DE102005024649B4

DE102005024649B4 - Vorrichtung und Verfahren zum Messen von Jitter

Info

Publication number: DE102005024649B4
Application number: DE102005024649A
Authority: DE
Inventors: Heinz Dr. Ing. Mattes; Sebastian Dr. Ing. Sattler
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2005-05-25
Filing date: 2005-05-25
Publication date: 2007-04-12
Anticipated expiration: 2025-05-26
Also published as: US7558991B2; DE102005024649A1; US20060291548A1

Abstract

Testvorrichtung zum Messen von Jitterparametern mit folgenden Merkmalen:
– einem Datenmustergenerator (3), der einen digitalen Datenstrom (DATA_IN) an seinem Ausgang bereitstellt, wobei der digitale Datenstrom (DATA_IN) durch Modulation eines analogen niederfrequenten Basissignals (DATA_ANA) mittels einer Abtastung mit einer Abtastfrequenz f_s erzeugt wird und wobei das Basissignal die Basisfrequenz f_c oder mehrere Basisfrequenzen f_ci aufweist, wobei die Abtastfrequenz f_s größer als die Basisfrequenz f_c bzw. die Basisfrequenzen f_ci ist und die Modulation die "Noise-Shaping"-Eigenschaft aufweist;
– einem ersten Ausgangsanschluss zur Verbindung mit einem Dateneingang eines zu testenden Halbleiterbauteils (7);
– einem Jittergenerator (6) zur Erzeugung von Jitter auf einem Signal, wobei der Jittergenerator
– entweder zwischen dem Ausgang des Datenmustergenerators (3) und dem ersten Ausgangsanschluss
– oder zwischen einem Taktgenerator (4), der einen Testtakt mit der Taktfrequenz f_t erzeugt, und einem zweiten Ausgangsanschluss zur Verbindung mit einem Takteingang des zu testenden Halbleiterbauteils (7) geschaltet ist, wobei...

Description

Datenübertragungssysteme, wie z. B. SONET/SDH, erfordern eine sehr präzise Einhaltung des Systemtaktes. Schwankungen im Systemtakt können, wenn diese eine zulässige Toleranzschwelle überschreiten, zu falschen Bewertungen des empfangenen Signals führen und so einen Bitfehler auslösen.
Reale Taktgeneratoren sind solchen Schwankungen stets unterworfen. Dabei können Schwankungen nicht nur die Taktfrequenz, sondern auch die Phasen der Anstiegsflanken oder der fallenden Flanken betreffen. In diesem Fall kommt beispielsweise die Flanke des Taktsignals manchmal etwas früher und manchmal etwas später. Dieses Verhalten wird als Jitter bezeichnet. Im Folgenden wird die folgende Definition für Jitter verwendet.
Als Jitter werden die periodischen und stochastischen Abweichungen der Kernzeitpunkte eines Digitalsignals gegenüber ihren idealen, äquidistanten Kernzeitpunkten bezeichnet. Der Kernzeitpunkt eines Digitalsignals kann jeder gewöhnliche, leicht identifizierbare Punkt des Signals sein, wie z. B. die steigende oder fallende Flanke oder der Abtastzeitpunkt.
Es wird beispielsweise ein rechteckförmiges Taktsignal u(t) = square(ftt)
und square(x) = square(x + n), n ganzzahlig
betrachtet.
Nun wird dieses rechteckförmige Taktsignal mit einem periodischen Jittersignal mit
beaufschlagt. Somit ergibt sich ein verjittertes Signal mit
β gibt dabei die Jitteramplitude, f_j die Jitterfrequenz und Φ gibt den Jitterphasenoffset an. Elektrische Bauteile, z. B. Transmitter oder Transceiver in Datenübertragungssystemen, müssen spezifizierte Anforderungen bzgl. ihrer Jitterparameter erfüllen. Eine Anforderung ist z. B. die Jittertoleranz. Dabei wird festgelegt, welcher Jitter an ein Halbleiterbauteil angelegt werden kann, ohne dass sich die Fehlerrate der Datenübertragung vergrößert.
Der Kennwert des Jittertransferkoeffizienten gibt an, wie groß das Verhältnis zwischen der Jitteramplitude am Ausgang des Bauteils zu der Jitteramplitude am Eingang des Bauteils ist.
Beim Test der Bauteile bzgl. ihres Jitterverhaltens müssen sehr aufwendige Testvorrichtungen verwendet werden, weil die Jittermessungen hoch genau erfolgen müssen.

In der EP 1 508 813 A1 wird ein Ausgangssignal durch ein verjittertes Taktsignal verjittert. Ein Komparator vergleicht das Ausgangssignal mit einem Referenzsignal. Anhand des Ausgangssignals des Komparators wird der Jitter bestimmt.

In der DE 103 92 202 T5 werden die von einer zu testenden Schaltung ausgegebenen Signale mittels einer Anzahl von Abtastimpulsen abgetastet.

In der Application Note 1267 "Frequency Agile Jitter Measurement System" der Firma Agilent Technologies wird in Kapitel "Jitter transfer measurement setup" eine Testvorrichtung zur Messung des Jittertransferkoeffizienten beschrieben, bei der ein digitaler Signalgenerator ein zu testendes Halbleiterbauteil mit einer vordefinierten oder einer zufälligen Datenfolge speist. Der Takt wird ebenfalls in dem Signalgenerator er zeugt und auf diesen Takt wird ein deterministisches oder statistisches Jittersignal aufmoduliert.

Der mit einem Jitter behaftete Eingangstakt wird einerseits einem ersten Eingang eines Jittermessgeräts zugeführt und andererseits mit dem Takteingang des zu testenden Halbleiterbauteils verbunden. Aus dem Ausgangsdatenstrom des Bauteils wird ein Takt zurückgewonnen. Dieser zurückgewonnene Takt wird in einen zweiten Eingang eines Jittermessgerätes eingespeist.

Das Jittermessgerät vergleicht den Eingangstakt mit dem zurückgewonnenen Ausgangstakt und bestimmt daraus, wieweit der Eingangsjitter noch in dem zurückgewonnenen Takt enthalten ist. Insbesondere im Jittermessgerät und in dem Signalgenerator werden höchste Ansprüche an die Messtechnik gestellt. Es werden besonders bei hohen Frequenzen hoch präzise Tester und Messgeräte verwendet. Diese hoch präzisen Tester und Messgeräte sind sehr empfindlich und teuer. Außerdem ist der Arbeitsaufwand für die Einstellung und Kalibrierung dieser Tester und Messgeräte hoch.

Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Testvorrichtung und ein Verfahren zur Verfügung zu stellen, mit denen Jitter in Signalen weniger aufwändig und somit billiger gemessen wird. Es ist außerdem Aufgabe der Erfindung, den für die Messung des Jitter notwendigen Arbeitsaufwand zu verringern.

Gemäß der Erfindung wird eine Testvorrichtung zum Messen von Jitter bereitgestellt. Die Testvorrichtung weist einen Datenmustergenerator auf. Der Datenmustergenerator erzeugt einen Datenstrom an seinem Ausgang, indem er ein niederfrequentes analoges Basissignal mittels einer Abtastfrequenz f_s modu liert. Das Basissignal hat eine Frequenz f_c oder ist eine Kombination von Signalen mit unterschiedlichen Basisfrequenzen f_ci, wobei i eine Laufvariable ist. Die Abtastfrequenz f_s ist größer als die Basisfrequenz f_c beziehungsweise die Basisfrequenzen f_ci. Die Modulation hat dabei die "Noise-Shaping"-Eigenschaft. Diese besagt, dass das durch die Modulation hervorgerufene Fehlersignal zu sehr hohen Frequenzen hin verschoben wird. Das Leistungsdichtespektrum des modulierenden Signals dagegen verbleibt im Basisband. Das Basisband befindet sich in diesem Fall bei der Frequenz des Basissignals.

Die Testvorrichtung weist weiterhin einen Jittergenerator auf. Der Jittergenerator ist in einer ersten Alternative zwischen den Ausgang des Datenmustergenerators und einen Anschluss, der zur Verbindung mit einem Dateneingang eines zu testenden Bauteils dient, geschaltet. Durch den beschriebenen Aufbau wird das Ausgangssignal des Datenmustergenerators verjittert und dem Dateneingang des zu testenden Bauteils zugeführt. Bei dieser ersten Alternative kann zusätzlich ein Taktsignal an einen zweiten Anschluss zur Verbindung mit einem Takteingang angeschlossen werden. Es ist auch möglich, dass das zu testende Halbleiterbauteil nicht an einen Takt angeschlossen ist, sondern den Takt aus dem Signal am Dateneingang gewinnt.

