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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Flip-Flop-Schaltungsanordnung,
deren Verwendung in einem Frequenzteiler sowie ein Verfahren zur
Verarbeitung eines Signals.
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Bei
integrierten Schaltungen für
Hochfrequenzanwendungen besteht zunehmend das Bestreben, diese nicht
mehr in bipolarer Schaltungstechnik oder der sogenannten BiCMOS-Schaltungstechnik herzustellen,
sondern in reiner, komplementärer MOS,
Metal Oxide Semiconductor-Schaltungstechnik. Dadurch werden höhere Integrationsdichten
und eine kostengünstigere
Massenherstellung möglich.
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Frequenzteiler
werden normalerweise mit Toggle-Flip-Flops aufgebaut. Ein Toggle-Flip-Flop entspricht
bezüglich
seiner Funktion einem D-Flip-Flop, dessen invertierender Ausgang
auf den D-Eingang rückgeführt ist.
Toggle-Flip-Flops sind bistabile digitale Schaltungen, die mit jedem
Eingangstakt ihren Ausgangspegel von Low auf High bzw. von High
auf Low umschalten. Somit wird die Eingangsfrequenz durch zwei geteilt.
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In
hochintegrierten Hochfrequenz-Bausteinen, bei denen mit Frequenzteilern
eine von einem integrierten Oszillator bereitgestellte Frequenz
im Gigahertz-Bereich herunter geteilt werden soll, ist normalerweise
eine differentielle Signalverarbeitung erforderlich oder zumindest
vorteilhaft. Der Oszillator benötigt üblicherweise
eine symmetrische und möglichst
rein kapazitive Last.
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Zudem
ist es wünschenswert,
dass das Ausgangssignal des Frequenzteilers ein symmetrisches Tastverhältnis aufweist.
Das bedeutet, dass die Dauer des High-Pegels und die Dauer des Low-Pegels des
Ausgangssignals gleich lang sind.
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Mit
zunehmender Integrationsdichte sollen integrierte Halbleiterschaltungen
auch für
immer geringere Versorgungsspannungen geeignet sein. Daher ist eine
weitere Forderung an eine integrierte Flip-Flop-Schaltungsanordnung,
dass diese zwischen einem Versorgungspotentialanschluss und einem
Bezugspotentialanschluss eine geringe Anzahl übereinander gestapelter Transistorstufen
oder anderer Bauteile aufweist.
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Weiterhin
ist es wünschenswert,
innerhalb der Flip-Flop-Schaltung
die Zahl der internen Schaltungsknoten möglichst gering zu halten, um
die kapazitive Last zu reduzieren. Insbesondere bei hohen Taktfrequenzen
müssen
kapazitive, parasitäre
Lasten ständig
sehr schnell umgeladen werden.
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Aufgabe
der vorliegenden Erfindung ist es, eine Flip-Flop-Schaltungsanordnung
sowie ein Verfahren zur Verarbeitung eines Signals anzugeben, welche
in integrierter Metal Oxide Semiconductor, MOS-Schaltungstechnik
realisierbar und für
den Betrieb mit geringen Versorgungsspannungen bei geringer Anzahl
interner Schaltungsknoten geeignet sind.
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Erfindungsgemäß wird die
Aufgabe bezüglich
der Schaltungsanordnung durch eine Flip-Flop-Schaltungsanordnung
gelöst,
- – bei
der ein Paar von Eingangsanschlüssen,
ausgelegt zum Zuführen
eines differentiellen Taktsignals, vorgesehen ist,
- – bei
der ein Paar von Ausgangsanschlüssen, ausgelegt
zum Abgreifen eines differentiellen Ausgangssignals, vorgesehen
ist,
- – bei
der an eine Master-Differenzstufe eine Master-Haltestufe angekoppelt
ist,
- – bei
der an eine Slave-Differenzstufe eine Slave-Haltestufe angekoppelt
ist,
- – bei
der die Master-Differenzstufe, die Master-Haltestufe, die Slave-Differenzstufe
und die Slave-Haltestufe zur Bildung einer Flip-Flop-Struktur miteinander
verkoppelt sind,
- – bei
der am Ausgang der Slave-Differenzstufe das Paar von Ausgangsanschlüssen gebildet
ist,
- – bei
der in einem symmetrischen Fußpunkt
Stromanschlüsse
der Master-Differenzstufe, der Master-Haltestufe, der Slave-Differenzstufe und
der Slave-Haltestufe miteinander und mit Stromquellen zur Speisung
der Differenz- und Haltestufen verbunden sind,
- – bei
der ein Mittel zur Bereitstellung eines Kompensationsstroms vorgesehen
ist, das mit dem Paar von Eingangsanschlüssen und mit dem symmetrischen
Fußpunkt
zur Kompensation des von zumindest einer der Stromquellen bereitgestellten Stroms
in Abhängigkeit
des differentiellen Taktsignals gekoppelt ist.
