CN1719730B - 半导体开关控制装置 - Google Patents

Abstract

一种控制装置，包括：多个负载电路；电源配线，其将负载电路连接到共用的DC电源；和反电动势检测单元，其检测在电源配线上生成的反电动势。每个负载电路包括：负载；半导体开关，其被配置用于接通/断开负载，用于保护相应的负载电路；和电流检测单元，其检测流过相应的负载电路的负载电流的异常增加。当电流检测单元检测到负载电流的迅速增加，并且反电动势检测单元检测到出现超过预定阈值的反电动势时，对应于该负载电路的半导体开关被断开。

Description

半导体开关控制装置

技术领域

本发明涉及一种在DC电源和负载之间提供的半导体开关的控制电路，用于保护用于接通/断开负载的半导体开关，以防止短路电流。更具体地，本发明涉及一种技术，在相对于相同的DC电源提供了多个负载和多个半导体开关的情况中，其能够指定其中发生短路/接地事件的电路，并且能够切断该指定的电路。

背景技术

通过将来自用作DC电源的电池的DC电压施加到固有负载，驱动负载(用电器具)，诸如例如，安装在车辆上的用于驱动电动窗户的电机或者灯。在该情况中，接通/断开在负载和电池之间提供的诸如MOSFET等的半导体开关，由此控制该负载，以便于驱动/停止该负载。

而且，在车辆上安装了过流保护装置的情况中，当过电流流过半导体开关时，过流保护装置立刻断开半导体开关，用于保护电路和负载。该过流保护装置了解自例如JP-A-2000-253560。

图6是用于说明JP-A-2000-253560中所述过流保护装置的配置的电路图。如图6所示，该过流保护装置具有两组N型MOSFET TA和N型MOSFET TB作为半导体开关，其构成了多源极FET。各自MOSFETTA和TB的漏极连接到DC电源VB的正端子。

而且，MOSFET TA的源极经由负载(RL)连接到DC电源VB的负端子(地)。另一方面，MOSFET(TB)的源极经由电阻器Rr接地。过渡部件电阻器R10与电阻器Rr并联配置，以便于适当地接受浪涌电流。该浪涌电流是在加载灯时的过渡条件过程中生成的。

而且，该过流保护装置具有比较器CMP10以及在该比较器CMP10的输出端侧提供的锁存器DF100。比较器CMP10比较MOSFET TA的源极电压VSA和MOSFET TB的源极电压VSB的电压电平。锁存器DF100的输出端子连接到“与”电路AND100的一个输入端子。

而且，该过流保护装置具有开关SW100和电阻器R102，其被用于以便于使MOSFET TA和TB导通/截止。开关SW100一侧的端子连接到电源VB，而开关SW100的另一侧的端子，即开关SW100的另一端子和电阻器R102之间的连接点，连接到“与”电路AND100的另一输入端子。

“与”电路AND100的输出端子连接到驱动电路100，并且该驱动电路100的输出端子经由电阻器R100连接到MOSFET TA的栅极和MOSFET TB的栅极。

过渡部件电阻器R10连接到过流保护装置的电路并维持浪涌电流流过负载RL的时间，即仅维持自开关SW100接通时刻起的预定的持续时间，随后，其从该电路切断。当开关SW100断开时重置锁存器DF100，并且该锁存器DF100的输出信号变为H电平。

下面，现将解释过流保护装置的操作。由于当开关SW100接通时，“与”电路AND100的两个输入信号变为H电平，因此“与”电路AND100的输出信号变为H电平，并且驱动电路100向多源极FET的栅极“G”(即各自MOSFET TA和TB的共用栅极)提供电荷泵电压。

结果，各自MOSFET TA和TB被带入“导通”状态，负载电流“ID”流过MOSFET TA，同时基准电流“Iref”流过MOSFET TB。

在该情况中，MOSFET TB被设置为具有与MOSFET TA相同的特性，并且，通常地，MOSFET TB的沟道宽度被设置为MOSFET TA的沟道宽度的1/1000～1/2000。因而，假设(TA的沟道宽度)/(TB的沟道宽度)＝n，则“n”近似等于1000～2000。然后，假设MOSFET TA和TB的源极电压是“VSA”和“VSB”，当VSA＝VSB时，负载电流ID被定义为ID＝n*Iref。

电压VSA的量值取决于负载电阻器RL的电阻，而电压VSB的量值取决于电阻器Rr，或者取决于由电阻器Rr和过渡部件电阻器R10构成的组合并联电阻。在配线和负载被设置为正常条件的条件下，电阻器Rr和过渡部件电阻器R10被设置为，在计入浪涌电流流过时间周期时VSA＞VSB。结果，比较器CMP10的输出信号在正常条件下保持在L电平。

