DE10130792A1 - Zündsteuerschaltung zur Ausbildung einer temperatur- und batteriespannungskompensierten Spulenstromsteuerung - Google Patents

Abstract

Ein Zündsystem für ein Kraftfahrzeug umfaßt eine Steuerschaltung, die dazu dient, eine Schaltvorrichtung für Spulenstrom anzusteuern, die zwischen eine Zündspule, die auf eine Batteriespannung bezogen ist, und einen Erfassungswiderstand geschaltet ist, der auf Massepotential bezogen ist. Die Steuerschaltung umfaßt eine Ansteuerschaltung und eine Spannungsauslöseschaltung, die eine Referenzspannung zum Vergleich mit einer Erfassungsspannung definiert, die über den Erfassungswiderstand infolge eines Anstiegs des Spulenstromes durch die Zündspule entwickelt wird. Wenn die Erfassungsspannung auf die Referenzspannung ansteigt, erzeugt die Spannungsauslöseschaltung ein Auslösespannungssignal, auf welches die Ansteuerschaltung anspricht, um die Schaltvorrichtung für Spulenstrom zu deaktivieren. Die Spannungauslöseschaltung ist derart ausgebildet, daß die Referenzspannung temperatur- und batteriespannungs- und optional motordrehzahlabhängig ist. Das Auslösespannungssignal besitzt somit dieselbe Abhängigkeit, so daß eine Zündspulenladezeit unter Bedingungen variierender Temperatur, Batteriespannung und wahlweise Motordrehzahl optimal gesteuert werden kann.

Description

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Schaltungen zur Steuerung von Kraftfahrzeugzündsystemen und genauer eine Schaltung zur Detekti­ on und Beendigung eines Zündspulenstromes.

Hintergrund der Erfindung

Moderne induktive Kraftfahrzeugzündsysteme steuern typischerweise die Zündspule derart, daß der Spulenstrom auf einen Pegel ansteigen kann, der hoch genug ist, um ausreichend Zündenergie zur richtigen Zündung eines Luft/Kraftstoff-Gemisches zu garantieren. Die induktive Beschaffen­ heit einer Zündspule schreibt vor, daß der Spulenstrom über die Zeit an­ steigt, wobei eine Steuerschaltung typischerweise dazu dient, entweder eine Spulenbeladung nach einer sogenannten "Wartezeit" zu beenden und dadurch ein Zündereignis einzuleiten, oder um den Spulenstrom auf ei­ nem vordefinierten Strompegel für eine vordefinierte Zeitperiode vor Ein­ leitung eines Zündereignisses dynamisch beizubehalten. Die erstere Tech­ nik, die üblicherweise als "Ramp and Fire" ("Rampenartiges Ansteigen und Zünden") bezeichnet ist, ist oftmals gegenüber der letzteren Technik vor­ zuziehen, die üblicherweise als "Ramp and Hold" ("Rampenartiges Anstei­ gen und Halten") bezeichnet ist, da die Regelstabilität in einem System mit "Ramp and Fire" typischerweise kein Problem darstellt. Überdies ist die Verlustleistung in einer Schaltvorrichtung für Spulenstrom in einem Sy­ stem mit "Ramp and Fire" im wesentlichen verringert, da die Schaltvor­ richtung in einem "gesättigten" Modus nur mit niedriger Spannung über ihre Anschlüsse arbeiten muß. Im Gegensatz dazu erfordert ein System mit "Ramp and Hold" eine lineare Steuerung des Spulenstromes, so daß der Spulenstrom durch den Widerstand der Zündspulen und die Span­ nung darüber begrenzt wird. Dies erfordert eine Erhöhung des Span­ nungsabfalles über die Schaltvorrichtung für Spulenstrom, der dann ei­ nem proportionalen Anstieg der Verlustleistung der Schaltvorrichtung entspricht.

Ein bekanntes Beispiel eines Zündsystems 10 mit "Ramp and Fire" des gerade ebenen beschriebenen Typs ist in Fig. 1 gezeigt, wobei das System 10 eine Zündsteuerschaltung 12 umfaßt, die eine Pufferschaltung 14 für elektronische Zündzeitpunktverstellung (EST) aufweist, die ein EST- Steuersignal von einer Steuerschaltung 16 über einen Signalweg 18 auf­ nimmt. Die EST-Pufferschaltung 14 puffert das EST-Steuersignal und lie­ fert ein gepuffertes EST-Steuersignal ESTB an eine Ansteuerschaltung (gate drive circuit) 20. Die Ansteuerschaltung 20 spricht auf das ESTB- Signal an, um ein Ansteuersignal GD an ein Gate 22 eines Bipolartransi­ stors mit isoliertem Gate (IGBT) 24 oder eine andere Spulenschaltvor­ richtung über Signalweg 26 zu liefern. Ein Kollektor 28 des IGBT 24 ist mit einem Ende einer Primärspule 30 verbunden, die einen Teil einer Kraftfahrzeugzündspule bildet und ein gegenüberliegendes Ende aufweist, das mit der Batteriespannung V_BATT verbunden ist. Ein Emitter 32 des IGBT 24 ist mit einem Ende eines Erfassungswiderstandes R_S, dessen entgegengesetztes Ende mit einem Massepotential verbunden ist, und ei­ nem nicht invertierenden Eingang eines Komparators 36 über Signalweg 38 verbunden. Ein invertierender Eingang des Komparators 36 ist mit ei­ ner Referenzspannung VREF verbunden, und ein Ausgang des Kompara­ tors 36 liefert eine Auslösespannung V_TRIP an die Ansteuerschaltung 20.

Beim Betrieb des Systems 10 spricht die Ansteuerschaltung 20 auf eine ansteigende Flanke eines ESTB-Signales an, um ein vollständiges Ansteu­ ersignal GD an das Gate 26 des IGBT 24 zu liefern. Wenn der IGBT 24 be­ ginnt, in Ansprechen auf das Ansteuersignal GD zu leiten, beginnt ein Spulenstrom I_C durch die Primärspule 30, durch den IGBT 24 und durch den R_S zu Masse zu fließen, wodurch eine "Erfassungsspannung" V_S über den Widerstand R_S hergestellt wird. Wenn der Spulenstrom I_C infolge der induktiven Beschaffenheit der Primärspule 30 ansteigt, steigt die Erfas­ sungsspannung V_S über R_S ebenfalls an, bis sie die Komparatorreferenz­ spannung VREF erreicht. An diesem Punkt schaltet der Komparator 36 den Zustand, und die entsprechende Änderung des Zustandes der Auslö­ sespannung V_TRIP bewirkt, daß die Ansteuerschaltung 20 die Ansteuer­ spannung GD abschaltet oder deaktiviert, um so den Fluß von Spulen­ strom I_C durch die Primärspule 30 und die Schaltvorrichtung 24 für Spu­ lenstrom zu sperren. Diese Unterbrechung des Flusses von Spulenstrom I_C durch die Primärspule 30 bewirkt, daß die Primärspule 30 einen Strom in einer Sekundärspule induziert, die damit gekoppelt ist (nicht gezeigt), wobei die Sekundärspule auf diesen induzierten Strom anspricht, um ei­ nen Lichtbogen über die Elektroden einer Zündkerze, die damit verbunden ist (in Fig. 1 nicht gezeigt), zu erzeugen.

