterschalters mit hoher Zuverlässigkeit, realisiert werden.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnung
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Die
obigen Aufgaben und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden durch
die genaue Beschreibung bevorzugter beispielhafter Ausführungsbeispiele
davon unter Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung noch deutlicher;
es zeigt:
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1 ein
Schaltbild zum Anzeigen einer Anordnung einer Steuervorrichtung
eines Halbleiterschalters gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung;
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2 ein
Schaltbild zum Zeigen einer genauen Anordnung sowohl bezüglich einer
VDS-Erfassungsschaltung als auch bezüglich einer Schaltung zur Erfassung
einer elektromotorischen Gegenkraft, vorgesehen in der Steuervorrichtung
des Halbleiterschalters, dargestellt in 1;
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3 ein
Kennliniendiagramm zum Anzeigen von Änderungen bezüglich eines
Stroms ID + IDa, einer Spannung V4, einer Ausgangsspannung eines
CMP1 und einer Spannung V5 bei Auftreten eines Kurzschluss/Masseverbindungsereignisses;
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4 ein
Kennliniendiagramm zum Anzeigen von Änderungen bezüglich eines
Stroms ID + IDa und Spannungen V5, V5a und V6 bei Auftreten eines
Kurzschluss/Masseverbindungsereignisses;
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5 ein
Kennliniendiagramm zum Anzeigen von Änderungen bezüglich eines
Stroms ID + IDa und Spannungen V5, V5a und V6a bei Auftreten eines
Kurzschluss/Masseverbindungsereignisses;
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6 ein
Schaltbild zum Zeigen der Anordnung bezüglich der herkömmlichen
Steuervorrichtung für
den Halbleiterschalter;
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7 ein
Kennliniendiagramm zum Darstellen der Änderungen der Lastströme ID, wenn
der Kurzschlussstrom durch die in 6 dargestellte Schaltung
fließt;
und
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8 ein
Kennliniendiagramm zum Darstellen der Änderungen der Lastströme ID, wenn
der Kurzschlussstrom durch die in 6 dargestellte Schaltung
während
der Übergangszeitperiode
fließt.
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Genaue Beschreibung
der bevorzugten Ausführungsbeispiele
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Bezugnehmend
auf die Zeichnung werden verschiedene Ausführungsbeispiele der vorliegenden
Erfindung beschrieben. 1 ist ein Schaltbild zum Anzeigen
einer Anordnung einer Steuervorrichtung eines Halbleiterschalters
gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung. Wie dargestellt in 1 umfasst
diese Steuervorrichtung eine DC-Leistungsversorgung
VB und eine Vielzahl von Lastschaltungen, das heißt, eine
erste Lastschaltung 10 und eine zweite Lastschaltung 10a.
Die DC-Leistungsversorgung VB entspricht beispielsweise einer an
einem Fahrzeug angebrachten Batterie. Eine Antriebsleistung bzw.
Treiberleistung wird zugeführt
von der DC-Leistungsversorgung VB zu der ersten Lastschaltung 10 und
der zweiten Lastschaltung 10a zum Betreiben der ersten
und der zweiten Lastschaltungen 10 und 10a. Es
sei darauf hingewiesen, dass, obwohl dieses Ausführungsbeispiel einen Fall darstellt,
bei welchem zwei Sätze
der Lastschaltungen 10 und 10a als ein Beispiel
kombiniert werden, drei oder mehr Sätze von Lastschaltungen alternativ vorgesehen
werden können.
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Die
erste Lastschaltung 10 umfasst eine Last 11 und
ein MOSFET T1. Die Last 11 entspricht entweder einem Motor
oder einer Lampe und Ähnlichem,
welche an einem Fahrzeug angebracht sind. Der MOSFET T1 entspricht
einem Halbleiterschalter, welcher zwischengeschaltet zwischen die
Last 11 und die DC-Leistungsversorgung
VB, und arbeitet derart, dass die Last 11 angetrieben/gestoppt
wird. Ferner hat, wie dargestellt in 2 (unten
erläutert), eine
zwischen den MOSFET T1 und die Last 11 geschaltete Verdrahtungsleitung
sowohl einen Widerstandswert Rw2 als auch eine Induktivität L2.
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Ferner
ist eine Drain des MOSFET T1, dargestellt in 1, verbunden
mit einem Punkt P1, und ferner ist dieser Punkt P1 verbunden mit
einem plusseitigen Anschluss der DC-Leistungsversorgung VB über eine
Leistungsversorgungsleitung 21 mit einem Widerstandswert
Rw1 und einer Induktivität
L1. In ähnlicher
Weise ist eine Drain eines MOSFET T1a, enthalten in der zweiten
Lastschaltung 10a, verbunden mit dem Punkt P1. Anders ausgedrückt, ist
die Verdrahtungsleitung (das heißt, eine Leistungsversorgungsleitung 21)
zwischen dem Punkt P1 und der DC-Leistungsversorgung VB gemeinsam
vorgesehen bezüglich
der jeweiligen Lastschaltungen 10 und 10a.