此时，当连接在MOSFET TA和负载RL之间的配线由于某些原因短路/接地时，MOSFET TA的漏极电流ID迅速增加，并且因此MOSFET TA的源极电压VSA变得小于MOSFET TB的源极电压VSB，由此比较器10的输出信号(L电平)变化为H电平，而且，锁存器DF100的输出信号(H电平)切换到L电平。结果，“与”电路AND 100的输出信号变为L电平，驱动电路100的输出端子侧接地，而且，多源极FET的栅极G经由电阻器R100接地，由此MOSFET TA和TB变为截止。因而，流过MOSFET TA的短路电流被切断，由此可以保护配线和MOSFET TA。

图7是用于表示下述情况中的电流ID变化的特性图，其中当未流过浪涌电流时，即在正常条件下设置负载RL时，MOSFET TA和负载RL之间的配线被短路接地。

如图7所示，当正常条件下的负载电流ID流过过流保护装置的电路时，如果短路/接地事件在指定为点A1的时刻发生，则电流ID开始迅速增加。假设流过电流ID的配线的电阻等于“Rw”，该配线的电感是“Lw”，则MOSFET TA的漏源电阻是“RonA”，电源电压是“VB”，并且电源的内阻是“Rbatt”，发生短路时流过的电流ID基于时间常数“τ1”的指数函数曲线增加，该指数函数曲线由下文所述式(2)表示，而由下文所述式(1)表示的电流值“ID1”被定义为目标值。

ID1＝VB/(RonA+Rw+Rbatt)(1)

τ1＝Lw/(RonA+Rw+Rbatt)(2)

然后，在当前时间越过指定为点A2的时刻时，电流ID变为ID≥n*Iref，由此多源极FET截止。在该情况中，多源极FET的栅极G经由电阻器R100接地，由此存储在栅极G上的电荷放电。在该情况中，如果该栅极G的栅电容被设为“Cg”，则放电时间常数变为Cg*R100。

由于MOSFET TA的栅源电压VGSA在截止前达到约10V，因此在栅极电子放电操作完成之前需要有限的时间。当栅源电压VGSA由于栅极放电操作而下降时，MOSFET TA的漏源电阻RonA增加。

换言之，尽管电阻RonA在点A2的时刻之前是恒定的，但是当经过时刻A2时该电阻RonA增加，由此在上文所述式(1)中示出的电流ID 1变小，并且同时，时间常数“τ1”也减小。结果，电流ID以偏离指数函数的线性的方式增加，并且然后，在指定为点A3的时刻到达峰值电流。多源极FET的栅极电子放电越快，即，使电阻器100减少得越小，到达点A3的时刻就越快，由此电流ID的峰值电流变低。由于电阻器RonA继续增加，当经过时刻A3时，电流ID减少，并且在指定为A4的时刻变为零。

图8是用于表示下述情况中的ID变化的特性图，其中紧随于开关SW100接通，即当过渡部件电阻器R10并联连接到电阻器Rr时，在过渡周期中发生了短路/接地事件(故障)。在该图中，由双点划线表示的曲线表示在未发生短路/接地的正常条件下的电流ID的变化。在该图中，电流ID对应于所谓的“浪涌电流”，并且可以使该浪涌电流达到这样的峰值电流，即其比正常条件下的电流ID大5至10倍。

这样，为了避免将该浪涌电流识别为短路电流的错误判断，将短路电流判断值(n*Iref)设置为大于浪涌电流峰值的值。换言之，在图8中，用于表示(n*Iref)的虚线被设置为变得大于由双点划线表示的浪涌电流的峰值。在该情况中，为了将基准电流Iref设置为大的值，过渡部件电阻器R10另外与电阻器Rr并联连接并维持预定的时间(即，浪涌电流流过时间周期)。

当短路/接地事件在图8的点B1发生时，电流ID迅速增加，多源极FET在点B2处截止，并且电流ID增加至点B3，并且随后，电流ID下降。该操作类似于上文描述的图7情况的操作。图8的点B1～B4对应于图7的点A1～A4。

图7和图8的不同点是电流Iref的量值。在图8中，由于短路电流判断值(n*Iref)被设置为超过浪涌电流的值，因此当多源极FET截止时，即点B2处的电流ID增加时，短路电流的峰值(点B3)增加。在MOSFET TA导通的点B2之前，源漏电压变成小的值，由此即使当大电流流过时，该MOSFET TA的功率损耗是小的。

这样，在当前时间经过点B2时，MOSFET TA截止，由此其源漏电压增加。如果在该条件下流过大电流，则MOSFET TA的功率损耗增加。在图7中，由于点A3处的短路电流的峰值是小的，因此功率损耗是相对小的。在图8的情况中，由于在当前时间经过点B2之后，电流ID增加，因此MOSFET TA的功率损耗变为大的值，其可以致使该MOSFET TA的沟道温度增加。由于从点B1～点B4的时间周期(在此期间流过短路电流)对应于短于或等于300[μsec]的短的时间周期，因此MOSFET TA的沟道温度增加可以通过过渡热敏电阻进行限制。

由于该时间范围的过渡热敏电阻由芯片尺寸决定，因此必须使用具有大的芯片尺寸的部件，以便于抑制由短路电流引起的沟道温度的增加。换言之，不能使用具有小的芯片尺寸的元件，这会限制设计自由度，而其可能带来成本上升的因素。