Ein Nachteil eines Zündsystemes mit "Ramp and Fire" des in Fig. 1 ge­ zeigten Typs ist, daß bei niedrigen Fahrzeugbatteriespannungsbedingun­ gen (V_BATT) der Widerstand der Primärzündspule 30 die Fähigkeit begren­ zen kann, den maximalen Spulenstrom I_C zu erreichen. Der Widerstand der Primärspule 30 ist typischerweise eine Funktion der physikalischen Konstruktion der Spule 30 und ist auch eine Funktion der Temperatur, wobei der Widerstand der Spule 30 ansteigt, wenn die Temperatur an­ steigt. Bei bestimmten Betriebsbedingungen mit hoher Temperatur und niedriger Batteriespannung kann daher der Spulenstrom I_C nicht dazu in der Lage sein, auf den Pegel anzusteigen, bei dem die entsprechende Er­ fassungsspannung V_S die Komparatorreferenzspannung VREF erreicht. Im Betrieb kann unter derartigen Bedingungen der Spulenstrom I_C somit nur auf seinen widerstandbegrenzten Pegel mit V_S < VREF ansteigen und bleibt bei diesem Pegel, bis ein anderer Steuermechanismus das Strom­ zündwarteereignis beendet. Beispielsweise wird bei einigen bekannten Zündsystemen eine derartige Backup-Steuerung durch eine sogenannte Zeit-/Taktgeberschaltung für "Überwartezeit (over-dwell)" oder "Wartezeitsperre (dwell timeout)" bewirkt, die die Schaltvorrichtung für Spulenstrom (beispielsweise den IGBT 24) anweist, nach einer gewissen vorbestimmten Zeitperiode abzuschalten. Jedoch kann bei einigen Zünd­ systemen eine derartige Wartezeitverlängerung keine akzeptable Strategie für niedrige Spulenstrombedingungen darstellen, die V_S < VREF zur Folge haben.

Es besteht daher ein Bedarf nach einer verbesserten Kraftfahrzeugzünd­ steuerstrategie, die auf die vorhergehenden Nachteile bekannter Kraftfahr­ zeugzündsteuersysteme gerichtet ist.

Zusammenfassung der Erfindung

Die vorliegende Erfindung ist auf die vorhergehenden Mängel des Standes der Technik gerichtet. Gemäß eines Aspektes der vorliegenden Erfindung umfaßt eine Zündsteuerschaltung eine Komparatorschaltung, die einen ersten Eingang, der ein variables Eingangssignal aufnimmt, einen zweiten Eingang und einen Ausgang definiert, der ein Auslösesignal erzeugt, eine erste Schaltung, die einen ersten Strom als eine Funktion der Temperatur erzeugt, und eine zweite Schaltung, die einen zweiten Strom erzeugt, wo­ bei der zweite Strom eine Funktion der Batteriespannung unterhalb einer vordefinierten Batteriespannungsschwelle und ansonsten Null ist, und wobei die ersten und zweiten Ströme an dem zweiten Eingang der Kompa­ ratorschaltung kombiniert werden, um einen Referenzpegel zu definieren, bei dem das Auslösesignal den Zustand in Ansprechen auf das variable Eingangssignal ändert.

Gemäß eines anderen Aspektes der vorliegenden Erfindung umfaßt eine Zündsteuerschaltung eine Komparatorschaltung, die einen ersten Ein­ gang, der eine variable Eingangsspannung aufnimmt, einen zweiten Ein­ gang und einen Ausgang definiert, der ein Auslösesignal erzeugt, eine er­ ste Schaltung, die eine Referenzspannung an den zweiten Eingang des Komparators liefert, wobei die Referenzspannung eine Funktion der Tem­ peratur und der Batteriespannung ist und einen Referenzpegel definiert, bei dem das Auslösesignal den Zustand ändert, und eine zweite Schal­ tung, die auf ein Steuersignal anspricht, um die Referenzspannung auf einen vordefinierten Bruchteil derselben zu verringern.

Gemäß eines weiteren Aspektes der vorliegenden Erfindung umfaßt ein Verfahren zur Erzeugung einer Referenzspannung für eine Zündsteuer­ schaltung die Schritte, daß ein erster Strom als eine Funktion der Tempe­ ratur hergestellt wird, ein zweiter Strom hergestellt wird, wobei der zweite Strom eine Funktion der Batteriespannung unterhalb einer Batteriespan­ nungsschwelle und ansonsten Null ist, die ersten und zweiten Ströme kombiniert werden und eine Referenzspannung davon erzeugt wird, und eine variable Eingangsspannung mit der Referenzspannung verglichen wird und ein darauf basierendes Auslesesignal erzeugt wird.

Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein verbessertes Zünd­ steuersystem für Kraftfahrzeuge durch Implementierung einer Zündsteu­ erschaltung zu schaffen, die eine Auslösepegelreferenz für den Spulen­ strom als eine Funktion der Temperatur und Batteriespannung definiert.

Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine derartige Schaltung zu schaffen, der ferner die Auslösepegelreferenz für den Spu­ lenstrom als eine Funktion der Motordrehzahl definiert.

Diese und andere Aufgaben der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen offensichtli­ cher.

Zeichnungskurzbeschreibung

Die vorliegende Erfindung wird nun beispielhaft unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben, in welchen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung eines Zündsteuersystems für Kraftfahrzeuge nach dem Stand der Technik ist;

Fig. 2 eine schematische Darstellung einer bevorzugten Ausfüh­ rungsform eines Zündsteuersystems für Kraftfahrzeuge ge­ mäß der vorliegenden Erfindung ist.

Fig. 3 ein Diagramm eines Auslösepegels für den Spulenstrom ge­ gen die Batteriespannung (V_BATT) für eine Anzahl von Be­ triebstemperaturen ist, das eine Temperatur- und Batterie­ spannungsabhängigkeit des Auslösepegels für den Spulen­ strom zeigt;

Fig. 4 ein vereinfachtes schematisches Schema einer bevorzugten Ausführungsform der Auslösespannungsschaltung von Fig. 2 gemäß der vorliegenden Erfindung ist;

Fig. 5 ein schematisches Schema auf Bauelementebene ist, das eine bevorzugte Ausführungsform der Auslösespannungs­ schaltung der Fig. 2 und 4 zeigt; und

Fig. 6 ein schematisches Schema auf Bauelementebene ist, das eine bevorzugte Ausführungsform einer Stromerzeugungs­ schaltung zum Gebrauch mit der Auslösespannungsschal­ tung von Fig. 5 zeigt.

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen

In Fig. 2 ist eine bevorzugte Ausführungsform eines Zündsteuersystems 50 für ein Kraftfahrzeug gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt. Sy­ stem 50 ist in vielerlei Hinsicht ähnlich zu System 10, das in Fig. 1 gezeigt ist, und die gleiche Struktur ist daher mit den gleichen Bezugszeichen be­ zeichnet. Beispielsweise umfaßt System 50 eine Steuerschaltung 16, die ein Signal für elektronische Zündzeitpunktverstellung (EST-Signal) zur Steuerung von Zünd-/Funkenereignissen erzeugt. Die Steuerschaltung 16 ist vorzugsweise eine auf einem Mikroprozessor basierende Steuer­ schaltung mit zumindest einem Speicher und einer Anzahl von Eingangs- /Ausgangsanschlüssen, und ist bei einer Ausführungsform ein soge­ nanntes Motorsteuermodul (oder elektronisches Steuermodul) (ECM), wie dieser Begriff in der Technik bekannt ist. Alternativ dazu kann die Steuer­ schaltung 16 eine beliebige bekannte Schaltung sein, die dazu in der Lage ist, ein EST-Steuersignal gemäß einer gewünschten Zündsteuerstrategie zu bilden. Ähnlich System 10 umfaßt System 50 auch eine Schaltvor­ richtung 24 für Spulenstrom, die bei einer Ausführungsform ein Bipolar­ transistor mit isoliertem Gate (IGBT) ist, wie in Fig. 2 gezeigt ist, kann aber alternativ dazu eine andere Energieschaltvorrichtung bekannter Kon­ struktion sein, wie beispielsweise ein Leistungs-Metall-Oxid-Halbleiter- Feldeffekttransistor (MOSFET), einer oder mehrere Bipolartransistoren (beispielsweise einzelner Transistor oder Darlington-Konfiguration), eines oder mehrere Relais oder dergleichen. In jedem Fall ist das System 50 nachfolgend mit einem IGBT 24 mit einem Gate 22, einem Kollektor 28 und einem Emitter 32 beschrieben, wobei zu verstehen sei, daß die Vor­ richtung 24 alternativ dazu die Form anderer bekannter Energieschaltvor­ richtungen annehmen kann, wie beispielsweise denjenigen, die bei dem vorstehenden Beispiel beschrieben sind. System 50 umfaßt ähnlich zu Sy­ stem 10 ferner eine Primärspule 30 einer Kraftfahrzeugzündspule, die ein Ende, das mit einer Quelle einer Batteriespannung V_BATT verbunden ist, und ein entgegengesetztes Ende aufweist, das mit dem Kollektor 28 des IGBT 24 verbunden ist. Der Emitter 32 des IGBT 24 ist mit einem Ende eines Erfassungswiderstandes R_S verbunden, dessen entgegengesetztes Ende mit einem Massepotential verbunden ist.