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Differenzstufen
und Haltestufen in einem Master- und einem Slave-Block der Flip-Flop-Schaltungsanordnung
werden durch Stromquellen gespeist. Gemäss dem vorgeschlagenen Prinzip
werden diese Stromquellen nicht im eigentlichen Sinne durch das
Taktsignal ein- und ausgeschaltet, sondern vielmehr ist vorgesehen,
die jeweils nicht benötigte Stromquelle
dadurch zu deaktivieren, dass ein Kompensationsstrom zugeführt wird,
der gerade den von der jeweiligen Stromquelle bereitgestellten Strom kompensiert.
Dadurch wird die jeweilige Master- oder Slave-Differenzstufe deaktiviert.
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Bevorzugt
werden jeweils die Master-Differenzstufe und die Slave-Haltestufe
in einer ersten Taktphase zugleich aktiviert. Dabei sind gleichzeitig die
Slave-Differenzstufe und die Master-Haltestufe deaktiviert durch
Aufbringen eines entsprechenden Kompensationsstroms. In einer zweiten
Taktphase gilt das Umgekehrte; dabei sind die Master-Differenzstufe
und die Slave-Haltestufe deaktiviert, während zugleich die Master-Haltestufe
und die Slave-Differenzstufe aktiviert sind.
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Bevorzugt
ist jeder Differenzstufe und jeder Haltestufe je eine Stromquelle
zugeordnet, die die Differenzstufe und die Haltestufe jeweils im
Fußpunkt mit
Strom versorgt.
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Da
zur Umsteuerung zwischen Master-Differenzstufe und Slave-Differenzstufe bzw.
zwischen Differenzstufe und Haltestufe, sowohl im Master- als auch
im Slave-Block, jeweils keine zusätzliche Differenzstufe nötig ist,
ist es mit Vorteil möglich,
die Stromquelle jeweils unmittelbar mit dem Fußpunkt der Differenzstufe und/oder
der Haltestufe zu verbinden. Dadurch ist der Betrieb mit besonders
geringen Versorgungsspannungen möglich.
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Bevorzugt
umfassen die Master-Differenzstufe, die Master-Haltestufe, die Slave-Differenzstufe und
die Slave-Haltestufe je ein Transistorpaar. Dabei hat jedes Transistorpaar
zwei Eingänge,
zwei Ausgänge
und den Stromanschluss.
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Bei
bevorzugter Ausführung
der Schaltungsanordnung in unipolarer MOS-Schaltungstechnik umfassen
die Transistorpaare je zwei Transistoren, deren Source-Anschlüsse unmittelbar
miteinander verbunden sind und den Stromanschluss der jeweiligen
Stufe bilden. Dieser gemeinsame Source-Knoten ist weiter bevorzugt
unmittelbar mit einem Anschluss einer Stromquelle verbunden. Die
Stromquelle ist bevorzugt gegen einen Bezugspotentialanschluss geschaltet.
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Die
Eingänge
und Ausgänge
der Haltestufen sind bevorzugt über
Kreuz miteinander verkoppelt.
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Die
Ausgänge
der Master-Haltestufe sind bevorzugt mit den Ausgängen der
Master-Differenzstufe gekoppelt. In Analogie ist die Slave-Differenzstufe
mit der Slave-Haltestufe verschaltet.
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Zur
Bildung eines Toggle-Flip-Flops sind die Eingänge der Slave-Differenzstufe
bevorzugt mit den Ausgängen
der Master-Differenzstufe
nicht invertierend gekoppelt. Weiterhin sind bevorzugt die Eingänge der
Master-Differenzstufe mit den Ausgängen der Slave-Differenzstufe
invertierend gekoppelt.
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Die
Funktionen von Master und Slave sind dabei aufgrund ihres bevorzugt
gleichen Aufbaus prinzipiell vertauschbar.
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Bevorzugt
ist jeder Differenzstufe und jeder Haltestufe eine eigene Stromquelle
zugeordnet. Alternativ können
jedoch auch die Stromquellen der jeweils zugleich aktivierten und
deaktivierten Stufen zusammengefasst werden.