而且，基准电流Iref波动中还存在另一个问题。即，为了避免浪涌电流错误地使MOSFET TA截止，必须采用下面的措施，即，增加浪涌电流判断值的精度，或者充分扩展浪涌电流峰值和判断值之间的间隔的宽度。任何这些解决方法均可能带来成本上升的因素。作为另一解决方法，提出了一种方法，其中额外提供了一种能够检测半导体元件的过热条件以中断电流的过热中断功能，以便于保护FET。相似地，该解决方法也可能带来成本上升的因素。

而且，在提供了多组诸如用电器具的负载的情况中，必须使用这样的电路，其构成了同负载总数相对应的总的通路数目。结果，存在这样的问题，即该装置的构造变得笨重。

如前文所解释的，在相关的过流保护装置中，正常条件下的短路电流同异常条件下的短路电流的区分是通过检测流过MOSFET的电流电平中的差来执行的。结果，当浪涌电流的峰值增加时，所需用于达到判断值的时间被延长，由此有关短路发生的判断延迟，并且因此，短路电流截止的时刻延迟。因而，半导体元件的功率损耗增加，由此可能出现这样的问题，即，扩大了半导体元件的温度增加。

而且，在JP-A-2000-253560中公开的技术没有描述在存在多个连接到DC电源的FET通路的情况中执行的操作。

发明内容

本发明用于解决上文所述的相关技术的问题，并且因此，目的在于提供一种半导体开关的控制装置，其能够增加短路电流和浪涌电流之间的区分精度，并且同时，能够尽可能地缩短用于检测短路电流出现的判断时间。因此，该控制装置可以在生成短路电流时快速地切断电路，并且因此，其可以使半导体部件的功率损耗和温度增加最小。

而且，本发明的另一目的在于提供一种半导体开关的控制装置，通过该装置，在配备有半导体开关和负载的多组负载电路相对于相同DC电源连接的情况中，当在这些负载电路中的任何负载电路发生短路/接地事件时，可以指定短路的负载电路，并且可以仅切断此其中发生短路/接地事件的负载电路。

为了实现上述目的，根据本发明，提供了一种半导体开关的控制装置，包括：

多个负载电路；

电源配线，其将负载电路连接到共用的DC电源；和

反电动势检测单元，其检测在电源配线上生成的反电动势，其中每个负载电路包括：

负载；

半导体开关，其被配置用于接通/断开负载，用于保护相应的负载电路；和

电流检测单元，其检测流过相应负载电路的负载电流的异常增加；并且

其中当电流检测单元检测到负载电流的迅速增加，并且反电动势检测单元检测到出现超过预定阈值的反电动势时，对应于该负载电路的半导体开关被断开。

根据本发明，还提供了一种控制装置，包括：

多个负载电路；

电源配线，其将负载电路连接到共用的DC电源；和

反电动势检测单元，其检测在电源配线上生成的反电动势，其中每个负载电路包括：

负载；

半导体开关，其被配置用于接通/断开负载，用于保护相应的负载电路；

电压检测单元，其检测跨越半导体开关两个端子的电压；和

控制器，其控制断开半导体开关；并且

其中，当电压检测单元检测到跨越半导体开关两个端子的电压变得大于或者等于预定的电平，并且反电动势检测单元检测到在电源配线上生成了大于或者等于预定阈值的反电动势时，控制器断开半导体开关。

优选地，电压检测单元包括由相互串联接连的第一电阻器和第二电阻器构成的串联电路和用于调节流过该串联电路的电流的放大器，由此跨越半导体开关两个端子的电压变为等于在第一电阻器中生成的电压。该电压检测单元生成跨越第二电阻器的电压，该电压是通过基于第一电阻器的电阻值同第二电阻器的电阻值的比、放大跨越半导体开关两个端子的电压而获得的，并且该电压检测单元通过将所放大电压同具有预定电平的预定电压进行比较，确定跨越半导体开关两个端子的电压是否变得大于或者等于预定电平。

优选地，反电动势检测单元包括由相互串联连接的电容器和基准电压生成电阻器构成的串联电路，该串联电路提供在地和半导体开关侧的电源配线的一个端子之间。在电容器和基准电压生成电阻器之间的连接点处生成的电压被定义为基准电压。当跨越电源配线一个端子生成的电压同基准电压之间的差值电压超过预定的阈值电压时，反电动势检测单元确定在至少一个负载电路中发生了短路/接地事件。

优选地，反电动势检测单元包括定时器，用于在差值电压超过预定的阈值电压时，输出反电动势生成信号。该定时器连续输出该反电动势生成信号持续预定的时间，该反电动势生成信号指出差值电压超过了预定的阈值电压。

优选地，控制器包括开关，其在电压检测单元检测到跨越半导体开关两个端子的电压变得大于或者等于预定的电平、并且反电动势检测单元确定大于或者等于预定阈值的反电动势发生时，将半导体开关的栅极连接到地。