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Eine
Schaltung 12 zur Erfassung einer elektromotorischen Gegenkraft
ist verbunden mit dem Punkt P1 zum Erfassen einer elektromotorischen
Gegenkraft "E1", welche erzeugt
wird auf der Leistungsversorgungsverdrahtungsleitung 21.
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Sowohl
die Source als auch die Drain des MOSFET T1, welche verwendet werden
zum Schalten eines Antriebsbetriebs und eines Stoppbetriebs der
Last 11, sind verbunden mit einer VDS-Erfassungsschaltung 13, das
heißt,
sowohl der Punkt P1 als auch der Punkt P2 sind jeweils verbunden
mit der VDS-Erfassungsschaltung 13.
So werden sowohl ein Ausgangssignal dieser VDS-Erfassungsschaltung 13 als
auch ein Ausgangssignal der Schaltung 12 zur Erfassung
einer elektromotorischen Gegenkraft zugeführt zu den beiden Eingangsanschlüssen einer UND-Schaltung
AND2 einer Steuereinheit 17.
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Wenn
eine Größe der elektromotorischen Gegenkraft
E1, erzeugt auf der Leistungsversorgungsverdrahtungsleitung 21,
eine vorbestimmte Schwellenspannung überschreitet, gibt die Schaltung 12 zur
Erfassung einer elektromotorischen Gegenkraft ein Signal mit einem
H-Pegel aus, wohingegen, wenn eine Drain-Source-Spannung VDS des MOSFET T1 eine
vorbestimmte Spannung überschreitet, die
VDS-Erfassungsschaltung 13 ein Signal mit einem H-Pegel
ausgibt. Folglich wird in dem Fall, dass diese Bedingungen erfüllt werden
können,
ein Signalpegel eines Ausgangssignals von der UND-Schaltung AND2
zu einem H-Pegel.
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Der
Ausgangsanschluss der UND-Schaltung AND2 ist verbunden mit einem
Flip-Flop DF1, ein Ausgang "+Q" dieses Flip-Flop
DF1 ist verbunden mit einem Gate eines MOSFET T3 (d.h. Masseverbindungs-Schalteinrichtung),
und ein anderer Ausgang "–Q" dieses Flip-Flop
DF1 ist verbunden mit einem Eingangsanschluss der UND-Schaltung
AND1. Ferner ist der andere Eingangsanschluss der UND-Schaltung
AND1 verbunden mit einem Übergangspunkt
zwischen einem Schalter SW1 und einem Widerstand R6, und der andere
Anschluss des Schalters SW1 ist verbunden mit dem Punkt P1, und der
andere Anschluss des Widerstands R6 ist verbunden mit der Masse.
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Ferner
ist der Ausgangsanschluss der UND-Schaltung AND1 verbunden mit einer
Treiberschaltung 14, und ein Ausgangsanschluss der Treiberschaltung 14 ist
verbunden sowohl mit dem Gate des MOSFET T1 als auch mit einer Drain
des MOSFET T3. Ferner ist eine Source des MOSFET T3 verbunden mit
der Masse.
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Das
Flip-Flop DF1 wird rückgesetzt,
wenn der Schalter SW1 unter einen AUS-Zustand gesetzt ist, und somit
werden zwei Arten von Signalen "–Q" und "+Q" ausgegeben von diesem
Flip-Flop DF1. Der "–Q"-Ausgang entspricht einem derartigen
Signal mit einem H-Pegel, wenn das Flip-Flop DF1 rückgesetzt ist,
und wird eingegeben zu einem Eingangsanschluss der UND-Schaltung
AND1. Ferner entspricht der "+Q"-Ausgang einem derartigen
Signal mit einem L-Pegel, wenn das Flip-Flop DF1 rückgesetzt
ist, und wird eingegeben zu einem Gate des MOSFET T3.
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Die
zweite Lastschaltung 10a, dargestellt in 1,
hat dieselbe Struktur wie die erste Lastschaltung 10, und
die Schaltung dieser zweiten Lastschaltung 10a ist identisch
mit derjenigen der ersten Lastschaltung 10, abgesehen davon,
dass die Schaltung 12 zur Erfassung einer elektromotorischen
Gegenkraft gemeinsam verwendet wird. Dementsprechend wird ein Anhang "a" an die jeweiligen Bauelemente angefügt, und
Erläuterungen
dieser Bauelemente werden ausgelassen.
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2 ist
ein erläuterndes
Diagramm zum Anzeigen einer genauen Schaltungsanordnung bezüglich der
VDS-Erfassungsschaltung 13 und
der Schaltung 12 zur Erfassung einer elektromotorischen Gegenkraft,
welche vorgesehen sind in der ersten Lastschaltung 10.
