DE3015343A1 - Zuendkontrollsystem - Google Patents

Description

- 4 - p. 8053

Zündkontro11system

Die Erfindung bezieht sich auf ein elektronisches Zündkontrollsystem zur Anwendung bei Verbrennungskraftmaschinen mit innerer Verbrennung. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf ein Zündkontrollsystem mit einem Rückführkreis für die Kontrolle der Verweilzeit.

Kraftfahrzeug-Zündsysteme konventioneller Art oder nach der Kettering-Bauart enthalten mechanische Unterbrecherkontakte, welche durch Nocken periodisch geöffnet werden, um den Durchfluß von elektrischem Strom durch die Zündspule zu unterbrechen; hierdurch v/erden Signale hoher Spannung in der Sekundärwicklung der Spule induziert, welche an den Zündkerzen den Funken zur Einleitung der Zündung erzeugen. Bei elektromechanischen Systemen dieser Art ist ein vorrangiges Problem die Tatsache, daß die Unterbrecherkontakte nur eine begrenzte Lebensdauer erreichen können; auch ist die Aufgabe gestellt, periodische Schalt- bzw. Abstimmeinrichtungen zu schaffen, welche für einen gleichmäßigen, "runden" Lauf der Verbrennungskraftmaschine sorgen.

Im Zuge der Entwicklung der Technologie der Halbleiterelemente und der integrierten Schaltungsanordnungen wurde bereits verhältnismäßig früh erkannt, daß Einrichtungen dieser Art zur elektronischen Substituierung der nockenbetätigten Unterbrecher-Kontaktanordnungen und der mit ihnen zusammenwirkenden Kondensatoren geeignet sind. Die ersten Versuche, elektronische Zündkontrollsysteme zu schaffen, bestanden darin, die Betriebscharakteristiken des konventionellen Systems lediglich zu duplizieren. Ein Beispiel für ein solches elektronisches Zündsystem ist beschrieben in US-PS 4,O57_f74O (Arguello). Bei diesem System vergleicht eine Komparatorschaltung

030045/0790 ·/··

- 5 - F 8053

ein Eingangssignal aus einer Abfühleinrichtung in einem Verteiler mit einer konstanten Bezugsspannung und erzeugt Ausgangssignale, wenn das Eingangssignal die konstante Bezugsspannung übersteigt.

In der Technik der elektronischen Zündkontrollsysteme ist auch bereits erkannt worden, daß elektronische Zündsysteme nicht durch bestimmte Entwurfskompromisse hinsichtlich der unter Verwendung mechanischer Unterbrecher erzeugten Signale begrenzt sein müssen, da in einem elektronischen System mechanischer Verschleiß unproblematisch ist. In diesem Zusammenhang beschreibt z.B. das für die Allgemeinheit verfügbare (commonly assigned) USA-Patent 3,882,840 (Adamian u.a.) ein elektronisches Zündsystem, in dem eine höhere Primärenergie bei der Zündspule eingesetzt v/erden kann, als es bei Verwendung mechanischer Unterbrecher bisher zweckmäßig erschien« Diese Überlegung ist von erheblicher Bedeutung besonders für den gegenwärtigen Bau von Automobil-Verbrennungskraftmaschinen, welche mit magereren Verbrennungsgemischen arbeiten, als es früher der Fall war, und zwar sowohl zur Brennstoffersparnis als auch aus Gründen des Umweltschutzes«,

Bei dem von Adamian u_oa_o angegebenen System wird ein Rückführkreis (feedback loop) von dem Ausgang des Systems zu einer Verweilkontrolls chaltung beschrieben« Dieser Rückführkreis ermöglicht Änderungen des Verweilwinkels oder der Verweilzeit für verschiedene Betriebszustände der Verbrennungskraftmaschine. Ein solcher langer Rückführkreis macht es jedoch schwierig, eine straffe Kontrolle des Verweilvorgangs zu erreichen, insbesondere, da die Kontrollerfordernisse bei steigenden Anforderungen an erhöhte Brennstoffökonomie und bessere Abgaseigenschaften bei Verbrennungskraftmaschinen mit innerer Verbrennung zunehmend schärfer werden_o

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Zündkontrollsystem zu schaffen, in dem der zu der Zündspule einer Verbrennungskraftmaschine mit innerer Verbrennung gelieferte Strom im Hinblick

030045/0790 ./..

- 6 - F 8053

auf das Betriebsverhalten der Maschine auf einem optimalen Wert gehalten wird, ohne die zu erwartende Lebensdauer des Zündkontrollsystems im nachteiligen Sinne zu beeinflussen.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist, ein Zündkontrollsystem zu schaffen, welches einen exakteren, schneller und besser arbeitenden Rückführkreis für die Verweilzeit besitzt, und welches besser und empfindlicher anspricht auf Änderungen der Betriebsbedingungen der Verbrennungskraftmaschine, als dies bei bisherigen Rückiührkreisen für die Verweilzeit erreichbar v/ar.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist, ein Zündkontrollsystem zu schaffen, bei dem die Verweilzeit bei allen Maschinendrehzahlen und Beschleunigungen derart gesteuert wird, daß eine optima}, e Leistungsfähigkeit bzw. ein optimaler Wirkungsgrad des Systems erreicht wird.

Diese und weitere Vorteile können bei Verwendung des nachfolgend beschriebenen neuen elektronischen Kontrollsystems erreicht werden. Gemäß der Erfindung liegt das Zündkontrollsystem zwischen einer Abfühleinrichtung, welche in Abhängigkeit von der Rotation eines Verteilers ein Taktsignal erzeugt, und einer Ausgangstreiberschaltung, welche mit der Primärwicklung einer Zündspule verbunden ist. Das System enthält eine Integrationsschaltung, welche die Taktsignale von der Abfühleinrichtung empfängt. Die integrierte Schaltung erzeugt in Abhängigkeit von dem Taktsignal eine Zweiflanken-Schwingungsform. Eine Verweilkontrollschaltung empfängt die Zweiflanken-Schwingungsform von der Integrationsschaltung und erzeugt .eine Verweilkontroll-Bezugsspannung, welche sich in Abhängigkeit von Änderungen der Zweiflanken-Schwingungsform ändert. Eine !Comparatorschaltung ist mit der Verweilkontroll-Schaltung so verbunden, daß sie die Verweilkontroll-Bezugsspannung aufnimmt, und sie ist mit der Integrationsschaltung so verbunden, daß sie die Zweiflanken-Schwingungsform empfängt.

030045/0790 ./..

- 7 - F 8053

Der Komparator erzeugt ein Ausgangs-Treiberkontrollsignal, wenn die Spannung der Zweiflanken-Schwingungsform gleich der Spannung des Verweilkontroll-Bezugssignals oder kleiner als diese Spannung ist. Eine Ausgangs-Treiberkontrollschaltung ist mit der Komparatorschaltung so verbunden, daß sie das Ausgangs-Treiberkontrollsignal von dem Komparator empfängt. Die Ausgangs-Treiberkontrollschaltung ist auch mit der Ausgangstreiberschaltung derart verbunden, daß ein Aktivierungssignal an die Ausgangstreiberschaltung geliefert wird, wenn ein Ausgangs-Treiberkontrollsignal eingeht.

Das beschriebene System kann mit beliebigen geeigneten Abfühleinrichtungen betrieben werden, welche ein rechteckiges Taktsignal in Abhängigkeit von der Rotation des Verteilers liefern; vorzugsweise wird das System jedoch mit einer Halleffekt-Abfühleinrichtung ausgestattet. Als im Handel verfügbares Beispiel einer solchen Abfühleinrichtung sei der Honeywell Micro-Switch 1AV2A genannt, welcher bei Minneapolis Honeywell, Inc., Minneapolis, Minnesota, USA, bezogen werden kann. Auch kann das Kontrollsystem zur Kontrolle einer größeren Anzahl verschiedener Ausgangstreiberschaltungen verwendet werden; vorzugsweise wird jedoch ein Darlington-Transistorpaar als Ausgangstreiberschaltung verwendet.

Durch die Anwendung eines Rückführkreises bei der Integrationsschaltung, durch die Verweilkontrollschaltung und durch die Komparator schaltung in dem Zündkontrollsystem gemäß der Erfindung ist eine wesentlich exaktere, straffere Kontrolle der Verweilzeit oder des Verweilwinkels bei erheblichen Änderungen der Betriebsbedingungen der Verbrennungskraftmaschine erreichbar, als dies bisher bei den bekannten Zündkontrollsystemen der Fall war. Das Zündkontrollsystem gemäß der Erfindung bietet daher besondere Vorteile, insbesondere eine bessere KraftstoffÖkonomie und eine Verbesserung des Abgasverhaltens.

030045/0790

- 8 - F 8053

Die Lösung der obigen Aufgabenstellung und die Lösung weiterer Aufgaben, "weitere Vorteile und weitere Merkmale der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung anhand der Zeichnungen.

Fig, 1 ist ein Blockschaltbild eines Zündkontrollsystems gemäß der Erfindung.

Fig. 2 zeigt mehrere Schwingungsformen zur Erläuterung der Wirkungsweise des Zündkontrollsystems gemäß Fig. 1.

Fig. 3 ist eine Übersichtsdarstellung für die Fig. 3A und 3B.

Fig. 3 zeigen schematisch eine Schaltung eines Ausführungsbei^u* spiels der Erfindung entsprechend dem Blockschaltbild der Fig. 1.

Fig. k zeigen Schwingungsformen zur Erläuterung des Systems der ' Fig. 3A und 3B bei verschiedenen Maschinendrehzahlen.