In einer zweiten Alternative wird der Jittergenerator an den Ausgang eines Taktgenerators geschaltet. Der Ausgang des Jittergenerators ist mit einem zweiten Eingangsanschluss zur Verbindung mit einem Takteingang des zu testenden elektrischen Bauteils verbunden. Der Taktgenerator erzeugt einen Takt der Testfrequenz f_t, die gleich oder ein ganzzahliges Vielfaches der Abtastfrequenz f_s ist.

Ein Ausgangsanschluss dient zur Verbindung mit dem Datenausgang des zu testenden Halbleiterbauteils. Der Ausgangsanschluss ist mit einem Eingang einer Auswerteschaltung verbunden. Die Auswerteschaltung ermittelt die Jitterparameter des Eingangsignals, das an ihrem Eingang anliegt. Die Jitterparameter werden aus den niederfrequenten Anteilen des Eingangsignals bestimmt. Niederfrequente Anteile des Eingangsignals sind diejenigen Frequenzkomponenten des Eingangssignals, deren Frequenz unterhalb der halben Abtastfrequenz f_s/2 liegen.

Zu den Jitterparametern gehören die Jitterfrequenz und die Jitteramplituden eines Signals sowie der Jittertransferkoeffizient eines Halbleiterbauteils. Dadurch, dass die Frequenz des analogen Basissignals bekannt ist, lassen sich aus dem Eingangsignal der Auswertevorrichtung die Jitteramplitude, die Jitterfrequenz und der Jittertransferkoeffizient bestimmen.

Bei der vorliegenden Erfindung wird das Datensignal, das bisher zur Ermittlung der Jitterparameter nicht herangezogen wurde und sogar zufällig sein konnte, als Informationsträger eingesetzt. In der Regel werden bisher rein pseudozufällige Bitmuster verwendet. Dem Datensignal wird ein analoges Basissignal aufmoduliert, das so gewählt ist, dass man den Jitter messen kann.

Dadurch, dass die Jitterparameter bei niedrigen Frequenzen ermittelt werden, verringert sich der Aufwand für die Messtechnik erheblich, denn der Aufwand für das Messen sinkt mit der Frequenz. Zur Jittermessung werden keine Spezialmessgeräte, sondern Standardmessgeräte, die auch für andere Messungen eingesetzt werden, verwendet. Diese Standardmessgeräte sind weniger empfindlich, bedürfen weniger Arbeitsaufwand zur Kalibrierung und sind außerdem billiger.

In einer Ausführungsform der Erfindung erzeugt der Datenmustergenerator an seinem Ausgang einen delta-sigma-modulierten Datenstrom, der auch als pulsweitenmodulierter Datenstrom bezeichnet wird. Ein delta-sigma-modulierter Datenstrom ist ein digitaler Datenstrom, der durch die Abtastung mit einer Abtastfrequenz f_s eines analogen Basissignals erzeugt wird.

Delta-Sigma-Modulator-Architekturen sind empfindlich gegenüber Jitter. Durch den Jitter in dem Taktsignal werden die Nulldurchgänge der binären digitalen Impulse leicht verschoben, wodurch die binären Nullen und Einsen, abhängig vom Jitter, einmal kürzer und einmal länger ausfallen. Dies hat zur Folge, dass in dem Frequenzspektrum sowohl im Basisband, als auch bei den hohen Frequenzen, zusätzliche Frequenzkomponenten auftreten.

Bei der Demodulation, also der Wiedergewinnung des analogen Signals, führt dies zu deutlichen Signalstörungen. Die Empfindlichkeit gegenüber Jitter ist bei Audioanwendungen äußerst unerwünscht, weil diese Empfindlichkeit bei der Demodulation, also der Wiedergewinnung des analogen Signals, zu deutlichen Signalstörungen führt. Deshalb werden die Modulatoren dort auf höchste Jitterrobustheit hin entworfen. In dieser Erfindung wird dagegen diese Eigenschaft als Messprinzip ausgenutzt. Dabei werden die zu verwendenden Modulatoren auf eine größtmögliche Jitterempfindlichkeit hin optimiert. Aus dem durch Jitter veränderten Signalspektrum des Basisbandes lässt sich die Jitteramplitude bestimmen.

Delta-sigma-modulierte Datenströme haben generell die „Noise-Shaping"-Eigenschaft. Wie stark das Fehlersignal zu hohen Frequenzen verschoben wird, hängt von den verwendeten Schaltungen ab. Zudem hängt von den Schaltungen auch ab, wie stark das modulierte Signal durch Jitter beeinflusst wird. Es gibt somit viele Wahlmöglichkeiten, um durch Wahl der verwendeten Schaltungen ein Optimum von geringem Fehlersignal im Basisband und großer Jitterempfindlichkeit zu finden.

Bei der Festlegung, welche Frequenzen zu dem niederfrequenten Anteil gehören, muss einerseits darauf geachtet werden, dass das durch die Delta-Sigma-Modulation hervorgerufene Fehlersignal nicht zu dem niederfrequenten Anteil gehört. Andererseits müssen die Frequenzen des analogen harmonischen Signals sowie die durch die Jitterfrequenz erzeugten Seitenbänder möglichst vollständig zu dem niederfrequenten Bereich gehören.

Für die meisten Anwendungen gehören deshalb zu dem niederfrequenten Bereich alle Frequenzen, die zu dem Bereich gehören, der sich aus der Basisfrequenz f_c und der größten aller Jitterfrequenzen f_j nach der Formel f_c ± kf_j ergibt, wobei k eine natürliche Zahl ist. Dadurch werden nur die ersten k Seitenbänder betrachtet, denn die Amplituden der höheren Seitenbänder sind so klein, dass sie vernachlässigt werden können. k ist in einer Ausführungsform gleich 10. Damit wird ein breiter Frequenzbereich abgedeckt. Um die Testkosten weiter zu verringern, wird k gleich acht oder vorzugsweise sechs oder vorzugsweise gleich drei gesetzt.

Eine andere Festlegung für die Grenze zwischen dem niederfrequenten Anteil und den sonstigen Anteilen bietet das Kriteri um, dass im niederfrequenten Anteil das Fehlersignal der Delta-Sigma-Modulation im wesentlichen unterdrückt sein muss.

"Im wesentlichen" bedeutet dabei, dass das Fehlersignal zu zehn Prozent unterdrückt wird. Vorzugsweise werden drei Prozent, vorzugsweise ein Prozent und vorzugsweise zwei Promille gewählt. Im am meisten bevorzugten Fall ist das Fehlersignal nicht messbar.

Die Auswerteeinheit betrachtet nur niederfrequente Anteile des Eingangsignals der Auswertevorrichtung. Dadurch werden Fehler, die durch die Modulation hervorgerufen werden, ausgeblendet. Auch Frequenzanteile der Taktfrequenz f_t werden nicht berücksichtigt. Somit verbleiben nur die Frequenzanteile, die durch das Basissignal und durch den Jitter erzeugt werden, im niederfrequenten Bereich. Daraus können die Informationen über die Jitterparameter gewonnen werden.

Falls das Basissignal ein sinusförmiges Signal darstellt, können aus dem Frequenzspektrum am Datenausgang des zu testenden elektrischen Bauteils die Frequenzkomponenten leicht ermittelt werden, da es nur wenig störende Seitenbänder enthält. Unter sinusförmig werden in diesem Zusammenhang solche Signale bezeichnet, die die Form einer Sinus- oder einer Kosinusfunktion oder einer Linearkombination von Sinus- und Kosinusfunktionen haben.

Das Basissignal stellt in einer Ausführungsform der Erfindung eine Linearkombination von sinusförmigen Funktionen unterschiedlicher Frequenzen f_ci dar. In diesem Fall wird in einem Schritt gleichzeitig mit mehreren Basisfrequenzen f_ci gemessen. Am Datenausgang entstehen Frequenzspektren um diese Basisfrequenzen f_ci. Durch diesen "Multi-Ton-Test" wird das Messverfahren parallelisiert, was die Zeit für das Messen der Jitterparameter verkürzt.