Wie angezeigt in dieser Zeichnung, hat die VDS-Erfassungsschaltung 13 eine
Reihenschaltung, gebildet durch In-Reihe-Schalten von Widerständen R12
und R7, und eine andere Reihenschaltung, gebildet durch In-Reihe-Schalten
eines Widerstands R8 (erster Widerstand) und eines Widerstands R9
(zweiter Widerstand). Diese Reihenschaltungen sind vorgesehen zwischen
dem Punkt P1 und der Masse.
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Ferner
hat die VDS-Erfassungsschaltung 13 einen Komparator CMP1.
Ein minusseitiger Eingangsanschluss des Komparators CMP1 ist verbunden
mit einem Übergangspunkt
zwischen dem Widerstand R12 und dem Widerstand R7, wohingegen ein
plusseitiger Eingangsanschluss des Komparators CMP1 verbunden ist
mit einem anderen Übergangspunkt
zwischen dem Widerstand R9 und einem MOSFET T4. Ferner ist ein Ausgangsanschluss
des Komparators CMP1 verbunden über
einen Widerstand R13 mit der Leistungsversorgung +5V und ist ferner
verbunden mit einem anderen Eingangsanschluss einer UND-Schaltung
AND2.
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Ferner
ist ein MOSFET T4 vorgesehen zwischen dem Widerstand R8 und dem
Widerstand R9, und ein Gate dieses MOSFET T4 ist verbunden mit einem
Ausgangsanschluss eines Verstärkers
AMP1.
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Ein
plusseitiger Eingangsanschluss des Verstärkers AMP1 ist verbunden über einen
Widerstand R10 mit einer Drain des MOSFET T4, und ein minusseitiger
Eingangsanschluss des Verstärkers
AMP1 ist verbunden über
einen Widerstand R11 mit einer Source (P2) des MOSFET T1. Es sei
darauf hingewiesen, dass der Widerstandswert des Widerstands R11
gleich dem Wiederstandswert des Widerstands R10 gemacht wird bzw.
ist.
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Die
Schaltung 12 zur Erfassung einer elektromotorischen Gegenkraft
umfasst eine Reihenschaltung, gebildet durch In-Reihe-Schalten eines Widerstands R2,
eines Widerstands R1 (Referenzspannungserzeugungswiderstand) und
einem Kondensator C1. Ein Anschluss des Widerstands R2 ist mit dem
Punkt P1 verbunden, und ein Anschluss des Kondensators C1 ist masseverbunden.
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Ferner
umfasst die Schaltung 12 zur Erfassung einer elektromotorischen
Gegenkraft einen MOSFET T2, wobei die Source davon mit einem Verbindungspunkt
zwischen dem Widerstand R1 und dem Kondensator C1 verbunden ist,
sowie das Gate, welches mit einem Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand
R1 und dem Widerstand R2 verbunden ist. Eine Drain des MOSFET T2
ist masseverbunden über
eine Reihenschaltung, gebildet durch In-Reihe-Schalten der Widerstände R3 und
R4, und ein Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R3 und
R4 ist mit einem Zeitgeber 15 verbunden. Anschließend wird
ein Ausgangsanschluss des Zeitgebers 15 mit dem Eingangsanschluss
der UND-Schaltung AND2 verbunden. Ferner ist eine Zener-Diode ZD1
parallel bezüglich
dem Widerstand R4 angeordnet.
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Ferner
ist, obwohl in 1 nicht dargestellt, ein Widerstand
R5 zwischen der Treiberschaltung 14 und dem Gate des MOSFET
T1 angeordnet, und eine Ladungspumpe 16 zum Versorgen der
Treiberschaltung 14 mit elektrischer Leistung ist an der
Treiberschaltung 14 angebracht.
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Es
folgt eine Beschreibung von Wirkungsweisen bezüglich der Steuervorrichtung
des Halbleiterschalters, welcher in der oben dargelegten Weise gemäß dem vorliegenden
Ausführungsbeispiel
angeordnet ist. Versetzt ein Bediener den Schalter SW1 in den EIN-Zustand,
so wird aufgrund der Tatsache, da das Signal mit dem H-Pegel auf
einen Eingangsanschluss der UND-Schaltung AND1 angewendet wird und
das Signal mit dem H-Pegel von dem Flip-Flop DF1 auf den anderen Eingangsanschluss
davon angewendet wird, das Ausgangssignal der UND-Schaltung AND1
zu einem H-Pegel.
Folglich wird die Treiberschaltung 14 gestartet, und somit
wird ein Antriebssignal bzw. Ansteuersignal von der Treiberschaltung 14 an
das Gate des MOSFET T1 ausgegeben.
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Dementsprechend
wird der MOSFET T1 in den EIN-Zustand versetzt, so dass die Leistungsversorgungsspannung,
zugeführt
von der DC-Leistungsversorgung VB, auf die Last 11 über die
Verdrahtungsleitung, aufgebaut aus dem Widerstandswert Rw2 und der
Induktivität
L2, angewendet wird, so dass die Last 11 betrieben wird.
