DE10130474A1

DE10130474A1 - Kraftfahrzeugzündsystem mit anpaßbarer Nachschwingdämpfung bei Beginn der Wartezeit

Info

Publication number: DE10130474A1
Application number: DE10130474A
Authority: DE
Inventors: Scott B Kesler; John W Boyer
Original assignee: Delphi Technologies Inc
Current assignee: Delphi Technologies Inc
Priority date: 2000-07-03
Filing date: 2001-06-25
Publication date: 2002-01-24
Anticipated expiration: 2021-06-26
Also published as: DE10130474B4; US6450157B1

Abstract

Ein Zündsystem für ein Kraftfahrzeug umfaßt eine Steuerschaltung (52), die dazu dient, eine Schaltvorrichtung (24) für Spulenstrom anzutreiben, die mit einer Zündspule (30) verbunden ist, die auf eine Batteriespannung bezogen ist. Die Steuerschaltung (52) umfaßt eine Ansteuerschaltung (20) und eine Nachschwingdämpfungsschaltung (58), die ein Sperrsignal (INH) erzeugt, auf welches die Ansteuerschaltung (20) anspricht, um den Zustand des Spulenansteuersignals (GD) zu steuern. Bei einem Einzelpuls-Zündsystem, d. h. einem Zündsystem, das ein einzelnes Spulenladeereignis pro Verbrennungszyklus verwendet, spricht die Nachschwingdämpfungsschaltung (58) auf ein Zündsteuersignal (ESTBF) an, um ein Laden und ein Entladen eines einzelnen Kondensators (C1) zu steuern, um das Sperrsignal (IHN) zu definieren. Bei einem Mehrfachpuls-Zündsystem, d. h. einem Zündsystem, das mehrere Spulenwiederaufladezyklen nach einem anfänglichen Standardladewartezyklus verwendet, spricht die Nachschwingdämpfungsschaltung (58) auf das Zündsteuersignal (ESTBF) und zumindest zwei Modussignale (M1, M2) an, um ein Laden und Entladen des einzelnen Kondensators (C1) während der anfänglichen und nachfolgenden Spulenladezyklen zu steuern, um das Sperrsignal (INH) zu definieren. In jedem Fall spricht die Ansteuerschaltung (20) auf das Sperrsignal (INH) an, um einen Stromfluß durch die Primärzündspule (30) zu deaktivieren, wenn das Sperrsignal (INH) aktiviert ist, und um einen Stromfluß durch die Primärzündspule ...

Description

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Kraftfahrzeugzündsysteme und genauer Systeme zur Minimierung der Wirkungen von Nachschwin gungen einer Zündspule, die aus einer Spulenaktivierung entstehen.

Hintergrund der Erfindung

Moderne Kraftfahrzeugzündsysteme vom induktiven Typ verwenden all gemein Energieschaltvorrichtungen, um den Fluß des Stromes durch eine Zündspule zu steuern. Derartige Vorrichtungen sind typischerweise so ge steuert, um innerhalb einer kurzen Zeitperiode von einem "Aus"-Zustand in einen vollständig gesättigten "Ein"-Zustand zu schalten, wobei ein der artiger Schaltvorgang zur Folge hat, daß sich die Spannung über die Zündspule schnell von im wesentlichen null Volt auf nahezu Batterie spannung ändert. Die induktive Beschaffenheit der Zündspule reflektiert und erhöht diese Spannung über die Primärspule an die Sekundärspule, die mit einer Zündkerze verbunden ist, wobei das anfängliche Ansprechen der Sekundärspule auf diesen Vorgang ein Nachschwingen zur Folge ha ben kann. Diese Nachschwingungen können in manchen Fällen ausrei chend Spannung über den Zündkerzenspalt der Zündkerze erzeugen, um ein Zünd-/Funkenereignis zu bewirken. Ein derartiges Zündereignis zur falschen Zeit ist unerwünscht und kann möglicherweise den Motor schä digen.

In Fig. 1 ist ein bekanntes Beispiel eines Zündsystemes 10 des gerade be schriebenen Typs gezeigt, wobei das System 10 eine Zündsteuerschaltung 12 umfaßt, die eine Pufferschaltung 14 für eine elektronische Zündzeit punktverstellung (EST-Pufferschaltung) umfaßt, die ein EST-Steuersignal von einer Steuerschaltung 16 über einen Signalweg 18 aufnimmt. Die EST-Pufferschaltung 14 puffert das EST-Steuersignal und liefert ein ge puffertes EST-Steuersignal ESTBF an eine Gate-Ansteuerschaltung 20. Die Ansteuerschaltung (gate drive circiut) 20 spricht auf das ESTBF- Signal an, um ein Ansteuersignal GD an ein Gate 22 eines Bipolartransi stors 24 mit isoliertem Gate (IGBT) oder eine andere Spulenschaltvor richtung über Signalweg 26 zu liefern. Ein Kollektor 28 des IGBT 24 ist mit einem Ende einer Primärspule 30 verbunden, die einen Teil einer Kraftfahrzeugzündspule bildet und deren entgegengesetztes Ende mit ei ner Batteriespannung V_BATT verbunden ist. Ein Emitter 32 des IGBT 24 ist mit einem Ende eines Erfassungswiderstandes R_S, der mit seinem entge gengesetzten Ende mit einem Massepotential verbunden ist, und einem nicht invertierenden Eingang eines Komparators 36 über Signalweg 38 verbunden. Ein invertierender Eingang des Komparators 36 ist mit einer Referenzspannung VR verbunden, und ein Ausgang des Komparators 36 liefert eine Auslösespannung V_TRIP an eine Ansteuerschaltung 20. Eine Sekundärspule 40 ist mit der Primärspule 30 gekoppelt und mit einer Zündkerze 44 verbunden, die einen Zündkerzenspalt 42 definiert, wie in der Technik bekannt ist.

In dem Betrieb des Systems 10 spricht die Ansteuerschaltung 20 auf eine ansteigende Flanke eine ESTBF-Signales an, um ein Ansteuersignal GD an das Gate 26 des IGBT 24 zu liefern, wie durch die GD-Wellenform 45 in Fig. 2A gezeigt ist. Wenn der IGBT 24 sehr schnell beginnt, in Ansprechen auf das Ansteuersignal GD zu leiten, beginnt ein Spulenstrom I_C durch die Primärspule 30 zu fließen, wie durch die Wellenform 47 des Spulenstro mes (I_C) in Fig. 2B gezeigt ist, wodurch eine "Erfassungsspannung" V_S über den Widerstand R_S erzeugt wird. Infolge des schnellen Einschaltens des IGBT 24 und des nachfolgenden schnellen Anstiegs der Spannung über die Primärspule 30 auf nahezu Batteriespannung V_BATT können Nachschwingwirkungen infolge bekannter LRC-Wirkungen der Zündspule in dem Anfangsabschnitt der V_SC-Wellenform 49 auftreten, wie in Fig. 2C gezeigt ist. Dieses Nachschwingen kann, wie oben beschrieben ist, ausrei chend sein, um unerwünschterweise ein Zündereignis über den Spalt 44 der Zündkerze 42 zu erzeugen.

Wenn der Spulenstrom I_C infolge der induktiven Beschaffenheit der Zünd spule ansteigt, steigt die Erfassungsspannung V_S über R_S ähnlicherweise an, bis sie die Komparatorreferenzspannung VR erreicht. An diesem Punkt schaltet der Komparator 36 den Zustand, und die entsprechende Ände rung des Zustandes der Auslösespannung V_TRIP bewirkt, daß die Ansteu erschaltung 20 die Ansteuerspannung (gate drive voltage) GD abschaltet oder deaktiviert, um so den Fluß von Spulenstrom I_C durch die Primär spule 30 und die Schaltvorrichtung 24 für Spulenstrom zu sperren. Diese Unterbrechung des Flusses an Spulenstrom I_C durch die Primärspule 30 bewirkt, daß die Primärspule 30 einen Strom in der Sekundärspule 40 in duziert, wodurch die Sekundärspule 40 auf diesen induzierten Strom an spricht, um einen erwünschten Lichtbogen über den Zündkerzenspalt 42 einer Zündkerze 44 zu erzeugen.