Das System 50 umfaßt auch eine Zündsteuerschaltung 50, die in vielerlei Hinsicht ähnlich der Zündsteuerschaltung 12 in Fig. 1 ist, wobei daher gleiche Bezugszeichen dazu verwendet wurden, gleiche Schaltungsblöcke zu bezeichnen. Beispielsweise umfaßt Schaltung 52 ähnlich Schaltung 12 eine EST-Pufferschaltung 14 mit bekannter Konstruktion, die das EST- Signal von der Steuerschaltung 16 aufnimmt und ein gepuffertes EST- Signal ESTBF entsprechend dazu erzeugt. Auch umfaßt Schaltung 52 ähnlich Schaltung 12 eine Ansteuerschaltung 20 bekannter Konstruktion, die das ESTB-Signal von Schaltung 14 aufnimmt und ein Ansteuersignal GD entsprechend dazu erzeugt, wobei das Ansteuersignal GD über Signalweg 26 an das Gate 22 des IGBT 24 geliefert wird.

Im Gegensatz zu Schaltung 12 von Fig. 1 umfaßt Schaltung 52 eine Mo­ tordrehzahllogikschaltung 56, die das ESTB-Signal von der EST- Pufferschaltung 14 aufnimmt und ein Drehzahlmodussignal SPD erzeugt, das ein Motordrehzahlniveau angibt. Alternativ dazu kann, wie in Fig. 2 gestrichelt gezeigt ist, die Steuerschaltung 16 dazu dienen, das SPD- Signal entweder als eine Funktion des EST-Signales oder als eine Funkti­ on eines Motordrehzahlsignales vorzusehen, das typischerweise über ei­ nen Motorrotationssensor (nicht gezeigt) an diese geliefert wird. In jedem Fall ist die Schaltung, die das Drehzahlmodussignal SPD vorsieht, bei ei­ ner Ausführungsform derart ausgebildet, um das SPD als einen logischen Low-Pegel zu erzeugen, wenn die Motordrehzahl, die durch das ESTB- Signal angegeben ist, unter einer vordefinierten Motordrehzahlschwelle liegt, und als einen logischen High-Pegel zu erzeugen, wenn die Motor­ drehzahl bei oder über dem vordefinierten Motordrehzahlniveau liegt. Al­ ternativ dazu kann die Schaltung derart ausgebildet sein, um ein logi­ sches High-Pegelsignal zu erzeugen, wenn die Motordrehzahl unterhalb der vordefinierten Motordrehzahl liegt, und ein logisches Low-Pegelsignal zu erzeugen, wenn die Motordrehzahl bei oder oberhalb des vordefinierten Motordrehzahlniveaus liegt. In jedem Fall dient Schaltung 56 oder 16 vor­ zugsweise dazu, das SPD in einen ersten logischen Zustand zu bringen, wenn ESTB einer Motordrehzahl unterhalb eines vordefinierten Motor­ drehzahlniveaus entspricht, und SPD in einen zweiten entgegengesetzten logischen Zustand zu bringen, wenn ESTB einer Motordrehzahl bei oder oberhalb des vordefinierten Motordrehzahlniveaus entspricht, wobei Schaltung 56 oder einen ähnlichen Schaltkreis innerhalb Schaltung 16 eine bekannte Konstruktion aufweist, und/oder wobei die Konstruktion einer derartigen Logikschaltung Fachleuten gut bekannt ist. Die Schal­ tung 52 umfaßt ferner eine Auslösespannungsschaltung 54, die das SPD- Signal von Schaltung 56 (oder Schaltung 16), das Erfassungsspannungs­ signal V_S über Signalweg 38 entsprechend der Spannung über den Erfas­ sungswiderstand R_S und eine Batteriespannung V_BATT über Signalweg 55 aufnimmt, wobei die Auslösespannungsschaltung 54 derart ausgebildet ist, um eine Auslösespannung V_TRIP an die Ansteuerschaltung 20 zu lie­ fern.

Der Betrieb des Systems 50 und der Zündsteuerschaltung 52 ist in vie­ lerlei Hinsicht identisch zu dem Betrieb des Systems 10 und der Zünd­ steuerschaltung 12 von Fig. 2. Beispielsweise spricht die EST-Puffer­ schaltung 14 auf das EST-Signal an, um ein gepuffertes EST-Signal ESTB an die Ansteuerschaltung 20 zu liefern, die ihrerseits darauf anspricht, um ein Ansteuersignal GD an das Gate 22 eines IGBT 24 zu liefern, um dadurch den IGBT 24 anzuschalten und das Leiten eines Spulenstromes I_C durch diesen hindurch von der Batteriespannung V_BATT durch die Pri­ märspule 30 und durch den Erfassungswiderstand R_S an das Massepo­ tential zu beginnen. Die Erfassungsspannung V_S erhöht sich infolge des Anstiegs des Spulenstromes I_L durch die Primärspule 30, und, wenn V_S eine Referenzspannung innerhalb der Auslösespannungsschaltung 54 er­ reicht, wechselt V_TRIP den Zustand. Wenn V_TRIP den Zustand wechselt, be­ wirkt dies, daß die Ansteuerschaltung 20 die Ansteuerspannung GD ab­ schaltet oder deaktiviert, um so den Fluß von Spulenstrom I_C durch die Primärspule 30 und die Schaltvorrichtung 24 für den Spulenstrom zu sperren. Diese Unterbrechung des Flusses an Spulenstrom I_C durch die Primärspule 30 bewirkt, daß die Primärspule 30 einen Strom in einer Se­ kundärspule induziert, die damit gekoppelt ist (nicht gezeigt), wobei die Sekundärspule auf diesen induzierten Strom anspricht, um einen Licht­ bogen über die Elektroden einer damit verbundenen Zündkerze (nicht ge­ zeigt) zu erzeugen. Im Gegensatz zu dem Komparator 36 der Zündsteuer­ schaltung 12 ist jedoch die Auslösespannungsschaltung 54 der Zündsteu­ erschaltung 52 derart konfiguriert, daß das Auslösespannungssignal V_TRIP eine Funktion einer Batteriespannung V_BATT, der Temperatur und eines Motordrehzahlniveaus ist. Die Funktionsbeziehung zwischen V_TRIP und der Kombination von Batteriespannung und Temperatur ist gemäß der vorlie­ genden Erfindung so definiert, daß die Auslösespannung V_TRIP Änderun­ gen des Spulenstromes I_C infolge von Änderungen der Batteriespannung V_BATT und der Temperatur folgt. Vorausgesetzt, daß unter Betriebsbedin­ gungen mit fast leerer Batterie/hoher Temperatur eine grundsätzliche Begrenzung der Energiemenge vorhanden ist, die in der Primärspule 30 gespeichert werden kann, stellt eine Beendigung der Stromladeperiode bei einem Spulenstrompegel, der niedriger als der "normale" Auslösepegel ist, keinen zusätzlichen Verlust an Systemleistungsfähigkeit dar. Zusätzlich ist, wenn andere Systemfunktionen eine Beendigung des Warteereignisses nach einer Zeitperiode erfordern, die nicht länger ist als die Zeit, die zum Laden der Primärspule 30 auf das maximal erreichbare Spulenstromni­ veau erforderlich ist, ein modifizierter Spulenstromauslösebetriebsmodus über ein auf Zeit basierendes Steuerverfahren erwünscht. Die Auslöse­ spannungsschaltung 54 der vorliegenden Erfindung ist so ausgebildet, um die Beendigung der Spulenstromladeperiode als eine Funktion der Batte­ riespannung und Temperatur ohne Erfordernis einer Zeitgeberschaltung vorzusehen. Zusätzlich ist infolge der Erwärmung der Zündspule, die bei hohen Motordrehzahlen auftreten kann, die Zündsteuerschaltung 52 der vorliegenden Erindung derart ausgebildet, um den Spulenstromauslöse­ pegel als eine Funktion der Motordrehzahl weiter zu verringern, um so die durchschnittliche Leistung zu verringern, die in der Zündspule verloren­ geht.