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Das
Mittel zur Bereitstellung eines Kompensationsstroms kann beispielsweise
dadurch realisiert sein, dass eine Stromquelle vorgesehen ist, welche in
Abhängigkeit
vom Taktsignal entweder mit einem Anschluss der beiden Anschlüsse oder
mit dem anderen Anschluss der beiden Anschlüsse des symmetrischen Fußpunktes
der Schaltung verbunden ist.
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Die
Stromquelle ist dabei bevorzugt gegen einen Versorgungspotentialanschluss
der Schaltungsanordnung geschaltet. Dadurch ist eine noch weitere
Reduzierung der benötigten
Versorgungsspannung möglich.
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Alternativ
ist das Mittel zur Bereitstellung eines Kompensationsstroms mit
zwei Serienkapazitäten
realisiert, die zwischen den symmetrischen Eingangsanschluss und
den symmetrischen Fußpunkten
geschaltet sind. Das Taktsignal wird demnach kapazitiv eingekoppelt.
Der Kompensationsstrom zur Kompensation der Stromquellen, die denjenigen
Stufen zugeordnet sind, die gerade deaktiviert sein sollen, werden
dabei aus kapazitiven Umladeströmen gebildet
und durch die direkte kapazitive Ankopplung der Eingänge an eine
vorangehende Stufe gewonnen. Somit kann auf eine dedizierte Kompensationsstromquelle
verzichtet werden. Dabei werden mit Vorteil Resonanzeffekte ausgenutzt.
Wenn das Flip-Flop direkt von einem Oszillator gespeist wird, können die
Koppelkapazitäten
vorteilhaft einen Teil eines Resonators des Oszillators, und bevorzugt
einen LC-Schwingkreis bilden.
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Falls
erforderlich, kann eine Arbeitspunkteinstellung der Schaltung in
einfacher Weise dadurch erfolgen, dass mit dem symmetrischen Fußpunkt ein Mittel
zur Arbeitspunkteinstellung gekoppelt ist.
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Das
Mittel zur Arbeitspunkteinstellung umfasst bevorzugt einen Stromspiegel.
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Der
Stromspiegel hat bevorzugt einen Eingangstransistor, der aus einer
Quelle gespeist wird. Die Quelle ist bevorzugt an die elektrischen
Lasten der Differenz- und Haltestufen angepasst.
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Der
Stromspiegel hat bevorzugt mehrere Auskoppeltransistoren, welche
jeweils die den Differenz- und Haltestufen zugeordneten Stromquellen repräsentieren.
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Weiterhin
ist der Stromspiegel zur Bereitstellung einer Gleichtaktlage bevorzugt
mit Koppelwiderständen
mit dem symmetrischen Fußpunkt
gekoppelt.
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Bei
Integration der vorgeschlagenen Flip-Flop-Schaltungsanordnung in
einer herkömmlichen
250 nm-Fertigungstechnologie können
Arbeitsfrequenzen von über
5 GHz bei Versorgungsspannungen von unter 2,0 V mit geringem Aufwand
realisiert werden. Bei höheren
Integrationsdichten ist eine noch höhere Arbeitsfrequenz möglich.
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Aufgrund
ihrer guten Hochfrequenzeigenschaften, der geringen Versorgungsspannung,
der geringen Anzahl interner Schaltungsknoten sowie der vollständigen Integrierbarkeit
in unipolaren Fertigungsprozessen ist die vorliegende Flip-Flop-Schaltungsanordnung
besonders zur Anwendung als Hochfrequenz-Frequenzteiler geeignet.
Dabei wird am Ausgang ein Signal mit halber Eingangstaktfrequenz
bereitgestellt.
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Bezüglich des
Verfahrens wird die Aufgabe gelöst
durch ein Verfahren zur Verarbeitung eines Signals mit den Schritten:
- – Bereitstellen
eines differentiellen Taktsignals,
- – Umsteuern
zwischen einer Master-Differenzstufe und einer Slave-Differenzstufe
in Abhängigkeit von
dem differentiellen Taktsignal,
- – Bereitstellen
eines Kompensationsstroms,
- – Abwechselndes
Kompensieren eines die Master-Differenzstufe oder eines die Slave-Differenzstufe
versorgenden Stroms in Abhängigkeit
von dem differentiellen Taktsignal mit dem Kompensationsstrom.
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Es
entspricht dem vorgeschlagenen Prinzip, durch Erzeugen und Einprägen von
jeweiligen Kompensationsströmen
eine Umsteuerung in einer Flip-Flop-Schaltungsanordnung zu bewirken.