Um den delta-sigma-modulierten Datenstrom zu erzeugen, kann der Datenmustergenerator einen Delta-Sigma-Modulator aufweisen. Ein solcher ist eine elektrische Schaltung, die ein analoges Signal, das eine Basisfrequenz f_c hat, abtastet. Die Abtastung erfolgt mit der höheren Abtastfrequenz f_s. Ein solcher Delta-Sigma-Modulator, der als eigene elektrische Schaltung vorliegt, kann besonders gut an verschiedene Anforderungen für den gewünschten Signalverlauf angepasst werden. Dies gilt vor allem für höhere Frequenzen, bei denen besondere Anforderungen an Abschirmung und Reflektionsverhalten der verwendeten Schaltungen gestellt werden.

Der Datenmustergenerator weist in einer weiteren Ausführungsform einen Speicher für eine digitale Signalfolge auf. Die in diesem Speicher abgelegten Werte werden durch die Simulation einer Delta-Sigma-Modulation erzeugt. Bei dieser wird simuliert, wie ein analoges harmonisches Signal der Basisfrequenz f_c mit der Abtastfrequenz f_s abgetastet wird. Als Speicher für die digitale Signalfolge können Register verwendet werden, die in jedem Standardtester zur Verfügung stehen. Es braucht also für die Testvorrichtung kein eigener Delta-Sigma-Modulator als elektrische Schaltung realisiert zu werden, sondern es reicht eine Simulation durch Software. Die Simulation kann dabei in einem Digitalrechner, z. B. einem PC, erfolgen.

Dies erspart Platz in dem Tester und erspart die Notwendigkeit, den Tester speziell an den Jittertest anzupassen. Bei der Simulation kann das Modell des Delta-Sigma-Modulators be liebig gewählt werden, ohne Rücksicht auf durch Schaltungstechnik bedingte Einschränkungen nehmen zu müssen.

Sinnvollerweise wird das Modell des Delta-Sigma-Modulators so gewählt, dass sich eine maximale Empfindlichkeit gegenüber dem Eingangsjitter ergibt und dass das Signal-Rausch-Verhältnis innerhalb des durch die Basisfrequenz f_c definierten Signalsbandes optimiert ist.

Der Jittergenerator enthält vorzugsweise einen Phasenmodulator, der einen ersten und einen zweiten Eingang aufweist. Der Phasenmodulator ist an seinem ersten Eingang mit einem Taktgenerator verbunden. Dieser erzeugt ein Signal der Form u(t) = g1(t).g₁ ist dabei gewöhnlicherweise eine Funktion, die einen periodischen Takt erzeugt.

An dem zweiten Eingang des Phasenmodulators ist ein Generator zur Erzeugung eines sinusförmigen Signals mit der Jitterfrequenz f_j angeschlossen. Der Pulsgenerator erzeugt mit Hilfe der beiden Eingangssignale einen Testtakt, der die Form u(t) = At g1 (t + β sin(2πfj t + Φ))hat. Der Testtakt wird so mit einem deterministischen Jittersignal beaufschlagt. Dies hat den Vorteil, dass nur die bekannte Jitterfrequenz bei der Auswertung der Frequenzanteile des Ausgangssignals berücksichtigt werden muss. Dadurch können die Spektrallinien im Ausgangssignal eindeutig ihren Ursachen zugeordnet werden.

Vorzugsweise ist g₁ dabei eine digitale Funktion. Bei digitalen Funktionen sind die Zeitpunkte für einen Signalwechsel genau definiert, sodass bei der Auswertung der Signale leicht festgestellt werden kann, welche Signalteile zum Jitter und welche zum Signal mit der Funktion g₁ gehören.

In einer weiteren Ausführungsform verjittert der Jittergenerator ein Signal mit Hilfe eines stochastischen Rauschsignals. So kann das zu testende Bauteil mit einer Vielzahl von Eingangsjitterparametern gleichzeitig getestet werden.

Zur Trennung der niederfrequenten Anteile des Eingangssignals von den hochfrequenten Anteilen des Eingangsignals kann ein Tiefpassfilter verwendet werden. Dieses ist Teil der Auswertevorrichtung und filtert das Eingangssignal an dem Eingang der Auswertevorrichtung. Der Tiefpassfilter muss nicht direkt mit dem ersten Eingang verbunden sein, sondern kann auch Verarbeitungseinheiten, wie z. B. Verstärkern, nachgeschaltet sein. Die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters liegt unterhalb der Frequenzen des Taktsignals f_t und der halben Abtastfrequenz f_s.

Das tiefpassgefilterte Ausgangssignal enthält Frequenzkomponenten des aufmodulierten Basissignals sowie Frequenzanteile in dessen unmittelbarer Umgebung, welche durch den Jitter hervorgerufen wurden.

Die Anforderung an das Tiefpassfilter ist, dass es möglichst linear ist und dass die Grenzfrequenz etwas über der Bandbreite des Basisbandes liegt. Zur Erfüllung der ersten Bedingung wird also ein passives Filter verwendet, während die zweite Bedingung durch das Einstellen der Grenzfrequenz des Tiefpassfilters gewährleistet wird.

Um das Signal am Eingang der Auswertevorrichtung zu filtern, kann auch ein Bandpass verwendet werden. Der Bandpass filtert auch Anteile von niedrigen Frequenzen heraus, zum Beispiel Störungen durch die externe Spannungsversorgung bei 50 Hz oder 60 Hz.

Zur Bestimmung der durch den Jitter erzeugten Frequenzanteile eignet sich besonders die digitale Signalverarbeitung. Die digitale Signalverarbeitung hat generell den Vorteil, dass sie langzeit- und temperaturstabil ist und dass sie zuverlässig und störunempfindlich ist. Um das Ausgangssignal des Tiefpassfilters für die digitale Signalverarbeitung zugänglich zu machen, wird an den Ausgang des Tiefpassfilters oder des Bandpassfilters ein Analog-Digital-Wandler angeschlossen.

Der Analog-Digital-Wandler wandelt das analoge Signal am Ausgang des Tiefpasses in ein N-wertiges Digitalsignal um. Dieses Signal wird einer Recheneinheit zugeführt, in der es weiterverarbeitet wird. Das Signal kann bspw. mittels einer FFT (Fast Fourier Transformation) in den Frequenzbereichen transformiert werden, wo die verschiedenen, durch den Jitter erzeugten, Frequenzanteile abgelesen werden können. Die Recheneinheit, in der das digitale Ausgangssignal des Analog-Digital-Wandlers verarbeitet wird, kann durch den Tester bereitgestellt werden. Sie kann aber auch auf dem Loadboard, z. B. in Form eines FPGAs (Field Programmable Array), montiert sein.

Es ist auch möglich, dass die Recheneinheit in dem zu testenden Halbleiterbauteil, sofern dieses über eine Prozessoreinheit verfügt, zur Verfügung gestellt wird. Dies verringert die für den Test notwendigen Anschlüsse und vermeidet, dass lange Leitungen auf dem Loadboard das Messergebnis verfälschen.

In einer weiteren Ausführungsform wird das Ausgangssignal des Tiefpassfilters direkt einem Spektrumanalysator zugeführt, welcher die Trennung der Frequenzbereiche durchführt. Dies erspart den zusätzlichen Schaltungsaufwand für den Analog-Digital-Wandler und verringert die Gefahr, dass durch die Analog-Digital-Wandlung zusätzliche Störungen erzeugt werden.

Der Datenmustergenerator und der Taktgenerator sind vorzugsweise in einem Tester untergebracht, während Teile der Auswerteschaltung und die Anschlüsse zur Verbindung mit einem zu testenden Bauteil auf einem Loadboard ausgebildet sind. Dadurch werden diejenigen Teile der Testvorrichtung, die speziell für den Test der Jitterparameter notwendig sind, auf dem Loadboard realisiert, wogegen diejenigen Vorrichtungen, die für eine Vielzahl von Tests benötigt werden, in dem Tester bereitgestellt werden. Beim Jittertest können so die bereits vorhanden Tester ohne Umbau verwendet werden und nur die Loadboards werden speziell an den Jittertest angepasst.

Die Komponenten der Testvorrichtung, der Datenmustergenerator, der Jittergenerator, der Taktgenerator und die Auswertevorrichtung können einzeln oder in Kombination in dem zu testenden Halbleiterbauteil als BIST (Built-in-Self-Test) integriert werden. Dadurch werden vorteilhafterweise die Signalleitungen zwischen den Komponenten und die Kosten für die Testvorrichtung verringert.