Die bestimmten Eigenschaften der batteriespannungs- und temperatur­ abhängigen Verhaltens der Auslösespannungsschaltung 54 werden allge­ mein durch die spezifischen Bau- und Betriebseigenschaften der Zünd­ spule bestimmt. Ein Beispiel von typischen Batteriespannungs- und Tem­ peraturanforderungen ist jedoch in Fig. 3 für eine bekannte Zündspulen­ ausführungsform gezeigt, obwohl zu verstehen sei, daß derartige Anforde­ rungen eine Modifikation zum Gebrauch mit anderen Zündspulenausfüh­ rungsformen erfordern können. Für Fachleute ist es offensichtlich, daß derartige Modifikationen bekannt sind, und daß alle derartigen Modifika­ tionen innerhalb des Schutzumfanges der vorliegenden Erfindung liegen.

In Fig. 3 ist ein Diagramm eines Spulenstromauslösepegels gegenüber der Batteriespannung bei drei verschiedenen Temperaturen für eine Zünd­ spule bekannter Konstruktion gezeigt. Kurve 60 entspricht einem Spulen­ stromauslösepegel gegenüber der Batteriespannung bei -40 Grad C, Kurve 62 entspricht einem Spulenstromauslösepegel gegenüber der Batterie­ spannung bei 60 Grad C und Kurve 64 entspricht einem Spulenstrom­ auslösepegel gegenüber der Batteriespannung bei 150 Grad C. Oberhalb einer bestimmten temperaturabhängigen Batteriespannungsschwelle BV_T, wie durch die gestrichelte Linie 66 gezeigt ist, ist der Spulenstromauslöse­ pegel mit der Batteriespannung konstant, variiert aber mit der Tempera­ tur. Somit ist bei Batteriespannungen von größer als BV_T, wobei BV_T eine Funktion der Temperatur ist, ein Spulenstromauslösepegel eine Funktion von nur der Temperatur, und die Schaltung 54 muß demgemäß so ausge­ bildet sein, um V_TRIP bei Batteriespannungen oberhalb BV_T zu verringern, um so der temperaturabhängigen Verringerung des Spulenstromauslöse­ pegels zu folgen. Bei Batteriespannungen unterhalb BV_T ist der Spulen­ stromauslösepegel nicht nur von der Temperatur, sondern auch von der Batteriespannung abhängig. Somit muß bei Batteriespannungen von klei­ ner als BV_T die Schaltung 54 so ausgebildet sein, um V_TRIP als eine Funk­ tion von sowohl der Temperatur als auch Batteriespannung zu verringern, um dadurch den Kurven 60-64 zu folgen. Die Batteriespannungsschwelle BV_T ist eine Funktion der Temperaturkoeffizienten des Widerstandes der Primärspule 30 und ist bei dem gezeigten Beispiel eine lineare Funktion der Temperatur.

Die Auslösespannungsschaltung 54 der vorliegenden Erfindung ist so ausgebildet, um eine Batteriespannung V_BATT und Temperatur zu überwa­ chen und eine Referenzspannung zu modifizieren, die dazu verwendet wird, um einen Stromauslöseschwellenpegel als eine Funktion von V_BATT und der Temperatur herzustellen, so daß die Auslösespannung V_TRIP, die durch Schaltung 54 erzeugt wird, der Spulenstromauslösepegelfunktion folgt, die in Fig. 3 gezeigt ist. In Fig. 4 ist ein vereinfachtes schematisches Diagramm gezeigt, das eine bevorzugte Ausführungsform der Spannungs­ auslöseschaltung 54 gemäß der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Schaltung 54 umfaßt erste und zweite Stromquellen I1 und I2, die zwi­ schen die Versorgungsspannung VCC und einen invertierenden Eingang eines Komparators 68 geschaltet sind, wobei ein nicht invertierender Ein­ gang des Komparators 68 die Erfassungsspannung V_S aufnimmt, die über den Erfassungswiderstand R_S entwickelt wird. Eine andere Stromquelle I5 ist zwischen VCC und einen Kollektor eines NPN-Transistors Q18 ge­ schaltet, und eine noch weitere Stromquelle I4 ist zwischen den Kollektor von Q18 und das Massepotential geschaltet, so daß ein Strom I3, der durch den Kollektor von Q18 fließt, durch den zusammengesetzten Strom I5-I4 definiert ist. Es sei angemerkt, daß, während Stromquellen I1, I2 und I5 auf VCC bezogen sind, die Stromquelle I4 auf die Batteriespannung V_BATT bezogen ist. Der Kollektor von Q18 ist mit seiner Basis und einer Basis eines NPN-Transistors Q19 verbunden, wobei die Emitter von Q18 und Q19 mit Massepotential verbunden sind. Bei dieser Konfiguration bil­ den Q18 und Q19 einen Stromspiegel, so daß der Strom I3, der durch den Kollektor von Q18 fließt, auch durch den Kollektor von Q19 fließt, der mit dem invertierenden Eingang des Komparators 68 verbunden ist. Ein Wi­ derstand R_TRIP ist zwischen den invertierenden Eingang des Komparators 68 und das Massepotential geschaltet, so daß eine Referenzspannung V_TH durch den zusammengesetzten Strom I6 = I1 + I2 - I3 definiert wird, der hindurch strömt. Der Ausgang des Komparators 68 liefert die Auslöse­ spannung V_TRIP.

Die Stromquelle I1 ist derart ausgebildet, um einen sogenannten "Delta- Vbe"-Strom zu liefern, der durch die Beziehung I1 = (Vt.ln(N))/RDVBE de­ finiert ist, wobei Vt eine thermische Spannung ist, N ein Verhältnis von Emitterflächen von NPN-Transistoren ist, die dazu verwendet werden, den Delta-Vbe-Strom zu entwickeln, und RDVBE ein Widerstand ist, der so bemessen ist, um die Größe des Stromes I1 herzustellen. Die thermische Spannung Vt ist durch die gut bekannte Gleichung (k.T)/q gegeben, wobei "k" die Boltzmann-Konstante ist, "T" eine Temperatur in Grad Kelvin ist und "q" die elektronische Ladung ist. Der Strom I1 weist somit einen posi­ tiven Temperaturkoeffizienten (T.C.) auf.

Der Strom I2 wird durch Anlegen der Basis-Emitter-Spannung (Vbe) eines NPN-Transistors über einen Siliziumdiffusionswiderstand entwickelt. Die NPN-Vbe weist einen negativen T.C. auf, und ein typischer Siliziumdiffusi­ onswiderstand weist einen geringfügig positiven T.C. auf. Der resultieren­ de Strom I2 durch den Siliziumdiffusionswiderstand weist somit einen ne­ gativen T.C. auf.

Der Strom I5 wird als ein Verhältnis von I1 entwickelt und weist daher ei­ nen positiven T.C. auf. Der Strom I4 wird durch Abziehen von Strom von der Batteriespannungsleitung V_BATT entwickelt, so daß I4 direkt von V_BATT abhängig und in einem geringerem Ausmaß von der Temperatur von I5 abhängig ist. Der Strom I3 ist durch I3 = I5 - I4 definiert, und der Strom I6, der durch R_TRIP fließt, um V_TH an dem invertierenden Eingang des Komparators 68 herzustellen, ist definiert durch I6 = I1 + I2 - I3.