Dabei werden diejenigen Stufen, die deaktiviert werden sollen, zwar
weiterhin von einem Speisestrom gespeist, es wird jedoch ein diesen
Speisestrom kompensierender Kompensationsstrom zugeführt, so
dass die jeweilig zugeordnete Stufe tatsächlich stromlos ist. Dadurch
ist es möglich,
mit besonders geringer Anzahl interner Schaltungsknoten und geringer
Versorgungsspannung auszukommen.
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Der
Kompensationsstrom wird bevorzugt mit einer Kompensations-Stromquelle
erzeugt, die von einer Versorgungsspannung gespeist wird.
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Alternativ
kann der Kompensationsstrom auch als kapazitiver Umladestrom gemeinsam
mit dem differentiellen Taktsignal bereitgestellt werden. Demnach
wird der kapazitive Strom mit Hilfe von Serienkapazitäten aus
dem Spannungshub des Ausgangs der vorherigen Stufe erzeugt.
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Falls
erforderlich, ist in einfacher Weise eine Arbeitspunkteinstellung
der Differenzstufen durch Zuführen
eines symmetrischen Gleichtaktpegels möglich.
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In
Abhängigkeit
vom Taktsignal werden mit dem vorgeschlagenen Prinzip bevorzugt
jeweils zugleich eine Master-Differenzstufe und eine Slave-Haltestufe
aktiviert und eine Slave-Differenzstufe und
eine Master-Haltestufe deaktiviert und umgekehrt. Das Deaktivieren
der Stufen erfolgt dabei durch Auf bringen eines jeweiligen Kompensationsstroms
gemäss
dem vorgeschlagenen Prinzip.
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Weitere
Einzelheiten und vorteilhafte Ausgestaltungen der vorgeschlagenen
Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Die
Erfindung wird nachfolgend an mehreren Ausführungsbeispielen anhand der
Zeichnungen näher
erläutert.
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Es
zeigen:
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1 ein
erstes Ausführungsbeispiel
einer Schaltungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip anhand
eines Schaltplans,
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2 ein
zweites Ausführungsbeispiel
einer Schaltungsanordnung gemäss
vorgeschlagenem Prinzip anhand eines Schaltplans,
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3 ein
drittes Ausführungsbeispiel
einer Schaltungsanordnung nach dem vorgeschlagenen Prinzip anhand
eines Schaltplans,
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4a ein
Ausführungsbeispiel
eines Layouts der Schaltung von 3 und
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4b eine
Erläuterung
eines MOS-Transistors gemäss
Layout von 4a.
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1 zeigt
eine Flip-Flop-Schaltungsanordnung mit einem Master-Block 1 und
einem Slave-Block 2. Der Master-Block 1 umfasst
eine Master-Differenzstufe 3 sowie eine Master-Haltestufe 4. Ebenso
umfasst auch der Slave-Block 2 eine Sla ve-Differenzstufe
5 sowie eine Slave-Haltestufe 6. Jede der Differenz- und
Haltestufen 3, 4, 5, 6 umfasst zwei
Source-seitig unmittelbar miteinander verbundene n-Kanal MOS-Transistoren 7, 8; 9, 10; 11, 12; 13, 14.
Der gemeinsame Source-Anschluss der Differenz- und Haltestufen 3, 4, 5, 6 bildet
zugleich jeweils deren Stromanschluss 15, 16, 17, 18.
Dabei sind die Stromanschlüsse 15, 18 der
Master-Differenzstufe 3 und der Slave-Haltestufe 6 unmittelbar
miteinander verbunden. Weiterhin sind die Stromanschlüsse 16, 17 der
Master-Haltestufe 4 und der Slave-Differenzstufe 5 unmittelbar
miteinander verbunden. Diese beiden Verbindungsknoten der Stromanschlüsse 15, 16, 17, 18 bilden
einen symmetrischen Fußpunkt 19. Der
symmetrische Fußpunkt 19 ist
mit einem Paar von Eingangsanschlüssen verbunden, die zum Zuführen eines
differentiellen Taktsignals CLKP, CLKN ausgelegt sind.
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Die
zwei Eingänge
des Transistorpaares 9, 10 der Master-Haltestufe 4 sind über Kreuz
mit den Ausgängen
derselben gekoppelt. Die Ausgänge
der Transistorpaare 7, 8, 9, 10 von
Master-Differenzstufe 3 und Master-Haltestufe 4 sind
unmittelbar miteinander paarweise verbunden. Die Transistorpaare 11, 12; 13, 14 von
Slave-Differenzstufe 5 und Slave-Haltestufe 6 sind
in Analogie zum Master-Block 1 verschaltet. Dabei sind
die Ausgänge
der Transistorpaare 7, 8; 11, 12 der
Master- und des Slave-Differenzstufe 3, 5 jeweils über Widerstände 21, 22, 23, 24 gegen
einen Versorgungspotentialanschluss VDD der Schaltungsanordnung
gelegt, die eine elektrische Last repräsentieren.