优选地，半导体开关是MOSFET(金属-氧化物-半导体场效应晶体管)；并且其中跨越半导体开关两个端子的电压是MOSFET的源漏电压。

优选地，DC电源是安装在车辆上的电池。负载是安装在车辆上的用电器具。

优选地，在根据本发明的半导体开关的控制装置中，在自单一的电源配线分支出来并且连接到该电源配线的多个负载电路之间，当在这些多个负载电路中的任何负载电路发生短路/接地事件时，可以稳定地检测到该短路/接地事件的发生，由此可以仅切断其中发生短路/接地事件的负载电路。

即，在这些多个负载电路中的任何一个负载电路中发生短路/接地事件的情况中，由于在电源配线上生成的反电动势由反电动势检测单元检测到，因此短路/接地事件的发生被首先检测到。此外，由于检测到流过各自负载电路的负载电流的迅速增加，因此可以指定发生短路/接地事件的该负载电路。然后，可以仅切断该被指定的负载电路，由此半导体开关和电路可以稳定地得到保护避免短路电流，而且，可以以连续的方式驱动其中未发生短路/接地事件的其他负载电路。

而且，由于短路/接地事件是在电源配线上生成的反电动势量值超过预定阈值的条件下被检测到的，因此可以避免这样的问题，即由于在电源开启时生成的浪涌电流而引起电路被错误地切断。

因此，在执行高速切断操作的同时，可以实现能够以较高的可靠性保护半导体开关的保护装置。

附图说明

通过参考附图，详细描述本发明的优选实施例，本发明的上文的目的和优点将变得更加显而易见，在附图中：

图1是用于说明根据本发明实施例的半导体开关的控制装置配置的电路图；

图2是用于示出关于在图1所示的半导体开关的控制装置中提供的VDS检测电路和反电动势检测电路的详细配置的电路图；

图3是用于说明当短路/接地事件发生时，关于电流ID+IDa、电压V4、CMP1的输出电压和电压V5的变化的特性图；

图4是用于说明当短路/接地事件发生时，关于电流ID+IDa、电压V5、V5a和V6的变化的特性图；

图5是用于说明当短路/接地事件发生时，关于电流ID+IDa、电压V5、V5a和V6a的变化的特性图；

图6是用于示出用于半导体开关的传统控制装置的配置的电路图；

图7是用于表示短路电流流过图6所示电路时负载电流ID的变化的特性图；并且

图8是用于表示短路电流在过渡时间周期内流过图6所示电路时负载电流ID的变化的特性图。

具体实施方式

参考附图，现将描述本发明的多种实施例。图1是用于说明根据本发明的实施例的半导体开关的控制装置的配置的电路图。如图1所示，该控制装置包括DC电源VB以及多个负载电路，即第一负载电路10和第二负载电路10a。DC电源VB对应于，例如，安装在车辆上的电池。驱动电力自DC电源VB提供给第一负载电路10和第二负载电路10a，以便于驱动第一和第二负载电路10和10a。还应当注意到，尽管该实施例代表了包含两组负载电路10和10a的情况作为一个示例，但是可替换地，还可以提供三组或更多组负载电路。

第一负载电路10包括负载11和MOSFET T1。负载11对应于电机或灯等等，其安装在车辆上。MOSFET T1对应于半导体开关，其置于负载11和DC电源VB之间，并且操作用于驱动/停止负载11。而且，如图2所说明的(后面将解释)，连接在MOSFET T1和负载11之间的配线具有电阻Rw2和电感L2。

这样，图1所示的MOSFET T1的漏极连接到点P1，而且，该点P1经由具有电阻Rw1和电感L1的电源线21连接到DC电源VB的正侧的端子。相似地，包括在第二负载电路10a中的MOSFET T1a的漏极连接到点P1。换言之，点P1和DC电源VB之间的配线(即，电源线21)相对于各自负载电路10和10a而言，是共同提供的。

反电动势检测电路12连接到点P1，以检测在电源配线21上生成的反电动势“E1”。

用于切换负载11的驱动操作和停止操作的MOSFET T1的源极和漏极连接到VDS检测电路13，即点P1和点P2分别连接到VDS检测电路13。因此，该VDS检测电路13的输出信号和反电动势检测电路12的输出信号分别提供给控制单元17的“与”电路AND2的两个输入端子。

当在电源配线21上生成的反电动势E1的量值超过预定的阈值电压时，反电动势检测电路12输出具有H电平的信号，而当MOSFET T1的漏源电压VDS超过预定电压时，VDS检测电路13输出具有H电平的信号。结果，在可以满足这些条件的情况中，来自“与”电路AND2的输出信号的信号电平变为H电平。

“与”电路AND2的输出端子连接到锁存器DF1，该锁存器DF1的输出端“+Q”连接到MOSFET T3的栅极(即，接地目的开关装置)，并且该锁存器DF1的另一输出端“-Q”连接到“与”电路AND1的一个输入端子。而且，“与”电路AND1的另一输入端子连接到开关SW1和电阻器R6之间的连接点，并且开关SW1的另一端子连接到点P1，且电阻器R6的另一端子接地。