Für einen Betrieb bei Batteriespannungen oberhalb BV_T (siehe Fig. 3) ist der Spulenstromauslösepegel konstant mit der Batteriespannung, und die Schwellenspannung V_TH braucht daher nur temperaturabhängig zu sein. Eine Kombination des positiven T.C. von Strom I1 mit dem negativen T.C. von Strom I2 in einem geeigneten Verhältnis erlaubt eine Abstimmung des Temperaturkoeffizienten der Referenzspannung V_TH mit dem Temperatur­ koeffizienten des Auslösepegels für den Spulenstrom oberhalb BV_T. Da für V_TH oberhalb BV_T keine Batteriespannungsabhängigkeit erforderlich ist, muß der Strom I3 Null sein, so daß I6 = I1 + I2. Die Stromquellen I4 und I5 sind demgemäß so ausgebildet, daß für Batteriespannungen V_BATT von größer als BV_T I4 größer I5 ist, so daß der Strom I4 den gesamten verfüg­ baren Strom von dem Kollektor von Q18 wegzieht. Wenn kein positiver Strom zur Ansteuerung des Stromspiegels verfügbar ist, der aus Q18 und Q19 besteht, fließt kein Strom in den Kollektor von Q19, und der Strom I6 ist demgemäß gleich der Summe der Ströme I1 und I2.

Für Batteriespannungen V_BATT unterhalb BV_T ist der Strom I4 kleiner als I5, und der zusammengesetzte Strom I3 ist daher von Null verschieden. In diesem Fall spiegelt der Transistor Q18 den von Null verschiedenen Strom I3 an den Kollektor von Q19, so daß der Strom I6 und daher die Referenz­ spannung V_TH dadurch verringert wird. Der T.C. von V_TH in diesem Be­ triebsbereich ist durch die Temperaturkoeffizienten der Ströme I1, I2, I4 und I5 definiert.

In den Fig. 5 und 6 ist eine bevorzugte Ausführungsform der Auslöse­ spannungsschaltung 54 und der entsprechenden Stromerzeugungs­ schaltung 70 gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt. In der Darstel­ lung der Schaltung der Fig. 5 und 6 ist jeder gezeigte Transistor, der eine ganze Zahl in Verbindung mit seinem Emitter aufweist, so zu verstehen, daß eine Emitterfläche definiert wird, die um die angegebene ganzzahlige Zahl größer als eine "Standard"-Emitterfläche ist. Ähnlicherweise ist jeder gezeigte Transistor, der keine ganze Zahl in Verbindung mit seinem Emit­ ter aufweist, so zu verstehen, daß eine "Standard"-Emitterfläche definiert ist. Die Schaltungen 54 und 70 der Fig. 5 und 6 sind vorzugsweise kom­ biniert, um eine integrierte Schaltung zu bilden, die vorzugsweise gemäß eines bekannten Siliziumherstellprozesses gebildet wird, obwohl die vor­ liegende Erfindung auch die Ausbildung dieser Schaltungen 54 und 70 als eine oder mehrere Nebenschaltungen aus diskreten Komponenten, inte­ grierte Siliziumschaltungen und/oder integrierte Schaltungen umfaßt, die aus anderen bekannten Halbleitermaterialien gebildet sind.

Das Einrichten geeigneter Temperaturkoeffizienten für jede der vier Stromquellen I1, I2, I4 und I5 ist entscheidend, um die endgültige Ge­ samttemperaturcharakteristik der Schwellenspannung V_TH zu erreichen, und Einzelheiten dieses Einrichtens der Anforderungen für den Spulen­ stromauslösepegel, die in Fig. 3 gezeigt sind, sind unter Bezugnahme auf Fig. 5 beschrieben. Es sei jedoch zu verstehen, daß Modifikationen der Anforderungen für den Spulenstromauslösepegel entsprechende Modifi­ kationen der Temperaturkoeffizienten einer oder mehrerer der Stromquel­ len I1, I2, I4 und I5 erfordern, und daß derartige entsprechende Modifika­ tionen aus den hier beschriebenen Konzepten offensichtlich sind und in den Schutzumfang der vorliegenden Erfindung fallen.

Der Strom I1 ist eine maßstäbliche (scaled) Darstellung eines "Delta-Vbe"- Stromes, wie oben beschrieben wurde, wobei der Delta-Vbe-Strom durch die Schaltung 70 entwickelt wird, die in Fig. 6 gezeigt ist. Die Schaltung 70 stellt einen bekannten Delta-Vbe-Strom-Generator dar, der einen Del­ ta-Vbe-Strom IREF mit einem geringfügig positiven Temperaturkoeffizien­ ten an dem Schaltungsknoten entwickelt, der mit IREF bezeichnet ist. Der Schaltungsknoten, der in Fig. 5 mit IREF bezeichnet ist, empfängt den Strom IREF und bringt einen Bruchteil dieses Stromes auf die Transisto­ ren Q21 und Q23 über den 1/4-Kollektor von Transistor Q20 auf. Die Transistoren Q21, Q23 und Q25 definieren einen NPN-Stromspiegel, der den 1/4-IREF-Strom weiter maßstäblich ändert (scale), der auf den Kol­ lektor von Q21 (über Verhältnisse von Transistoremitterflächen) aufge­ bracht wird, um dadurch die erwünschte Größe des resultierenden Stro­ mes I1 an dem Kollektor von Q25 herzustellen.

Der Strom I2 wird durch Anlegen der Basis-Emitter-Spannung von Q21 über einen Siliziumdiffusionswiderstand R12 entwickelt, wodurch der Emitterstrom von Q23 hergestellt wird. I2 weist einen negativen Tempe­ raturkoeffizienten infolge einer Kombination des negativen T.C. der Vbe des NPN-Transistors Q25 und des geringfügig positiven T.C. des Wider­ standes R12 auf. Die Ströme I1 und I2 werden an dem Schaltungsknoten summiert, der die Kollektoren von Q23 und Q25 definiert, und diese Summe wird auf den Schaltungsknoten durch den Kollektor von Q27 über den durch Transistoren Q22 und Q24 definierten Stromspiegel aufge­ bracht.

Der batteriespannungsabhängige Strom I4 wird durch die Reihenkombi­ nation von Widerstand RB und als Dioden verbundenen Transistoren Q1-Q5 hergestellt, wobei der Strom I_B durch diesen Strang definiert ist durch die Gleichung I_B = (V_BATT - 5.Vbe)/RB. Der durch Q1-Q5 gebildete Di­ odenstrang dient zwei Zwecken. Zunächst versetzt der negative T.C. des Stranges den geringfügig positiven T.C. des Siliziumdiffusionswiderstan­ des RB, um dadurch dessen Temperaturwirkungen auf I4 zu minimieren. Zweitens stellt die Spannung über den Diodenstrang Q1-Q5 eine von Null verschiedene Batteriespannung V_BATT her, bei der der Strom I4 Null wird. Diese beiden Merkmale werden dazu verwendet, die charakteristi­ schen Steigungen und Kippunkte (d. h. BV_T) der Niederbatteriespan­ nungsbereiche der Kurven 60-64 für den Spulenstromauslösepegel her­ zustellen, wie in Fig. 3 gezeigt ist. Der Strom I_B wird durch Transistoren Q5 bis Q6 gespiegelt und maßstäblich geändert (scaled), um den Strom I4 zu bilden, der von dem Schaltungsknoten abgezogen wird, der durch den Kollektor von Q15 definiert ist. Das Emitterverhältnis von Q5 zu Q6 er­ laubt vorteilhafterweise eine Verringerung des Wertes von RB, wodurch die Fläche minimiert wird, die für diese Vorrichtung in einer integrierten Siliziumschaltung erforderlich ist.