Um Nachschwingeffekte in Verbindung mit der Aktivierung von Schaltvor richtungen für den Spulenstrom zu minimieren oder zumindest zu verrin gern, ist eine Technik entwickelt worden, die üblicherweise als "phasenabgeglichenes Einschalten" ("phased turn-on") oder PTO bezeich net ist. Das PTO verringert die Nachschwingspannung, die in Fig. 2C ge zeigt ist, dadurch, daß die Spulenladeperiode mit einem vorsichtig getak teten anfänglichen Ansteuerpuls an die Schaltvorrichtung des Spulen stromes (beispielsweise dem IGBT 24 von Fig. 1) eingeleitet wird. Einzel heiten in Verbindung mit der vorhergehenden PTO-Technik sind in dem U.S.-Patent Nr. 5,392,754 beschrieben, das auf den Anmelder der vorlie genden Erfindung übertragen ist und dessen Offenbarung hier durch Be zugnahme eingeschlossen ist. Gemäß der in dem '754-Patent beschriebe nen Konzepte wird die Schaltvorrichtung für Spulenstrom anfänglich für eine kurze Zeitperiode (beispielsweise 2-7 Mikrosekunden) angeschaltet, für eine ähnliche Zeitperiode abgeschaltet und anschließend für die Dauer der Warteperiode (dwell period) der Spulenbeladung wiederum angeschal tet. Die Dauern der anfänglichen "An"- und "Aus"-Perioden sind von den Eigenschaften der angesteuerten Zündspule abhängig und derart gewählt, daß das Nachschwingen, das durch das zweite Anschalten erzeugt wird, um 180 Grad phasenverschoben zu dem Nachschwingen ist, das durch das anfängliche Anschalten erzeugt wird. Wenn die Pulstaktung richtig gewählt ist, dämpft dieser "Phasenabgleich" des Spulenansprechens wir kungsvoll das Gesamtspannungsansprechen an den Anschlüssen der Se kundärspule 40 und verringert die Spitzennachschwingspannung in der Größenordnung von 50%. Die Verwendung dieser Nachschwingunter drückungstechnik kann den Bedarf nach einer zusätzlichen Blockierdiode in der Spulenanordnung beseitigen.

Eine andere Weiterentwicklung bei modernen Zündsystemen ist der Ge brauch mehrerer Spulenlade- und Zündereignisse für einen einzelnen Verbrennungszyklus. Durch Erzeugung mehrerer Funken in schneller Folge kann mehr Zündenergie an den Verbrennungszylinder geliefert wer den, als es mit einem einzelnen Funkenereignis der Fall ist, wodurch eine Zündung des Luft/Kraftstoff-Gemisches gesteigert wird. Gemäß dieser be kannten Technik wird die Schaltvorrichtung für Spulenstrom (beispielsweise der IGBT 24) wieder angeschaltet, bevor die gesamte Spu lenenergie abgereichert ist, wodurch die Primärspule 30 von einem dazwi schenliegenden Spulenstromniveau auf ihren Spitzenwert wieder aufgela den wird, wie durch die GD-Wellenform 43 und die I_C-Wellenform 46 in den Fig. 3A bzw. 3B gezeigt ist. Während in den Fig. 3A-3C lediglich ein Wiederaufladezyklus gezeigt ist, ist es bekannt, eine beliebige Anzahl von Wiederaufladezyklen zu verwenden, wobei Systeme dieses Typs nachfol gend als Mehrfachpuls-Zündsysteme bezeichnet sind. Ein Nachteil eines derartigen Systemes ist jedoch, daß die nicht verwendete Energie inner halb der Zündspule, wenn die Schaltvorrichtung wieder zurück ange schaltet wird, das Ansprechen der Spule auf die Spannungsübergänge ändert, die durch das Schalten der Schaltvorrichtung des Spulenstromes bewirkt werden. Wie beispielsweise in den Fig. 3A und 3C gezeigt ist, be wirkt nicht nur die abrupt ansteigende Flanke des anfänglichen GD- Signals 43 ein entsprechendes Nachschwingen der Sekundärspannung Vsc, wie durch die Wellenform 48 gezeigt ist, sondern jede ansteigende Flanke nach dem GD-Signal 43 bewirkt ein ähnliches V_SC-Schwingen, was in einem unbeabsichtigten Zünd-/Funkenereignis resultieren kann. Der Spitzenpegel dieses Nachschwingens kann um 50% höher als die Basisli nien-"Make"-Spannung (baseline "make" voltage) (beispielsweise V_BATT * Spulenwindungsverhältnis "N") sein, und kann daher Zündereignisse zu falscher Zeit bewirken. Der Zusatz einer Diode der Reihe mit der Sekun därspule 40 kann auch einen "Funken/Zündung beim Einschalten" ("spark-on-make") für ein Negativspannungssystem verhindern, obwohl sich eine derartige Diode mit einer möglichen Ionenstromdetektion in ei nem "Ionenerfassungs"-Zündsystem überlagern würde, und eine PTO- Technik ist daher für derartige Anwendungen kritisch.

Es besteht daher ein Bedarf nach einer verbesserten Strategie für phasen abgeglichenes Einschalten. Eine derartige modifizierte PTO-Strategie sollte idealerweise leicht an eine Anzahl von Spulenladeereignissen anpaßbar sein, um dadurch die resultierenden Nachschwingereignisse in Verbin dung mit der Sekundärspulenspannung V_SC in einem Mehrfachpuls- Zündsystem zu minimieren oder zumindest zu verringern. Diese Strategie sollte ferner Vorkehrungen zur Einstellung der Pulsbreiten der PTO-Pulse umfassen, um die bekannte Energie zu kompensieren, die in der Spule verbleibt, wie auch um Änderungen der Betriebsparameter des Zündsy stemes zu berücksichtigen, wie beispielsweise Motordrehzahl, Batterie spannung und/oder andere Motorbetriebsparameter.

Zusammenfassung der Erfindung

Die vorliegende Erfindung ist auf die vorhergehenden Mängel des Standes der Technik gerichtet. Gemäß eines Aspektes der vorliegenden Erfindung umfaßt eine Zündsteuerschaltung eine erste Schaltung, die erste, zweite und dritte Referenzspannungen erzeugt, einen Kondensator, eine zweite Schaltung, die auf ein Zündsteuersignal anspricht, um ein Laden des Kondensators zu beginnen, eine dritte Schaltung, die auf ein erstes Mo dussteuersignal anspricht, um ein Sperrsignal zu aktivieren, wenn eine Ladung des Kondensators die erste Referenzspannung erreicht, und um das Sperrsignal zu deaktivieren, wenn die Ladung an dem Kondensator die zweite Referenzspannung erreicht, eine vierte Schaltung, die auf ein zweites Modussteuersignal anspricht, um das Sperrsignal zu aktivieren, wenn die Ladung an dem Kondensator die dritte Referenzspannung er reicht, und um das Sperrsignal zu deaktivieren, wenn die Ladung an dem Kondensator die zweite Referenzspannung erreicht, und eine fünfte Schaltung, die auf das Sperrsignal anspricht, um einen Stromfluß durch eine Zündspule zu deaktivieren, wenn das Sperrsignal aktiviert ist, und um einen Stromfluß durch die Zündspule zu aktivieren, wenn das Sperr signal deaktiviert ist.

Gemäß eines anderen Aspektes der vorliegenden Erfindung umfaßt ein Verfahren zur Steuerung eines Zündsystemes die Schritte, daß ein Kon densator in Ansprechen auf ein Zündsteuersignal geladen wird, eine La dung an dem Kondensator mit einer ersten Referenzspannung in Anspre chen auf ein erstes Modussignal verglichen wird, die Ladung an dem Kon densator mit einer zweiten Referenzspannung in Ansprechen auf ein zweites Modussignal verglichen wird, eine Ladung an dem Kondensator mit einer dritten Referenzspannung verglichen wird, wobei die dritte Refe renzspannung größer als die ersten und zweiten Referenzspannungen ist, ein Stromfluß durch eine Zündspule deaktiviert wird, wenn die Ladung an dem Kondensator entweder die ersten oder zweiten Referenzspannungen erreicht, und ein Stromfluß durch die Zündspule aktiviert wird, wenn die Ladung an dem Kondensator die dritte Referenzspannung erreicht.

Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Zündsteuerschaltung zur Implementierung einer verbesserten Nachschwingdämpfungsstrategie mit phasenabgeglichenem Einschalten zu schaffen.

Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine derartige Schaltung vorzusehen, die leicht an ein Mehrfachpuls-Zündsystem an paßbar ist.

Diese und andere Aufgaben der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen offensichtli cher.

Zeichnungskurzbeschreibung

Die vorliegende Erfindung wird nun nur beispielhaft unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben, in welchen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung eines Zündsteuersystemes für ein Kraftfahrzeug nach dem Stand der Technik ist;

Fig. 2A ein Diagramm einer Ansteuerspannung gegenüber der Zeit ist, das einen Betrieb des Zündsteuersystems von Fig. 1 zeigt;

Fig. 2B ein Diagramm eines Spulenstromes gegenüber der Zeit ist, das den Betrieb des Zündsteuersystemes von Fig. 1 zeigt;

Fig. 2C ein Diagramm einer Sekundärspulenspannung gegenüber der Zeit ist, das den Betrieb des Zündsteuersystemes von Fig. 1 zeigt;

Fig. 3A ein Diagramm einer Ansteuerspannung gegenüber der Zeit ist, das den Betrieb des Zündsteuersystemes von Fig. 1 zeigt, welches mehrere Spulenwiederaufladezyklen nach ei nem anfänglichen Ladewartezyklus verwendet;

Fig. 3B ein Diagramm des Spulenstromes gegenüber der Zeit ist, das den Betrieb des Zündsteuersystemes von Fig. 1 zeigt, welches mehrere Spulenwiederaufladezyklen nach einem anfänglichen Ladewartezyklus verwendet;

Fig. 3C ein Diagramm einer Sekundärspulenspannung gegenüber der Zeit ist, das den Betrieb des Zündsteuersystemes von Fig. 1 zeigt, welches mehrere Spulenwiederaufladezyklen nach einem anfänglichen Ladewartezyklus verwendet;