而且，“与”电路AND1的输出端子连接到驱动电路14，并且输出电路14的输出端子连接到MOSFET T1的栅极和MOSFET T3的漏极。而且，MOSFET T3的源极接地。

当开关SW1被设置在“断开”状态下时锁存器DF1被重置，并且因此，自该锁存器DF1输出两种信号“-Q”和“+Q”。“-Q”输出对应于锁存器DF1重置时具有H电平的信号，并且输入到“与”电路AND 1的一个输入端子。而且，“+Q”输出对应于锁存器DF1重置时具有L电平的信号，并且输入到MOSFET T3的栅极。

图1所示的第二负载电路10a拥有与第一负载电路10相同的结构，并且除了反电动势检测电路12是共用的以外，该第二负载电路10a的电路与第一负载电路10的电路相同。因此，使各自结构元件具有下标“a”，并且将省略这些结构部件的解释。

图2是用于说明关于在第一负载电路10中提供的VDS检测电路13和反电动势检测电路12的详细电路配置的解释性示图。如该图中所说明的，VDS检测电路13具有由相互串联连接的电阻器R12和R7构成的串联电路，以及由相互串联连接的电阻器R8(第一电阻器)和电阻器R9(第二电阻器)构成的另一串联电路。

而且，VDS检测电路13具有比较器CMP1。比较器CMP1的负侧输入端子连接到电阻器R12和电阻器R7之间的连接点，而比较器CMP1的正侧输入端子连接到R9和MOSFET T4之间的另一连接点。然后，比较器CMP1的输出端子经由电阻器R13连接到电源+5V，而且，连接到“与”电路AND2的另一输入端子。

而且，在电阻器R8和电阻器R9之间提供了MOSFET T4，并且该MOSFET T4的栅极连接到放大器AMP1的输出端子。放大器AMP1的正侧输入端子经由电阻器R10连接到MOSFET T4的漏极，并且放大器AMP1的负侧输入端子经由电阻器R11连接到MOSFET T1的源极(P2)。应当注意，使电阻器R11的电阻值等于电阻器R10的电阻值。

反电动势检测电路12包含由相互串联连接的电阻器R2、电阻器R1(基准电压生成电阻器)和电容器C1构成的串联电路。电阻器R2的一个端子连接到点P1，而电容器C1的一个端子接地。

而且，反电动势检测电路12具有MOSFET T2，其源极连接到电阻器R1和电容器C1之间的连接点，并且其栅极连接到电阻器R1和电阻器R2之间的连接点。MOSFET T2的漏极经由相互串联连接的电阻器R3和R4构成的串联电路接地，并且电阻器R3和R4之间的连接点连接到定时器15。然后，定时器15的输出端子连接到“与”电路AND2的输入端子。而且，齐纳二极管ZD1相对于电阻器R4以并联的方式进行配置。

此外，尽管在图1中没有示出，电阻器R5配置在驱动电路14和MOSFET T1的栅极之间，并且用于向驱动电路14提供电力的电荷泵16附装于该驱动电路14。

下面，根据该实施例，对关于半导体开关的控制装置的操作进行描述，其以上文所述的方式进行配置。当操作员接通开关SW1时，由于具有H电平的信号提供给“与”电路AND1的一个输入端子，并且具有H电平的信号从锁存器DF 1施加到其另一输入端子，因此“与”电路AND1的输出信号变为H电平。结果，驱动电路14启动，并且因此，驱动信号从驱动电路14输出到MOSFET T1的栅极。

因此，MOSFET T1导通，由此由DC电源VB提供的电源电压经由被构建为具有电阻Rw2和电感L2的配线施加到负载11，以便于驱动负载11。此时，MOSFET T1的漏极电压，即点P1处的电压“V1”变为等于电源VB的电压，而且，反电动势检测电路12的电容器C1和电阻器R1之间的连接点处的电压“V3”(下文中还将被称为“基准电压”)变得基本上等于上文解释的电压“V1”。

而且，VDS检测电路13控制流过电阻器R8和R9的电流“I1”，使得MOSFET T1的源漏电压VDS可以变为等于跨越电阻器R8两个端子的电压。换言之，VDS检测电路13执行下述控制操作，以满足VDS＝I1*R8。即，在跨越电阻器R8两个端子的电压低于源漏电压VDS的情况中，由于放大器AMP1的输出信号增加，因此电流I1增加，以便于增加上文所述的跨越电阻器R8两个端子的电压。相反地，在跨越电阻器R8两个端子的电压高于源漏电压VDS的情况中，由于放大器AMP1的输出信号减小，因此电流I1减少，以便于降低上文所述的跨越电阻器R8两个端子的电压。

因此，在MOSFET T4的源极和电阻器R9之间的连接点处的电压V5可以由下式(3)表示，假设MOSFET T1的导通电阻被定义为“Ron”。

V5＝R9*I1

＝R9*VDS/R8

＝R9*Ron*ID/R8

＝R9*(Ron/R8)*ID    (3)