Der Strom I5 wird durch Anlegen der Spannung VBG1 über den Silizium­ diffusionswiderstand R5 hergestellt, wobei die Spannung VBG1 durch die Spannung VBG0 definiert ist, die über den als Diode verbundenen Transi­ stor Q9 und den Siliziumdiffusionswiderstand R2 hergestellt wird. Die Spannung VBG0 ist das Ergebnis des Aufbringens des Stromes IREF durch die Reihenschaltung von Q7, Q8, Q9 und R2. Die Größe von R2 de­ finiert die Temperaturabhängigkeit von I5 durch Ausbildung einer Bezie­ hung zwischen dem positiven T.C. von R2 und dem negativen T.C. der Vbe von Q9. Eine geeignete Auswahl von Emitterflächen für Q8 und Q11 wie auch der Größe von R5 stellt im wesentlichen identische Stromdichten in den Transistoren Q8 und Q11 her, so daß die Vbe von Q8 demgemäß im wesentlichen identisch zu der Vbe von Q11 ist. Die Abstimmung der Stromdichten der Transistoren Q8 und Q11 garantiert, daß die Vbe von Q8 einen Temperaturkoeffizienten aufweist, der im wesentlichen identisch zu dem Temperaturkoeffizienten der Vbe von Q11 ist und auch die Span­ nung VBG1 dazu bringt, daß sie im wesentlichen identisch zu VBG0 ist. Ohne die Gleichheit der Temperaturkoeffizienten von Q8 und Q11 würden relative Verschiebungen der Vbe-Spannung mit der Temperatur uner­ wünschte Abweichungen der VBG1 erzeugen. Die VBG1 stellt den Strom I5 durch R5 her, der durch Transistoren Q10 und Q14 an den Schal­ tungsknoten gespiegelt wird, der durch den Kollektor von Q15 definiert ist.

Der Strom I3, der als die Differenz zwischen den Strömen I5 und I4 defi­ niert ist, wird in den Emitter von Transistor Q15 geführt, der eine Basis aufweist, die mit zwei seiner vier Kollektoren verbunden ist. Diese Konfi­ guration hat zur Folge, daß der Strom I3 gleichermaßen zwischen den bei­ den Paaren von Kollektoren verteilt wird, wobei eine Hälfte dieses Stromes daher an den Stromspiegel, der aus Transistoren Q18 und Q19 (siehe auch Fig. 4) besteht, über in Reihe geschaltete Dioden Q16 und Q17 ge­ lenkt wird. Die verbleibende Hälfte von I3 wird an den Kollektor von Q18 über Transistor Q13 geliefert. Diese Anordnung einer geteilten Konfigura­ tion ist erforderlich, um eine Implementierung des Motordrehzahlmerk­ males (durch das Signal SPD vorgesehen) zu ermöglichen, das die Refe­ renzspannung V_TH bei hohen Motordrehzahlen modifiziert. Der SPD- Eingang steuert dieses Merkmal durch Anschalten der Transistoren Q12 und Q30, wenn SPD in einem logischen High-Zustand ist. Bei einer bevor­ zugten Ausführungsform sind die Transistoren Q15 und Q24 derart aus­ gebildet, daß, wenn die Transistoren Q12 und Q30 angeschaltet sind, eine Hälfte des Stromes I3 von dem Transistor Q15 und eine Hälfte des zu­ sammengesetzten Stromes I1 + I2 von dem Transistor Q24 gezogen wird, wodurch die Referenzspannung auf eine Hälfte des Wertes verringert wird, der vorhanden ist, wenn sich SPD in einem logischen Low-Zustand befin­ det. Genauer zieht der Transistor Q12, wenn er durch ein SPD-Signal mit logischem High-Zustand angeschaltet ist, eine Hälfte des Q15-Emitterstro­ mes dadurch zu Masse, daß die Basis und der Kollektor von Q13 in die Nähe des Massepotentials gezogen werden. In diesem Modus wird die Emitter-Basis-Verbindung von Q13 umgekehrt vorgespannt, was verhin­ dert, daß ein weiterer Strom von den beiden Kollektoren, die mit dem Kol­ lektor und der Basis von Q13 verbunden sind, den Kollektor von Q18 er­ reicht. Die als Dioden geschalteten Transistoren Q16 und Q17 dienen da­ zu, die Betriebsspannung von Q15 zu erhöhen, um eine richtige Vorwärts­ vorspannung von Q13 zu garantieren, wenn Q12 aus ist. Ähnlicherweise und unabhängig von dem vorhergehenden Betrieb von Q12, Q13 und Q15 dient Transistor Q30 dazu, eine Hälfte des Emitterstromes von Q24 zu Masse zu ziehen, wenn er durch ein aktives SPD-Signal angeschaltet ist, und zwar dadurch, daß die Basis und der Kollektor von Q26 in die Nähe des Massepotentials gezogen werden. Der verbleibende Strom von Q24 er­ reicht R_TRIP über zwei Wege. Der erste Weg ist direkt durch die als Dioden geschalteten Transistoren Q12 und Q28, und der zweite Weg verläuft zu­ nächst durch den als Diode geschalteten Transistor Q29 und anschlie­ ßend durch Q27 und Q28. Der zweite Weg durch Transistor Q29 ist vorge­ sehen, um eine Verringerung des Stromes I6 zum Zwecke der Bildung ei­ ner Schalthysterese in der Spulenstromauslösesteuerstrategie zu ermögli­ chen. Wenn der Ausgang des Auslösekomparators 68, der aus Transisto­ ren Q32-Q38 besteht, nach high schaltet, wird Transistor Q31 ange­ schaltet, wodurch ein Viertel des Ausgangsstromes von Q24 zu Masse ge­ zogen wird und V_TH entsprechend um eine Größe verringert wird, die aus­ reichend ist, um eine angemessene Hysterese in der Spulenstromauslöse­ steuerstrategie zu bilden. Wenn Q31 an ist, wird Q29 umgekehrt vorge­ spannt, um eine Beseitigung von 1/4 des Ausgangsstromes von Q24 ohne Änderung der anderen Kombination von Strömen zu ermöglichen, die an dem Schaltungsknoten gebildet werden, der durch den Kollektor von Q27 definiert ist.

Alternativ dazu kann der Transistor Q15 eine gewünschte Anzahl von Kollektoren umfassen, die mit Transistoren Q16 und Q12 und Q24 ver­ bunden sind, und kann ähnlicherweise eine gewünschte Anzahl von Kol­ lektoren umfassen, die mit Transistoren Q19 und Q30 verbunden sind, um dadurch einen entsprechenden gewünschten Bruchteil der Referenz­ spannung V_TH herzustellen, wenn SPD in einem logischen High-Zustand ist. In jedem Fall sollten gleiche Mengen des zusammengesetzten Stromes I1 + I2 und des Stromes I3 von dem endgültigen Strom I6 subtrahiert werden, um dadurch eine gewünschte Verringerung der Referenzspan­ nung V_TH ohne Beeinflussung des Temperaturkoeffizienten oder der Batte­ riespannungsabhängigkeit derselben zu bilden. Wie oben unter Bezug­ nahme auf Fig. 2 beschrieben ist, wird der vorhergehende Drehzahlbe­ triebsmodus vorzugsweise bei Motordrehzahlen oberhalb einer Schwel­ lenmotordrehzahl angefordert, um dadurch den Auslösespannungspegel V_TRIP zu verringern und entsprechend die Erwärmung der Zündspule bei hohen Motordrehzahlen zu verringern.

In jedem Fall ist der Strom I6, der an dem Schaltungsknoten hergestellt wird, der durch den Kollektor von Q27 definiert ist, die Summe von I1 und I2 abzüglich Strom I3. Dieser resultierende Strom wird auf R_TRIP über Q27 und Q28 aufgebracht, wodurch über diesen die Referenzspannung V_TH hergestellt wird. Die Spannung V_TH wird an die Basis von Q33 angelegt, die dem invertierenden Knoten des Komparators 68 entspricht, und die Erfassungsspannung V_S (siehe Fig. 2) wird an die Basis von Q36 angelegt, die dem nicht invertierenden Eingang des Komparators 68 entspricht. Wenn die Erfassungsspannung V_S V_TH überschreitet, schaltet der Kompa­ rator 68 nach high, wodurch ein V_TRIP-Signal mit logischem High-Pegel er­ zeugt wird, das zur Steuerung der Ansteuerschaltung 20 verwendet wird, wie oben beschrieben ist.