In Fig. 1 ist ein Blockschaltbild eines elektronischen Zündkontrollsystems gemäß der Erfindung dargestellt. Das Blockschaltbild gemäß Fig. 1 wird im Zusammenhang mit den in Fig. 2 dargestellten repräsentativen Schwingungsformen betrachtet werden. Das Zündkontrollsystem 10 liegt zwischen einer Halleffekt-Abfühleinrichtung 12 und der Primärwicklung 14 einer Zündspule 16. Räumlich sind die Elemente des Zündkontrollsystems 10, die als Funktionsblöcke gezeichnet sind, vorzugsweise in einem einzelnen Halbleiterplättchen mit einer bipolaren linearen integrierten Schaltung zusammengefaßt. Dieses Plättchen mit der integrierten Schaltung ist räumlich untergebracht in einem Modul, welches eine Darlingtonpaar-Ausgangstreiberschaltung 18 enthält, wie sie im Handel zur Verfügung steht, z.B. als Produkt der Fairchild Camera and Instrument Corporation, Mountain View, California, Produkt-Nr. 0361. In dem Modul sind auch verschiedene diskrete Widerstände, Kapazitäten und Dioden enthalten, deren Funktionen nachfolgend noch beschrieben

^werden* 030045/0790

~ 9 - F 8053

Das Eingangssignal 20 für das Zündkontrollsystem wird über Modulklercme P2 und Widerstand R117 über Leitung 24 zu einer Integrationsschaltung 22 geliefert. Die Halleffekt-Abfühleinrichtung ist innerhalb des Verteilers einer Maschine mit dem Zündkontrollsystem untergebracht. Eine Halleffekt-Zündabfühleinrichtung, wie sie vorzugsweise Verwendung finden kann, enthält eine Halleffekt-Abfühlintegrationsschaltung und einen kleinen Permanentmagneten, v/elche in einem U-förmigen Gehäuse zusammengegossen und so angeordnet sind, daß sie an verschiedenen Seiten der U-Form einander gegenüberliegen. Die Halleffekt-Abfühleinrichtung ist so in dem Verteiler angeordnet, daß ein eisenhaltiges Abdeckrad auf dem Verteilernocken angebracht werden und durch die U-Öffnung der Abfühleinrichtung durchgreifen kann. Durch Einschneiden von Öffnungen des Abdeckrades entsprechend der Zahl der Zylinder und der vorgesehenen Takt-Betriebsweise wird die Erzeugung eines Eingangssignals 20 ermöglicht, welches die Taktinformation für jeden Zylinder im Hinblick auf eine optimale Arbeitsweise enthält. Das Eingangssignal 20 aus der Halleffekt-Abfühleinrichtung 12 ist ein rechtwinkliges Eingangssignal, und ss erzeugt eine dreieckförmige Zweiflanken-Schwingungsform 20, Diese Art der Schwingungsform erleichtert die Kontrolle der Verweilzeit, da sie die Taktinformation, die für eine zuverlässige und korrekte Arbeitsweise erforderlich ist, beibehält. Vorzugsweise ist die Integratorschaltung 22 entsprechend den technischen Lehren ausgestaltet, welche in der der Öffentlichkeit zur Verfügung stehenden USA-Patentanmeldung Serial No₀ 889,152 (Frazee) "Input Stage for Automotive Ignition Control Circuit", angemeldet am 22ο März 1978j, enthalten sind_o Auf die in dieser Patentanmeldung gegebenen technischen Informationen wird in diesem Zusammenhang Bezug genommenο Eine bevorzugte Ausführungsform einer Integrationsschaltung, welche von den technischen Lehren gemäß der Frazee-Anmeldung Gebrauch macht, wird -nachfolgend noch anhand von Fig. beschrieben werden.

030045/0790 ^φ/"

- 10 ~ F 80^3

Ausgangsleitung 30 verbindet einen Ausgang aus der Integrationsschaltung 22 mit Verweilschaltung 32. Die dreieckförmige Schwingungsform 28 wird von der Integrationsschaltung 22 im Zusammenwirken mit Kondensator C103 auf Leitung 34 erzeugt und auf Leitung 30 zur Verweilkontrollschaltung 32 geliefert. Die Verweilkontrollschaltung 32 ist mit Komparator 36 durch Leitung 38 verbunden. Die Verweilkontrollschaltung 32 erzeugt eine Verweilkontroll-Bezugs spannung, welche sich in Abhängigkeit von der dreieckförmigen Schwingungsform 28 ändert. Die Integrationsschaltung ist auch mit der Komparatorschaltung 36 durch Leitung 40 verbunden, wobei die dreieckförmige Schwingungsform 28 zum Komparator 36 geliefert wird. Komparator 36 vergleicht die Verweilkontroll-Bezugs spannung mit der Zweiflanken-Schwingungsform 28 und erzeugt ein Ausgangs-Treiberkontrollsignal auf Leitung 42, welche den Komparator 36 mit der Ausgangstreiber-Kontrollschaltung 44 ver~ bindet. Bei Erscheinen des Ausgangstreiber-Kontrollsignals auf Leitung 42 erzeugt die Ausgangstreiber-Kontrollschaltung 44 ein Aktivierungssignal, welches auf Leitung 46 zur Basis 48 des Darlington-Paars 18 geliefert wird.

Die Komparatorschaltung 36 enthält auch Schaltelemente, welche einen Tachometerausgang auf Leitung 50 liefern, der als Indikation der Maschinendrehzahl verwendet werden kann, wenn er zum Ansteuern einer Tachometerschaltung oder einer anderen Form einer Drehzahldarstellung verwendet wird, und zwar in Verbindung mit Tachometer-Modulausgangsklemme P1. Widerstand R116 dient zum Schutz des Zündkontrollsystems 10 gegenüber induzierten Störsignalen hoher Spannung auf der Tachometerleitung 50.

Ein Spannungsregler 52 ist mit der Integrationsschaltung 22 und der Verweilkontrollschaltung 32 über Leitungen 54 und 56 verbunden. Der Spannungsregler 52 ist auch mit der Komparatorschaltung 36 über Leitung 58 und einer Standschaltung 60 über Leitung 62 verbunden. Die Standschaltung 60 ist auch mit der Ausgangs-Treiberkontrollschal tung 44 über Leitung 64 verbunden. Die Standschaltung 60 hat die Aufgabe, überflüssige Leistungsverluste und dem-

030045/0790

- 11 - F 8053

30153A3

entsprechend Wärmeerzeugung in dem Zündkontrollsystera 10 dadurch zu vermeiden, daß die Ausgangs-Treiberkontrollschaltung 44 abgeschaltet wird5 wenn die Verbrennungskraftmaschine sich nicht dreht, da andernfalls in diesem Fall der Zündspule 16 Leistung zugeführt werden würde.

Widerstände R114, R113 und R101 bilden eine Ausgangsstrombegren·- zungs-Eingangsschwellwertrückkopplungsschleife (output current limit input threshold - OCLIT), welche zusammen mit einer OCLIT-Scha".tung 66 zwischen diesen Widerständen und der Verweilkontrollschaltung 32 über Leitungen 68 und 70 liegt; sie dienen zur Verbindung des Darlington-Paars 18 und der Verweilkontrollschaltung in einer Rückkopplungsschleife (feedback loop) zur Strombegrenzung*

Widerstand R107» v/elcher über Leitung 70 mit der Ausgangs-Treiber» kontrollschaltung 44 und über Leitungen 72 und 74 mit der Spannungsquelle Ba verbunden ist, liefert die Ansteuerung zur Basis 48 des Darlington-Paars 18. Diode CR101 in Serie mit der Haupt-Batteriestromschiene 72 hindert negativ gerichtete Einschwingvorgänge von kurzer Dauer daran, zeitweilig die Arbeitsweise des Zündkontrollsystems 10 zu stören. Kondensator C101, welcher mit der Haupt-Batteriestromschine 72 durch Leitung 76 verbunden ist, behält während negativ gerichteter Einschwingvorgänge von kurzer Dauer eine Ladung aus Batterie B+, so daß eine kontinuierliche Arbeitsweise des Zündkontrollsystems 10 gesichert ist. Eine 20-Volt-Zener-Diode CR102 begrenzt die auf der Halleffekt-B+ Eingangsleitung 78 gelieferte maximale Spannung während vorübergehender hoher Spannungsabweichungen, welche durch Einschwingvorgänge verschiedener Arten infolge von Feldzusammenbrüchen auf der Haupt-Batteriestromschiene 72 entstehen. Dieser Schutz ist erforderlich, da die integrierte Halleffekt-Abtastschaltung auf 20 Volt maximale kontinuierliche Versorgungsspannung bemessen ist. Widerstände R109 und R111 bilden ein Spannungsteilernetzwerk, welches benötigt wird, um die maximale Kollektorspannungsabweichung des Darlington-Paares 18 während des Zündfunkens einzustellen« Kollektorklemmschaltung 80 bildet zusammen mit der Basis-

030045/0790

- 12 - F 8053

Emitter-Spannung (VBE) des Darlington-Paares 18 die Bezugsspannung von etwa 17 Volt über Widerstand R111_e Bei der Fabrikation wird das Widerstandsverhältnis von R109 zu R111 bewußt so eingestellt, daß die im ungünstigsten Fall auftretende Kollektorspannung immer höher ist als die maximale Grenze nach dem Trimmen. Dadurch ist sichergestellt, daß nur R111 aktiv getrimmt werden muß, um die Spannung niedrig zu halten. Dies bedingt auch eine konventionelle Begrenzungstrimmung (cut trim), da die Spannung über R111 nur 17,0 Volt beträgt. Da Widerstand R109 noch etwa 360 Volt Spannungsabfall über seinen Klemmen aufzunehmen hat, ist eine passive Abtast-Begrenzungstrimmung (passive scan cut trim) auszuführen. Dabei ist eine Mindestwiderstandslänge erforderlich, um diese verhältnismäßig hohe Spannung ohne Beeinträchtigung der Arbeitsweise aufzunehmen«.

In der OCLIT-Rückkopplungsschleife der Widerstände R114, R113 und R101 wird die über R114 abfallende Spannung durch die Widerstände R113 und R101 geteilt und mit der intern erzeugten OCLIT-Bezugsspannung verglichen. Wenn die Spannung über Widerstand R114 die OCLIT-Bezugsspannung übersteigt, wird die OCLIT-Schaltung aktiviert und bewirkt, daß das Ausgangs-Darlington-Paar 18 aus dem Sättigungsbereich gebracht wird. Diese Kompensation wird fortgesetzt, so daß die Spannung über Widerstand R114 konstant gehalten wird. Diese Arbeitsweise bewirkt die Ausgangsstrom-Grenzkontrolle. Durch aktives Trimmen der Widerstände R113 und R101 kann der gleiche objektive Strompegel stets eingehalten werden, und zwar trotz Änderungen in dem Abfühlwiderstand R114 oder Bezugswerten.