Die Erfindung betrifft auch ein Verfahren zur Messung von Jitterparametern. Ein solches enthält als einen ersten Verfahrensschritt das Bereitstellen eines zu testenden Halblei terbauteils, das mindestens einen Dateneingang und einen Datenausgang aufweist. In einem weiteren Schritt wird ein Datenstrom durch Modulation eines Basissignals, das die Basisfrequenz f_c oder mehrere Basisfrequenzen f_ci hat, mittels einer Abtastfrequenz f_s erzeugt. Die Modulation weist die "Noise-Shaping"-Eigenschaft auf, gemäß der das Fehlersignal der Modulation in hohe Frequenzen verschoben wird.

Anschließend wird das Halbleiterbauteil betrieben, wobei in einer ersten Alternative an dem Dateneingang der digitale Datenstrom, der durch die Modulation erzeugt wurde, und an einem Taktsignal ein verjittertes Taktsignal der Taktfrequenz f_t anliegt. Die Taktfrequenz f_t ist dabei gleich oder ein ganzzahliges Vielfaches der Abtastfrequenz f_s. In einer zweiten Alternative wird der durch die Modulation gewonnene Datenstrom verjittert und der verjitterte Datenstrom wird an den Dateneingang angelegt.

Das darauf folgende Ermitteln der Jitterparameter des Halbleiterbauteils erfolgt durch die Bewertung der Signalfolge am Datenausgang des Halbleiterbauteils. Dabei werden nur die niederfrequenten Anteile der Signalfolge am Datenausgang bewertet.

Die Bewertung der niederfrequenten Anteile der Signalfolge ist wesentlich weniger aufwendig als ein Berechnen des gesamten Signalspektrums. Als niederfrequent gelten die Frequenzen, die kleiner als die halbe Abtastfrequenz f_s/2 sind und einen genügenden Abstand zur halben Abtastfrequenz f_s/2 aufweisen, ohne dass das durch die Modulation entstandene Fehlersignal beeinflusst wird.

Da das Fehlersignal in den hohen Frequenzbereich verschoben wird, wird der Jitter im niedrigen Frequenzbereich unverfälscht sichtbar. Auch der Schaltungsaufwand für das Messen der Jitterparameter wird somit wesentlich verringert. Es können anstelle der speziellen Jittertestvorrichtungen Standardtestvorrichtungen verwendet werden. Dies vereinfacht auch den Testprozess, denn für die Messung des Jitter brauchen somit die zu testenden Halbleiterbauteile nicht mehr zu speziellen Testerstationen für die Jittermessung gebracht werden, sondern können mit den Standardtestern mit einem speziellen Loadboard getestet werden.

Falls es sich bei der verwendeten Modulation um eine Delta-Sigma-Modulation handelt, kann vorteilhafterweise durch geeignete Wahl der verwendeten Schaltungen ein gewünschtes Optimum bezüglich einer großen Empfindlichkeit gegenüber Jitter und einem kleinen Fehlersignal im Basisband gewählt werden.

Falls der niederfrequente Bereich zusätzlich eingeschränkt wird, verringert sich der Einfluss des Fehlersignals. In einer Ausführungsform der Erfindung wird festgelegt, dass zu dem niederfrequenten Bereich alle Frequenzen gehören, die innerhalb des Bereichs f_c ± 3f_j sind. Im Fall, dass es mehrere Basisfrequenzen f_ci gibt, wird in der Berechnung die größte der Basisfrequenzen f_ci verwendet. Dadurch werden nur die ersten k Seitenbänder betrachtet, denn die Amplituden der höheren Seitenbänder sind so klein, dass sie vernachlässigt werden können. k wird gleich 10, vorzugsweise acht oder vorzugsweise sechs oder vorzugsweise drei gewählt.

Die Verteilung des Fehlersignals kann durch eine Simulation, bei der die Grenzfrequenz verschoben wird, abgeschätzt werden.

Vorteilhafterweise ist das Basissignal sinusförmig. Dadurch gibt es nur wenige störende Seitenbänder, die bei der Auswertung berücksichtigt werden müssen.

Besteht das Basissignal aus einer Linearkombination von mehreren sinusförmigen Funktionen unterschiedlicher Frequenz, so können mehrere Basisfrequenzen gleichzeitig getestet werden.

Falls der Schritt des Ermittelns des Jitterparameters einen Schritt des Tiefpassfilterns der Signalfolge am Datenausgang enthält, werden die hochfrequenten Anteile des Datenausgangssignals weggefiltert und brauchen in den darauf folgenden Bearbeitungsschritten nicht mehr berücksichtigt zu werden. Dadurch können weniger aufwändige Messvorrichtungen verwendet werden, weil sie nur niederfrequente Signale auszuwerten haben.

Statt eines Tiefpassfilters kann auch ein Bandpassfilter verwendet werden. Beim Bandpass werden zusätzliche Störungen, die bei sehr niedrigen Frequenzen, beispielsweise bei 50 Hz auftreten, entfernt.

Nach dem Schritt des Tiefpassfilterns bzw. Bandpassfilterns der Signalfolge am Datenausgang erfolgt in einer Ausführungsform ein Schritt des Analog-Digital-Wandeln. Dadurch steht das tiefpassgefilterte Datenausgangssignal in digitaler Form zur Verfügung und kann mittels digitaler Signalverarbeitung weiter verarbeitet werden. Die digitale Signalverarbeitung hat Vorteile in Bezug auf Temperaturstabilität, Zuverlässigkeit und geringe Störempfindlichkeit. Zudem sind die durch die digitale Signalverarbeitung ermittelten Ergebnisse gut reproduzierbar, d.h. Messgeräte mit den gleichen Baukomponententypen haben in der Regel die selben Eigenschaften und können gut untereinander ausgetauscht werden.

Falls der delta-sigma-modulierte Datenstrom dadurch erzeugt wird, dass ein Datenregister zyklisch ausgelesen wird, braucht das Muster des Datenstroms nur einmal generiert zu werden. Dies kann bspw. durch Berechnung eines Softwaremodells eines Delta-Sigma-Modulators erfolgen. Als Register kann ein in einem Standardtester bereits vorhandenes Register verwendet werden, so dass keine zusätzlichen Schaltungen für den Delta-Sigma-Modulator bereitgestellt werden müssen.

Bei der Generierung des delta-sigma-modulierten Signals wird vorzugsweise ein harmonisches analoges Basissignal mit einer Basisfrequenz f_c mit einer Abtastfrequenz von f_s abgetastet. Dadurch, dass ein harmonisches analoges Signal verwendet wird, gibt es nur wenige Frequenzkennlinien, die bei der Auswertung des Datenausgangssignals berücksichtigt werden müssen, was die Berechnung der Jitterparameter erleichtert.

Falls das verjitterte Taktsignal durch Phasenmodulation des Taktsignals oder des delta-sigma-modulierten Datenstroms mit einem harmonischen Signal mit der Jitterfrequenz f_j erzeugt wird, wird ein deterministischer Jitter auf das Testsignal aufgebracht. Dessen Phase und Amplitude sind bekannt, sodass aus dem Vergleich des Datenausgangssignals mit den bekannten Werten für den Eingangsjitter die Kennzahlen für den Jittertransferkoeffizienten und die Jittertoleranz berechnet werden. Bei der Auswertung der Jitterparameter wird die Jitteramplitude der Signalfolge am Datenausgang aus den Jitteramplituden der niederfrequenten Anteile am Datenausgang ermittelt.

Aufgrund der gezielten Verjitterung des Taktsignals mit dem Sinussignal der Frequenz f_j, erscheint im Ausgangsspektrum des analogen Ausgangssignals ein phasenmoduliertes Sinussignal mit der Basisfrequenz f_c und der Modulationsfrequenz f_j. Das Frequenzspektrum eines harmonischen Signals, welches mit einem zweiten harmonischen Signal phasenmoduliert ist, wird durch die Besselfunktionen beschrieben. Aus dem Verhältnis der Amplituden der Bessellinien lässt sich die Amplitude des modulierenden Signals berechnen. Dieser Wert entspricht der maximalen Auslenkung des Jitter, der auch "Peak-to-Peak" Jitter genannt wird. Das Vergleichen der Amplituden mit den Besselfunktionen hat den Vorteil, dass die Werte aus existierenden Tabellen abgelesen werden können und keine aufwändige Berechnung der Modulation benötigt wird.