Aus dem Vorhergehenden wird offensichtlich, daß die Spannungsauslöse­ schaltung 54 der vorliegenden Erindung ein batteriespannungs- und temperaturabhängiges Signal zur Steuerung der Ladezeit einer Kraftfahr­ zeugzündspule vorsieht. Gemäß eines Satzes von batteriespannungs- und temperaturabhängigen Spulenstromschaltanforderungen, die hier gezeigt sind, sollte der Spulenstromauslösepegel bei höheren Batteriespannungen nur eine Temperaturabhängigkeit aufweisen. Diese Temperaturabhängig­ keit wird durch die relativen Größen der Ströme von I1 und I2 mit positi­ ven und negativen T.C. eingerichtet, wobei Berechnungen, die zur Her­ stellung derartiger Größen erforderlich sind, bekannt sind. Bei Batterie­ spannungszuständen mit High-Pegel ist I4 größer als I5, und der zusam­ mengesetzte Strom I3 ist daher Null, so daß V_TH von der Batteriespannung V_BATT nicht abhängig ist. Wenn die Batteriespannung abnimmt, wird I5 größer als I4, was zur Folge hat, daß die Referenzspannung V_TH entspre­ chend verringert wird. Diese Verringerung ist batteriespannungsabhängig und kann abhängig von der Wahl des Aufbaus von R_TRIP auch temperatur­ abhängig sein. Wenn R_TRIP ein relativ temperaturunabhängiger Widerstand ist (beispielsweise ein einzelner Widerstand außerhalb einer integrierten Schaltung, die Schaltung 54 umfaßt), besitzt die Verringerung von V_TH infolge der Verringerung der Batteriespannung dieselbe Temperaturab­ hängigkeit, wodurch konvergierende Spulenstromauslösepegel mit sich ändernder Batteriespannung vorgesehen werden, wie in Fig. 3 gezeigt ist.

Jedoch ist, wenn R_TRIP ein Siliziumdiffusionswiderstand des Typs ist, der an beliebiger Stelle in der Schaltung 54 verwendet ist, die Schaltung 54 unempfindlich gegenüber Änderungen des Siliziumwiderstandsprozesses (silicon resistor process variations). Dies ist darauf zurückzuführen, daß alle Ströme innerhalb der Schaltung 54 proportional mit dem sich än­ dernden Widerstandsprozeß/-betriebsablauf maßstäblich geändert (scaled) werden, wodurch jegliche durch den Prozeß bewirkten Änderun­ gen beseitigt werden. Dieses verhältnismäßige Verhalten ist bei einigen Implementierungen erwünscht, da es jeglichen Bedarf zur Einstellung oder "Feinanpassung" der Schaltung beseitigt, um Abweichungen zu be­ seitigen, die durch Siliziumverarbeitungsänderungen erzeugt werden. Eine derartige Nachführung der Innenwiderstände erlaubt, daß das Verhalten der Schaltung 54 so eingerichtet werden kann, daß im Gegensatz zu den Kippspannungen (z. B. BV_T) die Temperaturabhängigkeit von V_TH bei nied­ rigeren Batteriespannungen so definiert werden kann, daß sie dieselbe proportionale Verringerung des Auslösepegels mit der Temperatur auf­ weist, wie für die höheren Batteriespannungen definiert ist. Dieser Typ von Einrichtung wäre bei Anwendungen ideal, bei denen die Kurven der Spulenstromauslösepegel von Fig. 1 bei Spannungen unterhalb BV_T par­ allel sind.

Während die Erfindung detailliert unter Bezugnahme auf die Figuren be­ schrieben worden ist, sei zu verstehen, daß nur bevorzugte Ausführungs­ formen gezeigt und beschrieben worden sind, und daß alle Änderungen und Modifikationen, die in dem Schutzumfang der Erfindung liegen, ge­ schützt sind. Beispielsweise sei zu verstehen, daß Berechnungen, die er­ forderlich sind, um die erforderlichen Temperaturkoeffizienten und/oder Batteriespannungsabhängigkeiten für die Ströme herzustellen, um die es sich bei Schaltung 54 handelt, eine Kenntnis der Widerstandseigenschaf­ ten der bestimmten Zündspule erfordert, die implementiert werden soll, wie auch eine Kenntnis der Temperatureigenschaften der integrierten Sili­ ziumschaltung erfordert, die verwendet wird, um die Schaltung 54 aufzu­ bauen. Derartige Berechnungen, die erforderlich sind, um die erforderli­ chen Ströme herzustellen, sind bekannt.

Zusammengefaßt umfaßt ein Zündsystem für ein Kraftfahrzeug eine Steu­ erschaltung, die dazu dient, eine Schaltvorrichtung für Spulenstrom an­ zusteuern, die zwischen eine Zündspule, die auf eine Batteriespannung bezogen ist, und einen Erfassungswiderstand geschaltet ist, der auf Mas­ sepotential bezogen ist. Die Steuerschaltung umfaßt eine Ansteuerschal­ tung und eine Spannungsauslöseschaltung, die eine Referenzspannung zum Vergleich mit einer Erfassungsspannung definiert, die über den Er­ fassungswiderstand infolge eines Anstiegs des Spulenstromes durch die Zündspule entwickelt wird. Wenn die Erfassungsspannung auf die Refe­ renzspannung ansteigt, erzeugt die Spannungsauslöseschaltung ein Aus­ lösespannungssignal, auf welches die Ansteuerschaltung anspricht, um die Schaltvorrichtung für Spulenstrom zu deaktivieren. Die Spannungs­ auslöseschaltung ist derart ausgebildet, daß die Referenzspannung tem­ peratur- und batteriespannungs- und optional motordrehzahlabhängig ist. Das Auslösespannungssignal besitzt somit dieselbe Abhängigkeit, so daß eine Zündspulenladezeit unter Bedingungen variierender Temperatur, Batteriespannung und wahlweise Motordrehzahl optimal gesteuert werden kann.

Claims (20)

1. Zündsteuerschaltung (54) mit:
einer Komparatorschaltung (58), die einen ersten Eingang, der ein variables Eingangssignal (V_S) aufnimmt, einen zweiten Eingang und einen Ausgang aufweist, der ein Auslösesignal (V_TRIP) erzeugt;
einer ersten Schaltung (I1, I2), die einen ersten Strom (I1 + I2) als eine Funktion der Temperatur erzeugt; und
einer zweiten Schaltung (I4, I5, Q18, Q19), die einen zweiten Strom (I3) erzeugt, wobei der zweite Strom (I3) eine Funktion der Batteriespannung (V_BATT) unterhalb einer vordefinierten Batterie­ spannungsschwelle (BV_T) und ansonsten Null ist, wobei die ersten (I1 + I2) und zweiten (I3) Ströme an dem zweiten Eingang der Kompara­ torschaltung (68) kombiniert werden, um einen Referenzpegel (V_TH) zu definieren, bei dem das Auslösesignal (V_TRIP) den Zustand in Anspre­ chen auf das variable Eingangssignal (V_S) ändert.

2. Zündsteuerschaltung nach Anspruch 1, wobei der erste Strom (I1 + I2) eine Summe eines dritten Stromes (I1) und eines vierten Stromes (I2) ist, wobei der dritte Strom (I1) einen positiven Temperaturkoeffizi­ enten und der vierte Strom (I2) einen negativen Temperaturkoeffizi­ enten aufweist.

3. Zündsteuerschaltung nach Anspruch 2, wobei der zweite Strom (I3) eine Differenz zwischen einem fünften Strom (I5) und einem sechsten Strom (I4) ist, wobei der fünfte Strom (I5) eine Funktion der Tempe­ ratur ist und wobei der sechste Strom (I4) der Funktion der Batterie­ spannung (V_BATT) ist.