Widerstand R109 und Kondensator C106 bilden ein Kompensations-Voreil-Verzögerungsnetzwerk (lead lag compensation network), welches so ausgebildet ist, daß die Stabilität der OCLIT-Schleife erhalten bleibt und dafür gesorgt ist, daß ein Minimum von 45° des Phasenspielraums der Schleife bei ungünstigsten Verstärkungsverhältnissen erreicht wird. Der Kondensator C105 dient zur

030045/0790

- 13 - F 8053

Erzeugung der zeitveränderlichen Verweilzeit-Kontroll-Bezugsspannung, welche als Bezugssignal für die !Comparatorschaltung dient. YJie bereits beschrieben, dient der Kondensator C103 zur Erzeugung der Zveiflanken-Schwingungsform 28 über diesem Kondensator, und diese wird dann mit dem Verweilkontroll-Bezugssignal verglichen, um den Einschaltpunkt des Ausgangs-Darlingtonpaars zu definieren« Kondensator C104 nimmt eine Ladung an, welche von der Eingangs-Taktbetriebsweise abhängig ist und zur Änderung des Lade- und Entladestromes für Kondensator C103 entsprechend den Änderungen der Taktbetriebsweise dient. Es wird daher eine zeitgerechte Kompensation des Gesamtausgangs für verschiedene Eingangs-Taktbetriebsarten erreicht.

Wenn sich im Betrieb der Verteiler dreht, liefert die Halleffekt-Abfühleinrichtung 12 einen Ausgang 20 (Fig. 2),welcher an der Klemme P2 des Modul erscheint. Die Halleffekt-Abfühlausgangsstufe ist ein NPN-Transistor mit neutralem Kollektor, und die Taktbetriebsweise wird im Regelfall 75 % hoch (aus) zu 25 % niedrig (ein) sein. Die Zündung der Zündkerze muß während des Übergangs des Hallsignals von dem hohen Wert zu dem niedrigen Wert erfolgen, Durch genaue Einstellung der Lage des Abdeckrades auf der Verteilernockenwelle relativ zu der Lage der Kurbelwelle kann eine saubere und genaue Taktgebung erreicht werden.

Wenn die Spannung der Schwingungsform 20 bei P2 niedrig ist, fließt Strom in Kondensator C103 und lädt ihn in Richtung auf einen positiven Spannungspegel VI _? wie Schwingungsform 28 in Figo 2 zeigtο Da der nach C103 fließende Strom konstant ist, wird die Spännungshöhes, welche über C103 erreicht wird, von der verfügbaren Ladungszeit oder der Maschinendrehzahl abhängen₀ Auch wird während des Übergangs der Schwingungsform 20 von dem hohen zum niedrigen Wert ein konstanter Strom in den Kondensator C105 fließen. Dieser Strom baut eine Ladung über dem Kondensator auf ρ und es wird die Verweilzeitkontroll-Bezugsspannung (VD)

030045/0790

- 14 - P 8053

gebildet, welche in der !Comparatorschaltung 36 mit VI verglichen wirdο Dabei besteht eine logische Kondition, welche dafür sorgt, daß der Ausgangsstrom zur Spule 14 abgeschaltet ist, solange VI höher als VD ist. Nachdem Schwingungsform 20 zu einem hohen Zustand zurückkehrt, beginnt Kondensator C103 mit der Entladung über eine andere Stromquelle» Die Stromquellen stehen in einem solchen Verhältnis, daß die Ladungsneigung stets eine stärkere Steigung hat als die Entladungsneigung, solange die Verweilzeitkontrolle wirksam ist. Die Spannung VD über C105 setzt die Ladung fort, während Kondensator C103 zur Erde entlädt» In demjenigen Punkt, in dem die beiden Spannungen gleich sind, schaltet der Ausgang zu Spule 14 ein, und es beginnt Strom durch die Zündspule zu fließen. Zu der gleichen Zeit, in der die Spannungen VI und VD des Kondensators C103 der Integratorschaltung und des Verweilzeitkondensators C105 gleich werden, wird die Spannung des Integratorkondensators C103 zur Erde rückgestellt, und es wird dadurch sichergestellt, daß der Ausgang während des Restes der Dauer des hohen Eingangszustands im Ein-Zustand verbleibt. Die Ladung des Verweilzeitkondensators C105 wird über eine Entladungsstromquelle langsam verringert. Aus dem vorgehenden folgt, daß die gesamte Ein-Zeit der offenen Schleife, abhängig ist von der Zeit, welche die Spannung des Integrationskondensators C103 benötigt, auf die Bezugsspannung abzusinken, und zwar im Verhältnis zu der Gesamtzeit zwischen Zündungen. Die gesamte Ein-Zeit der Ausgangstreiber-Kontrollschaltung 44 wird daher direkt proportional zu der Ladung auf dem Verweilzeit-Kontrollkondensator C105 sein.

Während der Strombegrenzung sendet die OCLIT-Schaltung 66 ein Signal Voc zu der Verweilzeit-Kontrollschaltung 32, und dadurch wird der Entladestrom des Verweilzeit-Kontrollkondensators C105 erhöht. Diese Erhöhung des Entladestroms führt zu einer Erniedrigung des Bezugspegels, welcher seinerseits die Gesamt-Ausgangs-Ein-Zeit herabsetzt. Diese geschlossene Schleifenkontrolle hat das Bestreben, eine Minimum-Einschaltzeit der OCLIT-Schaltung aufrechtzuerhalten, welche gerade ausreicht, um die Schleife im Gleichgewicht zu halten«, Die Stabilität der Verweilzeit-Kontrolle

030045/0790

- 15 - F 8053

hängt von der Stabilität der Stromquelle des Integrators und der Verweilzeitkontrolle ebenso ab wie von absoluten und Temperaturänderungen der Kondensatoren C105 und C1O3. Auch bildet Leckstrom einen sehr v/ichtigen Parameter von C1O3, da die Integrator-Betriebsströme in der Größenordnung von Nanoampere liegen.

Schwingungsformen 82 - 88 in Fig. 2 zeigen die IJrgebnisse der kontrollierenden Verweilzeit bei dem System gemäß Fig. 1. Schwingungsform 82 zeigt den Ausgangsstrom Iout., von der Darlingtonpaar-Treiberschaltung 18, welcher zu der Primärseite der Zündspule während des ersten Zyklus bei Betriebsbeginn der Maschine geliefert wird, wobei durch die Verweilzeit-Kontrollschaltung 32 keine Verweilzeit-Kontrollfunktion ausgeübt wird. Während der ganzen Zeit VI wird daher Iout^ geliefert, wie die durchgezogene Schwingungsform 28 zeigt, wobei ein niedriger Wert besteht. Schwingungsform 86 zeigt das Signal Voc,,, welches von der OCLIT-Schaltung 66 zu der Verweilzeit-Kontrollschaltung 32 auf Leitung 87 während derjenigen Zeit geliefert wird, in der sich das 1OUt₁-Signal 82 durch die OCLIT-Schaltung 66 auf dem Ilim-Pegel 90 befindet. In dem nachfolgenden Zyklus wird die abwärts gerichtete Flanke der Schwingungsform 28 durch die Verweilzeit-Kontrollschaltung 32 verlängert, wie durch die gestrichelte Linie unter dem Bezugszeichen 89 angedeutet ist, und zwar aufgrund des Voc^-Signals 86. Dementsprechend wird die Verweilzeit wesentlich reduziert, wie durch die Ioutp-Schwingungsform 84 gezeigt wird. Ioutg befindet sich auf dem Ilim-Pegel für eine wesentlich kürzere Zeit, und dies führt zu einer viel kürzeren Dauer der Vocp-Schwingungsform 88. Dementsprechend tritt während des dritten Zyklus eine geringere Änderung der Verweilzeit ein (nicht dargestellt).

Wenn die Spannung der Schwingungsform 20 bei P2 sich zum niedrigen Zustand hin ändert, wird der Komparator 36 in den Nebenschluß versetzt, und der Ausgang wird in den AUS-Zustand versetzt. Die

030045/0790 ·/··

- 16 ~ F 8053

JPnergie, welche im Primärteil 14 der Zündspule während des Leitzustandes gespeichert v/ar, steht, nun im Sekundärteil der Spule zur Verfügung, um die Zündkerze zu zünden und eine wirksame Zündung der Luft-Kraftstoff-Mischung in dem betreffenden Zylinder der Brennkraftmaschine zu veranlassen.

Während des Normalbetriebes ist die Ladung auf Kondensator C102 bei niedrigem Zustand der Eingangsschwingungsform 20 dadurch begrenzt, daß eine Rückstellung zur Erde erfolgt. Während dieser Zeit v/ird der Ausgang im Aus-Zustand durch eine Übersteuerungsschaltung gehalten, welche im Nebenschluß zu der Integratorschaltung 22 und der !Comparatorschaltung 36 liegt. Wenn der Eingang kontinuierlich hoch ist, während der Zündschlüssel sich in der Stellung "Ein" befindet, wird Kondensator C102 mit der Ladung beginnen, bis ein eingebauter Schwellwert in der Standschaltung überschritten "wird. In diesem Zeitpunkt v/ird ein Signal zu der Ausgangs-Treiberkontrollschaltung 44 gesanat, welches den Strom in den Wert "Aus" versetzt. Während der Aus-Zeit muß die Änderung der Ausgangs-Treiberkontrollschaltung 44 von "Ein" nach "Aus" erfolgen, ohne daß ein Funke im Ausgang erzeugt v/ird, oder es könnte ein unstabiler Zustand eintreten. Daher wird die während der Aus-Zeit erreichte Einschwingzeit auf mehr als 10 msek begrenzt. Diese langsame Ausschaltung begrenzt die induzierte sekundäre Ausgangsspannung auf etwa 3 KV₀

Bei einer bevorzugten Ausführungsform haben die verschiedenen Widerstände, Kondensatoren und Dioden, die in Figo 1 gezeigt sind, die nachfolgenden Werte bzw. die folgenden Typenkennzeichnungen:

Komponente Wert oder Type

C101 0,22/uFarad

C102 ' 0,22 «

C103 0,1 "

C104 1 "