Im Fall, dass die Jitteramplitude sehr viel kleiner als 1, zum Beispiel 0,1, ist, lässt sich das Quadrat der Jitteramplitude aus dem Verhältnis der zweifachen Leistung der Seitenlinien durch die Leistung der Basisfrequenz berechnen. Dieser Verfahrensschritt bietet eine weitere Vereinfachung zum Vergleich zu anderen Ausführungsformen.

Die Jitterfrequenz kann durch den Abstand der niederfrequenten Spektrallinien ermittelt werden, indem der Abstand der Spektrallinie bei der Basisfrequenz f_c zu den restlichen Spektrallinien betrachtet wird.

Besonders, wenn das zu testende elektrische Bauteil eine Vorrichtung zur Dämpfung des Jitter aufweist, muss der Jittertransferkoeffizient gemessen werden. Eine solche Vorrichtung ist zum Beispiel eine "Clean-Up PLL", die vorhandenen Jitter innerhalb eines vorgegebenen Frequenzbereichs um einen bestimmten Betrag verringert. Das Ausgangssignal enthält die gleiche Datenfolge wie das Eingangssignal, aber der Jitteranteil wird um ein bestimmtes Maß gedämpft. Um dies zu messen, wird die Jitteramplitude des Eingangssignal des Halbleiterbauteils durch die Jitteramplitude des Ausgangssignals geteilt, was den Jittertransferkoeffizienten ergibt.