4. Zündsteuerschaltung nach Anspruch 2, wobei die zweite Schaltung (I4, I5, Q18, Q19) eine Stromlieferschaltung (Q18, Q19) umfaßt, die den fünften Strom (I5) aufnimmt und von der der sechste Strom (I4) abgezogen wird, wobei der zweite Strom (I3) gleich der Differenz zwi­ schen den fünften und sechsten Strömen (I5 - I4) ist, wenn der fünfte Strom (I5) größer als der sechste Strom (I4) ist, und ansonsten gleich Null ist.

5. Zündsteuerschaltung nach Anspruch 4, wobei der fünfte Strom (I5) einen negativen Temperaturkoeffizienten aufweist; und wobei der sechste Strom (I4) einen Temperaturkoeffizienten in Verbindung damit aufweist, wobei der Temperaturkoeffizient in Ver­ bindung mit dem sechsten Strom (I4) eine Temperaturfunktion der Batteriespannungsschwelle (BV_T) definiert.

6. Zündsteuerschaltung nach Anspruch 5, ferner mit einer dritten Schaltung, die auf einen ersten Zustand eines Steuersignales (SPD) anspricht, um jeden der ersten (I1 + I2) und zweiten (I3) Ströme auf einen vordefinierten Bruchteil derselben zu verringern.

7. Zündsteuerschaltung nach Anspruch 6, ferner mit einer vierten Schaltung, die das Steuersignal (SPD) als eine Funktion der Motor­ drehzahl erzeugt, wobei der erste Zustand des Steuersignales (SPD) einer Motordrehzahl oberhalb einer vordefinierten Motordrehzahl­ schwelle entspricht.

8. Zündsteuerschaltung nach Anspruch 1, wobei die Batteriespan­ nungsschwelle (BV_T) eine Funktion der Temperatur ist.

9. Zündsteuerschaltung nach Anspruch 1, wobei die Batteriespan­ nungsschwelle (BV_T) einen negativen Temperaturkoeffizienten auf­ weist.

10. Zündsteuerschaltung nach Anspruch 1, ferner mit einem Widerstand (R_TRIP), der mit dem zweiten Eingang des Komparators (68) verbunden ist; wobei der Referenzpegel (V_TH) eine Referenzspannung ist, die über den Widerstand (R_TRIP) durch Anlegen einer Differenz zwischen den ersten (I1 + I2) und zweiten (I3) Strömen durch diese hindurch defi­ niert ist.

11. Zündsteuerschaltung nach Anspruch 10, ferner mit einer Ansteuer­ schaltung (20), die auf ein Zündsteuersignal (ESTB) anspricht, um eine Zündspulenansteuervorrichtung (24) zu betätigen, die zur Folge hat, daß ein ansteigender Spulenstrom durch eine Zündspule (30) fließt, und eine Erfassungsspannung (V_S) entsprechend des variablen Eingangssignales über einen Erfassungswiderstand (R_S) zu definie­ ren;
wobei das Auslösesignal (V_TRIP) den Zustand ändert, wenn die Er­ fassungsspannung (V_S) auf die Referenzspannung (V_TH) ansteigt;
und wobei die Ansteuerschaltung (20) auf die Zustandsänderung des Auslösesignales (V_TRIP) anspricht, um die Zündspulenansteuer­ vorrichtung (24) zu deaktivieren.

12. Zündsteuerschaltung (54), mit:
einer Komparatorschaltung (68), die einen ersten Eingang, der ei­ ne variable Eingangsspannung (V_S) aufnimmt, einen zweiten Eingang und einen Ausgang definiert, der ein Auslösesignal (V_TRIP) erzeugt;
einer ersten Schaltung, die eine Referenzspannung (V_TH) an den zweiten Eingang des Komparators liefert, wobei die Referenzspan­ nung (V_TH) eine Funktion der Temperatur und der Batteriespannung (V_BATT) ist und einen Referenzpegel definiert, bei dem das Auslösesi­ gnal (V_TRIP) den Zustand ändert; und
einer zweiten Schaltung, die auf ein Steuersignal (SPD) anspricht, um die Referenzspannung (V_TH) auf einen vordefinierten Bruchteil derselben zu verringern.

13. Zündsteuerschaltung nach Anspruch 12, ferner mit einer dritten Schaltung, die das Steuersignal als eine Funktion (SPD) der Motor­ drehzahl erzeugt, wobei der erste Zustand des Steuersignales (SPD) einer Motordrehzahl oberhalb einer vordefinierten Motordrehzahl­ schwelle entspricht.

14. Zündsteuerschaltung nach Anspruch 12, ferner mit einer Ansteuer­ schaltung (20), die auf ein Zündsteuersignal (ESTB) anspricht, um eine Zündspulenansteuervorrichtung (24) zu aktivieren, die zur Folge hat, daß ein ansteigender Spulenstrom durch eine Zündspule (30) fließt, und eine Erfassungsspannung (V_S) entsprechend der variablen Eingangsspannung über einen Erfassungswiderstand (R_S) zu definie­ ren;
wobei das Auslösesignal (V_TRIP) den Zustand ändert, wenn die Er­ fassungsspannung (V_S) auf die Referenzspannung (V_TH) ansteigt;
und wobei die Ansteuerschaltung (20) auf die Zustandsänderung des Auslösesignales (V_TRIP) anspricht, um die Zündspulenansteuer­ vorrichtung (24) zu deaktivieren.

15. Verfahren zur Erzeugung einer Referenzspannung für eine Zündsteu­ erschaltung mit den Schritten, daß:
ein erster Strom (I1 + I2) als eine Funktion der Temperatur herge­ stellt wird;
ein zweiter Strom (I3) hergestellt wird, wobei der zweite Strom (I3) eine Funktion der Batteriespannung (V_BATT) unter einer Batteriespan­ nungsschwelle (BV_T) und ansonsten Null ist;
die ersten (I1 + I2) und die zweiten (I3) Ströme kombiniert werden und eine Referenzspannung (V_TH) aus diesen erzeugt wird; und
eine variable Eingangsspannung (V_S) mit der Referenzspannung (V_TH) verglichen und ein darauf basierendes Auslösesignal (V_TRIP) er­ zeugt wird.

16. Verfahren nach Anspruch 15, ferner mit den Schritten, daß:
eine Spulenansteuervorrichtung (24) aktiviert wird, um zu bewir­ ken, daß eine Zündspule (30) einen ansteigenden Spulenstrom durch die Spulenansteuervorrichtung (24) und durch einen Widerstand (R_S) leitet, wobei der Widerstand (R_S) dadurch die variable Eingangsspan­ nung (V_S) darüber definiert;
ein Zustand des Auslösesignales (V_TRIP) geändert wird, wenn die variable Eingangsspannung (V_S) die Referenzspannung (V_TH) erreicht; und
die Spulenansteuervorrichtung (24) deaktiviert wird, wenn das Auslösesignal (V_TRIP) den Zustand ändert.

17. Verfahren nach Anspruch 15, ferner mit dem Schritt, daß die Refe­ renzspannung (V_TH) auf einen vordefinierten Bruchteil derselben in Ansprechen auf einen ersten Zustand eines Steuersignales (SPD) ver­ ringert wird.

18. Verfahren nach Anspruch 17, ferner mit dem Schritt, daß das Steu­ ersignal (SPD) als eine Funktion der Motordrehzahl erzeugt wird, wo­ bei der erste Zustand des Steuersignales (SPD) einer Motordrehzahl über einer Motordrehzahlschwelle entspricht.

19. Verfahren nach Anspruch 15, ferner mit dem Schritt, daß der erste Strom (I1 + I2) als eine Summe eines dritten Stromes (I1) mit einem positiven Temperaturkoeffizienten und eines vierten Stromes (I2) mit einem negativen Temperaturkoeffizienten erzeugt wird.

20. Verfahren nach Anspruch 19, ferner mit dem Schritt, daß der zweite Strom (I3) als eine Differenz zwischen einem fünften Strom (I5) mit einem Temperaturkoeffizienten und einem sechsten Strom (I4) er­ zeugt wird, wobei der sechste Strom (I4) eine Funktion der Batterie­ spannung (V_BATT) ist und einen Temperaturkoeffizienten in Verbin­ dung damit aufweist.