即，在可以认为电压V5与电压VDS成正比且“导通”电阻Ron是恒定时，负载电流ID也与该电压V5成正比。结果，负载电流ID的增加可以呈现为电压VDS增加和电压V5增加的形式。R12和R7之间的连接点处的电压指定为V6，并且导通电阻Ron、电阻器R8和R9的电阻值选择为使得在正常电路状态下V5接近等于V6的一半。在这种情况中，如果漏极电流ID增加到比正常电路条件下电流值大两倍，则电压V5变成大于V6，从而输入了电压V5和电压V6的比较器CMP1的输出信号电平从L电平翻转到H电平。

还应当理解，作为检测负载电流ID增加的一个示例，当负载电流ID变得比正常条件下的电流值大两倍时，比较器CMP1的输出信号的信号电平翻转。然而，本发明不仅限于上文解释的两倍。

下面，对发生短路接地事件的情况中反电动势检测电路12的操作进行描述。在负载11和MOSFET T1之间的配线由于某种原因短路/接地的情况中，由于MOSFET T1经由具有电阻Rw3和电感L3的短路路径接地，因此可能瞬时流过过大的短路电流ID。

由于生成了该短路电流ID，因此电源配线21上(即，在电源VB侧)生成了从点P1朝向点P0的反电动势E1。结果，点P1的电压V1迅速下降。与该电压减小相反，由于基准电压V3是根据由电容器C1以及电阻器R1和R2设置的时间常数而下降的，因此该基准电压V3不能跟随电压V1的迅速下降。结果，生成了电压V1和基准电压V3之间的电位差。

这样，如果该电位差变大并且跨越电阻器R1两个端子的电压超过预定电平，则MOSFET T2导通，并且电阻器R3和R4之间的连接点处的电压V4增加，由此定时器15开启。结果，定时器15连续地输出H电平信号并持续预定的时间(例如，0.1[msec])。该H电平信号被提供给“与”电路AND2的一个输入端子。应当注意，由于下列原因而使用了定时器15。即，即使在电压V4仅在非常短的时间内增加，但是该定时器15捕获了该增加，向锁存器DF1输出H电平信号并持续预定的时间周期。

在该情况中，电阻器R1和R2的电阻值设置为使得由在短路/接地事件发生时生成的反电动势使MOSFET T2导通，而由正常瞬时电流(浪涌电流)生成的反电动势不使该MOSFET T2导通，且该浪涌电流是在MOSFET T1导通时生成的。

而且，如前文所解释的，如果发生短路/接地事件使得负载电流ID增加，则在VDS检测电路13中，来自比较器CMP1的输出信号的信号电平从L电平翻转为H电平。结果，具有H电平的两个信号被提供给“与”电路AND2的两个输入端子，由此来自该“与”电路AND2的输出信号的信号电平变为H电平。

结果，由于锁存器DF1的-Q输出变为L电平，因此驱动电路14被停止。而且，由于锁存器DF1的+Q输出变为H电平，因此MOSFETT3导通，由此MOSFET T1的栅极接地。因此，MOSFET T1截止，由此可以保护负载电路10避免短路电流。

而且，在负载电路10a中，尽管自反电动势检测电路12输出了反电动势的检测信号(参考图1)，但是由于自VDS检测电路13a的比较器CMP1未输出H电平信号，因此“与”电路AND2的输出信号未变为H电平，并且因此，MOSFET T1a未截止。换言之，在多个负载电路10和10a之间，仅有其中发生了短路/接地事件的负载电路被断开，并且其他负载电路可在正常条件下操作。

下面，通过参考图3～图5，现将解释关于实际电流值和实际电压值的变化。图3～图5表示半导体开关的控制装置在下文所述的条件以及图2中示出的各自电路常数下操作时获得的波形。

即，对于电源配线21(即，从点P0到点P1的配线)，其截面积是3sq(符号“sq”表示mm2)，并且其长度是1米。对于短路线(即从点P2到地的线)，其截面积是3sq，并且其长度是1米。MOSFET T1对应于N型MOSFET，且其“导通”电阻是7.3[mΩ]。MOSFET T2的阈值电压是1.9[V]。负载11和11a分别通常对应于3组具有21[W]额定功率的灯。

而且，对于图2中示出的电路常数，电阻器R12具有10[KΩ]；电阻器R7具有10[KΩ]；电阻器R8具有82[Ω]；电阻器R9具有8.2[KΩ]；电阻器R1具有10[KΩ]；电阻器R2具有2.4[KΩ]；电阻器R5具有1[KΩ]；并且电容器C1的电容是0.01[μF]。

在MOSFET T1和MOSFET T1a分别驱动负载11和11a(由具有21W的3个灯构建)的条件下，由ID+IDa＝9.5A定义的电流流过电源配线21。

图3表示发生短路/接地事件之后的电流“ID+IDa”(纵坐标的1格对应于10A，且沿纵坐标方向的中心水平线表示30A)；反电动势功率检测电路12的输出电压“V4”(纵坐标的1格对应于2V，且沿纵坐标方向的中心水平线表示6V)；比较器CMP1的输出电压(纵坐标的1格对应于2V，且沿纵坐标方向的中心水平线表示6V)；和跨越电阻器R9生成的电压“V5”(纵坐标的1格对应于2V，且沿纵坐标方向的中心水平线表示6V)之间的关系。还应当注意，横坐标的1格对应于5μsec。