Die Erfindung wird nun anhand der beigefügten Figuren näher erläutert.
1 zeigt eine spezifizierte Jittertransferkennlinie eines zu testenden Halbleiterbauteils.
2 zeigt eine erfindungsgemäße Testvorrichtung zur Ermittlung des Ausgangsjitter und des Jittertransferkoeffizienten eines zu testenden Halbleiterbauteils.
3 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Testvorrichtung zur Ermittlung des Ausgangsjitter und des Jittertransferkoeffizienten eines zu testenden Halbleiterbauteils.
4A bis 4E veranschaulichen die Signalverläufe an den in 2 gezeigten Knoten.
5 zeigt die Besselfunktionen erster Art.
6 veranschaulicht in einem Ablaufdiagramm das erfindungsgemäße Testverfahren zur Ermittlung der Jitterparameter eines Halbleiterbauteils.
1 zeigt die spezifizierte Jittertransferkennlinie eines zu testenden Halbleiterbauteils. Dazu ist die Jitteramplitude in doppelt logarithmischer Darstellung über der Jitterfrequenz aufgetragen.
Die Jitteramplitude ist in der Einheit UI dargestellt. UI ist die Abkürzung für Unit Intervall. Sie gibt den Bruchteil der Länge des Datenintervalls an. In der Gleichung u(t) = square (ft t + β sinus(2πfj t + Φ))hat die Größe β die Einheit Unit Intervall. Die Taktfrequenz f_t sei (2T_t)^–1. Ist β beispielsweise gleich 0,1 UI, so ist die Amplitude des Jitter gleich 0,1 mal T_t. T_t entspricht dabei der Zeit, für die u(t) auf einem konstanten Wert bleibt. Die Phase der Taktflanke schwankt somit um eine Mittellage jeweils um 0,05 T_t zeitlich nach vorne und nach hinten. Die Jitterfrequenz f_t hat die Einheit Hertz. Der gezeigte Bereich reicht von 10 Hz bis 10 MHz.
Die Jittertransferkennlinie, die in 1 als SONET-Maske bezeichnet ist, gibt an, bei welcher Jitterfrequenz und bei welcher Jitteramplitude ein Jitter gedämpft werden muss. Zum Beispiel muss bei einer Jitteramplitude von einem UI das Bauteil ab einer Frequenz von etwa 160 kHz den am Eingang aufmodulierten Jitter unterdrückt haben. Die Transferkennlinie sinkt mit steigender Jitterfrequenz. Bei höheren Jitterfrequenzen muss auch Jitter, der eine kleine Amplitude aufweist, unterdrückt werden.
Eine erfindungsgemäße Testvorrichtung ist in 2 schematisch dargestellt. Sie enthält einen Tester 1, ein Loadboard 2 sowie eine Recheneinheit 10. In dem Tester 1 sind ein Basissignalgenerator 11, ein Datenmustergenerator 3, ein Taktgenerator 4, ein Sinuswellengenerator 5 und ein Phasenmodulator 6 untergebracht. Auf dem Loadboard 2 befinden sich ein zu testendes Halbleiterbauteil 7, das auch als DUT bezeichnet wird, sowie ein Tiefpassfilter 8 und ein Analog-Digital-Wandler 9.
Der Taktgenerator 4 in dem Tester 1 erzeugt ein Taktsignal Clk_a mit der Frequenz f_t, das den Phasenmodulator 6 versorgt. Der Sinuswellengenerator 5 erzeugt ein sinusförmiges Signal MOD_IN mit der Frequenz f_j, das an den zweiten Eingang des Phasenmodulators angeschlossen ist. Der Ausgang des Phasenmodulators 6 liefert das Signal Clk_b, das den Takteingang des zu testenden Halbleiterbauteils 7 auf dem Loadboard 2 betreibt.
Im Basissignalgenerator 11 wird ein sinusförmiges Signal DATA_ANA der Form sin(2πf_ct) erzeugt.
Der Datenmustergenerator 3 generiert daraus das Signal DATA_IN mit der Frequenz f_s, das an den Dateneingang des zu testenden Halbleiterbauteils 7 angeschlossen ist. Das zu tes tende elektrische Bauteil 7 gibt das Signal DATA_OUT aus, das über das Tiefpassfilter 8 mit dem Eingang des Analog-Digital-Wandlers 9 verbunden ist. Der Analog-Digital-Wandler 9 generiert das digitale Signal ADC_OUT, das eine Breite von N Bits aufweist.
Der Taktgenerator 4 erzeugt einen hochfrequenten, frequenzstabilen Systemtakt Clk_a mit der Taktfrequenz f_t von 139,264 MHz. Diese Frequenz entspricht der DS4N Schnittstellenspezifikation für SONET. Das Taktsignal ist eine regelmäßige Abfolge von, digital betrachtet, Einsen und Nullen.
Der Sinuswellengenerator 5 dagegen erzeugt eine Sinuswelle MOD_IN mit der Frequenz f_j, die in dem betrachteten Beispiel 500 Hz beträgt. Der Signalgenerator sollte ebenfalls möglichst frequenzstabil sein, damit das Messergebnis nicht verfälscht wird.
Im Phasenmodulator 6 wird ein Taktsignal generiert, das die gleiche Frequenz wie der Eingangstakt Clk_a besitzt, aber zusätzlich phasenmoduliert ist. Dies bedeutet, dass bspw. die Null-Eins-Übergänge nicht jeweils zu Beginn eines neuen Taktzyklus erfolgen, sondern dass sie jeweils nach vorne oder nach hinten verschoben werden. Somit wurde ein Taktsignal erzeugt, das künstlich verjittert ist. Die Amplitude des Jitter sei β. Diese kann entweder von dem Sinuswellengeneratur oder im Phasenmodulator gezielt eingestellt werden.
Im Datenmustergenerator 3 wird ein Datenmuster DATA_IN mit der Abtastfrequenz f_s erzeugt. Das Datenmuster wird im Folgenden auch als Datenstrom bezeichnet. Es wird aus dem Basissignal DATA_ANA erzeugt, indem es delta-sigma-moduliert wird.
Ein Delta-Sigma-Modulator wandelt ein analoges Basissignal in eine binäre Datenfolge um. Delta-Sigma-Modulationen sind beispielsweise aus dem Buch "Delta-Sigma-Data Converters" von Norsworthy, Schreier und Temes, IEEE Press bekannt.
Entsprechend umgewandelte Datenströme werden auch als pulsweitenmodulierte Datenströme bezeichnet. Die Bandbreite des Analogsignals ist dabei sehr viel kleiner als die des digitalen Signals.
Das zu testende elektrische Bauteil 7 empfängt das pulsweitenmodulierte Datensignal DATA_IN mittels des verjitterten Taktes Clk_b. Delta-Sigma-Architekturen werden als empfindlich gegenüber Jitter beschrieben. Durch Jitter in dem Taktsignal werden die Nulldurchgänge der binären digitalen Impulse leicht verschoben. Dadurch fallen die binären Nullen und Einsen abhängig vom Jitter einmal kürzer und einmal länger aus. Im Frequenzspektrum weisen sowohl das Basisband als auch die hohen Frequenzen zusätzlich Frequenzkomponenten auf.
Das zu testende elektrische Bauteil 7 weist eine Vorrichtung auf, die den Jitter an seinem Takteingang verringert. An dem Ausgang DATA_OUT wird gemessen, wieviel Jitter gefiltert wurde, indem das Ausgangssignal DATA_OUT zunächst über ein Tiefpassfilter 8 geleitet wird. Das Ausgangssignal des Tiefpassfilters 8 ist ein analoges phasenmoduliertes Sinussignal mit der Basisfrequenz f_c und einer Modulationsfrequenz f_j.
Die Berechnung erfolgt in der Recheneinheit 10. Dabei wird das Signal ANA_OUT mit einem Analog-Digital-Wandler 9 in ein digitales Signal ADC_OUT umgewandelt. Dieses digitale Signal ADC_OUT wird von der Recheneinheit 10 verwendet. Dies führt beispielsweise eine Transformation in den Frequenzbereich durch und berechnet aus dem Frequenzspektrum die Jitterparameter durch Vergleich mit den Bessel-Linien.
Das Frequenzspektrum dieses harmonischen Signals, das mit dem zweiten harmonischen Signal phasenmoduliert ist, wird durch die Besselfunktion beschrieben. Aus dem Verhältnis der Amplituden der Bessel-Linien lässt sich die Amplitude des modulierenden Signals berechnen. Dieser Wert entspricht dem „Peak-to-Peak"-Jitter des digitalen Datenstroms DATA_OUT.
Das Verhältnis zwischen der so ermittelten Jitteramplitude und der Amplitude des gezielt aufmodulierten Signals MOD_IN liefert den gesuchten Jittertransferkoeffizienten.
3 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Testvorrichtung. Elemente mit gleichen Funktionen werden mit den gleichen Bezugszeichen versehen und nicht extra erläutert. Im Gegensatz zum Ausführungsbeispiel in 2 wird nicht das Taktsignal Clk_a, sondern der Datenstrom DATA_IN verjittert. Deshalb ist der Phasenmodulator 6 zwischen den Ausgang des Datenmustergenerators 3 und den Dateneingang des zu testenden elektrischen Bauteils 7 geschaltet. An dem Takteingang des zu testenden elektrischen Bauteils 7 ist der unverjitterte Takt Clk_a angeschlossen.
Im Fall, dass die Abtastfrequenz f_s und die Taktfrequenz Clk_a gleich sind, speist der Taktgenerator 4 vorteilhafterweise auch den Datenmustergenerator 3. Dadurch wird gewährleistet, dass es zu keinen zusätzlichen Störungen durch die Verwendung unterschiedlicher Taktgeneratoren kommt.
In einer nicht gezeigten Ausführungsform der Erfindung weist das zu testende elektrische Bauteil 7 keinen getrennten Takt eingang auf. Vielmehr erzeugt es aus dem Datensignal, das an einem Dateneingang anliegt, einen internen Takt. Somit ist der Ausgang des Taktgenerators 4 nur mit einem Takteingang des Datenmustergenerators 3, und nicht mit einem Takteingang des zu testenden elektrischen Bauteils 7 verbunden.