030045/0790 ·/··

- 17 - F 8053

Komponente Wert oder Type

C105 0,22/uFarad

C106 0,1 «

C107 0,22 «

CR101 1N4OO3

CR102 IN4747A

R101 .50 Ohm

RI04 22 Ohm

R107 65 0hm

R1O9 7,7 KOhra

R111 370 0hm

R113 50 0hm

R114 ■ 27 MilliOhm

R116 2 KOhm

R117 1 KOhm

Die Figuren 3, 3A und 3B zeigen Einzelheiten einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung entsprechend dem Blockdiagramm der Fig. 1o Dabei ist Fig„ 3 ein Leitdiagrainrn, welches zeigt, wie die Fig α 3A und 3B nebeneinander anzuordnen sind, um ein allgemeines Schema in einer ähnlichen Beziehung wie bei dem Blockschaltbild der Fig. 1 zu geben« Nachfolgend werden die in den Fig„ 3A und 3B dargestellten Schaltanordnungen als Funktionselemente entsprechend den in Fig. 1 dargestellten Blocks näher beschrieben«,

1 ο Spannungsregler 52 ·

Der 3 Volt-Regler 52, bei dem eine Bandabstand-Bezugsgröße Verwendung findet, ist eine vereinfachte Version der im Handel verfügbaren/uA 78L (Y-Fortschaltung)-Schaltung, deren Hersteller Fairchild Camera and Instrument Corporation, Mountain View, California, ist„ Am Ausgang 100 wird ein einzelner Transistor Q17 anstelle eines Darlingtonpaars verwendet, um die Abfallspannung um einen VBE-Wert herabzusetzen. Ein Darlingtonpaar ist nicht erforderlich, da der Gesamt-Stromverbrauch bei dem

030045/0790 BAD ORIGINAL

- 18 - F 8053

Regler gering ist (weniger als 10 mA). Die bei 78L verwendete Anlaufschaltung wurde durch eine Schaltung mit einem einfachen Widerstand R11 und einer Zener-Diode Z1 ersetzt, welche einen grob geregelten Strom für die Bezugsgröße zur Verfügung stellt. Eine Schutzschaltung für die Begrenzung des Ausgangsstroms, der Chiptemperatur und der Verlustleistung wurde fortgelassen. Die Kapazität einer Emitter-Basis-Diode v/ird anstelle eines MOS-Kondensators zur Kompensation verwendet*

Der 3 Volt-Regler findet in dem Zündkontrollsystem Verwendung, Ein Ausgang um ein VBE über dem 3 Volt-Ausgang (bezogen auf die Basis des Ausgangs-Durchgangstransistors Q17) findet ebenfalls Verwendung, wenn eine etwas höhere Spannung gefordert wird. Der 3*7 Volt-Ausgang hat eine Strombelastung von nur etwa 100/uA.

Die Grobreglerschaltung enthält Widerstände R11 und R12, Zener-Diode Z1 und Transistoren Q15 und Q16. Der Strom von der Stromquelle V+ fließt durch den Widerstand RI1 und versetzt Z1 in den Ein-Zustand, welche die Basisspannung des Transistors Q15 auf 5,8 V regelt. Der Emitter-Widerstand R12 des Transistors Q15, über dem 5,1 Volt liegen, stellt den Strom in dem Transistor Q15 auf 680/uA ein. Dieser Strom fließt in den PNP-Stromspiegel R16, welcher auf den zweifachen Wert des Eingangs (2 χ 680 = 1360 uA) bemessen ist. Der grob geregelte Strom aus dem Transistor Q16 fließt in die Bandabstand-Bezugsschaltung und den Rückführverstärker, welcher die restlichen Komponenten in der Spannungsregelschaltung 52 enthält.

Der Emitterbereich des Transistors Q25 hat den zwölffachen Wert des Transistors Q24, jedoch werden beide Transistoren in einem Rückführkreis betrieben, welcher bei stabilem Zustand gleiche Kollektorströme (100 λιΑ) in jedes Bauelement liefert. Die resultierende VBE-Differenz, welche temperaturabhängig ist, wird dem Widerstand R15 aufgedrückt, welcher einen Strom liefert, der auch in dem Widerstand R13 fließt. Der Wert des Widerstands

030045/0790

- 19 - F 8053

R13 ist so gewählt, daß er eine positive Spannungsänderung mit zunehmender Temperatur hervorbringt, welche genau die negativen Temperaturkoeffizienten der beiden VBE-Werte der Transistoren Q23 und Q24 ausgleicht„ Das Ergebnis ist eine temperaturunabhängige Spannung an der Basis des Transistors Q23« Der Strom in dem Transistor Q23 wird von dem Vielemitter-Lateral-PNP-Transistor Q19 gespiegelt, so daß ein gleicher Strom geliefert wird, v/elcher durch den Transistor Q22 in den Transistor Q24 fließt. Der Transistor 0.22 hat zwei Funktionen; 1) Er liefert eine Kollektorspannung zu dem Transistor Q24, welche der von Q25 angenähert ist, so daß sich angepaßte Arbeitsbedingungen ergeben; und 2) stellt er eine hohe Ausgangsimpedanz dar, welche in Kombination mit C1, einem Basis-Emitt.er-Übergangskondensator, einen kontrollierten Frequenzabfall zur Stabilisierung des Rückführkreises ergibt. Die Transistoren Q18 und Q19 sind in Darlingtonschaltung geschaltete vertikale PNP-Transistoren, welche unerwünschten Strom aus dem Grobregeltransistor Q16 zur Erde ableiten. Durchgangstransistor Q17 und Teilwiderstände R16 und R17 vervollständigen den Rückführ kr eis«, Transistor Q21 ist ein Puffer für den Stromspiegel, und Diode D1 verhindert einen möglichen Haltezustand bei Beginn der Regelung«. Der geregelte 3 Volt-Ausgang wird von dem Emitter des Transistors Q17 abgenommen. Ein 3,7 Volt-Ausgang wird von der Basis des Transistors Q17 abgenommen.

2ο Integrator- und Rückstellklemmschaltung 22

Der Aufwärts-Abwärts-Integrator 22 wird von der externen HaIleffekt-Abfühleinrichtung 12 (Fig. 1), welche sich in dem Verteilergehäuse befindet, angesteuert. Die abwärts gerichtete Flanke der Ausgangsschwingungsform 20 (Fig. 2) des Integrators wird mit der Verweilzeit-Kontrollbezugsspannung VD₁ welche in dem Verweilzeit-Rückführkreis erzeugt wird, verglichen. Der Funke tritt am Ende der abwärts gerichteten Integrationsperiode auf.

030045/0790

- 20 - ' F 8053

3Ö15343

.Ein freier Ausgangskollektor der Halleffekt-Abfiihleinrichtung ist verbunden mit dem Widerstandsnetzwerk R44 und R45 am Eingang des Integrators über Leitung 24» Eine Zener-Diode Z8 an dem Eingang dient als Lichtbogenschutz. Widerstände R44 und R45 speisen einen Satz von NPN- und PNP-Stromspiegeln Q49» Q50, 051 und Q52. Diese Stromspiegel speisen ihrerseits einen zweiten Satz von NPN- und PNP-Stromspiegeln Q53, Q54 bzw, Q45, 0.46. Die Ausgänge aus dein zweiten Satz von Stromspiegeln sind mit dem externen Integrationskondensator C103 auf Leitung 34 verbunden.

Der erste Satz von Stromspiegeln wird durch den externen Filterkondensator C104 auf Leitung 102 entkoppelt. Der Filterkondensator sperrt Gleichstrom, und er sorgt dadurch dafür, daß die Amplituden der Aufwärts- und Ahwärts-Integrationen gleich sind, ohne Rücksicht auf den Arbeitszyklus aus der Halleffekt-Abfühleinrichtung 12. Das Verhältnis der Widerstände R44 und R45 ist so gewählt, daß die Ladung auf dem Filterkondensator C104 den halben Wert der geregelten 3 Volt-Stromversorgung bei einem Nenn-Arbeitszyklus (75 % der Periode hohen Werts am Eingang) beträgt. Die Teraperaturkoeffizienten der IC-Widerstände R44 und R45 werden ungefähr kompensiert durch die Temperaturabhängigkeit der Eingangsdioden . 0.49 und Q51 des ersten Stromspiegel-Satzes. Die Ausgangsamplitude des Integrators ist daher verhältnismäßig unempfindlich gegenüber Temperaturänderungen des Halbleiterplättchens.

Der zweite PNP-Stromspiegel besitzt zusätzliche Ausgänge aus den Transistoren Q46 und 0.47, welche über Puffertransistor Q48 angeschlossen sind. Widerstand R47 im Kollektor von 0.48 veranlaßt Q48, den Sattigungszustand einzunehmen, und es ergibt sich ein Basispotential, welches hinreichend niedrig ist, um Q47 aus der Sättigung herauszuhalten, und dadurch wird eine Unterbrechung der Spiegelwirkung zwischen den Transistoren 0.45 und Q46 verhindert.

030045/0790

- 21 - P 8053

Der Puffertransistor Q48 speist Rückstell-Klemrnschaltung 106, den Komparator 36 und die StandschaD-tung 60 während der Aufwärtsflanke des Integrators 22. Die Rückstell-lvlemmschaltung, welche R48, R49, R52, R53, C3, Q55, Q56 und Q57 enthält, tritt in Tätigkeit, wenn die Integrator-Schwingungsform nicht vor dem Ende der Abwärts-Integrationsperiode durch den Kompensator zur Erde geklemmt ist. Dieser Zustand, der als "Fehlpuls-Operation" (missing pulse operation) bezeichnet wird, kann bei Inbetriebnahme bei schneller Beschleunigung der Verbrennungskraftmaschine auftreten. Wenn das Integratorsignal nicht auf Irdpotential am Ende der Abwärts-Integrationsperiode zurückgekehrt ist, wird die Rückstellklemme den Integrationskondensator C103 am Beginn der Aufv/ärts-Integrationsperiode entladen_f so daß der Integrator 22 für die normale Betriebsweise zurückgestellt wird, und es wird die Möglichkeit einer Folge von "Fehlpulsen" beseitigt.