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Zur
Verkopplung von Master-Block und Slave-Block 1, 2 ist
zusätzlich
in einer nicht-invertierenden Kopplung die Slave-Differenzstufe 5 mit den Eingängen ihres
Transistorpaares 11, 12 mit den Ausgängen der
Master-Differenzstufe 3 am Transis torpaar 7, 8 verbunden.
In einer invertierenden Kopplung hingegen sind die Ausgänge des
Transistorpaares 11, 12 der Slave-Differenzstufe 5 mit
den Eingängen
des Transistorpaares 7, 8 der Master-Differenzstufe 3 verbunden.
Somit ist ein Toggle-Flip-Flop gebildet. Das Toggle-Flip-Flop arbeitet
bei Ansteuerung mit einem Taktsignal als Durch-Zwei-Frequenzteiler. Die
Stromanschlüsse 15, 16, 17, 18 der
Master- und Slave-Differenz-
und -Haltestufen 3, 4, 5, 6 sind über je eine
Stromquelle 25, 26, 27, 28 gegen
einen Bezugspotentialanschluss VSS geschaltet.
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Zur
Bereitstellung des Kompensationsstroms ist in einem Mittel zur Bereitstellung
eines Kompensationsstroms 29 eine Kompensations-Stromquelle 30 vorgesehen.
Die Kompensations-Stromquelle 30 ist
zwischen einen Bezugspotentialanschluss 31 und einen Lastanschluss
eines Schalters 32 gelegt. Ein weiterer Lastanschluss des Schalters 32 ist,
je nach Schalterstellung, mit einem der Anschlüsse symmetrischen Fußpunktes 19 verbindbar.
Weiterhin sind ein Paar von Eingangsanschlüssen 20 zur Zuführung eines
Taktsignals CLKP, CLKN vorgesehen, in dessen Abhängigkeit der Schalter 32 angesteuert
wird.
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Die
Kompensations-Stromquelle 30 ist so ausgelegt, dass, je
nach Schalterstellung, die jeweils damit verbundenen Stromquellen 25, 28; 26, 27 bezüglich der
von diesen gelieferten Ströme
kompensiert werden.
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Gemäss dem vorgeschlagenen
Prinzip wird je nach High- oder Low-Phase des differentiellen Taktsignals
CLKP, CLKN ein zusätzlicher
Strom, nämlich
der Kompensationsstrom, entweder auf den Fußpunkt von Master-Halteglied 4 und
Slave-Differenzstufe 5 oder
von Master-Differenzstufe 3 und Slave-Halteglied 6 geleitet. Dieser
Kompensationsstrom kompensiert dabei den entsprechenden Strom der
jeweiligen, beiden Fußpunkt-Stromquellen 25, 28; 26, 27,
so dass entweder die Stufen 3, 6 oder die Stufen 4, 5 stromlos,
also abgeschaltet, sind. Der Kompensationsstrom übernimmt damit die Funktion eines
bei einer derartigen Schaltung gelegentlich vorgesehenen, zusätzlichen
Ebene von Transistoren mit zusätzlichen
Differenzstufen.
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Bei
dem vorgeschlagenen Toggle-Flip-Flop-Prinzip entsprechen die Eingangssignale des
Master-Blocks 1 den invertierten Ausgangssignalen des Slave-Blocks 2 und
die Eingangssignale des Slave-Blocks 2 den nicht invertierten
Ausgangssignalen des Master-Blocks 1. Aufgrund der differentiellen
Signalführung
kann die Invertierung problemlos durch einfaches Leitungsvertauschen
erreicht werden. Die angegebene Struktur ist so verschaltet, dass
jeweils gleichzeitig entweder der Master-Differenzverstärker 3 und die kreuzgekoppelte
Slave-Halteschaltung 6 aktiv,
also stromdurchflossen, sind oder dass die Haltestufe 4 des
Master-Blocks zusammen mit der Haltestufe 5 des Slaves
aktiviert ist. Im Master-Block 1 wird also zum Beispiel
während
eines High-Pegels an den Takteingängen ein neuer Ausgangspegel
vorbereitet, während
im Slave-Block die aktuellen
Zustände
beibehalten werden. Wenn anschließend der differentielle Takt
in seine Low-Phase übergeht, übernimmt
der Slave-Block an seinen Ausgängen
die Ausgangssignale des Master-Blocks, während der Master-Block selbst
seinen zuvor eingenommenen Zustand für diese Periode einfriert.