In 4A wird zur Verdeutlichung des "Noise-Shaping"-Effekts das Frequenzspektrum des Signals DATA_IN gezeigt. Die Leistungsdichte der Spektrallinien ist über der Frequenz aufgetragen. Im Basisband gibt es nur eine Spektrallinie bei der Basisfrequenz f_c mit der Amplitude A_i, die restlichen Spektrallinien können wegen ihrer geringen Amplituden vernachlässigt werden. Bei den höheren Frequenzen dagegen gibt es eine breite Verteilung von Spektrallinien, wobei die Spektrallinie mit der größten Amplitude bei der halben Abtastfrequenz f_s/2 liegt.
In 4B ist das Taktsignal Clk_a, das gemäß 2 von dem Taktgenerator 4 bereitgestellt wird, über der Zeit t aufgetragen. Das Signal Clk_a zeichnet sich durch einen phasenstabilen Takt aus. Die steigenden Flanken des Taktsignals folgen einander stets in einem zeitlichen Abstand, der sich aus dem Kehrwert der Frequenz f_t ergibt.
Der Takt Clk_b dagegen ist mittels des Phasenmodulators 6 gezielt verjittert worden. In 4C wird beispielhaft dargestellt, wie das dritte Taktsignal bzgl. seiner Anstiegsflanke phasenverschoben und somit verjittert ist.
Die Zeit zwischen der zweiten und der dritten Taktflanke ist nicht mehr gleich dem Kehrwert der Taktfrequenz f_t, sondern berechnet sich aus dem Kehrwert von 0,9 mal f_t. Die vierte Anstiegsflanke des Taktsignals Clk_b wurde in der Phase nicht verschoben. Die Zeit zwischen der ersten und der vierten Taktflanke beträgt insgesamt dreimal dem Kehrwert der Taktfrequenz f_t. Der Abstand zwischen der dritten und der vierten Flanke ist gleich dem Kehrwert von 1,1 mal der Taktfrequenz f_t. Die Darstellung in 4C ist nur eine Flanke beispielhaft verschoben worden. Bei den Werten, die gewöhnlicherweise für die Jitterfrequenz f_j und die Taktfrequenz f_t gewählt werden, werden alle Flanken zueinander verschoben.
Das zu testende elektrische Bauteil empfängt den Datenstrom DATA_IN an seinem Dateneingang und den Testtakt Clk_b als Taktsignal. An seinem Ausgang gibt es das Datensignal DATA_OUT aus.
Das Datensignal DATA_OUT enthält ein Leistungsdichtespektrum, dessen positives Seitenband in 4D wiedergegeben ist. Das Datensignal DATA_OUT hat eine Frequenzlinie bei der Frequenz des Basissignals. Da der Datenstrom DATA_OUT mit einem verjitterten Takt empfangen wurde, ergeben sich weitere Frequenzlinien in Abständen von Vielfachen der Jitterfrequenz f_j.
Im hohen Frequenzbereich befinden sich weitere Frequenzlinien in der Nähe der halben Abtastfrequenz f_s.
Es zeigen sich gegenüber dem Leistungsdichtespektrum des Dateneingangssignals DATA_IN, wie es in 4A dargestellt wird, zusätzliche Spektrallinien. Es weist Spektrallinien, die um die Basisfrequenz f_c zentriert sind, auf. Diese haben von der Spektrallinie bei der Basisfrequenz f_c einen Abstand, der f_j oder Vielfache von f_j beträgt. Die Amplitude der Spektrallinie bei f_c hat sich von A_i auf A₀ verringert. Die Amplituden der Spektrallinien, die sich im Abstand f_j von der Spektrallinie bei f_c befinden, betragen A₁; die Spektrallinien im Abstand von 2f_j haben Amplituden von A₂.
Spektrallinien höherer Ordnung des Basisbandes sind in 4D nicht eingezeichnet. Ihre Amplituden sind so klein, dass sie bei den meisten Berechnungen nicht berücksichtigt werden müssen.
Nachdem der Datenausgangsstrom DATA_OUT tiefpassgefiltert wurde, ergibt sich ein Frequenzspektrum, wie es in 4E dargestellt ist. Dieses unterscheidet sich von dem Leistungsdichtespektrum in 4D dadurch, dass die Frequenzlinien um die Frequenzlinie bei f_s/2 mittels des Tiefpassfilters weggefiltert wurden. Aus dem Frequenzspektrum von 4E kann jetzt die Jitteramplitude berechnet werden. Dabei wird ausgenutzt, dass das Leistungsdichtespektrum eines harmonischen Signals, welches mit einem zweiten harmonischen Signal phasenmoduliert ist, durch die Besselfunktion beschrieben wird.
In 5 sind die Besselfunktionen erster Art von nullter bis zehnter Ordnung gezeigt. Dabei sind die Funktionswerte J₀ bis J₁₀ der Besselfunktion über einem Modulationsindex aufgetragen. Das Verhältnis der Amplitudenwerte A₀, A₁ und A₂ entspricht dem Verhältnis von Funktionswerten J₀, J₁ und J₂ bei bestimmten Modulationsindizes. Aus dem Leistungsdichtespektrum des Signals ANA_OUT werden so zunächst die Amplitudenwerte A₀, A₁ und A₂ bestimmt und anschließend ermittelt, bei welchem Modulationsindex die Verhältnisse von J₀, J₁ und J₂ gleich den Verhältnissen von A₀, A₁ und A₂ zueinander sind. Dieser Modulationsindex entspricht der Jitteramplitude am Datenausgang des zu testenden Halbleiterbauteils.
Aus dem Wert für die Jitteramplitude kann anschließend der Wert für den Jittertransfer berechnet werden, indem das Verhältnis der Jitteramplitude am Ausgang und der Jitteramplitude β des Taktsignals CLK_b bestimmt wird.
Das erfindungsgemäße Verfahren ist in einem Ausführungsbeispiel in 6 gezeigt. In einem ersten Schritt wird ein zu testendes Halbleiterbauteil, auch als DUT bezeichnet, bereitgestellt. Es wird anschließend ein Muster eines pulsweitenmodulierten Datenstroms erzeugt. Dabei wird ein niederfrequentes Basissignal in einen hochratigen digitalen Datenstrom mittels einer Delta-Sigma-Modulation umgewandelt. Bei dem niederfrequenten Basissignal kann es sich um ein sinusförmiges Signal mit einer Basisfrequenz f_c oder um eine Linearkombination von mehreren sinusförmigen Signalen mit unterschiedlichen Basisfrequenzen f_ci handeln. Bei der Delta-Sigma-Modulation wird mit einer Abtastfrequenz f_s abgetastet. Diese Abtastfrequenz f_s muss deutlich höher als die Basisfrequenz f_c bzw. die Basisfrequenzen f_ci sein. Der Delta-Sigma-Modulator liegt entweder als elektrische Schaltung vor oder wird mittels eines Softwaremodells nachgebildet.
Die Berechnung des Datenstroms mithilfe des Softwaremodells erfolgt vorzugsweise nicht in einem Tester, sondern während der Testvorbereitung einmalig auf einem Digitalrechner. Ein spezieller Signalgenerator wird dabei nicht benötigt. Nachdem das Muster generiert wurde, wird es in einem Testprogramm oder in einem Register des Testers abgespeichert. Das Datenmuster wird zyklisch ausgelesen und so ein Datenstrom erzeugt. Mit diesem wird der Dateneingang eines zu testenden Halbleiterbauteils gespeist.
Zugleich wird ein Taktsignal generiert, das mittels eines niederfrequenten Sinussignals phasenmoduliert worden ist. Dadurch werden die Flanken des Taktsignals verschoben. Das Taktsignal ist somit künstlich verjittert. Dieses künstlich verjitterte Taktsignal wird an den Takteingang des zu testenden Halbleiterbauteils gelegt. Das zu testende elektrische Bauteil wird mit dem Datenstrom und dem phasenmodulierten Taktsignal betrieben.
Das Ausgangssignal des Halbleiterbauteils wird mittels eines analogen Tiefpasses gefiltert. Durch das Tiefpassfilter werden Frequenzanteile, die sich durch die Abtastung ergeben, und Frequenzanteile, die sich aus dem Fehler bei der Delta-Sigma-Modulation ergeben, entfernt. Es verbleiben Frequenzanteile, die sich aus dem Basissignal und dem Jittersignal ergeben.
Das mit dem Tiefpass gefilterte analoge Signal wird in ein digitales Signal, beispielsweise mittels eines AD-Wandlers, umgewandelt, aus dem die Frequenzanteile bestimmt werden.
Die diskretisierten und im Zeitbereich vorliegenden Daten werden in einem anschließenden Schritt in den Frequenzbereich überführt. Dies kann beispielsweise mittels einer FFT (Fast Fourier Transformation) erfolgen. Die Abtastrate des AD-Wandlers muss mindestens um den Faktor 2 höher als die Summe aus Basisfrequenz und der höchsten berücksichtigten Bessellinie k·f_j sein. Damit können die durch den Jitter erzeugten Spektrallinien in der Nähe der Basisfrequenz f_c erkannt werden. Durch das Auswerten der im Frequenzbereich vorliegenden Daten werden die Jitterparameter bestimmt. Dabei werden die Leistungsdichten bei der Basisfrequenz fc und bei den benachbarten Frequenzen f_c + f_j, f_c – f_j, f_c + 2f_j, f_j, f_c – 2f_j, ... be trachtet. Diese werden mit den Funktionswerten der Bessel-Funktion erster Art verglichen. Aus diesem Vergleich lässt sich die Jitteramplitude ermitteln. Stellt man die so ermittelte Jitteramplitude der Jitteramplitude des Taktsignals gegenüber, lässt sich berechnen, wieviel Jitter durch das zu testende Halbleiterbauteil ausgeblendet wurde. Dies gibt den Jittertransferkoeffizienten an. Wird das Verfahren bei mehreren Testfrequenzen durchgeführt, ergibt sich daraus die Jittertransferkennlinie.
Enthält das Basissignal mehrere unterschiedliche Basisfrequenzen f_ci, werden mit dem in 6 gezeigten Verfahren Jitterparameter für mehrere Basisfrequenzen gleichzeitig berechnet. Dies verkürzt die Zeit, die für das Ermitteln der Kennlinien, z. B. der Jitterkennlinien, benötigt wird.