Der Rückstell-Klemmvorgang arbeitet in folgender Weise: Vor der Aufv/ärts-Integrationsperiode befindet sich Q48 im Zustand AUS, und der Emitter 108 dieses Transistors ist über Widerstand R51 mit Erdpotential verbunden. Zu Beginn der Aufwärts-Integrationsperiode schaltet Q48 die Basis 110 von Q57 augenblicklich durch Widerstand R49 ein, da das Einschalten von Q55 und Qü>6 durch die Zeitkonstante von Ubergangskondensator C3 und Widerstand R48 verzögert wird. Der Entladestrom in dem äußeren Integrations-,kondensator C103 fließt über Q57 zum Widerstand R53 und hebt die Emitterspannungen γοη Q56 und Q57 an„ Q56 wird im Zustand AUS gehalten, obwohl C3 sich schnell lädt, wobei der Diodenverbindungstransistor Q55 in den leitfähigen Zustand versetzt wird. Wenn der Integrationskondensator C103 durch Q57 fast ganz entladen ist, sinkt die Emitterspannung bei Q56 und Q57 auf einen so geringen Pegel ab, daß Q56 in den leitfähigen Zustand versetzt wird. Q56 hat den doppelten Emitterbereich wie Q55·

030045/0790

- 22 - -F 8053

Der Eraitt erwiderst and R52 von 055 hat den halben Viert des Viertes von R53 im Emitter von Q56. Die Wirkung im eingeschwungenen Zustand ist, daß für den Rest der aufwärts gerichteten Integrationsperiode Q56 sättigt und Q57 im Zustand AUS gehalten wird.

Der Puffertransistor Q48 steuert den Komparator 36 und die Standschaltung 60 über Widerstände R50, R54 und R73 während der Aufwärts-Integrationsperiode an_o

3. Komparator 36 und Tachometerausgang 112

Die Komparatoreingangsstufe ist eine Standardschaltung; sie steht in Form verschiedener im Handel erhältlicher linearer integrierter Schaltungen zur Verfügung. Die Eingänge zu dem Komparator führen durch vertikale PNP-Puffertransistoren Q61 una Q62, welche die geteilten PNP-Kollektor-Stromspiegel Q59 und Q60 speisen. Durch Stromspiegei Q63, -welcher von 064 angesteuert wird, \tfird Strom zu dem differentialgeschalteten Eingangspaar 0.59 und <360 geliefert. Die Basis 114 von Q64 ist auf 3 Volt geregelt, so daß 2,3 Volt über Emitterwiderstand R57 abfallen und dadurch der Strom in 0.64 in entsprechender Weise eingestellt wird.

Die Ausgänge aus den differentialgeschalteten Transistoren Q59 und Q6O speisen in Stromspiegel Q65 und Q66 ein. Der Kollektor 116 von 065 steuert den unsymetrisehen Ausgangstransistor Q69, dessen Belastungswiderstand R58 mit der geregelten 3 Volt-Leitung verbunden ist.

Bei Beginn der Abwärts-Integrationsperiode wird Q58 in den Zustand AUS durch Q48 versetzt, und der Komparatorausgang, der Kollektor des Transistors Q69, ist frei, auf seine Eingänge anzusprechen« Abhängig von der Maschinendrehzahl und der

030045/0790

■~ 23 - F 8053

3Ö15343

Batterie spannung k£tnn die Verweilzeit-Steuerspannung VD zum Komparator über oder unter dem Scheitelwert der Integratorspannung VI liegen. Wenn VD höber ist als der Scheitelwert von VI, wie es bei hohen Maschinendrehzahlen der Fall sein wird, wird der Komparatorausgang 118 sofort bei Beginn der Abwärts-Integrationsperiode einen hohen Wert annehmen, und die Folge ist eine maximale Verweilzeit. Die Steuerspannungen VD werden bei niedrigeren Maschinendrehzahlen unterhalb des Spitzenwertes des Integratorsignals VI liegen, so daß der hohe Ausgang aus dem Komparator verzögert und die prozentuale Verweilzeit herabgesetzt werden.

Wenn der Komparatorausgang 118 einen hohen Wert annimmt, liefert der Belastungswiderstand R58 im Kollektor von Q69 Strom durch R59» R60, R61 und R33 zu den Basen der Transistoren Q70, 0.68, Q67, 0-35 und Q36, so daß diese fünf genannten Schaltelemente in den Sättigungszustand überführt werden. Q70 ist der Tachometerausgangstransistor, dessen Kollektorbelastungsv/iderstand R56 mit dem Potential V+ verbunden ist. Das Tachometerausgangssignal an Klemme 112 ist niedrig während der Verweilperiode vor der Zündung«, Diode D5 zwischen der Tachometerausgangsklemme 112 und dem Potential V+ hat den Zweck, zu vermeiden, daß statische Entladungen in die Tachometerausgangsklemme gelangen. Q68 entlädt den Integrationskondensator C103 zu Beginn der Verweilperiode und klemmt ihn an Erdpotential für den Rest der Verweilperiode. Q67 verriegelt Q69 im Zustand AUS, und er hält während des Restes der Verweilperiode den Komparatorausgang auf einem hohen Wert, ohne Rücksicht auf die Eingangszustände am Komparator.

4. Ausgangstreiberkontrolle 44, OCLIT 66, Leistungsausfall und Klemmschaltung 80

Die Ausgangstreiberkontrolle 44 spricht auf den Ausgang aus / dem Komparator 36 an und steuert d.ie Darlingtonpaar-Treiberschaltung 18 in die Sättigung zu Beginn der Verweilperiode,

030045/0790

- 24 - F 8053

wobei die volle Batteriespannung über die Induktionsspulenbelastung 14 am Darlingtonkollektor 120 (Fig. 1) liegt. Ein Widerstandsnetzwerk R12O, R121, R113 und R114 in dem Emitter 122 des Darlingtonpaars fühlt den Anstieg des Stromes in der induktiven Belastung 14 ab, und eine Spannung aus diesem Netzwerk wird an den OCLIT (Ausgangsstrombegrenzungsklemme Output Current Limit Terminal) 124 der linearen integrierten Schaltung (Linear Integrated Circuit - LIC) angelegt. Wenn die OCLIT-Spannung einen Schwellenwert von 100 mV erreicht, v/elcher in der LIC-Schaltung aufgebaut wird, reduziert die OCLIT-Schaltung 66 die Ansteuerung zur Darlington-Schaltung, nimmt sie aus der Sättigung heraus und hält den Spulenstrom über den Rest der Verweilperiode konstante Das Abfühlwiderstandsnetzwerk R120, R121, R113 und R114 ist für eine Spulenstrombegrenzung von 7»5 A getrimmt. Am Ende der Verweilperiode wird'die Darlington-Schaltung nach AUS geschaltet, und die in der Spule gespeicherte Energie erzeugt einen Zündimpuls von hoher Spannung im Sekundärteil 126 der Spule (Fig. 1).

Nachfolgend werden Einzelheiten der Betriebsweise der Ausgangstreiberkontrollschaltung 44 beschrieben. Der Ausgang aus dem Komparator 36 bei 118 sättigt Q35 während der Verweilperiode. Der Strom in dem Belastungswiderstand R31 wird von der Basis 128 von Q37 über Q35 zur Erde geleitet und versetzt 0.43 in den Zustand AUS. Strom von PNP-Stromqiielle Q29 fließt dann in die Basis des Vortreibertransistors Q43 und sättigt ihn und den Ausgangstreibertransistor Q44, welcher von dem Emitter von Q43 über Widerstand R41 angesteuert wird. Der Strom aus Q29 kommt von dem Stromspiegel-Transistorsatz Q26 bis Q29 mit Gegenkppplungswiderstanden R19 bis R22. Die Gegenkopplungswiderstände heben die Ausgangsimpedanz des Stromspiegels Q26 bis Q29 an und machen seinen Ausgang unempfindlich gegen Änderungen des Potentials V+, Der Strom in dem Stromspiegel Q26 bsi Q29 wird durch Transistor Q32 eingestellt. Basis 130 von

030045/0790

- 25 - P 8053

Q32 wird auf 3 Volt geregelt, und es besteht ein'e Spannung von 2,3 Volt über dem otromeinstellv/iderstand R26, welcher zwischen dem Emitter von Q32 und Erde liegt.

Die Belastung für Kollektor 132 von Q43 hat drei Komponenten: 1o einen Widerstand R30, v/elcher die Verbindung zum Potential

V+ herstellt,
2ο einen Widerstand R29_? v/elcher die Verbindung zu der Basis

von Q33 herstellt, und
3 ο don. Ausgang aus dem PNP-Stroraspiegel Q30_o

Der stärkste Strom zu Q43 wird geliefert über R30, jedoch muß bei niedrigen Temperaturen und niedriger Batteriespannung zusätzlicher Strom durch Q43 zu Q44 fließen, um die Darlingtonschaltung 18 in die volle Sättigung zu steuern. Der benötigte zusätzliche Strom wird von Q30 geliefert. Der Strom zum Stromspiegel Q30 wird durch Transistor Q34 und Emitterwiderstand R28 in der gleichen Weise eingestellt wie der Strom für den Stromspiegel Q26 bis Q29 eingestellt wurde.

Emitter 133 des Ausgangstransistors Q44 steuert die externe Darlingtonschaltung 18 über Klemme 134. Für Q44 ist ein externer Belastungswiderstand R107 (Fig. 1) vorgesehen, weil dessen Leistungsverbrauch zu hoch ist, als daß er innerhalb des LIC angeordnet sein könnte. Der externe Widerstand R107 ist mit Kollektor 136 von Q44 über Klemme 138 verbundene

Zwischen Klemme 138 und der V+ Potentialklemme 14O liegt eine Hochstromdiode D3. Die Diode D3 schützt die LIC-Schaltung dadurch, daß sie das Potential auf dem Treiberkollektor 136 auf einen Diodenfall über dem Potential V+ festklemmt, wenn eine positive Einschwingspannung auf der Batterieseite des externen, mit Klemme 138 verbundenen Belastungswiderstandes erscheint.

030045/0790

-26 - F 8053

Ein Widerstand R42 liegt zwischen Basis 142 und Emitter 133 von Q44, und er stellt einen Ableitpfad für Q43 und Q44 her, um sicherzustellen, daß Q44 bei hohen Temperaturen, wenn die Basisansteuerung von Q43 entfällt, voll in den Zustand AUS versetzt wird« Widerstand R43 zwischen Klemme 134 und Erde stellt in gleicher Weise einen Ableitpfad von dem Darlingtoneingang zur Erde dar, um sicherzustellen, daß er ebenfalls voll in den Zustand AUS versetzt wird, v/enn sich der Treiber Q44 im Zustand AUS befindet.