Durch die einmalige Invertierung wird ein ständiges Toggeln der Flip-Flop-Ausgänge 33 erreicht,
die an den Ausgängen
der Differenzstufe 5 und der Haltestufe 6 des Slave-Blocks 2 gebildet
sind.
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Aufgrund
der vorgeschlagenen Schaltungsstruktur ist es möglich, die Schaltung mit einer
besonders geringen Versorgungsspannung zu betreiben, da zwischen
Versorgungs- und Bezugspotentialanschlüssen VDD, VSS lediglich ein
Widerstand, eine Stromquelle und ein Transistor geschaltet sind.
Somit sind bereits bei heutigen Integrationstechniken Versorgungsspannungen
von deutlich unter 2,0 V möglich.
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Ein
weiterer Vorteil des vorgeschlagenen Prinzips ist, dass die Anzahl
der internen Schaltungsknoten besonders gering ist. Dadurch sind
auch die Auswirkungen von Umladeeffekten parasitärer Kapazitäten gering. Dies bedeutet,
dass die Schaltung für besonders
hohe und höchste
Taktfrequenzen im Gigahertzbereich geeignet ist.
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Außerdem ist
ein weiterer Vorteil dadurch gegeben, dass aufgrund der geringen
Anzahl interner Schaltungsknoten ein kompaktes Layout der Gesamtschaltung
möglich
ist, was wiederum eine geringere Ausbildung parasitärer Kapazitäten ermöglicht und
somit höhere
Arbeitsgeschwindigkeiten erlaubt.
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2 zeigt
ein weiteres Ausführungsbeispiel einer
Flip-Flop-Schaltungsanordnung
nach dem vorgeschlagenen Prinzip, die in den verwendeten Bauteilen,
deren vorteilhafter Verschaltung sowie ihrer Funktionsweise weitgehend
mit derjenigen von 1 übereinstimmt. Insoweit soll
die Schaltungsanordnung von 2 an dieser
Stelle nicht noch einmal beschrieben werden.
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Anstelle
des Schaltmittels 32 von 1 sind bei 2 zwei
p-Kanal MOS-Transistoren 35, 36 vorgesehen. Die
PMOS-Transistoren 35, 36 sind
an ihren Drain-Anschlüssen
unmittelbar miteinander und mit der Kompensations-Stromquelle 30 ge koppelt. Die
Kompensations-Stromquelle 30 ist wiederum unmittelbar an
einen Versorgungspotentialanschluß 31 angeschlossen.
Die Source-Anschlüsse
der p-Kanal MOS-Transistoren 35, 36 sind unmittelbar
mit den beiden Anschlüssen
des symmetrischen Fußpunktes 19 verbunden.
Die Gate-Anschlüsse
der Transistoren 35, 36 bilden einen differentiellen
Takteingang 34, also das Paar von Eingangsanschlüssen, das
ausgelegt ist zum Zuführen
eines differentiellen Taktsignals CLKP, CLKN.
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Die
Schaltung gemäss 2 zeichnet
sich insbesondere durch ihre geringe, mögliche Versorgungsspannung
sowie durch die bei 1 beschriebenen Vorteile aus.
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Die
Taktsignale CLKP, CLKN können
entweder unmittelbar oder kapazitiv eingekoppelt werden. Bei einer
kapazitiven Einkopplung, die in 2 nicht dargestellt
ist, wären
an den Eingang 34 zwei Serienkondensatoren anzuschließen. Dabei
könnte
es auch von Vorteil sein, eine zusätzliche Bias-Quelle zur Arbeitspunkteinstellung
der Transistoren 35, 36 an deren Gate-Anschlüsse anzuschließen.