An dieser Stufe ist die Drainspannung des MOSFET T1, das heißt, eine Spannung "V1" an dem Punkt P1,
gleich der Spannung der Leistungsversorgung VB, und ferner ist eine Spannung "V3" (nachfolgend ferner
als "Referenzspannung" bezeichnet) an dem
Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator C1 und dem Widerstand R1
der Schaltung 12 zur Erfassung der elektromotorischen Gegenkraft
im wesentlichen gleich der oben erläuterten Spannung "V1".
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Ferner
steuert die VDS-Erfassungsschaltung einen Strom "I1",
welcher durch die Widerstände
R8 und R9 derart fließt,
dass die Source-Drain-Spannung VDS des MOSFET T1 gleich einer Spannung über beide
Anschlüsse
des Widerstands R8 werden kann. Anders ausgedrückt, die VDS-Erfassungsschaltung 13 führt den
nachfolgend beschriebenen Steuervorgang aus, so dass VDS = I1·R8 erfüllt werden
kann. Das heißt,
in einem Fall, in welchem die Spannung über beide Anschlüsse des
Widerstands R8 geringer ist als die Source-Drain-Spannung VDS, da
das Ausgangssignal des Verstärkers
AMP1 erhöht
wird, wird der Strom I1 erhöht,
so dass die oben beschriebene Spannung über beide Anschlüsse des Widerstands
R8 erhöht
wird. In einem Fall hingegen, in welchem die Spannung über beide
Anschlüsse
des Widerstands R8 höher
ist als die Source-Drain-Spannung VDS, da das Ausgangssignal des
Verstärkers AMP1
verringert wird, wird der Strom I1 verringert, so dass die oben
beschriebene Spannung über
beide Anschlüsse
des Widerstands R8 verringert wird.
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Folglich
kann eine Spannung V5 am Verbindungspunkt zwischen der Source des
MOSFET T4 und dem Widerstand R9 ausgedrückt werden durch die folgende
Gleichung (3) unter der Annahme, dass ein EIN-Widerstandswert des
MOSFET T1 definiert ist als "Ron". V5 = R9·I1
= R9·VDS/R8
=
R9·Ron·ID/R8
=
R9·(Ron/R8)·ID (3)
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Das
heißt,
geht man davon aus, dass die Spannung V5 direkt proportional ist
zu der Spannung VDS und dass der EIN-Widerstandswert Ron konstant ist, so
ist der Laststrom ID ebenso direkt proportional zu der Spannung
V5. Folglich kann eine Erhöhung
des Laststroms ID in Form einer Erhöhung der Spannung VDS und einer
Erhöhung
der Spannung V5 auftreten. Die Spannung an dem Übergangspunkt zwischen R12
und R7 wird bezeichnet als V6, und die Widerstandswerte des EIN-Widerstandswerts
Ron, der Widerstand R8 und R9 werden in einer derartigen Weise ausgewählt, dass
V5 annähernd
gleich der Hälfte
von V6 unter dem normalen Schaltungszustand ist. In diesem Fall
wird, wenn der Drainstrom ID auf das Zweifache des Stromwerts unter
der normalen Schaltungsbedingung ansteigt, die Spannung V5 größer als
V6, so dass der Pegel des Ausgangssignals des Komparators CMP1,
in welchen sowohl die Spannung V5 als auch die Spannung V6 eingegeben werden,
invertiert bzw. umgekehrt wird von L-Pegel zu H-Pegel.
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Es
sei ferner darauf hingewiesen, dass als ein Beispiel einer Erfassung
der Erhöhung
des Laststroms ID, wenn der Laststrom ID um das Zweifache größer wird
als der Stromwert unter einer Normalbedingung, der Signalpegel des
Ausgangssignals des Komparators CMP1 invertiert wird. Jedoch ist
die vorliegende Erfindung nicht lediglich auf die oben erläuterte Erhöhung um
das Zweifache begrenzt.
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Es
folgt eine Beschreibung von Wirkungsweisen der Schaltung 12 zur
Erfassung einer elektromotorischen Gegenkraft in einem derartigen
Fall, dass ein Kurzschluss als Masseereignis auftritt. In dem Fall,
dass die Drahtleistung zwischen der Last 11 und dem MOSFET
T1 kurzgeschlossen/masseverbunden wird infolge eines bestimmten
Grundes, da die Source des MOSFET T1 masseverbunden ist über einen
Kurzschlussweg mit einem Widerstandswert Rw3 und einer Induktivität L3, kann
ein übermäßig großer Kurzschlussstrom
ID sofort bzw. momentan fließen.
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Da
dieser Kurzschlussstrom ID erzeugt wird, wird eine elektromotorische
Gegenkraft E1 erzeugt ausgehend von dem Punkt P1 in Richtung des Punkts
PO (das heißt,
auf der Seite der Leistungsversorgung VB) auf der Leistungsversorgungsverdrahtungsleitung 21.
Folglich wird die Spannung V1 des Punkts P1 schnell verringert.