Fig. 4 eine schematische Darstellung einer bevorzugten Ausfüh rungsform eines Zündsteuersystemes für ein Kraftfahrzeug gemäß der vorliegenden Erfindung ist;

Fig. 5 eine kombinierte Schema- und Blockdiagrammdarstellung einer bevorzugten Ausführungsform der Nachschwing dämpfungsschaltung von Fig. 4, die für ein Einzelpuls- Zündsystem ausgebildet ist, gemäß der vorliegenden Erfin dung ist;

Fig. 6 aus den Fig. 6A-6E besteht, die verschiedene Wellenformen in Verbindung mit dem Betrieb der in Fig. 5 gezeigten Schaltung zeigen;

Fig. 7 eine kombinierte Schema- und Blockdiagrammdarstellung einer bevorzugten Ausführungsform der Nachschwing dämpfungsschaltung von Fig. 4, die für ein Mehrfachpuls- Zündsystem ausgebildet ist, gemäß der vorliegenden Erfin dung ist;

Fig. 8 aus Fig. 8A-8C besteht, die verschiedene Wellenformen in Verbindung mit dem Betrieb der Schaltung von Fig. 4 zei gen, die für ein Mehrfachpuls-Zündsystem ausgebildet ist;

Fig. 9 eine schematische Darstellung auf Bauelementebene einer bevorzugten Ausführungsform der Nachschwingdämp fungsschaltung der Fig. 4 und 7, die für ein Mehrfachpuls- Zündsystem ausgebildet ist, gemäß der vorliegenden Erfin dung ist; und

Fig. 10 eine schematische Darstellung auf Bauelementebene ist, die eine bevorzugte Ausführungsform einer Stromerzeugungs schaltung zum Gebrauch mit der Nachschwingdämpfungs schaltung von Fig. 9 zeigt.

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen

In Fig. 4 ist eine bevorzugte Ausführungsform eines Zündsteuersystemes 50 für ein Kraftfahrzeug gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt. Sy stem 50 ist in vielerlei Hinsicht ähnlich zu System 10, das in Fig. 1 gezeigt ist, und die gleiche Struktur ist daher mit den gleichen Bezugszeichen be zeichnet. Beispielsweise umfaßt System 50 eine Steuerschaltung 16, die ein Signal für elektronische Zündzeitpunktverstellung (EST-Signal) zur Steuerung von Zünd-/Funkenereignissen erzeugt. Die Steuerschaltung 16 ist vorzugsweise eine auf einem Mikroprozessor basierende Steuer schaltung mit zumindest einem Speicher und einer Anzahl von Eingangs- /Ausgangsanschlüssen, und ist bei einer Ausführungsform ein soge nanntes Motorsteuermodul (oder elektronisches Steuermodul) (ECM), wie dieser Begriff in der Technik bekannt ist. Alternativ dazu kann die Steuer schaltung 16 eine beliebige bekannte Schaltung sein, die dazu in der Lage ist, ein EST-Steuersignal gemäß einer gewünschten Zündsteuerstrategie zu bilden. Ähnlich System 10 umfaßt System 50 auch eine Schaltvor richtung 24 für Spulenstrom, die bei einer Ausführungsform ein Bipolar transistor mit isoliertem Gate (IGBT) ist, wie in Fig. 2 gezeigt ist, kann aber alternativ dazu eine andere Energieschaltvorrichtung bekannter Kon struktion sein, wie beispielsweise ein Leistungs-Metall-Oxid-Halbleiter- Feldeffekttransistor (MOSFET), einer oder mehrere Bipolartransistoren (beispielsweise einzelner Transistor oder Darlington-Konfiguration), eines oder mehrere Relais oder dergleichen. In jedem Fall ist das System 50 nachfolgend mit einem IGBT 24 mit einem Gate 22, einem Kollektor 28 und einem Emitter 32 beschrieben, wobei zu verstehen sei, daß die Vor richtung 24 alternativ dazu die Form anderer bekannter Energieschaltvor richtungen annehmen kann, wie beispielsweise denjenigen, die in dem vorstehenden Beispiel beschrieben sind. System 50 umfaßt ähnlich Sy stem 10 ferner eine Primärspule 30 einer Kraftfahrzeugzündspule, die ein Ende, das mit einer Quelle einer Batteriespannung V_BATT verbunden ist, und ein entgegengesetztes Ende aufweist, das mit dem Kollektor 28 des IGBT 24 verbunden ist. Die Primärspule 30 ist mit einer Sekundärspule 40 gekoppelt, deren entgegengesetzten Anschlüsse mit entgegengesetzten Anschlüssen einer Zündkerze 44 verbunden sind, die einen Zündkerzen spalt dazwischen definiert. Der Emitter 32 des IGBT 24 ist mit einem Ende eines Erfassungswiderstandes R_S verbunden, dessen entgegengesetztes Ende mit einem Massepotential verbunden ist, wobei die gemeinsame Ver bindung des Emitters 32 und der Erfassungswiderstandes R_S eine Erfas sungsspannung V_S definiert.

Das System 50 umfaßt auch eine Zündsteuerschaltung 50, die in vielerlei Hinsicht ähnlich der Zündsteuerschaltung 12 in Fig. 11 ist, wobei daher gleiche Bezugszeichen dazu verwendet wurden, gleiche Schaltungsblöcke zu bezeichnen. Beispielsweise umfaßt Schaltung 52 ähnlich Schaltung 12 eine EST-Pufferschaltung 14 mit bekannter Konstruktion, die das EST- Signal von der Steuerschaltung 16 aufnimmt und ein gepuffertes EST- Signal ESTBF entsprechend dazu erzeugt. Auch umfaßt Schaltung 52 ähnlich Schaltung 12 eine Ansteuerschaltung 20 bekannter Konstruktion, die das ESTB-Signal von Schaltung 14 aufnimmt und ein Ansteuersignal GD entsprechend dazu erzeugt, wobei das Ansteuersignal GD über Signalweg 26 an das Gate 22 des IGBT 24 geliefert wird. Der Emitter 32 des IGBT 24 ist mit einem nicht invertierenden Eingang eines Kompara tors 36 über Signalweg 38 verbunden, der die Erfassungsspannung V_S führt. Der invertierende Eingang des Komparators 36 ist mit einer Refe renzspannung VR verbunden, und der Ausgang des Komparators 36 lie fert eine Auslösespannung V_TRIP an die Ansteuerschaltung 20.

Im Gegensatz zu Schaltung 12 von Fig. 1 umfaßt Schaltung 52 eine Nach schwingdämpfungsschaltung 58, die zumindest das gepufferte EST-Signal von der EST-Pufferschaltung 14 aufnimmt und ein Sperrsignal an die An steuerschaltung 20 vorsieht. Bei einem Einzelpulssystem umfaßt die Nachschwingdämpfungsschaltung 58 nur einen einzelnen Eingang, der das gepufferte EST-Signal ESTBF aufnimmt, und die Motordrehzahl-/ Moduslogikschaltung 56, die in Fig. 4 gezeigt ist, kann weggelassen wer den. In diesem Fall spricht die Nachschwingdämpfungsschaltung 58 nur auf das gepufferte EST-Signal ESTBF an, um das Sperrsignal INH zu defi nieren, wobei die Ansteuerschaltung 20 auf einen aktivierten Zustand des Sperrsignales INH anspricht, um den IGBT 24 auszuschalten und da durch einen Stromfluß durch die Primärspule 30 zu deaktivieren, und auf einen deaktivierten Zustand des Sperrsignales INH anspricht, um den IGBT 24 wieder anzuschalten und dadurch einen Stromfluß durch die Primärspule 30 zu aktivieren. Bei einem Mehrfachpulssystem umfaßt die Schaltung 52 eine Motordrehzahl-/Modusschaltung 56, die das ESTBF- Signal von der EST-Pufferschaltung 14 aufnimmt und eine Anzahl von Modussignalen erzeugt, wobei zumindest eines der Modussignale einem Indikator entspricht, ob der Motor bei hoher oder niedriger Motordrehzahl arbeitet, und zumindest ein anderes der Modussignale angibt, ob das ge genwärtige Ansteuersignal GD ein Standardanfangswartepuls oder ein Wiederaufladepuls ist. Obwohl die Schaltung der vorliegenden Erfindung auf eine Anzahl von Spulenladeereignissen anwendbar ist, ist die detail lierte Beschreibung der Schaltung aus Gründen der Kürze auf eine Aus führungsform, die eine Einzelpulsstrategie zeigt, und eine andere Ausfüh rungsform begrenzt, die eine Zweipulsstrategie zeigt, d. h. ein Standard anfangsspulenladeereignis gefolgt durch ein zweites Spulenwiederaufla deereignis. Wie nachfolgend detaillierter beschrieben ist, ist die Schaltung der vorliegenden Erfindung jedoch auf eine Anzahl von Mehrfachpulsen (Spulenwiederaufladeereignissen) anpaßbar.