Die Bezugsspannung von 100 mV für die OCLIT-Schaltung 66 besteht an der Verbindung der Widerstände R37 und R38 zwischen der 3 Volt-Bezugsspannung bei 100 und Erde. Zusätzlich zu dem Strom durch R37 nach R38 fließt auch Strom von dem Stroraspiegeltransistor Q29 durch Q41 nach R38, wenn die OCLIT-Schleife sich im Betriebszustand befindet. Der Strom von dem Stromspiegel Q26 bis Q29 wird gesteuert durch die Spannung über R26, welcher einen positiven Temperaturkoeffizienten (TC) aufgrund der Teraperaturcharakteristik des Basis-Emitter-Übergangs von 0.26 hat. Die Temperaturabhängigkeit des Stromes durch Q41 zu R38 hat die Folge, daß eine OCLIT-Bezugsspannung mit einem leicht positiven Temperaturkoeffizienten entsteht, welcher den positiven Temperaturkoeffizienten des externen Abfühlwiderstandsnetzwerks R120, R121, R113 und R114 kompensiert, das bei dem Emitter 122 der externen Darlingtonausgangsschaltung 18 gebraucht wird.

Wenn der Strom in der externen Darlingtonausgangsschaltung 18 niedrig ist, liegt das Potential der OCLIT-Klemme 124 unter der OCLIT-Bezugsspannung, und der gesamte Strom von Q28 des PNP-Stromspiegels Q26 bis Q29 fließt durch 0.42 aus der OCLIT-Klemme 124. Wenn der Strom der Darlingtonausgangsschaltung 18 ansteigt, steigt die OCLIT-Spannung an, bis sie die OCLIT-Bezugsspannung erreicht. Bei diesem Potential wird Q41 in den

030045/0790

- 27 - F 8053

leitfähigen Zustand versetzt, indem die Kollektorspannung Q.42 über R39 an die Basis von QA-I angelegt wird. Der Kollektorstrom nach Q41 lenkt Strom fort von der Basis 144 des Vortreibers Q43, und er steuert dadurch den Betrag des Ansteuerungsstromes, welcher von dem Ausgangstreiber Q44 zur Verfügung gestellt wird. Der OCLIT-Rückführkreis ist dann geschlossen, und der Darlingtonstrom wird für den Rest der Verweilperiode konstant gehalten»

Der Widerstand R39 in Serie mit dem Eingang nach 0.41 und der Ubergangskondensator C 2 zwischen Kollektor 146 und Basis von Q41 bilden ein Tiefpassfilter zur Hochfrequenzstabilisierung des OCLIT-RückführkreiseSe Widerstand R.40 ist eingeschlossen in Basis 150 von Q42 zur Anpassung an einen Widerstand in Basis 148 von Q41, und zwar im Hinblick auf eine minimale Abweichung zwischen der OCLIT-Spannung am Emitter 152 von Q42 und der OCLIT-Bezugsspannung am Emitter 154 von Q41,

Transistor Q4O ist ein Treiber für die Verweilsteuerschaltung 32. Q4O wird im Zustand EIN gehalten, außer wenn die OCLIT-Schleife geschlossen ist. Vor der Verweilperiode ist der Ausgang des Komparators, am Kollektor 118 von 0.69, niedrig. Die Spannung auf Basiswiderstand R33 von Q36 ist niedrig, und Q36 wird im Zustand AUS gehalten. Der Strom durch R35, welcher die Verbindung zu der auf 3 Volt geregelten Stromversorgung herstellt, fließt durch R36 in die Basis 156 von Q40 und versetzt Q40 in den Zustand EIN. Der Spannungsanstieg an der Basis von 0.40 wird auf zwei Diodenfälle (1,4 V) durch die Darlingtongeschaltete Diode D2 und Q40 zwischen der Basis 156 von 0.40 und Erde festgeklemmt.

Während der Verweilperiode ist der Ausgang des Komparators hoch. Basis 158 von Q36 wird durch die Komparatorausgangsspannung, welche über R33 anliegt, in den Zustand EIN versetzt. Q36 sättigt und klemmt die Verbindung R35 und R36 an Erde.

030045/0790 ./♦.

- 28 - F 8053

3Q15343

Da Qk3 zu Beginn der Verweilperiode vor dem Betrieb der OCLIT-Schaltung 66 voll eingeschaltet ist, sättigt 0.43, und sein Kollektor liegt etwa 3 Volt (die Summe der Darlington-VBE, der VBE von Q44 und der VBE von Q43) über Erde. Transistor Q33 wird durch den Strom aus seiner Basis 160 über R29 in den saturierten Kollektor 132 von 0.43 eingeschaltet. Q33 sättigt und zieht das obere Ende 162' des Widerstandes R27 auf die Höhe der Stromversorgung V+. Strom durch R27 fließt nach R36, und dadurch entsteht eine Spannung an ihrer Verbindung und der Basir von Q40, welche 0.40 in den Zustand EIN versetzt» Wieder wird die maximale Spannung an der Basis 156 von 0.40 auf 1,4 Volt durch D2 und Q39 festgeklemmt. Wenn die OCLIT-Schaltung 66 den Betrieb aufnimmt, wird der Strom in dem Vortreiber Q43 kräftig reduziert, und zwar auf einen niedrigeren Wert, als er vom Stromspiegel .0.30 verfügbar ist. Q43 kommt aus der Sättigung heraus, und der Ausgang des Stromspiegels Q30 sättigt. Die dadurch an die Basis 160 von 033 über Widerstand R29 angelegte Spannung liegt unterhalb des VBE-Schwellenwerts von Q33, und Q33 schaltet in den Zustand AUS. Der Strom in R27 fällt auf Null, und Q40 wird in den Zustand AUS versetzt, da seine Basisspannung, welche durch R36 dargestellt wird, durch den saturierten Transistor 36 niedrig gehalten wird.

Bei niedrigen Batteriespannungen fließt nicht genügend Strom aus der Basis von Transistor Q33, um diesen im eingeschalteten Zustand zu halten, obgleich die OCLIT-Schaltung 66 bei niedrigen Speisespannungen (unter etwa 7 V) den Betrieb nicht aufnimmt. Um zu verhindern, daß Q40 sich im Zustand AUS bei niedriger Batteriespannung befindet, selbst wenn die OCLIT-Schleife nicht arbeitet, wurde die mit Q31 zusammenarbeitende Schaltung 163 hinzugefügt. Ein Widerstandsteiler R23 und R24 liegt zwischen dem Potential V+ und Erde. Der Verbindungspunkt dieses Teilers steht in Verbindung mit der Basis von Q31, und der Emitter von Q31 wird auf 3 Volt geregelt. Wenn das Potential V+ unter

030045/0790

- 29 - F 8053

5}3 Volt fällt, steuert das Potential am Verbindungspunkt von R23 und R24 die Basis von Q31 in den Zustand EIN. Q31 sättigt, und das obere Ende 164 des Widerstandes R25 wird mit der auf 3 Volt geregelten Stromquelle verbunden,, Der Strom durch R25 fließt nach R36, und er entwickelt eine ausreichende Spannung an der Basis des Transistors 0.40, um diesen in den Zustand EIN zu versetzen.

Eine Belastungsabwurfschaltung (load dump circuit) 165 schaltet die externe Darlington-Transistorschaltung 18 ab, wenn die Speisespannung einen Viert von 30 Volt übersteigt. Die Zenerdiodengruppe Z2_} Z3? Z4 und Z5 ist einerseits mit der Stromversorgung V+ über Strombegrenzungsv/iderstand R18 und andererseits mit der Basis 166 von Q38 verbunden. Widerstand R34 zwischen der Basis von Q38 und Erde bildet einen Ableitpfad, so daß irgendwelche Leckerscheinungen durch die Zenerdiodengruppe den Transistor Q38 nicht in den Zustand EIN schalten. Wenn genügend Spannung auf der Leitung V+ (Klemme 140) erscheint,, um die Zenerdiodengruppe zum Ausfall zu bringen, wird Q38 in den Zustand EIN versetzt, und es v/erden Q43, Q44 und die externe Darlingtonschaltung 18 abgeschaltete

5«. Verweilzeitkontrolle

Die Verweilzeitkontrollschaltung 32, der Komparator 36 und die Ausgangskontrollschaltung 44 bilden einen Rückführkreis bzw. eine Rückkopplungsschleife, welche die Einschaltzeit der OCLIT-Schaltung steuert. Die ·Verweilkontrollschaltung 32 hat zwei Eingänge:

1. ein OCLIT-Abtastsignal, welches in der Ausgangsstufe 44 erzeugt wird und einen hohen Wert hat, außer wenn die OCLIT-Schaltung 66 in Betrieb ist, und

2ο das Ausgangssignal des Integrators 22.

Der Verweilkontrollausgang steuert den Bezugseingang zu dem Komparator 36 an.

030045/0790

- 30 ~ F 8053

Die Arbeitsweise des Verv/eilkontroll-Rückführkreises wird unter Berücksichtigimg der bei verschiedenen Maschinendrehzahlen, auftretenden Zustände und Ereignisse nachfolgend anhand der Diagramme der Fig« 4 Ms 7 beschrieben:

A) Bei sehr hohen Maschinendrehzahlen steht keine ausreichende Verweilzeit zur Verfügung, um einen Aufbau des Spulenstroms 167 auf solche Werte zu ermöglichen, bei denen die OCLIT-Schaltung 66 in den Betriebszustand versetzt wird. Die Verweilzeitkontrolle sendet daraufhin einen maximalen Spannungsausgang 168 zur Komparatorbezugsstelle bei Q61_o Das Ergebnis ist eine maximale Verweilzeit 170, welche mit der hohen Periode 172 des Halleffekteingangssignals 173 zusammenfällt (vgl. Fig. 7).

B) Bei mittleren Maschinendrehzahlen wird die EIN-Zeit der OCLIT-Schaltung als Prozentsatz der Gesamtperiode zwischen Zündungen gesteuert. Die Ausgangsspannung aus der Verweilzeitkontrolle wird geringer und reduziert die Verweilperiode 170 auf eine Zeit, welche gerade ausreicht, daß die CCLIT-Schaltung sich über 6 % der Gesamtperiode 172 im Betriebszustand befindet, wie bei 174 in Fig. 6 erkennbar ist.