Im Gegensatz zu dieser Spannungsverringerung kann aufgrund der Tatsache,
dass die Referenzspannung V3 in Übereinstimmung
mit einer derartigen Zeitkonstante verringert wird, welche durch
den Kondensator C1 und die Widerstände R1 und R2 festgelegt wird,
diese Referenzspannung V3 der schnellen Verringerung der Spannung
V1 nicht folgen. Folglich kann eine Potentialdifferenz zwischen
der Spannung V1 und der Referenzspannung V3 entstehen.
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Anschließend wird,
falls die Potentialdifferenz groß wird und die Spannung über beide
Anschlüsse
des Widerstands R1 einen vorbestimmten Pegel übersteigt, der MOSFET T2 in
den EIN-Zustand
gesetzt, und die Spannung V4 an dem Verbindungspunkt zwischen den
Widerständen
R3 und R4 wird erhöht,
so dass der Zeitgeber 15 in den EIN-Zustand versetzt wird.
Folglich gibt der Zeitgeber 15 kontinuierlich das H-Pegel-Signal über eine vorbestimmte
Zeit (beispielsweise 0,1 [0,1 μsec))
aus. Dieses H-Pegel-Signal wird einem Eingangsanschluss der UND-Schaltung
AND2 zugeführt.
Es sei ferner darauf hingewiesen, dass der Zeitgeber 15 aus
folgendem Grund verwendet wird. Das heißt, selbst wenn die Spannung
V4 lediglich für
eine kurze Zeitspanne erhöht
wird, so erfasst bzw. hält
dieser Zeitgeber 15 diese Erhöhung und gibt das H-Pegel-Signal
an das Flip-Flop DF1 für
eine vorbestimmte Zeitperiode aus.
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In
diesem Fall wurden die Widerstandswerte der Widerstände R1 und
R2 derart festgelegt, dass der MOSFET T2 in den EIN-Zustand versetzt
wird durch die elektromotorische Gegenkraft, welche erzeugt wird,
wenn ein Kurzschluss/Masseverbindungsereignis, wohingegen der MOSFET
T2 nicht in den EIN-Zustand durch die elektromotorische Gegenkraft
versetzt wird, welche durch einen normalen Übergangsstrom (Stoßstrom)
erzeugt wird, während der
Stoßstrom
erzeugt wird, wenn der MOSFET T1 in den EIN-Zustand versetzt wird.
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Ferner,
wie zuvor erwähnt,
wird, wenn das Kurzschluss/Masseverbindungsereignis eintritt, so dass
der Laststrom ID erhöht
wird, der Signalpegel des Ausgangssignals vom Komparator CMP1 invertiert
vom L-Pegel zum H-Pegel in der VDS-Erfassungsschaltung 13.
Folglich werden beide Signale mit den H-Pegeln den beiden Eingangsanschlüssen der
UND-Schaltung AND2 zugeführt,
so dass der Signalpegel des Ausgangssignals der UND-Schaltung AND2
den H-Pegel annimmt.
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Folglich
wird aufgrund der Tatsache, dass der –Q-Ausgang des Flip-Flop DF1
einen L-Pegel annimmt, die Treiberschaltung 14 gestoppt.
Ferner wird aufgrund der Tatsache, dass der +Q-Ausgang des Flip-Flop DF1 einen H-Pegel
annimmt, der MOSFET T3 in den EIN-Zustand versetzt, so dass das
Gate des MOSFET T1 masseverbunden wird. Folglich wird der MOSFET
T1 in den AUS-Zustand
versetzt, so dass die Lastschaltung 10 von dem Kurzschlussstrom
geschützt
wird.
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Ferner
wird in der Lastschaltung 10a, obwohl das Erfassungssignal
der elektromotorischen Gegenkraft von der Schaltung 12 zur
Erfassung der elektromotorischen Gegenkraft (siehe 1)
ausgegeben wird, aufgrund der Tatsache, dass von dem Komparator
CMP1 der VDS-Erfassungsschaltung 13a kein H-Pegel-Signal
ausgegeben wird, das Ausgangssignal der UND-Schaltung AND2a nicht zu einem H-Pegel,
und somit wird der MOSFET T1a nicht abgeschaltet bzw. getrennt.
Anders ausgedrückt,
unter der Vielzahl von Lastschaltungen 10 und 10a wird lediglich
eine derartige Lastschaltung abgeschaltet bzw. getrennt, in welcher
das Kurzschluss/Masseverbindungsereignis auftritt, und eine andere
Lastschaltung kann unter der Normalbedingung betrieben werden.
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Es
folgt eine Erläuterung
von Änderungen bezüglich tatsächlicher
Stromwerte und tatsächlicher Spannungswerte
unter Bezugnahme auf 3 bis 5. 3 bis 5 stellen
Wellenformen dar, welche erhalten werden, wenn die Steuervorrichtung des
Halbleiterschalters betrieben wird unter der unten erwähnten Bedingung
und den jeweiligen Schaltungskonstanten, dargestellt in 2.