Bei einem Zweipulssystem dient eine Motordrehzahl-/Modusschaltung 56 dazu, zwei Modussignale M1 und M2 an die Nachschwingdämpfungs schaltung 58 zu liefern, wobei der Zustand von M abhängig von der Mo tordrehzahl ist, wie durch das EST-Signal angegeben ist. Bei einer Aus führungsform ist M1 beispielsweise ein logischer Lowpegel, wenn die Mo tordrehzahl unterhalb einer vordefinierten Motordrehzahlschwelle liegt, und ist ein logischer High-Pegel, wenn die Motordrehzahl bei oder ober halb der vordefinierten Motordrehzahlschwelle liegt. Diese Logikniveaus können selbstverständlich bei einer alternativen Ausführungsform ohne Abweichung von dem Schutzumfang der vorliegenden Erfindung umge kehrt werden. Das Modussignal M2 ist andererseits vorzugsweise ein logi scher High-Pegel, wenn das gegenwärtige Ansteuersignal GD ein Stan dardwartepuls ist, und ist ein logischer Low-Pegel, wenn GD ein Wieder aufladepuls ist. Diese Logikniveaus können ähnlicherweise bei einer alter nativen Ausführungsform ohne Abweichung vom Schutzumfang der Erfin dung umgekehrt werden. Als eine Alternative zu der Motordrehzahl-/Mo dusschaltung 56, die in Fig. 4 gezeigt ist, kann die Steuerschaltung 16 derart ausgebildet sein, um eines oder mehrere der Modussignale an die Nachschwingdämpfungsschaltung 58 zu liefern, wie in Fig. 4 in gestri chelten Linien gezeigt ist. Die Schaltung 56 oder ein ähnlicher Schaltkreis innerhalb der Schaltung 16 kann eine bekannte Konstruktion aufweisen und/oder wobei eine Konstruktion einer derartigen Logikschaltung in der Technik gut bekannt ist.

Der Betrieb des Systems 50 und der Zündsteuerschaltung 52 ist in einiger Hinsicht identisch zu dem Betrieb des Systems 10 und der Zündsteuer schaltung 12 von Fig. 2. Beispielsweise spricht bei einem Einzelpulsmo dus die EST-Pufferschaltung 14 auf das EST-Signal an, um ein gepuffertes EST-Signal ESTBF an die Ansteuerschaltung 20 zu liefern, die ihrerseits darauf anspricht, um ein Ansteuersignal GD an das Gate 22 des IGBT 24 zu liefern, um dadurch den IGBT 24 anzuschalten und eine Leitung eines Spulenstromes I_C durch diesen hindurch von der Batteriespannung V_BATT durch die Primärspule 30 und durch den Erfassungswiderstand R_S an das Massepotential zu beginnen. Die Erfassungsspannung V_S steigt infolge des ansteigenden Spulenstromes I_L durch Primärspule 30, und, wenn V_S VR erreicht, schaltet V_TRIP den Zustand. Wenn V_TRIP den Zustand ändert, hat dies zur Folge, daß die Ansteuerschaltung 20 die Ansteuerspannung GD abschaltet oder deaktiviert, um so den Fluß an Spulenstrom I_C durch die Primärspule 30 und die Schaltvorrichtung 24 für Spulenstrom zu sperren. Diese Unterbrechung des Flusses an Spulenstrom I_C durch die Primär spule 30 bewirkt, daß die Primärspule 30 einen Strom in der Sekundär spule 40 induziert, die mit dieser gekoppelt ist, wobei der in der Sekun därspule 40 induzierte Strom einen Lichtbogen über den Zündkerzenspalt einer Zündkerze 42 erzeugt, die damit verbunden ist. Der Betrieb des Sy stems 50 in einem Mehrfachpulsmodus ist ähnlich demjenigen, der gerade beschrieben wurde, mit der Ausnahme, daß die Ansteuerschaltung 20 da zu dient, den IGBT 24 zu reaktivieren, bevor die gesamte Energie von der Zündspule verlorengeht, um dadurch die Primärspule 30 auf ihr Spulen stromauslöseniveau wiederaufzuladen. Dieser Reaktivierungszyklus kann beliebig oft ausgeführt werden.

Im Gegensatz zu dem Zündsteuersystem 12 von Fig. 1 umfaßt eine Zünd steuerschaltung 52 eine Nachschwingdämpfungsschaltung 58, die dazu dient, eine Nachschwingung der Sekundärspulenspannung V_SC in Anspre chen auf eine schnell ansteigende Flanke des Ansteuersignales GD da durch zu minimieren oder zumindest zu verringern, daß ein geeignet ge taktetes Sperrsignal INH erzeugt wird. Die Taktung des Sperrsignales INH wird typischerweise als eine Funktion der Eigenschaften der Zündspule bestimmt, wobei derartige Bestimmungen in der Technik bekannt sind. Die Ansteuerschaltung spricht auf ein aktives oder aktiviertes Sperrsignal INH an, um den IGBT 24 zu deaktivieren oder abzuschalten, und spricht auf inaktives oder deaktiviertes Sperrsignal INH an, um den IGBT 24 zu aktivieren oder anzuschalten.

Bei einem Mehrfachpulssystem sieht die Nachschwingdämpfungsschal tung 58 einzelne Pulsbreiteneinrichtungen für jeden gewünschten Be triebszustand (beispielsweise Normalwarteladung, Wiederaufladung, Hochgeschwindigkeitswiederaufladung, etc.) dadurch vor, daß eine Viel zahl von Widerstandspaaren zusammen mit einer entsprechenden Vielzahl zugehöriger Takt-/Zeitgeberkomparatorschaltungen implementiert wird. Die Schaltung 60 von Fig. 5 zeigt die Grundfunktion einer dieser Takt-/ Zeitgeberschaltungen, die aber auch selbst in einem Einzelpuls- Zündsystem verwendet werden kann, um ein Nachschwingen der Sekun därspulenspannung V_SC zu minimieren oder zumindest zu verringern. In jedem Fall wird der Betrieb des in Fig. 5 gezeigten Grundblockes beschrie ben, gefolgt durch eine Beschreibung der erfindungsgemäßen Schaltung, die ein mehrfaches Auftreten dieses Blockes zur Zusammenarbeit ermög licht, um ein Mehrfachmodus-Zündsystem mit phasenabgeglichener Ein schaltung (beispielsweise für ein Mehrfachpulssystem) zu bilden.

Fig. 5 zeigt ein vereinfachtes Diagramm einer bevorzugten Ausführungs form einer Einzelmodusschaltung 60 mit phasenabgeglichener Einschal tung zur Verwendung als die Nachschwingdämpfungsschaltung 58 von Fig. 4 in einem Einzelpulssystem gemäß der vorliegenden Erfindung. Die Schaltung 60 umfaßt eine Stromquelle I₁, die einen Strom an den Kollek tor und die Basis eines Transistors Q1 liefert, der einen Emitter aufweist, der mit einer Spannungsquelle VREF verbunden ist. Die Basis von Q1 ist mit der Basis von Q2 verbunden, wobei Q1 und Q2 demgemäß einen be kannten Stromspiegel definieren. Der Emitter von Q1 ist mit einem Ende eines ersten Widerstands R1 verbunden, dessen entgegengesetztes Ende mit einem Ende eines zweiten Widerstandes R2 verbunden ist, dessen entgegengesetztes Ende mit dem Massepotential verbunden ist. Der Emit ter von Q2 definiert die Spannung VREF und ist mit einem invertierenden Eingang eines Komparators 62 verbunden. Die gemeinsame Verbindung von R1 und R2 definiert die Spannung V1 und ist mit einem invertieren den Eingang eines anderen Komparators 64 verbunden. Der Kollektor von Q2 wird als ein Eingang an einen anderen Stromspiegel geliefert, der Q3 und Q4 umfaßt, wobei ein Ausgang dieses Stromspiegels, d. h. der Kollek tor von Q4, mit den nicht invertierenden Eingängen beider Komparatoren 62 und 64 wie auch mit einem Ende eines Kondensators C1 verbunden ist, der eine Spannung V_C1 über diesen definiert.

Der Ausgang des ersten Komparators 62 definiert eine Spannung V2 und ist mit einem "Setz"-Eingang einer Verriegelungsschaltung (latch circuit) L2 verbunden, die einen "Q"-Ausgang aufweist, der mit der Basis eines Transistors Q10 verbunden ist, welcher einen Kollektor und einen Emitter aufweist, von denen jeder mit entgegengesetzten Anschlüssen eines Kon densators C1 verbunden ist. Ein "Rücksetz"-Eingang von L2 ist mit einem Ausgang eines NOR-Gatters 66 verbunden, das einen Eingang, der mit ei nem "Q"-Ausgang einer anderen Verriegelungsschaltung L1 verbunden ist, und einen zweiten Eingang aufweist, der mit einem "Rücksetz"-Eingang von L1 verbunden ist und ein invertiertes EST-Signal ESTB aufnimmt. Der Ausgang des Komparators 64 definiert einen Ausgang der Schaltung 60, der das Sperrsignal INH führt und auch mit dem "Setz"-Eingang der Ver riegelungsschaltung L1 verbunden ist.