如图3所示，当在时刻t1发生短路/接地事件时，电压V4在经过2μsec的时间周期后上升，而比较器CMP1的输出在自时刻t1起经过6μsec的时间周期后上升。结果，由于“与”电路AND2的输出的信号电平变为H电平，因此MOSFET T1截止，并且电流“ID+IDa”在自时刻t1起经过7μsec的时间周期后的时刻变为峰值电流。随后，该电流“ID+IDa”减小，然后，电流“ID”在经过15μsec的时间周期后的时刻变为零。另一方面，由于在负载电路10a侧提供的的MOSFET T1a的导通操作继续，因此即使在经过15μsec的时间周期之后，电流IDa＝4.8A继续流过。

图4示出了放大电压V5、判断电压V6和另一放大电压V5a之间的关系。电压V5是通过放大MOSFET T1的源漏电压VDS获得的。电压V5a是通过放大MOSFET T1a的源漏电压VDSa获得的。还应当注意，每个电压的纵坐标的1格对应于2V，且横坐标的1格对应于5μsec。

如果在时刻“t1”发生短路/接地事件，则在电源配线21上瞬时生成了反电动势E1，由此电压V1和V2迅速降低，并且判断电压V6迅速降低。另一方面，尽管电流ID开始以急剧的梯度上升，但是由于流过电阻器R9的电流I1未瞬时增加，因此紧随短路/接地事件发生之后，电压VDS基本上未增加。结果，电压V5未降低。电压V5a的表现相似。通过减少MOSFET T4的源漏电压，消减了电压V1的降低。

随后，由于结合电流ID的增加，电压V1降低，因此电压V6稍有下降。另一方面，电压V5响应于电压VDS的增加而增加，并且然后，该电压V5在自时刻t1起经过6μsec的时间周期后的时刻变为大于电压V6(即，V5＞V6)。在该时刻，比较器CMP1的输出信号的信号电平翻转为H电平，由此MOSFET T1截止。

图5是用于说明负载电路10a的MOSFET T1a的电压V6a和V5a之间的关系的特性图。应当理解，在该图中，括号中左边的值指出了纵坐标的1个刻度，而括号中右边的值示出了纵坐标的中心水平线的值，其与图3和图4相似。

如图5中所说明的，在MOSFET T1截止之前，电压V6a的表现具有同电压V6相似的趋势。在MOSFET T1截至之后，由于电压V1增加，电压V2a上升，由此电压V6增加，以便于将该电压V6a维持在约12V。

另一方面，当电流ID增加时电压V5a减小，而当电流ID减小时电压V5a增加。结果，尽管在负载电路10侧发生了短路/接地事件，但是在其中MOSFET T1a和负载11a之间的配线处于正常条件下的负载电路10a中，维持了电压关系V6a＞V5a，且“导通”状态继续。

如前面描述的，在根据此实施例的半导体开关的控制装置中，多组负载电路10和10a相对于相同DC电源VB进行连接。在这些多个负载电路10和10a的任何一个中发生短路/接地事件的情况中，检测反电动势的量值，其是在各自负载电路10和10a共用的电源配线21上生成的。而且，检测流过各自负载电路10和10a的电流的量值，因此，仅使上文所述的其中发生了短路/接地事件的负载电路所拥有的MOSFET截止。

因此，当短路/接地事件发生时，在相关的MOSFET的温度变得异常之前的阶段，可以使该MOSFET截止。结果，可以稳定地保护MOSFET、负载和配线避免过流。

而且，对于其中未发生短路/接地事件的负载电路，由于未使相关的MOSFET截止，因此该负载电路在正常模式下操作。结果，可以避免这样的问题，即由于在单一的负载电路中发生了短路/接地事件而导致整个电流被切断。

而且，在反电动势检测电路12中，尽管在电源配线21上生成的反电动势E1的量值超过了预定电平时，检测到短路/接地事件的发生，但是由于预定电平被设置为大于由于浪涌电流而生成的反电动势量值的值，因此在开关SW1接通时在过渡时间周期中由于浪涌电流生成的反电动势E1不会超过该预定电平，由此MOSFET T2未导通。

而且，在检测到发生短路/接地事件的情况中，MOSFET T1的栅极通过这样的方法被强行接地，即停止驱动电路14的操作，而且，使MOSFET T1的栅极和地之间提供的MOSFET M3导通。结果，可以使MOSFET T1瞬时截止，并且可以尽可能地减小对电路造成的损害。

而且，尽管在每个负载电路中未提供电流传感器，但是仍可以检测短路/接地事件的发生，由此可以减少结构部件的总数，并且可以实现成本降低。

尽管通过参考附图中所示的实施例描述了本发明的半导体开关的控制装置，但是本发明不限于此。即，可替换地，该控制装置的各自单元的配置可以由具有相似功能的任意选择的配置替换。