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Das
heißt,
unter Bezugnahme auf die Leistungsversorgungsverdrahtungsleitung 21 (das heißt, Verdrahtungsleitung
von dem Punkt PO zu dem Punkt P1) beträgt eine Querschnittsfläche davon
3 sq (das Symbol "sq" bezeichnet mm2) und eine Länge davon beträgt 1 Meter.
Unter Bezugnahme auf die Kurzschlussleitung (das heißt, die
Leitung von dem Punkt P2 zur Masse) beträgt eine Querschnittsfläche davon
3 sq, eine Länge
davon beträgt
1 Meter. Der MOSFET T1 entspricht einem MOSFET des N-Typs, und ein
EIN-Widerstandswert davon beträgt 7,3
[mΩ]. Eine
Schwellenspannung des MOSFET T2 beträgt 1,9 [V]. Die Lasten 11 und 11a entsprechen im
allgemeinen 3 Lampensätzen
mit einer Nennleistung von jeweils 21 [W].
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Ferner
beträgt
unter Bezugnahme auf die in 2 dargestellten
Schaltungskonstanten der Widerstand R12 10 [KΩ]; der Widerstand R7 10 [KΩ]; der Widerstand
R 8 82 [Ω];
der Widerstand R9 8,2 [KΩ];
der Widerstand R1 10 [KΩ];
der Widerstand R2 2,4 [KΩ];
der Widerstand R5 1 ([KΩ];
und eine Kapazität
des Kondensators C1 beträgt
0,01 [μF].
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Unter
einer derartigen Bedingung, dass der MOSFET T1 und der MOSFET T1a
die Last 11 bzw. die Last 11a betreiben (aufgebaut
aus 3 Lampen mit 21 W), fließt
ein derartiger Strom, welcher definiert ist durch ID + IDa = 9,5A,
durch die Leistungsversorgungsverdrahtungsleitung 21.
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3 stellt
eine Beziehung zwischen einem Strom "ID + IDa" nach Eintreten eines Kurzschluss/Masseverbindungsereignisses
dar (1 Ordinatenabschnitt entspricht 10A, und eine Mittenhorizontallinie
entlang einer Ordinatenrichtung zeigt 30A an); eine Ausgangsspannung "V4" der Schaltung 12 zur
Erfassung einer elektromotorischen Gegenkraft (1 Ordinatenabschnitt
entspricht 2 V, und eine Mittenhorizontallinie entlang einer Ordinatenrichtung
zeigt 6 V an); eine Ausgangsspannung des Komparators CMP1 (ein Ordinatenabschnitt
entspricht 2 V und eine Mittenhorizontallinie entlang einer Ordinatenrichtung
zeigt 6 V an); sowie eine Spannung "V5",
erzeugt über
den Widerstand R9 (1 Ordinatenabschnitt entspricht 2 V und eine
Mittenhorizontallinie entlang einer Ordinatenrichtung zeigt 6 V
an). Es sei ferner darauf hingewiesen, dass ein Abszissenabschnitt
5 μsec entspricht.
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Wie
in 3 dargestellt, erfolgt, wenn ein Kurzschluss/Masseverbindungsereignis
zu einem Zeitpunkt t1 eintritt, ein Anstieg der Spannung V4 nach
Verstreichen einer Zeitspanne von 2 μsec, und der Ausgang des Komparators
CMP1 erhöht
sich nach Verstreichen einer Zeitspanne von 6 μsec ausgehend von dem Zeitpunkt
t1. Folglich wird aufgrund der Tatsache, dass der Signalpegel des
Ausgangs der UND-Schaltung AND2 einen H-Pegel annimmt, der MOSFET
T1 abgeschaltet bzw. getrennt, und der Strom "ID + IDa" wird zu einem Spitzenstrom zu einem
Zeitpunkt nach Verstreichen einer Zeitspanne von 7 μsec ausgehend
von dem Zeitpunkt t1. Anschließend
wird der Strom "ID
+ IDa" verringert,
und daraufhin wird der Strom "ID" zu Null zu einem
Zeitpunkt, nachdem eine Zeitspanne von 15 μsec verstrichen ist. Hingegen
fließt
aufgrund der Tatsache, dass der Vorgang eines in den EIN-Zustand-Versetzens des
MOSFET T1a, vorgesehen auf der Seite der Lastschaltung 10a,
fortgesetzt wird, der Strom IDa = 4,8 A kontinuierlich, selbst nach
Verstreichen einer Zeitspanne von 15 μsec.
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4 zeigt
eine Beziehung zwischen einer verstärkten Spannung V5, einer Beurteilungsspannung
V6 und einer weiteren verstärkten
Spannung V5a. Die Spannung VS wird erhalten durch Verstärken der
Source-Drain-Spannung VDS des MOSFET 61. Die Spannung V5a
wird erhalten durch Verstärken
der Source-Drain-Spannung
VDSa des MOSFET T1a. Es sei ferner darauf hingewiesen, dass ein Ordinatenabschnitt
jeder der Spannungen 2V entspricht und ein Abszissenabschnitt 5 μsec entspricht.