Der Betrieb der Schaltung 60 wird nun unter Bezugnahme auf die in den Fig. 6A-6E gezeigten Wellenformen beschrieben. Wenn das EST-Signal (Fig. 6A), das durch Steuerschaltung 16 erzeugt wird, in einem Low- Zustand (low state) ist, so daß der IGBT aus ist, wird die Verriegelung L1 durch die invertierte Version des EST-Signales ESTB (Fig. 6B) rückgesetzt, wodurch ihr "Q"-Ausgang in einen Low-Zustand versetzt wird. Sobald EST zu Beginn eines Wartezustandes (dwell state) zu einem High-Zustand wechselt, werden beide Eingänge des NOR-Gatters 66 low, was zur Folge hat, daß sein Ausgang high wird. Dieser High-Pegel-Ausgang des NOR- Gatters 66 setzt die Verriegelung L2 zurück, wodurch ihr Q-Ausgang low wird und der Transistor Q10 abgeschaltet wird. Bis zu diesem Punkt ist Q10 in einem gesättigten Betriebsmodus betrieben worden, der den Kon densator C1 entlädt. Wenn jedoch Q10 abgeschaltet wird, beginnt Kon densator C1 eine Beladung (Fig. 6C) über Strom, der durch den Strom spiegel geliefert wird, der aus Q3 und Q4 besteht. Wenn C1 auf ein Niveau geladen ist, das durch die Referenzspannung V1 (Fig. 6C) definiert ist, gibt der Komparator 64 ein Signal INH mit High-Pegel (Fig. 6D) aus. Die An steuerschaltung 20 spricht auf dieses INH-Signal mit High-Pegel an, um den IGBT 24 abzuschalten. Dieses INH-Signal mit High-Pegel setzt auch die Verriegelung L1, wodurch ihr "Q"-Ausgang in einen High-Zustand ge bracht wird und eine Rücksetzung der Verriegelung L2 verhindert wird.

Der Kondensator C1 fährt mit der Ladung fort, bis die Spannung V_C1 (Fig. 6C) die höhere Referenzspannung VREF erreicht. An diesem Punkt erzeugt Komparator 62 eine Spannung V2 mit High-Pegel (Fig. 6E) an seinem Ausgang, die den "Q"-Ausgang der Verriegelung L2 in einen High-Zustand versetzt und den Transistor Q10 anschaltet, wodurch der Kondensator C1 entladen wird. Wenn C1 unter das durch V1 definierte Niveau entladen wird, wird der INH-Ausgang des Komparators 64 low (Fig. 6D). Die Schal tung 60 bleibt in diesem Zustand, bis das EST-Eingangssignal an dem Ende der Warteperiode auf low schaltet. Zu diesem Zeitpunkt setzt das invertierte EST-Signal ESTB die Verriegelung L1 zurück und der Ausgang des NOR-Gatters 66 bleibt low, wodurch ein Rücksetzen von L2 verhindert wird. L2 wird schließlich durch das NOR-Gatter 66 zurückgesetzt, wenn des EST-Signal zu Beginn des nächsten Wartezyklus in einen High- Zustand wechselt. Nach dem Rücksetzen schaltet L2 Q10 aus, wodurch ermöglicht wird, daß C1 einen neuen Ladezyklus beginnen kann.

Aus dem Vorhergehenden wird offensichtlich, daß die Taktgebung der "Ein"-Periode und der nachfolgenden "Aus"-Periode der anfänglichen An steuerung (GD) durch den Ladestrom, der an C1 angelegt ist, und die Re ferenzspannungspegel VREF und V1 diktiert ist. Vorzugsweise sind alle diese Variablen durch Widerstände R1 und R2 in der folgenden Art und Weise definiert. Wie in Fig. 5 gezeigt ist, wird eine Referenzspannungs quelle VREF an den Emitter von Q1 angelegt, wobei die Spannung an der Basis von Q1 daher als VREF + Vbe (d. h. Basis-Emitter-Spannung von Q1) definiert ist. Die Ströme durch Q1 und Q2 sind vorzugsweise ähnlich, so daß die Vbe von Q2 im wesentlichen gleich der Vbe von Q1 ist, und die Spannung an dem Emitter von Q2 ist daher im wesentlichen gleich VREF. Die Spannung V1 wird durch den Widerstandsteiler entwickelt, der durch Widerstände R1 und R2 gebildet wird, die auch den Strom, der dazu ver wendet wird, den Kondensator C1 zu laden, durch Definition des Stromes durch Q2 als VREF/(R1 + R2) bilden. Dieser Strom wird durch Transistoren Q3 und Q4 gespiegelt und an den Kondensator C1 angelegt. Die Laderate von C1 ist daher definiert durch die Summe (R1 + R2). Die Referenzspan nung, die den Abschaltpunkt der anfänglichen Ansteuerung (GD) definiert, ist durch das Verhältnis von R1 zu R2 und durch die Gleichung VREF*(R2/(R1 + R2) definiert. Diese Konfiguration ermöglicht, daß die an fängliche "Ein"-Periode (Ton) und die nachfolgende "Aus"-Periode (Toff) durch geeignete Auswahl von R1 und R2 eingestellt werden kann, wobei Ton = C1*R2 und Toff = C1*R1.

Die vorliegende Erfindung erweitert die vorhergehende Strategie auf Mehrfachtaktgeberkonfigurationen, um dadurch das System an eine be liebige Anzahl von Taktgebermustern anzupassen, wie durch Änderungen in der gespeicherten Energie in der Zündspule zu dem Zeitpunkt erforder lich werden kann, wenn ein Wiederaufladezyklus eingeleitet wird. Die vor liegende Erfindung ermöglicht derartige verschiedene Konfigurationen, wobei jede von den anderen verschieden ist, ohne das Erfordernis für mehr als einen Takt-/Zeitgeberkondensator. Im Sinne einer kurzen Be schreibung wird nur ein Zweimodusfall (d. h. zwei Pulse) beschrieben, ob wohl zu verstehen sei, daß eine Anzahl einzelner Konfigurationen in einer Einzelsystemanwendung kombiniert werden kann.

Zusätzlich zu der Verwendung nur eines einzelnen Kondensators macht die Mehrfachpuls-Nachschwingdämpfungsschaltung der vorliegenden Er findung mehrfachen Gebrauch des Komparators für höhere Referenz spannung (beispielsweise Komparator 62 von Fig. 5). Das Ende der "Aus"- Periode des Sperrsignals INH ist daher stets dadurch definiert, wenn der Kondensator die Primärreferenzspannung VREF erreicht. Dies beläßt die Summen und Verhältnisse der Konfigurationswiderstände (beispielsweise R1 und R2 von Fig. 5) als die einzigen Variablen, wodurch ermöglicht wird, daß die Mehrfachmoden auf dieselbe Art und Weise eingerichtet werden können, wie unter Bezugnahme auf Schaltung 60 von Fig. 5 be schrieben wurde.

In Fig. 7 ist ein vereinfachtes Diagramm einer bevorzugten Ausführungs form einer Zweimodusschaltung 80 mit phasenabgestimmter Einschal tung zum Gebrauch als die Nachschwingdämpfungsschaltung 58 von Fig. 4 in einem Mehrfachpulssystem gemäß der vorliegenden Erfindung ge zeigt. Die Schaltung 80 ist in vielerlei Hinsicht ähnlich zu Schaltung 60 von Fig. 5, die eben beschrieben wurde, und umfaßt eine Stromquelle I1, die einen Strom an den Kollektor und die Basis eines Transistors Q1 lie fert, der einen Emitter aufweist, der mit einer Spannungsquelle VREF ver bunden ist. Die Basis von Q1 ist mit der Basis von Q2A verbunden, wobei Q1 und Q2A demgemäß einen bekannten Stromspiegel definieren. Der Emitter von Q2A ist mit einem Ende eines ersten Widerstandes R1A ver bunden, dessen gegenüberliegendes Ende mit einem Ende eines zweiten Widerstandes R2A verbunden ist, dessen gegenüberliegendes Ende mit einem Massepotential verbunden ist. Der Emitter von Q2A definiert die Spannung VREF und ist mit einem invertierenden Eingang eines Kompa rators 62 verbunden. Die gemeinsame Verbindung von R1A und R2A defi niert die Spannung V1A und ist mit einem invertierenden Eingang eines anderen Komparators 84 verbunden. Der Kollektor von Q2A ist als ein Eingang zu einem anderen Stromspiegel vorgesehen, der Q3A und Q4A umfaßt, wobei ein Ausgang dieses Stromspiegels, d. h. der Kollektor von Q4A, durch eine Diode D1 mit den nicht invertierenden Eingängen der Komparatoren 62 und 84 und auch eines dritten Komparators 82 wie auch mit einem Ende eines Kondensators C1 gekoppelt ist.

Die Basis von Q2A ist auch mit der Basis des Transistors Q2B verbunden, dessen Emitter mit einem Ende eines Widerstandes R1B verbunden ist, dessen entgegengesetztes Ende mit einem anderen Widerstand R2B ver bunden ist, das auf Massepotential bezogen ist. Die gemeinsame Verbin dung von R1B und R2B ist mit dem invertierenden Eingang eines Kompa rators 82 verbunden und definiert die Referenzspannung V1B. Der Kol lektor von Q2B ist als ein Eingang zu einem noch weiteren Stromspiegel vorgesehen, der Q3B und Q4B umfaßt, wobei ein Ausgang dieses Strom spiegels, d. h. der Kollektor von Q4B, durch eine Diode D2 mit den nicht invertierenden Eingängen der Komparatoren 62, 82 und 84 wie auch mit einem Ende des Kondensators C1 gekoppelt ist.