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3 zeigt
ein noch weiteres Ausführungsbeispiel
einer Flip-Flop-Schaltungsanordnung gemäss vorgeschlagenem Prinzip,
welche eine unmittelbare, kapazitive Ankopplung des symmetrischen Fußpunkts
an eine vorhergehende Stufe aufweist. Die Schaltung gemäss 3 stimmt
in den verwendeten Bauteilen, deren vorteilhafter Verschaltung miteinander
sowie ihrer vorteilhaften Wirkungsweise weitgehend mit denjenigen
von 1 und 2 überein und soll an dieser Stelle
daher nicht noch einmal beschrieben werden. Anstelle der Stromquellen 25, 26, 27, 28 von 1 und 2 sind
bei 3 jeweilige n-Kanal
MOS-Transistoren 37, 38, 39, 40 vorgesehen,
deren gesteuerte Strecken unmittelbar zwischen die Stromanschlüsse 15, 16, 17, 18 der
Differenz- und Haltestufen 3, 4, 5, 6 und
den Bezugspotentialanschluss VSS geschaltet sind. Die Gate-Anschlüsse der
Transistoren 37, 38, 39, 40 sind
unmittelbar miteinander in einem Schaltungsknoten K verbunden. Anstelle
der Widerstände 21, 22, 23, 24,
mit denen die Ausgänge
der Differenz- und Haltestufen 3, 4, 5, 6 gegen
Versorgungspotentialanschluss VDD geschaltet sind, sind bei der
Ausführung
gemäss 3 p-Kanal
Transistoren 41, 42, 43, 44 vorgesehen,
deren Gate-Anschlüsse
miteinander und mit dem Bezugspotentialanschluss VSS verbunden sind.
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Anstelle
der gesteuerten Stromquelle 30 und der Schaltmittel 32; 35, 36 von 1 und 2 ist bei 3 eine
kapazitive Kopplung vorgesehen. Die kapazitive Kopplung umfasst
zwei Serienkapazitäten 45, 46.
Die Serienkapazitäten 45, 46 sind
zwischen das Paar von Eingangsanschlüssen 47 der Schaltungsanordnung
und den symmetrischen Fußpunkt 19 geschaltet.
Zur Arbeitspunkteinstellung der Differenz- und Haltestufen 3, 4, 5, 6 ist
außerdem
ein Bias-Schaltkreis 48 vorgesehen. Dieser umfasst einen p-Kanal-Transistor 49,
dessen Gate-Anschluss mit denen der Transistoren 41, 42, 43, 44 verbunden
ist, die als elektrische Last dienen, und an einen Bezugspotentialanschluss
angeschlossen ist. Die gesteuerte Strecke des Transistors 49 ist
zwischen den Versorgungspotentialanschluss VDD und einen als Diode
arbeitenden Transistor 50 geschaltet. Der Transistor 50 ist
weiterhin über
einen ebenfalls als Diode verschalteten Stromspiegel-Eingangstransistor 51 gegen
Bezugspotentialanschluss VSS gelegt. Der Gate-Anschluss des Stromspiegeleingangstransistors 51 ist
mit dem Schaltungsknoten K verbunden, der wiederum über je einen
Koppelwiderstand 52, 53 mit dem symmetrischen
Fußpunkt 19 der
Schaltung verbunden ist.
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Bei
entsprechender Dimensionierung der Schaltung und ausreichend großen Signalpegeln
am Eingangsanschlusspaar 47 genügt eine direkte, kapazitive
Ankopplung an eine vorangehende Stufe, beispielsweise einen integrierten
Oszillator 54, der am Paar von Eingangsanschlüssen 47 angeschlossen
ist. Der Kompensationsstrom, der gemäss vorgeschlagenem Prinzip
zur Kompensation der Stromquellen 37, 38, 39, 40 der
gerade nicht verwendeten Stufen 3, 4, 5, 6 dient,
wird dabei durch kapazitive Umladeströme gebildet. Somit ist eine
reine Eingangsstromsteuerung gebildet.
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Die
Arbeitspunkteinstellung dieser Schaltung umfasst das Merkmal, dass
die an den Stromanschlüssen 15, 16, 17, 18 zugeführten Versorgungsströme der Stufen 3, 4, 5, 6 durch
Stromspiegel bereitgestellt werden, die einen gemeinsamen Eingangstransistor 51 haben.
Außerdem
sind die elektrischen Lasttransistoren 41, 42, 43, 44 mit
dem Bias-Stromquellentransistor 49 verkoppelt.
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Die
Schaltung gemäss 3 beruht
vollständig
auf einer Current-Mode-Logic, CML-Schaltungstechnik im eigentlichen
Sinne. Dabei werden die Logikpegel durch einen entsprechend gesteuerten
Stromfluss eingestellt. Gemäss
der Schaltung von 3 wird am Eingang 47 direkt
mit differentiellen Stromsignalen gearbeitet, die durch rein kapazitive
Umladeströme
bereitgestellt werden. Dabei wird die Tatsache ausgenutzt, dass
in praktisch jeder Anwendung eines Toggle-Flip-Flops bzw. Frequenzteilers
ein verhältnismäßig schmales
Frequenzband von beispielsweise 2 bis 4 GHz verarbeitet werden muss.
Bei dem vorgeschlagenen Prinzip werden Resonanzeffekte ausgenutzt.