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Tritt
ein Kurzschluss/Masseverbindungsereignis zu einem Zeitpunkt "t1" ein, so wird sofort eine
elektromotorische Gegenkraft E1 in der Leistungsversorgungsverdrahtungsleitung 21 erzeugt,
so dass die Spannungen V1 und V2 schnell verringert werden, und
die Beurteilungsspannung V6 wird schnell verringert. Hingegen wird,
obwohl der Strom ID in einem steilen Gradienten anzusteigen beginnt,
da der Strom I1, welcher durch den Widerstand R9 fließt, nicht
augenblicklich erhöht
wird, die Spannung VDS unmittelbar nach Eintreten des Kurzschluss/Masseverbindungsereignisses
nicht wesentlich erhöht.
Folglich wird die Spannung V5 nicht verringert. Die Spannung V5a
kann sich in einer ähnlichen
Weise verhalten. Ein Verringern der Spannung V1 wird absorbiert
durch ein Verringern der Source-Drain-Spannung des MOSFET T4.
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Anschließend wird
aufgrund der Tatsache, dass die Spannung V1 in Verbindung mit dem
Anstieg des Stroms ID verringert wird, die Spannung V6 leicht erhöht. Hingegen
wird die Spannung V5 in Reaktion auf die Erhöhung der Spannung VDS erhöht, und
anschließend
wird diese Spannung VS größer als
die Spannung V6 (das heißt,
V5>V6) zu einem Zeitpunkt,
zu welchem eine Zeitspanne von 6 μsec ausgehend
von dem Zeitpunkt t1 verstrichen ist. Zu dieser Zeit wird der Signalpegel
des Ausgangssignals des Komparators CMP1 zu einem H-Pegel invertiert,
so dass der MOSFET T1 abgeschaltet bzw. getrennt wird.
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5 ist
ein Kennliniendiagramm zum Anzeigen einer Beziehung zwischen der
Spannung V6a und der Spannung V5a des MOSFET T1a der Lastschaltung 10a.
Es sei darauf hingewiesen, dass in dieser Figur ein linksseitiger
Wert innerhalb einer Klammer 1 Ordinateneinheit anzeigt, und ein
rechtsseitiger Wert innerhalb einer Klammer einen Wert einer Mittenhorizontallinie
der Ordinate anzeigt, welche ähnlich
denjenigen von 3 und 4 sind.
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Wie
in 5 angezeigt, verhält sich die Spannung V6a ähnlich der
Spannung V6, bis der MOSFET T1 abgeschaltet bzw. getrennt wird.
Nach einem Abschalten bzw. Trennen des MOSFET T1 steigt aufgrund
der Tatsache, dass die Spannung V1 erhöht wird, die Spannung V2a,
so dass die Spannung V6a derart erhöht wird, dass die Spannung
V6a etwa bei 12 V gehalten wird.
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Hingegen
wird die Spannung V5a verringert, während der Strom ID erhöht wird,
wohingegen die Spannung V5a erhöht
wird, während
der Strom ID verringert wird. Folglich wird, obwohl das Kurzschluss/Masseverbindungsereignis
auf der Seite der Lastschaltung 10 eintritt, in der Lastschaltung 10a,
in welcher die Verdrahtungsleitung zwischen dem MOSFET T1a und der
Last 11a sich unter der normalen Bedingung befindet, die Spannungsbeziehung von
V6a>V5a aufrechterhalten
und der EIN-Zustand wird
fortgesetzt.
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Wie
zuvor beschrieben, werden in der Steuervorrichtung des Halbleiterschalters
gemäß dem vorliegenden
Ausführungsbeispiel
die mehreren Sätze
der Lastschaltungen 10 und 10a bezüglich der gleichen
DC-Leistungsversorgung VB verbunden. In einem derartigen Fall, dass
das Kurzschluss/Masseverbindungsereignis in irgendeiner der Vielzahl
von Lastschaltungen 10 und 10a eintritt, wird
die Größe der elektromotorischen
Gegenkraft erfasst, welche auf der Leistungsversorgungsverdrahtungsleitung 21 erzeugt
wird, welche allgemein bei den jeweiligen Lastschaltungen 10 und 10a verwendet
wird. Ferner werden die Größen der
Ströme,
welche durch die jeweiligen Lastschaltungen 10 und 10a fließen, erfasst, und
somit wird lediglich ein derartiger MOSFET abgeschaltet bzw. getrennt,
welcher in der oben beschriebenen Lastschaltung vorhanden ist, an
welcher das Kurzschluss/Masseverbindungsereignis eintritt.
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Folglich
kann, wenn ein Kurzschluss/Masseverbindungsereignis eintritt an
einer Stufe, bevor eine Temperatur eines relevanten MOSFET abnormal
wird, dieser MOSFET abgeschaltet bzw. getrennt werden. Folglich
können
der MOSFET, die Last und die Verdrahtungsleitung strikt von einem Überstrom geschützt werden.