Der Ausgang des ersten Komparators 62 ist mit einem "Setz"-Eingang ei ner Verriegelungsschaltung L2 verbunden, die einen "Q"-Ausgang auf weist, der mit der Basis eines Transistors Q10 verbunden ist, der einen Kollektor und Emitter aufweist, die jeweils mit entgegengesetzten An schlüssen des Kondensators C1 verbunden sind. Ein "Rücksetz"-Eingang von L2 ist mit einem Ausgang eines NOR-Gatters 66 verbunden, das einen Eingang, der mit einem "Q"-Ausgang einer anderen Verriegelungsschal tung L1 verbunden ist, und einen zweiten Eingang aufweist, der mit einem "Rücksetz"-Eingang der Verriegelungsschaltung L1 verbunden ist und ein invertiertes EST-Signal ESTB aufnimmt. Die Ausgänge der Komparatoren 82 und 84 sind mit separaten Eingängen eines ODER-Gatters 86 mit zwei Eingängen verbunden, wobei ein Ausgang des ODER-Gatters 86 einen Ausgang der Schaltung 80 definiert, der das Sperrsignal INH führt, und auch mit dem "Setz"-Eingang der Verriegelungsschaltung L1 verbunden ist.

Ein erster Moduseingang M1 ist mit der Basis eines Transistors Q5A und mit der Basis eines anderen Transistors Q11A verbunden. Der Kollektor von Q5A ist mit dem Kollektor von Q4A verbunden, und der Kollektor von Q11A ist mit dem Ausgang des Komparators 84 verbunden. Die Emitter von Q5A und Q11A sind mit Massepotential verbunden. Ein zweiter Mo duseingang M2 ist mit der Basis eines Transistors Q5B und mit der Basis eines anderen Transistors Q11B verbunden. Der Kollektor von Q5B ist mit dem Kollektor von Q4B verbunden, und der Kollektor von Q11B ist mit dem Ausgang des Komparators 82 verbunden. Die Emitter von Q5B und Q11B sind mit Massepotential verbunden.

Der Abschnitt der Schaltung 80, der den Ladestrom für C1 und die untere Referenzspannung für den Start der "Aus"-Periode von INH einrichtet, ist identisch zu demjenigen, der unter Bezugnahme auf Fig. 5 gezeigt und be schrieben ist. Die Primärspannungsreferenz VREF, der Q1 und die Strom quelle, die Q1 vorspannt, kommen nur einmal vor. Der wiederholte Ab schnitt umfaßt Transistoren Q2x-Q5x, D1x und R1x-R4x. Wie unter Be zugnahme auf Fig. 5 oben beschrieben wurde, ist es dieser Satz an Kom ponenten, der den Ladestrom für C1 und die untere Referenzspannung herstellt. Es sind zwei (oder mehr) zusätzliche Eingänge Mx vorgesehen, um zu steuern, welche Konfigurationseinstellung die Taktgeberschaltung steuert. Wenn ein gegebenes Mx-Signal low ist, ist der zugehörige Q5x ausgeschaltet, was zuläßt, daß der Ausgangsstrom von dem Q4x durch D1x zu C1 fließen kann. Die Ausgänge von Q4y in den verbleibenden wie derholten Abschnitten sind durch ihren zugehörigen Q5y auf Masse um geleitet. Die Diode D1x ist in jedem Abschnitt vorhanden, um zu ermögli chen, daß der Ladestrom von einem gegebenen Abschnitt auf Masse ne bengeschlossen werden kann, ohne daß der Ladestrom für C1 von dem Abschnitt in Steuerung gestört wird.

Die unteren Schwellenreferenzspannungen, die an den Zwischenknoten der Paare von R1x-R2x hergestellt werden, werden an einen entsprechen den Satz von Komparatoren geleitet. Die Mx-Signale steuern auch, ob zu gelassen wird, daß die Ausgänge von diesen Komparatoren Signale mit High-Pegel an das ODER-Gatter 86 leiten. Wenn ein gegebener Mx- Eingang low ist, ist der zugehörige Transistor Q11x ausgeschaltet, wo durch zugelassen wird, daß der zugeordnete Komparator (beispielsweise 82 oder 84) ein Signal mit High-Pegel an das ODER-Gatter 86 anlegt. Der Ausgang des ODER-Gatters 86 liefert das Sperrsignal INH und den "Setz"- Eingang der Verriegelungsschaltung L1, wie oben unter Bezugnahme auf Fig. 5 beschrieben ist.

Um zusätzliche Moduskanäle zu der in Fig. 7 gezeigten Implementierung hinzuzufügen, werden diejenigen Vorrichtungen mit einer Bezeichnung von "xxB" verdoppelt und parallel zu den Vorrichtungen mit "xxA" ge schaltet, wie in Fig. 7 gezeigt ist.

In den Fig. 8A-8C sind beispielhafte Wellenformen der Ansteuerung (GD) 90, des Primärspulenstromes (I_C) 92 und der Sekundärspulenspannung V_SC 94 gezeigt, die das Ansprechen eines Zündspulensteuersystemes 50 zeigen, wenn die Schaltung 80 von Fig. 7 als die Nachschwingdämpfungs schaltung 58 von Fig. 4 in einem Doppelpulssystem verwendet wird. Die phasenabgeglichene Einschaltung wird sowohl zu Beginn des Wartezyklus als auch zu Beginn jedes Wiederaufladezyklus ausgeführt, wobei das Überschwingen infolge der Nachschwingung in allen Pulsen im wesentli chen verringert ist.

In den Fig. 9 und 10 ist eine bevorzugte Ausführungsform eines Schemas 96 auf Bauelementebene der Zweipuls-Nachschwingdämpfungsschaltung von Fig. 7 gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt. Bei der Veranschau lichung der Fig. 9 und 10 ist ein gezeigter Transistor, der eine ganze Zahl in Verbindung mit seinem Emitter aufweist, so zu verstehen, daß eine Emitterfläche definiert wird, die um die angegebene ganze Zahl größer als eine "Standard"-Emitterfläche ist. Ähnlicherweise ist ein gezeigter Transi stor, der keine ganze Zahl in Verbindung mit seinem Emitter aufweist, so zu verstehen, daß eine "Standard"-Emitterfläche definiert ist. Die Schal tungen 96 und 98 der Fig. 9 und 10 sind vorzugsweise kombiniert, um eine integrierte Schaltung zu bilden, die vorzugsweise gemäß eines be kannten Siliziumherstellprozesses ausgebildet ist, obwohl die vorliegende Erfindung die Ausbildung dieser Schaltungen 96 und 98 als eine oder mehrere Nebenschaltungen aus diskreten Komponenten, integrierte Silizi umschaltungen und/oder integrierte Schaltungen umfaßt, die aus ande ren bekannten Halbleitermaterialien gebildet sind.

Die Vorrichtungen Q1-Q7 und R1-R4 bilden die Referenzspannung VREF. Der Schaltungsknoten IREF empfängt eine Referenzspannung von einer Referenzstromerzeugungsschaltung 98, die in Fig. 10 gezeigt ist, wobei der Transistor Q1 auf diese Referenzspannung anspricht, um einen Strom I1 hindurch herzustellen. Dieser Referenzstrom I1 ist ein sogenannter "Delta- Vbe"-Strom, der durch die Beziehung I1 = (Vt*ln(N))/RDVBE definiert ist, wobei Vt eine thermische Spannung ist, N ein Verhältnis von Emitterflä chen von NPN-Transistoren ist, die dazu verwendet werden, den Delta- Vbe-Strom zu entwickeln, und RDVBE ein Widerstand ist, der so bemes sen ist, um die Größe des Stromes IREF herzustellen. Die thermische Spannung Vt ist durch die gut bekannte Gleichung (k*T)/q gegeben, wobei "k" die Boltzmann-Konstante ist, "T" die Temperatur in Grad Kelvin ist, und "q" die elektronische Ladung ist. Der Strom I1 weist somit einen posi tiven Temperaturkoeffizienten (T.C.) auf.

Der Delta-Vbe-Strom IREF wird an über Diode verbundene Transistoren Q2-Q6 und in Serie verbundene Widerstände R2 und R3 geliefert. Bei ei ner Ausführungsform entspricht die resultierende Spannung an dem Emitter von Q2 dem Vierfachen der Siliziumbandabstandsspannung (etwa 1,25 Volt) oder etwa 5 Volt. Diese Spannung ist relativ temperaturunemp findlich, da der negative Temperaturkoeffizient der Basis-Emitter- Spannungen um den positiven Temperaturkoeffizient der Diffusionswider stände (diffused base resistors) R2 und R3 versetzt ist. Eine vorsichtige Auswahl des Gesamtwertes von R2 + R3 ist für dieses Temperaturgleich gewicht erforderlich, obwohl die notwendigen Berechnungen zur Einrich tung dieses Gleichgewichtes durch Fachleute leicht ausgeführt werden können.