Aufgrund der besonders geringen, parasitären Kapazitäten, die mit dem vorgeschlagenen
Prinzip möglich
sind, können
die Frequenzen der Resonanzeffekte in sehr hohe Bereiche ge trieben
werden. Die kapazitive Belastung, die die Schaltung von 3 auf
den Ausgang einer vorgeschalteten Stufe wirken lässt, kann durch entsprechende
Dimensionierung der Eingangskoppelkapazitäten 45, 47 angepasst
werden und ist, beispielsweise bei Anschluss an einen Oszillator,
unproblematisch.
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Selbstverständlich liegt
es im Rahmen der Erfindung, das vorgeschlagene Prinzip der Kompensation
von Differenzverstärkerströmen durch
Kompensationsströme
und die dadurch bewirkte Schaffung einer echten Stromsteuerung auch
auf andere als die gezeigten Ausführungsbeispiele anzuwenden.
Bei den Ausführungsbeispielen
kann in alternativen Ausführungen
auch beispielsweise eine komplementäre Schaltungstechnik gewählt werden.
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4a zeigt
das äußerst kompakte
Layout eines kompletten Flip-Flop-Kerns gemäss dem vorgeschlagenen Prinzip,
wie er in 3 gezeigt ist.
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Dabei
ist in 4a eine Darstellung gewählt, die
in 4b anhand eines MOS-Transistors mit Gate, Source
und Drain erläutert
ist.
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In Übereinstimmung
mit 1 bis 3 ist das Paar von Eingangsanschlüssen 47 zur
Zuführung
des Taktsignals CLKP, CLKN auch bei 4a eingezeichnet,
ebenso das Paar von Ausgangsanschlüssen 33 zum Abgreifen
des Ausgangssignals OUTP, OUTN mit halbierter Taktfrequenz. Gleiche Bezugszeichen
bezeichnen dabei gleiche oder gleich wirkende Schaltungsteile.
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Man
erkennt, dass aufgrund des kompakten Layouts eine maximale Arbeitsfrequenz
von über
6 GHz einschließlich
Berücksich tigung
zusätzlicher
parasitärer
Kapazitäten
durch Verdrahtungseffekte bei Zugrundelegung einer integrierten
250 nm-Fertigungs-Technologie
und einer Versorgungsspannung von 2,0 V möglich ist.
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Zum
weiteren Herunterteilen einer Taktfrequenz ist es mit besonderem
Vorteil möglich,
mehrere der beispielhaft in 1 bis 3 gezeigten
Frequenzteiler zu kaskadieren.
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- 1
- Master-Block
- 2
- Slave-Block
- 3
- Master-Differenzstufe
- 4
- Master-Haltestufe
- 5
- Slave-Differenzstufe
- 6
- Slave-Haltestufe
- 7
- Transistor
- 8
- Transistor
- 9
- Transistor
- 10
- Transistor
- 11
- Transistor
- 12
- Transistor
- 13
- Transistor
- 14
- Transistor
- 15
- Stromanschluss
- 16
- Stromanschluss
- 17
- Stromanschluss
- 18
- Stromanschluss
- 19
- symmetrischer
Fußpunkt
- 20
- Paar
von Eingangsanschlüssen
- 21
- Widerstand
- 22
- Widerstand
- 23
- Widerstand
- 24
- Widerstand
- 25
- Stromquelle
- 26
- Stromquelle
- 27
- Stromquelle
- 28
- Stromquelle
- 29
- Mittel
zur Bereitstellung eines Kompensationsstroms
- 30
- Kompensations-Stromquelle
- 31
- Versorgungspotentialanschluss
- 32
- Schaltmittel
- 33
- Paar
von Ausgangsanschlüssen
- 34
- Paar
von Eingangsanschlüssen
- 35
- Transistor
- 36
- Transistor
- 37
- Transistor
- 38
- Transistor
- 39
- Transistor
- 40
- Transistor
- 41
- Transistor
- 42
- Transistor
- 43
- Transistor
- 44
- Transistor
- 45
- Kapazität
- 46
- Kapazität
- 47
- Paar
von Eingangsanschlüssen
- 48
- Mittel
zur Arbeitspunkteinstellung
- 49
- Transistor
- 50
- Diode
- 51
- Diode
- 52
- Koppelwiderstand
- 53
- Koppelwiderstand
- 54
- Oszillator
- CLKP
- Takt
- CLKN
- Takt
- OUTP
- Ausgangssignal
- OUTN
- Ausgangssignal
- VDD
- Versorgungspotential
- VSS
- Bezugspotential