1: Tester
2: Loadboard
3: Datenmustergenerator
4: Taktgenerator
5: Sinuswellengenerator
6: Phasenmodulator
7: Halbleiterbauteil
8: Tiefpassfilter
9: Analog-Digital-Wandler
10: Recheneinheit
11: Basissignalgenerator

Claims

Testvorrichtung zum Messen von Jitterparametern mit folgenden Merkmalen: – einem Datenmustergenerator (3), der einen digitalen Datenstrom (DATA_IN) an seinem Ausgang bereitstellt, wobei der digitale Datenstrom (DATA_IN) durch Modulation eines analogen niederfrequenten Basissignals (DATA_ANA) mittels einer Abtastung mit einer Abtastfrequenz f_s erzeugt wird und wobei das Basissignal die Basisfrequenz f_c oder mehrere Basisfrequenzen f_ci aufweist, wobei die Abtastfrequenz f_s größer als die Basisfrequenz f_c bzw. die Basisfrequenzen f_ci ist und die Modulation die "Noise-Shaping"-Eigenschaft aufweist; – einem ersten Ausgangsanschluss zur Verbindung mit einem Dateneingang eines zu testenden Halbleiterbauteils (7); – einem Jittergenerator (6) zur Erzeugung von Jitter auf einem Signal, wobei der Jittergenerator – entweder zwischen dem Ausgang des Datenmustergenerators (3) und dem ersten Ausgangsanschluss – oder zwischen einem Taktgenerator (4), der einen Testtakt mit der Taktfrequenz f_t erzeugt, und einem zweiten Ausgangsanschluss zur Verbindung mit einem Takteingang des zu testenden Halbleiterbauteils (7) geschaltet ist, wobei die Taktfrequenz f_t gleich oder ein ganzzahliges Vielfaches der Abtastfrequenz f_s ist; – einem Eingangsanschluss zur Verbindung eines Datenausgangs des zu testenden Halbleiterbauteils mit einem Eingang einer Auswertevorrichtung (8, 9, 10), wobei die Auswertevorrichtung (8, 9, 10), die die Jitterparameter des Halbleiterbauteils aus dem niederfrequenten Anteil des am Eingang der Auswertevorrichtung (8, 9, 10) anliegenden Eingangssignals (DATA_OUT) ermit telt, wobei der niederfrequente Anteil nur Frequenzanteile von Frequenzen, die kleiner als die halbe Abtastfrequenz f_s/2 sind, enthält.
Testvorrichtung nach Anspruch 1, bei der der Datenstrom am Ausgang des Datenmustergenerators (3) mittels einer Delta-Sigma-Modulation erzeugt wird.
Testvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 2, bei der der niederfrequente Anteil nur Frequenzanteile von Frequenzen enthält, die innerhalb des Bereiches liegen, der sich aus der Basisfrequenz f_c und der Jitterfrequenz f_j nach der Formel f_c ± k·f_j berechnet, wobei k eine natürliche Zahl kleiner 10 ist.
Testvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der der niederfrequente Anteil nur Frequenzanteile aufweist, bei denen das Fehlersignal der Delta-Sigma-Modulation im wesentlichen unterdrückt ist.
Testvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der das Basissignal (DATA_ANA) sinusförmig ist.
Testvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der das Basissignal (DATA_ANA) eine Linearkombination von mehreren sinusförmigen Funktionen mit unterschiedlichen Frequenzen f_ci darstellt.
Testvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei der der Datenmustergenerator (3) einen Speicher für eine digitale Signalfolge aufweist und bei der die in dem Speicher abgelegten Werte durch Simulation eines delta-sigma-modulierten analogen sinusförmigen Basissignals gewonnen werden.
Testvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei der der Testtakt f_t gleich dem Abtasttakt f_s ist und der Ausgang des Taktgenerators (4) sowohl mit einem Eingang des Datenmustergenerators (3) als auch mit dem zweiten Ausgangsanschluss verbunden ist.
Testvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, bei der der Jittergenerator einen Phasenmodulator (6) mit einem ersten und einem zweiten Eingang aufweist.
Testvorrichtung nach Anspruch 9, bei der der Phasenmodulator aus einem Eingangssignal uein(t) = g1(t)an seinem ersten Eingang und einem sinusförmigen Signal an seinem zweiten Eingang ein Ausgangssignal der Form uaus(t) = g1 (t + β g2(2πfj t + θ))erzeugt, wobei g₂ eine sinusförmige Funktion ist, β die Jitteramplitude, f_j die Jitterfrequenz und θ die Jitterphase ist.
Testvorrichtung nach Anspruch 10, bei der g₁ eine digitale Funktion mit g₁(t) = g₁(nT_s) ist.
Testvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei der der Jittergenerator (6) ein Signal mit einem stochastischen Rauschsignal verjittert.
Testvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, bei der die Auswertevorrichtung (8, 9, 10) ein Tiefpassfilter (8) enthält, das das Signal, das am Eingang der Auswertevorrichtung (8, 9, 10) anliegt, filtert.
Testvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, bei der die Auswertevorrichtung (8, 9, 10) ein Bandpassfilter enthält, das das Signal, das am Eingang der Auswertevorrichtung (8, 9, 10) anliegt, filtert.
Testvorrichtung nach Anspruch 13 oder 14, bei der die Auswertevorrichtung (8, 9, 10) einen Analog-Digital-Wandler (9) aufweist, dessen Eingang mit dem Ausgang des Tiefpassfilters (8) oder des Bandpassfilters verbunden ist.
Testvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 15, bei der die Auswertevorrichtung (8, 9, 10) eine Transformationsvorrichtung zur Transformation in den Frequenzbereich aufweist, wobei die Transformationsvorrichtung das Eingangssignal der Auswertevorrichtung (8, 9, 10) oder ein Signal, das sich aus der Weiterverarbeitung des Eingangssignals (DATA_OUT) ergibt, in den Frequenzbereich transformiert.
Testvorrichtung nach Anspruch 14, bei der die Auswertevorrichtung (8, 9, 10) einen Spektrumanalysator, der an den Ausgang des Tiefpassfilters (8) angeschlossen ist, aufweist.
Testvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 17, bei der der Datenmustergenerator (3) und der Jittergenerator (6) in einem Tester (1) ausgebildet sind und bei der Teile der Auswerteschaltung (8, 9, 10) und die Anschlüsse zur Verbindung mit dem zu testenden Halbleiterbauteil (7) auf einem Loadboard (2) ausgebildet sind.
Testvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 18, bei der der Datenmustergenerator (3), der Jittergenerator (6), der Taktgenerator (4) oder die Auswertevorrichtung (8, 9, 10) einzeln oder gemeinsam in dem zu testenden Halbleiterbauteil (7) als BIST (Built-In-Self-Test) integriert sind.
Verfahren zur Messung von Jitterparametern mit folgenden Verfahrensschritten: – Bereitstellen eines zu testenden Halbleiterbauteils (7), das mindestens einen Dateneingang und einen Datenausgang aufweist, – Erzeugen eines digitalen Datenstroms (DATA_IN) durch Modulation eines analogen niederfrequenten Basissignals (DATA_ANA) mit der Basisfrequenz f_c oder mit mehreren Basisfrequenzen f_ci mittels einer Abtastung mit einer Abtastfrequenz f_s, wobei die Modulation die "Noise-Shaping"-Eigenschaft aufweist und die Abtastfrequenz f_s größer als die Basisfrequenz f_c beziehungsweise die Basisfrequenzen f_ci ist, – Vorsehen eines Jittergenerators (6) zur Erzeugung von Jitter auf einem Signal, – Betreiben des Halbleiterbauteils (7), indem – entweder der digitale Datenstrom (DATA_IN) mittels des Jittergenerators (6) verjittert und dann an den Dateneingang des zu testenden Halbleiterbauteils (7) angelegt wird – oder an einem Takteingang des Halbleiterbauteils (7) ein mittels des Jittergenerators (6) verjittertes Taktsignal (Clk_b) mit der Taktfrequenz f_t angelegt wird, wobei die Testfrequenz f_t gleich oder ein ganzzahliges Vielfaches der Abtastfrequenz f_s ist, – Ermitteln der Jitterparameter des Halbleiterbauteils (7) durch Bewerten der niederfrequenten Anteile der Signalfolge (DATA_OUT) am Datenausgang des Halbleiterbauteils (7), wobei der niederfrequente Anteil nur Frequenzanteile von Frequenzen, die kleiner als die halbe Abtastfrequenz f_s/2 sind, enthält.
Verfahren nach Anspruch 20, bei dem das Verjittern des Taktsignals oder des Datenstroms mit Hilfe eines periodischen Signals mit der Frequenz f_j erzeugt wird und beim Schritt des Erzeugens des digitalen Datenstroms (DATA_IN) die Modulation mittels einer Delta-Sigma-Modulation erfolgt.
Verfahren nach Anspruch 20 oder 21, bei dem der niederfrequente Anteil nur Frequenzanteile enthält, die innerhalb des Bereichs liegen, der sich aus der Basisfrequenz f_c und der Jitterfrequenz f_j nach der Formel f_c ± k·f_j berechnet, wobei k eine natürliche Zahl kleiner 10 ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 20 bis 22, bei dem der niederfrequente Anteil nur Frequenzanteile, bei denen das Fehlersignal der Delta-Sigma-Modulation im wesentlichen unterdrückt ist, aufweist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 20 bis 23, bei dem das Basissignal (DATA_ANA) sinusförmig ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 20 bis 24, bei dem das Basissignal (DATA_ANA) eine Linearkombination von mehreren sinusförmigen Funktionen unterschiedlicher Frequenzen darstellt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 20 bis 25, bei dem der Schritt des Ermittelns der Jitterparameter einen Schritt des Tiefpassfilterns der Signalfolge am Datenausgang (DATA_OUT) enthält.
Verfahren nach einem der Ansprüche 20 bis 25, bei dem der Schritt des Ermittelns der Jitterparameter einen Schritt des Bandpassfilterns der Signalfolge am Datenausgang (DATA_OUT) enthält.
Verfahren nach Anspruch 26 oder Anspruch 27, bei dem der Schritt des Ermittelns der Jitterparameter einen Schritt des Analog/Digital-Wandelns nach dem Schritt des Tiefpassfilterns beziehungsweise des Bandpassfilterns enthält.
Verfahren nach einem der Ansprüche 21 bis 28, bei dem der delta-sigma-modulierte Datenstrom (DATA_IN) durch zyklisches Auslesen eines Datenregisters erzeugt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 20 bis 29, bei dem die Verjitterung des Taktsignals (Clk_b) oder des digitalen Datenstroms (DATA_IN) durch Phasenmodulation mit einem harmonischen Signal mit der Jitterfrequenz f_j erfolgt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 20 bis 30, bei dem beim Schritt des Ermittelns der Jitterparameter die Jitteramplitude durch Vergleich der Amplituden der niederfrequenten Spektrallinien mit Funktionswerten der Besselfunktionen ermittelt wird.
Verfahren nach Anspruch 31, bei dem beim Schritt des Ermittelns der Jitterparameter das Quadrat der Jitteramplitude mittels Teilen der Leistung der Seitenbänder durch die Leistung bei der Basisfrequenz f_c berechnet wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 20 bis 32, bei dem beim Schritt des Ermittelns der Jitterparameter die Jitterfrequenz f_j durch den Abstand der Spektrallinie bei der Basisfrequenz f_c von restlichen Spektrallinien ermittelt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 20 bis 33, bei dem der Jittertransferkoeffizient durch Teilen der Jitteramplitude an einem Eingang durch die Jitteramplitude am Datenausgang des zu testenden Halbleiterbauteils (7) ermittelt wird.