Die Referenzspannung VREF wird an Widerstandsteilerstränge R1A-R2A und R1B-R2B über Transistoren Q2, Q11 und Q28 übertragen, wie hier unter Bezugnahme auf Fig. 7 beschrieben ist. Die VREF-Spannung, die über jeden dieser Teilerstränge angelegt wird, stellt den Strom durch diese und daher den Strom, der schließlich auf C1 durch den aktiven Kanal ge lenkt wird, über entweder den Stromspiegel von Q10-Q12 oder den Strom spiegel von Q26-Q27 her. Die über Diode verbundenen Transistoren D1 und D2 entsprechen gleichbezifferten Dioden, die in Fig. 7 gezeigt sind. Die Transistoren Q13 und Q29 schalten die Ausgänge dieser Stromspiegel auf Masse, wenn der entsprechende Moduskanal aktiv ist.

Der Komparator 62 von Fig. 7 besteht aus Transistoren Q14-Q19, wobei einer der Halbkollektoren von Q15 das Ausgangssignal ist. Q16 sieht auch einen Ausgang von diesem Komparator vor, der dazu verwendet wird, den Pegel von VREF zu verringern, wodurch eine Hysterese in der Kompara torschaltung vorgesehen wird. Die Verringerung von VREF wird vorzugs weise durch zweifache Spiegelung des Kollektorstromes von Q16 an dem Kollektor von Q7 erreicht. Diese Stromansteuerung sättigt Q7 wirksam, wodurch der Spannungsabfall über R2, R3 und Q6 von der an dem Emit ter von Q2 erzeugten Spannung beseitigt wird.

Die Komparatoren 82 und 84 bestehen aus Transistorgruppen Q30-Q34 bzw. Q21-Q25. Die Ausgänge dieser Komparatoren, der Strom, der durch Q31 und Q22 geliefert wird, treibt das NOR-Gatter an, das aus Transisto ren Q23, Q37 und Q38 besteht. Der Ausgang dieses Gatters ist durch Transistor Q40 invertiert. Dieses invertierte NOR-Gatter wird durch das ODER-Gatter 86 in Fig. 7 dargestellt. Die Komparatoren sind alle durch den Stromspiegel mit mehreren Ausgängen vorgespannt, der aus Transi storen Q9, Q19, Q25 und Q34 besteht. Dieser Spiegel wird durch den Strom IREF angetrieben, der durch die Erzeugungsschaltung 98 für den Delta-Vbe-Strom erzeugt wird.

Die Transistoren Q36 und Q39 entsprechen Transistoren Q11A und Q11B in Fig. 7. Diese Vorrichtungen sperren die Ausgänge von den beiden zu sammenpassenden Komparatoren vor einer Ansteuerung der Eingänge des ODER-Gatters 86, das durch Transistoren Q37 und Q38 definiert ist, wenn der entsprechende Moduskanal deaktiviert ist. Die Verriegelungs schaltung L1 von Fig. 1 besteht aus Transistoren Q44-Q47, und Transi storen Q48 und Q49 bilden das NOR-Gatter 66. Der Ausgang des NOR- Gatters 66 speist den Rücksetzeingang der Verriegelungsschaltung L2, die aus Transistoren Q50-Q53 besteht. Der "Q"-Ausgang der Verriegelungs schaltung L2 an den Kollektoren von Q50 und Q53 treibt den Transistor Q35 an, um den Kondensator C1 zu entladen.

Zusammengefaßt umfaßt ein Zündsystem für ein Kraftfahrzeug eine Steu erschaltung (52), die dazu dient, eine Schaltvorrichtung (24) für Spulen strom anzutreiben, die mit einer Zündspule (30) verbunden ist, die auf ei ne Batteriespannung bezogen ist. Die Steuerschaltung (52) umfaßt eine Ansteuerschaltung (20) und eine Nachschwingdämpfungsschaltung (58), die ein Sperrsignal (INH) erzeugt, auf welches die Ansteuerschaltung (20) anspricht, um den Zustand des Spulenansteuersignales (GD) zu steuern. Bei einem Einzelpuls-Zündsystem, d. h. einem Zündsystem, das ein ein zelnes Spulenladeereignis pro Verbrennungszyklus verwendet, spricht die Nachschwingdämpfungsschaltung (58) auf ein Zündsteuersignal (ESTBF) an, um ein Laden und ein Entladen eines einzelnen Kondensators (C1) zu steuern, um das Sperrsignal (INH) zu definieren. Bei einem Mehrfachpuls- Zündsystem, d. h. einem Zündsystem, das mehrere Spulenwiederauflade zyklen nach einem anfänglichen Standardladewartezyklus verwendet, spricht die Nachschwingdämpfungsschaltung (58) auf das Zündsteuersi gnal (ESTBF) und zumindest zwei Modussignale (M1, M2) an, um ein La den und Entladen des einzelnen Kondensators (C1) während der anfängli chen und nachfolgenden Spulenladezyklen zu steuern, um das Sperrsi gnal (INH) zu definieren. In jedem Fall spricht die Ansteuerschaltung (20) auf das Sperrsignal (INH) an, um einen Stromfluß durch die Primärzünd spule (30) zu deaktivieren, wenn das Sperrsignal (INH) aktiviert ist, und um einen Stromfluß durch die Primärzündspule (30) zu aktivieren, wenn das Sperrsignal (INH) deaktiviert ist.

Claims

1. Zündsteuerschaltung (52) mit:
einer ersten Schaltung (Q1A, Q2A, Q2B), die erste, zweite und dritte Referenzspannungen (V1A, VREF, V1B) erzeugt;
einem Kondensator (C1);
einer zweiten Schaltung (L1, L2, 66, Q10), die auf ein Zündsteu ersignal (ESTB) anspricht, um ein Laden des Kondensators (C1) zu beginnen;
eine dritte Schaltung (Q5A, Q11A, 84, 86), die auf ein erstes Mo dussteuersignal (M1) anspricht, um ein Sperrsignal (INH) zu aktivie ren, wenn eine Ladung an dem Kondensator (C1) eine erste Referenz spannung (V1A) erreicht, und um das Sperrsignal (INH) zu deaktivie ren, wenn die Ladung an dem Kondensator (C1) die zweite Referenz spannung (VREF) erreicht;
eine vierte Schaltung (Q5B, Q11B, 82, 86), die auf ein zweites Modussteuersignal (M2) anspricht, um das Sperrsignal (INH) zu akti vieren, wenn die Ladung an dem Kondensator (C1) die dritte Refe renzspannung (V1B) erreicht, und das Sperrsignal (INH) zu deaktivie ren, wenn die Ladung an dem Kondensator (C1) die zweite Referenz spannung (VREF) erreicht; und
einer fünften Schaltung (20, 24), die auf das Sperrsignal (INH) an spricht, um einen Stromfluß durch eine Zündspule (30) zu deaktivie ren, wenn das Sperrsignal (INH) aktiviert ist, und einen Stromfluß durch die Zündspule (30) zu aktivieren, wenn das Sperrsignal (INH) deaktiviert ist.

2. Zündsteuerschaltung nach Anspruch 1, wobei die erste Schaltung (Q1A, Q2A, Q2B) erste und zweite Widerstände (R1A, R2A) umfaßt, die in Serie geschaltet sind, wobei die erste Referenzspannung (V1A) einer Spannung über einen der ersten und zweiten Widerstände (R1A, R1B) und die zweite Referenzspannung (VREF) einer Spannung über sowohl die ersten als auch zweiten Widerstände (R1A, R2A) ent spricht.

3. Zündsteuerschaltung nach Anspruch 2, ferner mit einer ersten Stromspiegelschaltung (Q3A, Q4A) mit einem Ausgang (Q4A), der mit dem Kondensator (C1) verbunden ist,
wobei einer der ersten und zweiten Widerstände (R1A, R2A) mit einem Eingang (Q3A) der ersten Stromspiegelschaltung (Q3A, Q4A) verbunden ist, wobei die ersten und zweiten Widerstände (R1A, R2A) einen ersten Strom hindurch definieren und den ersten Strom an den Eingang (Q3A) der ersten Stromspiegelschaltung (Q3A, Q4A) liefern; und
wobei die zweite Schaltung (L1, L2, 66, Q10) auf das Zündsteuer signal (ESTB) und das erste Modussteuersignal (M1) anspricht, um eine Ladung des Kondensators (C1) mit dem ersten Strom zu begin nen.

4. Zündsteuerschaltung nach Anspruch 3, wobei die erste Schaltung (Q1A, Q2A, Q2B) dritte und vierte Widerstände (R1B, R2B) umfaßt, die in Serie geschaltet sind, wobei die dritte Referenzspannung (V1B) einer Spannung über einen der dritten und vierten Widerstände (R1B, R2B) entspricht.

5. Zündsteuerschaltung nach Anspruch 4, ferner mit einer zweiten Stromspiegelschaltung (Q3B, Q4B) mit einem Ausgang (Q4B), der mit dem Kondensator (C1) verbunden ist;
wobei einer der dritten und vierten Widerstände (R1B, R2B) mit einem Eingang (Q3B) der zweiten Stromspiegelschaltung (Q3B, Q4B) verbunden ist, wobei die dritten und vierten Widerstände (R1B, R2B) einen zweiten Strom hindurch definieren und den zweiten Strom an den Eingang (Q3B) der zweiten Stromspiegelschaltung (Q3B, Q4B) liefern; und
wobei die zweite Schaltung (L1, L2, 66, Q10) auf das Zündsteuer signal (ESTB) und das zweite Modussignal (M2) anspricht, um ein Laden des Kondensators (C1) mit dem zweiten Strom zu beginnen.