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Ferner
erfolgt unter Bezugnahme auf die andere Lastschaltung, in welcher
kein Kurzschluss/Masseverbindungsereignis eintritt, während der
relevante MOSFET nicht abgeschaltet bzw. getrennt wird, ein Betrieb
dieser Lastschaltung im Normalmodus. Folglich kann ein derartiges
Problem vermieden, dass die gesamte Schaltung abgeschaltet bzw.
getrennt wird infolge des Auftrentes eines Kurzschluss/Masseverbindungsereignisses
in einer einzelnen Lastschaltung.
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Ferner übersteigt
in der Schaltung 12 zur Erfassung einer elektromotorischen
Gegenkraft, obwohl das Auftreten des Kurzschluss/Masseverbindungsereignisses
erfasst wird, wenn die Größe der elektromotorischen
Gegenkraft E1, erzeugt auf der Leistungsversorgungsverdrahtungsleitung 21,
den vorbestimmten Pegel übersteigt,
da der vorbestimmte Pegel auf einen derartigen Wert festgelegt ist,
welcher größer ist
als die Größe der elektromotorischen Gegenkraft,
erzeugt durch den Stoßstrom,
die elektromotorische Gegenkraft E1, erzeugt durch den Stoßstrom während der Übertragungszeitspanne, wenn
der Schalter SW in den EIN-Zustand versetzt wird, nicht den vorbestimmten
Pegel, so dass der MOSFET T2 nicht in den EIN-Zustand versetzt wird.
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Ferner
wird in dem Fall, dass das Auftreten des Kurzschluss/Masseverbindungsereignisses
erfasst wird, das Gate des MOSFET T1 zwingend bzw. zwangsweise masseverbunden
derart, dass der Betrieb der Treiberschaltung 14 gestoppt
wird, und ferner wird der MOSFET T3, vorgesehen zwischen dem Gate
des MOSFET T1 und der Masse, in den EIN-Zustand versetzt. Folglich
kann der MOSFET T1 augenblicklich in den AUS-Zustand versetzt werden, und
der an der Schaltung verursachte Schaden kann auf das geringst mögliche Maß verringert
werden.
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Ferner
kann, obwohl ein Stromsensor oder Ähnliches nicht in jeder Ladeschaltung
vorgesehen ist, das Auftreten des Kurzschluss/Masseverbindungsereignisses
erfasst werden, so dass die Gesamtanzahl der Strukturkomponenten
verringert werden kann, und es kann eine Kostenreduzierung erfolgen.
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Obwohl
die Steuervorrichtung des Halbleiterschalters der vorliegenden Erfindung
unter Bezugnahme auf die in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele
beschrieben wurde, ist die vorliegende Erfindung nicht darauf beschränkt. Das
heißt, die
Anordnungen der jeweiligen Einheiten der Steuervorrichtung können alternativ
ersetzt werden durch willkürlich
ausgewählte
Anordnungen mit ähnlichen Funktionen.
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Beispielsweise
ist im oben beschriebenen Ausführungsbeispiel
folgendes Beispiel veranschaulicht. Das heißt, die MOSFETs werden als
die Halbleiterschalter beschrieben, jedoch ist die vorliegende Erfindung
nicht darauf beschränkt.
Alternativ hierzu können
andere Halbleiterschalter, wie beispielsweise ein Flächentransistor
sowie ein IGBT (Bipolartransistor mit isolierter Gateelektrode)
verwendet werden.
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Ferner
ist bei dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel das folgende
Beispiel veranschaulicht. Das heißt, während die DC-Leistungsversorgung
durch die Batterie erfolgt, welche an dem Fahrzeug befestigt ist,
erfolgt die Last durch die Lampe, den Motor oder Ähnliches,
welche an dem Fahrzeug befestigt sind. Die vorliegende Erfindung
ist jedoch nicht lediglich auf dieses veranschaulichte Beispiel beschränkt, sondern
kann auf andere Leistungsversorgungen und andere Lasten angewandt
werden.
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Ferner
kann eine andere Anordnung alternativ verwendet werden, bei welcher
ein Anstieg des Laststroms erfasst wird durch einen derartigen Stromsensor,
welcher auf diesem technischen Gebiet wohl bekannt ist und welcher
an dem MOSFET T1 montiert ist.
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In
bezug auf eine derartige Schaltung, welche eine Anordnung aufweist,
bei welcher eine Vielzahl von Lastschaltungen bezüglich einer
einzigen DC-Leistungsversorgung verbunden sind, kann die Steuervorrichtung
des Halbleiterschalters äußerst nützlich sein
hinsichtlich eines Schutzes der Schaltung vor einem Kurzschluss/Masseverbindungsereignis.
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Die
vorliegende Anmeldung basiert auf der japanischen Patentanmeldung
Nr. 2004-199202, eingereicht am 6. Juli 2004, wobei der Inhalt davon
hierin als Verweis enthalten ist.