例如，在上文所述的实施例中，例示了下面的示例。即，MOSFET被解释为半导体开关，但是本发明不限于此。可替换地，可以使用其他的半导体开关，诸如结型晶体管和IGBT(绝缘栅型双极晶体管)。

而且，在上文所述的实施例中，例示了下面的示例。即，尽管DC电源是通过安装在车辆上的电池实现的，负载是由安装在车辆上的灯、电机等实现的。但是，本发明不仅限于此例示的示例，而是可以应用于其他的电源和其他的负载。

而且，可替换地，可以使用另一实施例，其中负载电流的增加是由电流传感器检测的，其在本技术领域中是公知的，并且装配到MOSFET T1。

对于具有其中多个负载电路连接到各自单一DC电源的配置的电路，用于保护电路防止短路/接地事件的半导体开关的控制装置是相当有用的。

本申请基于在2004年7月6日提交的日本专利申请No.2004-199202，其内容在此处并入列为参考。

Claims (9)

1.一种控制装置，包括：

多个负载电路；

电源配线，其将负载电路连接到共用的DC电源；和

反电动势检测单元，其检测在电源配线上生成的反电动势，并且在每个负载电路中使用；

其中，每个负载电路包括：

负载；

半导体开关，其被配置用于接通/断开负载，用于保护相应的负载电路；和

电流检测单元，其检测流过相应负载电路的负载电流的异常增加；并且

其中当电流检测单元检测到负载电流的异常增加，并且反电动势检测单元检测到在电源配线上出现超过预定阈值的反电动势时，对应于该负载电路的半导体开关被断开，所述预定阈值大于由正常瞬时电流所生成的反电动势。

2.权利要求1的控制装置，其中反电动势检测单元包括由相互串联连接的电容器和基准电压生成电阻器构成的串联电路，该串联电路提供在地和半导体开关侧的电源配线的一个端子之间；

其中在电容器和基准电压生成电阻器之间的连接点处生成的电压被定义为基准电压；并且

其中当跨越电源配线的一个端子生成的电压同基准电压之间的差值电压超过预定的阈值电压时，反电动势检测单元确定在至少一个负载电路中发生了短路/接地事件。

3.一种控制装置，包括：

多个负载电路；

电源配线，其将负载电路连接到共用的DC电源；和

反电动势检测单元，其检测在电源配线上生成的反电动势，并且在每个负载电路中使用；

其中每个负载电路包括：

负载；

半导体开关，其被配置用于接通/断开负载，用于保护相应的负载电路；

电压检测单元，其检测跨越半导体开关两个端子的电压；和

控制器，其控制断开半导体开关；并且

其中，当电压检测单元检测到跨越半导体开关两个端子的电压变得大于或者等于预定的电平、并且反电动势检测单元检测到在电源配线上，生成了大于或者等于由正常瞬时电流所生成的预定阈值的反电动势时，控制器断开半导体开关。

4.权利要求3的控制装置，其中电压检测单元包括由相互串联接连的第一电阻器和第二电阻器构成的串联电路和用于调节流过该串联电路的电流的放大器，由此跨越半导体开关两个端子的电压变为等于在第一电阻器中生成的电压；并且

其中该电压检测单元生成跨越第二电阻器的电压，该电压是通过基于第一电阻器的电阻值同第二电阻器的电阻值的比、放大跨越半导体开关两个端子的电压而获得的，并且该电压检测单元通过将所放大电压同预定电压进行比较，确定跨越半导体开关两个端子的电压是否变得大于或者等于预定电平。

5.权利要求3的控制装置，其中反电动势检测单元包括由相互串联连接的电容器和基准电压生成电阻器构成的串联电路，该串联电路提供在地和半导体开关侧的电源配线的一个端子之间；

其中在电容器和基准电压生成电阻器之间的连接点处生成的电压被定义为基准电压；并且

其中当跨越电源配线一个端子生成的电压同基准电压之间的差值电压超过预定的阈值电压时，反电动势检测单元确定在至少一个负载电路中发生了短路/接地事件。

6.权利要求5的控制装置，其中反电动势检测单元包括定时器，用于在差值电压超过预定的阈值电压时，输出反电动势生成信号；并且

其中该定时器输出该反电动势生成信号并持续预定的时间，该反电动势生成信号指出差值电压超过了预定的阈值电压。

7.权利要求3的控制装置，其中控制器包括开关，其在电压检测单元检测到跨越半导体开关两个端子的电压变得大于或者等于预定的电平、并且反电动势检测单元确定大于或者等于预定阈值的反电动势发生时，将半导体开关的栅极连接到地。

8.权利要求3的控制装置，其中半导体开关是金属-氧化物-半导体场效应晶体管MOSFET；并且

其中跨越半导体开关两个端子的电压是该金属-氧化物-半导体场效应晶体管MOSFET的源漏电压。

9.权利要求3的控制装置，其中DC电源是安装在车辆上的电池；并且

其中负载是安装在车辆上的用电器具。

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