6. Zündsteuerschaltung nach Anspruch 5, wobei die dritte Schaltung (Q5A, Q11A, 84, 86) einen Ausgang (86), der das Sperrsignal (INH) definiert, und eine erste Komparatorschaltung (84) umfaßt, die einen nicht invertierenden Eingang, der mit dem Kondensator (C1) verbun den ist, einen invertierenden Eingang, der die erste Referenzspan nung (V1A) aufnimmt, und einen Ausgang aufweist, der mit dem Ausgang (86) der dritten Schaltung gekoppelt ist, wobei die erste Komparatorschaltung (84) das Sperrsignal (INH) aktiviert, wenn die Ladung an dem Kondensator (C1) die erste Referenzspannung (V1A) erreicht.

7. Zündsteuerschaltung nach Anspruch 6, wobei die vierte Schaltung (Q5A, Q11A, 84, 86) eine zweite Komparatorschaltung (86) umfaßt, die einen nicht invertierenden Eingang, der mit dem Kondensator (C1) verbunden ist, einen invertierenden Eingang, der die dritte Refe renzspannung (V1B) aufnimmt, und einen Ausgang umfaßt, der mit dem Ausgang (80) der dritten Schaltung gekoppelt ist, wobei die zweite Komparatorschaltung (84) das Sperrsignal (INH) aktiviert, wenn die Ladung an dem Kondensator (C1) die dritte Referenzspan nung (V1B) erreicht.

8. Zündsteuerschaltung nach Anspruch 7, ferner mit einem ODER- Gatter (86) mit ersten und zweiten Eingängen, von denen jeder mit separaten Ausgängen der ersten bzw. zweiten Komparatorschaltun gen (84, 82) verbunden ist, und einem Ausgang, der den Ausgang der dritten Schaltung definiert, wobei das ODER-Gatter (86) auf das erste Modussignal (M1) anspricht, um den Ausgang der ersten Kompara torschaltung (84) an den Ausgang derselben zu führen, während der Ausgang der zweiten Komparatorschaltung (82) von dem Ausgang derselben gesperrt wird, und wobei das ODER-Gatter (86) auf das zweite Modussignal (M2) anspricht, um den Ausgang der zweiten Komparatorschaltung (82) an den Ausgang derselben zu leiten, wäh rend der Ausgang der ersten Komparatorschaltung (84) von dem Aus gang derselben gesperrt ist.

9. Zündsteuerschaltung nach Anspruch 8, wobei die zweite Schaltung (L1, L2, 66, Q10) umfaßt:
eine Schaltvorrichtung (Q10), die über den Kondensator (C1) ge schaltet ist; und
eine dritte Komparatorschaltung (62), die einen nicht invertieren den Eingang, der mit dem Kondensator (C1) verbunden ist, einen in vertierenden Eingang, der die zweite Referenzspannung (VREF) auf nimmt, und einen Ausgang aufweist, der mit der Schaltvorrichtung (Q10) gekoppelt ist;
wobei die dritte Komparatorschaltung (62) dazu dient, die Schalt vorrichtung (Q10) zu aktivieren, um dadurch den Kondensator (C1) zu entladen, wenn die Ladung an dem Kondensator (C1) die zweite Referenzspannung (VREF) erreicht, und ansonsten die Schaltvor richtung (Q10) zu deaktivieren, wodurch eine Ladung des Kondensa tors (C1) zugelassen wird.

10. Zündsteuerschaltung nach Anspruch 1, ferner mit einer Stromquelle (Q1), die einen Strom liefert;
und wobei die zweite Schaltung (L1, L2, 66, Q10) auf das Zünd steuersignal (ESTB) anspricht, um ein Laden des Kondensators (C1) mit dem Strom zu beginnen.

11. Zündsteuerschaltung nach Anspruch 10, wobei die zweite Schaltung (L1, L2, 66, Q10) eine Schaltvorrichtung (Q10) umfaßt, die über den Kondensator (C1) geschaltet ist;
und wobei die zweite Schaltung (L1, L2, 66, Q10) dazu dient, die Schaltvorrichtung (Q10) zu deaktivieren, um dadurch den Konden sator (C1) mit dem Strom zu laden, und die Schaltvorrichtung (Q10) zu aktivieren, um den Kondensator (C1) zu entladen.

12. Zündsteuerschaltung nach Anspruch 11, wobei die zweite Schaltung (L1, L2, 66, Q10) eine erste Verriegelungsschaltung (L2) aufweist, die einen Rücksetzeingang (R) und einen Ausgang (Q) umfaßt, der mit der Schaltvorrichtung (Q10) verbunden ist, wobei die erste Verriege lungsschaltung (L2) auf das Zündsteuersignal (ESTB) an dem Rück setzeingang (R) anspricht, um die erste Verriegelungsschaltung (L2) rückzusetzen und ein logisches Low-Signal an dem Ausgang (Q) zu erzeugen, wobei das Ausgangssignal mit logischem Low-Pegel der er sten Verriegelungsschaltung (L2) die Schaltvorrichtung (Q10) deakti viert.

13. Zündsteuerschaltung nach Anspruch 12, wobei die zweite Schaltung (L1, L2, 66, Q10) eine zweite Verriegelungsschaltung (L1) aufweist, die einen Rücksetzeingang (R), der das Zündsteuersignal (ESTB) auf nimmt, und einen Ausgang (Q) umfaßt, der mit einem ersten Eingang eines NOR-Gatters (66) verbunden ist, wobei das NOR-Gatter (66) ei nen zweiten Eingang, der das Zündsteuersignal (ESTB) aufnimmt, und einen Ausgang umfaßt, der mit dem Rücksetzeingang (R) der er sten Verriegelungsschaltung (L2) verbunden ist, wobei die zweite Ver riegelungsschaltung (L1) auf ein logisches Low-Pegelsignal des Zünd steuersignales (ESTB) anspricht, um ein logisches Low-Pegelsignal an dem Ausgang (Q) derselben zu erzeugen, wobei das NOR-Gatter (66) auf das logische Low-Pegelausgangssignal des Ausganges (Q) der zweiten Verriegelungsschaltung (L1) und den logischen Low-Pegel des Zündsteuersignales (ESTB) anspricht, um ein logisches Low- Pegeleingangssignal an den Rücksetzeingang (R) der ersten Verriege lungsschaltung (L2) zu liefern.

14. Zündsteuerschaltung nach Anspruch 13, wobei die zweite Verriege lungsschaltung (L1) einen Setzeingang (S) umfaßt, der auf den akti vierten Zustand des Sperrsignales (INH) anspricht, um einen logi schen High-Pegel an dem Ausgang (Q) derselben zu erzeugen, wobei das NOR-Gatter (66) auf den logischen High-Pegel an dem Ausgang (Q) der zweiten Verriegelungsschaltung (L1) anspricht, um ein logi sches Low-Pegelsignal an den Rücksetzeingang (R) der ersten Verrie gelungsschaltung (L2) zu liefern.

15. erfahren zur Steuerung eines Zündsystemes mit den Schritten, daß:
ein Kondensator (C1) in Ansprechen auf ein Zündsteuersignal (ESTB) geladen wird;
eine Ladung an dem Kondensator (C1) mit einer ersten Referenz spannung (V1A) in Ansprechen auf ein erstes Modussignal (M1) ver glichen wird;
die Ladung an dem Kondensator (C1) mit einer zweiten Referenz spannung (V1B) in Ansprechen auf ein zweites Modussignal (M2) ver glichen wird;
eine Ladung an dem Kondensator (C1) mit einer dritten Referenz spannung (VREF) verglichen wird, wobei die dritte Referenzspannung (VREF) größer als die ersten und zweiten Referenzspannungen (V1A, V1B) ist;
der Stromfluß durch eine Zündspule (30) deaktiviert wird, wenn die Ladung an dem Kondensator (C1) entweder die erste oder die zweite Referenzspannung (V1A, V1B) erreicht; und
ein Stromfluß durch die Zündspule (30) aktiviert wird, wenn die Ladung an dem Kondensator (C1) die dritte Referenzspannung (VREF) erreicht.

16. Verfahren nach Anspruch 15, wobei der Deaktivierungsschritt um faßt, daß:
ein Sperrsignal (INH) aktiviert wird, wenn die Ladung an dem Kondensator (C1) entweder die erste oder die zweite Referenzspan nung (V1A, V1B) erreicht;
ein Stromfluß durch die Zündspule (30) deaktiviert wird, wenn das Sperrsignal (INH) aktiviert ist.

17. Verfahren nach Anspruch 16, wobei der Aktivierungsschritt umfaßt, daß:
das Sperrsignal (INH) deaktiviert wird, wenn die Ladung an dem Kondensator (C1) die dritte Referenzspannung (VREF) erreicht; und
ein Stromfluß durch die Zündspule (30) aktiviert wird, wenn das Sperrsignal (INH) deaktiviert ist.

18. Verfahren nach Anspruch 17, ferner mit dem Schritt, daß der Kon densator (C1) entladen wird, wenn die Ladung an dem Kondensator (C1) die dritte Referenzspannung (VREF) erreicht.