C) Bei hohen Anwerfdrehzahlen und niedrigen Leerlaufdrehzahlen (vgl. Fig. 5) wird die Verweilperiode 170 verlängert, und es kann ein Aufbau von Spulenstrom bei Beschleunigung erfolgen, wobei 3ede Periode kürzer als die vorherige ist. Die erforderliche Zunahme der Verweilzeit 170 steht in einem inversen Verhältnis zur Maschinendrehzahl; die größte prozentuale Änderung von einer Periode zur nächsten tritt bei den niedrigeren Drehzahlen auf, wenn die Maschine beschleunigt. Eine erhöhte Verweilzeit bei niedrigen Maschinendrehzahlen wird dadurch erreicht, daß die zunehmende Amplitude 176 bei abnehmenden Drehzahlwerten des Integratorausgangssignals 178 wirksam wird.

030045/0790 ./..

-· 31 - F 6053

D) Bei niedrigen Anwerfdrenzahlen wird das Integratorsignal 178 durch den Dynamikumfang des Integrators 22 begrenzt» Die Verweilkoritrollschaltung ist unwirksam,, und die Verweilperiode 170 hat die Tendenz, der hohen Periode 172 des Halleffekteingangssignals 173 zu folgen (vgl«, Fig. 4)„

Nachfolgend werden Einzelheiten der Verweilkontrollschaltung 32 beschrieben;

In der Verweilkontrolle befinden sich mehrere Stromsenken, Sie sind in einem Stromspiegel realisiert, welcher Transistoren Q10 bis Q14 enthalte In dem diodengeschalteten Transistor Q10 wird Strom eingeschaltet und in Q11 bis Q14 gespiegelte Der Weg für den Strom nach 0.10 verläuft von der geregelten 3 Volt-Leitung 180 zu R1t über den diodengeschalteten Transistor Q8 zu Kollektor 182 und Basic 184 von Q10. Strom fließt aus Emitter 186 von Q10 über Gegenkopplungswiderstand R5 zur Erde, Der Strom nach Q10 ist verhältnismäßig unempfindlich gegenüber Änderungen der Temperatur des Halbleiterplättchens_f v/eil der positive Temperaturkoeffizient des Widerstandes R1 durch die negativen Spannungstemperaturkoeffizienten der diodengeschalteten Transistoren Q8 und Q10 kompensiert wird. Ein Belastungswiderstand R4 in Kollektor 188 von Q8 dient zur Ausbildung einer Spannung an dem Kollektor von Q8, welcher die Basisspannung 190 des Xlemmtransistors Q9 einstellt. Eine Spannung von dem oberen Teil 192 von R^ dient zum Anlegen von Vorspannung an die Basen 194 und 196 von Strommtrenntransistoren Q6 und Q7.

Der Emitterbereich des Transistors Q10 ist zwölfmal so groß wie der Emitterbereich jedes der Transistoren Q11 bis Q14, Die Gegenkopplungswiderstände R6, R7 und R8 in Emittern 198, 200 und 202 von 0.11 bzw» Q12 bzw, Q13 haben den zwölf fachen Wert des Widerstandes des Gegenkopplungswiderstandes R5 in

030045/0790

- 32 - F 8053

dem Emitter 186 von Q10_e Q11, Q12 und Q13 arbeiten daher mit der gleichen Stromdichte wie Q10 zum Zweck eines guten TemperatumachlaufSj und ihre Senkenströme betragen jeweils ein Zwölftel des Stromes durch Q10_e Q14 hat einen höheren Emitter-Gegenkopplungswiderstand R9, und er arbeitet bei einem niedrigeren Strom als Q11, Q12 und Q13. Der Emitter von Q13 steht in Verbindung mit dem Emitter-204 des OCLIT-Abtastausgangstransistors Q40* ¥enn Q40 sich in einem hohen Zustand befindet, wird die Stromsenke Q13 in den Zustand AUS versetzt.

Stromsenke Q14 verbindet den Emitter 206 des Verweilkontroll-Ausgangspuffertransistors Q5 und Basis 208 von 0.61. Sie stellt eine Strombelastung für Q5 dar, und sie liefert auch Basisstrom zu dem Eingangstransistor Q61 des !Comparators 36. Basis 210 des Puffertransistors Q5 steht in Verbindung mit:

1) dem externen Verweilkondensator C105 über RIO und Klemme 212,

2) dem Ausgang 214 des Stromspiegels Q4,

3) Emitter 216 des Klemmtransistors Q9_f und

4) Kollektor 218 der Stromsenke 0.13.

Die Ladung auf dem Verweilkondensator C105 und dementsprechend die Ausgangs spannung aus der Verweilkontroll schaltung sind abhängig von dem Ladestrom, welcher vom Ausgang 220 des Stromspiegels Q5 fließt, und dem Entladestrom, welcher in den Stromsenken-Transistor Q13 fließt. Der Strom von Stromspiegel Q5 setzt sich zusammen aus der Summe der Ströme, welche in Q3 und Q7 fließen, die mit dem Eingang 222 des Stromspiegels Q4 in Verbindung stehen. Der Emitterbereich von Transistor Q6 ist fünfmal so groß wie derjenige von Q7· Da ihre Basen 194 und und ihre Emitter 224 und 226 parallel geschaltet sind, beträgt der in Q7 fließende Strom ein Sechstel des gesamten Stromes, welcher zu Stromsenke Q12 fließt. Der Stromspiegel Q4 hat eine

030045/0790 ·/·.

BAD ORJGiNAL

- 33 - F 8053

3 ϊ 1-Reduktion, v/eil die Kollektoren 220 und 214 in diesem Verhall nis untersetzt sind. Der Strom zu Stromsenke Q12 ist daher 18x so hoch wie der Strom, v/elcher die Einstellung bei Q5 vornimmt.

Transistoren Q2 und Q3 arbeiten ähnlich wie das Transistorpaar 0.6 und Q7 im Sinne einer Stromteilung. Der Bereich von 0.3 ist jedoch dreimal so groß wie derjenige von Q2_P so daß der Strom in Q3 dreiviertel desjenigen Stromes beträgt, welcher in die Stromsenke 0.11 fließt. Der Strom in Q3 wird zu einem Drittel seines Wertes am Ausgang 220 von Q5 gespiegelt. Q3 und Q4 befinden sich nur dann im leitfähigen Zustand, wenn das Integratoreingangssignal zu ihren Basen 232 und 234 die Spannung bei Basis 236 von Q1 übersteigt, und diese wird dargestellt durch den Widerstandsteiler R2 und 113$ v/elcher zwischen der geregelten 3 Volt-Stromversorgung auf Leitung 180 und Erde liegt_c Wenn die Integratoramplitude sich unterhalb des Potentials auf Basis 236 von Q1 befindet, fließt der Strom nach Q11 von der 3 Volt-Stromversorgung über Q1, und sov/ohl Q3 als auch Q4 befinden sich im Zustand AUS₀

Bei mittleren Maschinendrehzahlen, wenn der Spitzenwert des Integratorsignals niedriger ist als die Spannung auf der Basis 236 von Q1, hängt der Ladestrom für den Verweilkondensator C103 nur von dem Strom in die Stromsenke Q12 ab, v/elcher den 18fachen Wert des Ladestroms hat. Der Entladestrom zu Q13 ist auch 18x so groß wie der Ladestrom. Da der Ladestrom 5»6 96 des Entladestroms beträgt, muß die Entladungsperiode (OCLIT-EIN-Zeit) 5,6 % der gesamten Periode betragen, damit ein Ladungsgleichgewicht auf dem Verweilkondensator C103 besteht. Das Verhältnis 18 : 1 von Ladestrom zu Entladestrom bei dem Verweilkondensator C103 ist daher maßgebend für die OCLIT-Zeit.

Bei niedrigeren Maschinendrehzahlen nimmt die Amplitude des Integratorsignals zu und versetzt Q2 und Q3 in den Zustand EIN über denjenigen Teil der Periode, in dem das Integratorsignal

030045/0790
BAD ORIGINAL "—

- 34 - F 8053

über dem Potential auf der Basis 236 von Q1 liegt. Beim leitfähigen Zustand von Q3 wird ein Extra-Ladestrom erzeugt, welcher von Stromspiegel Q4 fließt. Das Verhältnis von Bntladestrom zum Ladestrom wird reduziert, und dadurch werden der Prozentsatz der OCLIT-EIN-Zeit und dementsprechend die Verweilzeit erhöhte Klemmtransistor Q9 begrenzt die negativ gerichtete Spannungsänderung des Verweilkondensators C103 und minimiert die Erholungszeit des Verweilrückführkreises bei Beschleunigung bei niedriger Drehzahl.

6. Die Unterbrechungs- oder Standschaltung (Stall Time-0ut-Circuit)6C

Um einen unerwünscht hohen Temperaturanstieg in dem Modul zu verhindern, schaltet die Standschaltung 60 die äußere Darlington-Ausgangsschaltung 18 nach einer bestimmten Zeitperiode ab, wenn die Zündung sich im Zustand EIN befindet und die Maschine stillgesetzt ist, wobei ein hohes Signal am Halleffekteingang 24 vorhanden ist. Die Unterbrechungsperiode ist eine Funktion der Batteriespannung, und sie ist hinreichend lang, so daß sie langer ist als die Periode zwischen Zündungen, auch bei der niedrigsten zu erwartenden Anwerfdrehzahl. Da die Unterbrechungsschaltung am Beginn jedes niedrigen Zustands des Halleffekt-Eingangssignals rückgestellt wird, hat die Unterbrechungsschaltung keinen Einfluß auf die Gesamtarbeitsweise des Modul bei Anwerfdrehzahlen oder höheren Drehzahlen_e

Am Ende der Unterbrechungsperiode wird die externe Darlingtonschaltung 18 langsam in den Zustand AUS geschaltet,damit zu dieser Zeit nicht ein unerwünschter Zündfunke gebildet wird.

Die Unterbrechungsschaltung besteht aus vier Grundteilen:

1) einem externen Unterbrechungskondensator C102 an Klemme 238, • 2) einer von der Versorgungsspannung abhängigen Stromquelle, welche den Unterbrechungskondensator C102 kontrolliert lädt,
3) einem Rückstelltransistor Q83 und

030045/0790 BAD ORIGINAL

- 35 - F 8053

4) einem Komparator mit einer 3 Volt-Bezugsquelle, welche die externe Darlington-Treiberschaltung 18 dadurch unterbricht j, daß die OCLIT-Schaltung 66 angesteuert wird, wenn der Unterbrechungskondensator auf 3 Volt auflädt.

Nachfolgend werden Einzelheiten jedes Teile s der Unterbrechungsoder Standschaltung 60 beschrieben?

Bei niedrigen Batteriespannungen (unter etwa 7 Volt) wird der Ladestrom für den Unterbrechungskondensator C102 von Stromspiegeln und Stromteilungstransistoren, welche mit der geregelten 3 Volt-Stromversorgung aus Spannungsregler 52 verbunden sind, abgeleitet.

Der erste Spiegel in der Ladestromversorgung besteht aus einem diodengeschalteten Transistor Q74 und Ableit- oder Senkentransistor Q75. Der Strom für Q74 fließt von der Spannungsregelung 52 durch den diodengeschalteten Transistor Q72 über R66 zum Kollektor 240 von Q74. Strom fließt aus Emitter 242 von Q74 über Gegenkopplungswiderstand R67 zur Erde. Der Strom nach Q74 ist verhältnismäßig temperaturunempfindlich, da der positive Temperaturkoeffizient des Widerstandes R66 durch den negativen Temperaturkoeffizienten der Diodenspannungen der diodengeschalteten Transistoren Q72 und Q74 kompensiert wird. Der Emitterbereich von Q74 hat den vierfachen Viert des Emitterbereichs von Q75o Der Gegenkopplungswiderstand R68 in dem Emitter 244 von Q75 hat den vierfachen Yfert des Emitter-Gegenkopplungswiderstandes R67. Q74 und Q75 arbeiten daher bei gleicher Emitterstromdichte bei gutem Temperaturnachlauf, und der Strom in Q75 beträgt ein Viertel des Stromes in Q74. - . -*x .

Der Strom zum Kollektor 246 der Stromsenke Q75 fließt über Stromteiltransistoren 0.76 und Q77. Die VBE-Spannungsabfälle in Q72 und D7> welche Q76 mit der geregelten 3 Volt-Stromversorgung verbinden, entsprechen grob den VBE-Spannungsabfällen in Q73

030045/0790

BAD ORIGINAL

- 36 - F 8053

und Q78, welche eine Vorspannung für den Kollektor von Q77 bilden. Die Spannung vom Kollektor zur Basis des Transistors Q77 ist daher in grober Annäherung 0, und dies entspricht dem Null-Wert der Spannung vom Kollektor zur Basis des Transistors Q76, O.76 und Q77 arbeiten daher bei ausgeglichenen Vorspannungsbedingungen. Der Emitterbereich von Q76 hat den zehnfachen Viert des Emitterbereiches von Q77o Der in Q77 fließende Kcllektorstrom beträgt daher ein Elftel des in Q75 fließenden Kollektor— stroms ο Q75 wird eine Stromsenke bwz. Stromabteilung für die Stromteiltransistoren Q78 uni Q79, welche in identischer Weise wie Q76 und Q77 arbeiten. Q78 hat den zehnfachen .Emitterbereich im Vergleich zu Q79, und Q79 arbeitet daher bei einem Elftel des in Q77 fließenden Stroms. Transistor Q79 arbeitet mit einem zweiten Stromspiegel Q80 und Q82 mit Emitter-Gegenkopplungswiderständen R.70 bzw. R.72 zusammenc Q82 ist ein Puffertransistor, welcher eine Basisansteuerung für Stromspiegel Q80 zur Verfugung stellt, um die Wirkung eines niedrigen Beta-Wertes auf die Spiegelgenauigkeit zwischen Q80 und Q81 zu minimieren. Die Emitter-Gegenkopplungswiderstände R70 und R72 sind am oberen Ende über R69 mit einer 3,7 Volt-Stromversorgung verbunden. Die 3,7 Volt-Stromversorgung (1 VEB-Wert über der auf 3 Volt geregelten Stromversorgung) liefert eine Vorspannung für Spiegel Q80 und Q81, so daß Q81 den Unterbrechungskondensator C102 ohne Sättigung auf 3 Volt aufladen kann. Ein Belastungsstrom für den Spiegel-Puffertransistor Q82 wird von der 3,7 Volt-Stromversorgung eingestellt, und zwar über Diode D6 und Widerstand R71 zu dem Emitter von Q82; Der Spannungsabfall über D6 folgt den VBE-Spannungsabfallen in Q80 und Q81 über der Temperatur, und es wird dadurch ein verhältnismäßig konstanter Strom in R20 aufrechterhalten. Der Strom durch R69, welcher in den Kollektor 248 von Q73 und in die Emitter-Gegenkopplungswiderstände R70 und R71 fließt, entwickelt einen Spannungsabfall über R69, welcher eine Kompensation darstellt für den höheren VBE-Wert in dem diodengeschalteten NPN-Transistor D6 im Vergleich zu den VBE-Werten der Transistoren Q80 und Q81. Der Kollektorausgang

030045/0790 . /

- 37 - F. 8053 '

der Stromquelle Q81 ist mit dem Unterbrechungskondensator C102 über R74 und Klemme 238 verbunden; außerdem besteht eine Verbindung zum Kollektor 252 des Rückstelltransistors Q83 und zu dem Eingang des Komparators, also zu der Basis 254 von Q84.

Bei höherer Batterie spannung dienen die Teilerwiderstände Ro2, R63 und R64, welche zwischen der V+ Stromversorgung 140 und Erde liegen, zur Verstärkung des Stromes in den Stromspiegel Q74 und Q75 und dementsprechend des Ladungsstromes von Q81 in den Unterbrechungskondensator C102„ Wenn die Batteriespannung über 7 Volt ansteigt, wird die Spannung an dem Verbindungspunkt von R63 und R64_? v/elcher eine Verbindung zur Basis 256 von Q71 herstellt ρ hinreichend hoch, um Q71 in den Zustand EIN zu versetzen und Strom durch 0.71 und R65 in den Kollektor 240 von Q74 zu liefern» Bei Erhöhung der Speisespannung steigt die Spannung auf der Basis 256 von Q71, und der Strom durch 0.71 und Q65 nimmt zu, bis die Spannung an der Verbindung von R62 und R63 in der Teilerschaltung auf der Zener-Durchbruchsspannung der Zenerdiode Z9 festgeklemmt v/ird. Bei einem v/eiteren Anstieg der Speisespannung verhindert Z9 ein Anwachsen des Unterbrechungs-Ladestroms. Der Schwellenwert für die Leitung in Z9 tritt bei einer Batteriespannung von etwa 14 Volt auf.

Basis 258 des Rückstelltransistors Q83, welche den Unterbrechungskondensator C102 entlädt, wird angesteuert von dein Emitter von Q48 über V/iderstände R50 und R73. Er wird in den Zustand EIN während der Periode versetzt, wenn der Halleffekt-Eingang niedrig ist.

Der Unterbrechungskomparator enthält 3 Gruppen differentialgeschalteter Transistorpaare: Q84-85, Q86-87 und Q88-89. Die in Darlingtonschaltung verbundenen Eingangstransistoren Q84 und Q86 bieten eine hohe Eingangsimpedanz für eine minimale Strombelastung bei demUnterbrechungsladekreis. Der Eingang zu dem

030045/0790

- 38 - F 8053

angepaßten Darlington-Transistor Q86 ist bezogen auf den 3 Volt-Spannungsregler 52. Die Differential-Ausgangstransistoren Q88 und Q89 haben Emitter-Gegenkopplungswiderstände R76 bzw. R77 zur Steuerung der Verstärkung des Komparators_o R75 liegt zwischen dem Spannungsregler 52 und den oberen Anschlüssen 260 und 262 der .Widerstände R76 und R77, um eine Vorspannung für das Differential-Ausgangspaar zu liefern_o Die Eingangs-Darlingtontransistoren erhalten Vorspannung über Widerstände R78 und R79 über R80 zu Erde.

Der Ausgang des Unterbrechungskomparators hat einen Anschluß am Kollektor 264 von Q89, Er ist verbunden mit der Basis 148 von 0.41 in der OCLIT-Schaltung 66« V/enn die Spannung des Unterbreübungskondensators G102 über 3 Volt ansteigt, fließt Ausgangsstrom von dem Kollektoi" 264 von Q89 in die Basis 148 von O41. Q41 wird in den Zustand EIN versetzt, und er entfernt die Basisansteuerung von Q43; Q43, Q44 und die externe Darlington-Treiberschaltung 18 werden dann in den Zustand AUS versetzt. Die Abschaltgeschwindigkeit der externen Darlingtonschaltung ist verhältnismäßig niedrig, so daß in der Spule 14 gespeicherte Energie in der Darlingtonschaltung bei der Abschaltung abgeleitet werden kann und im Sekundärteil 126 der Spule keine hohe Spannung aufgebaut wird.

Durch das beschriebene Zündkontrollsystem gemäß der Erfindung können die eingangs genannten Aufgabenstellungen in vorteilhafter und fortschrittlicher Weise erreicht werden. Dadurch, daß ein schneller ansprechender Kontroll-Rückführkreis für die Verweilzeit geschaffen wird, kann das Zündkontrollsystem schneller und genauer.auf Änderungen der Betriebsbedingungen ansprechen, als dies bei bisher bekannten Zündkontrollsystemen der Fall war. Es wird eine Folge von Ansteuerungsimpulsen für die Primärseite der Zündspule erhalten, welche straffer auf die optimale Betriebsweise bezogen sind, so daß eine bessere

030045/0790

- 39 ·» P 80t3

Leistung der Verbrennungskraftmaschine · erreicht werden karutij, als es sowohl bei mechanischen Unterbrecherkontakten als auch bei bisher bekannten elektronischen Zündkontrollsystemen erreichbar war„ Das System kann daher insbesondere auch die zunehmend strenger werdenden Kontrollerfordernisse erfüllen, die bei Verbrennungskraftmaschinen mit innerer Verbrennung im Hinblick auf einen wirtschaftlicheren Einsatz des Kraftstoffes und auch im Hinblick auf den Umweltschutz bestehen.

Durch die Erfindung wird eine im Vergleich zum bekannten Stande der Technik verbesserte Zeitsteuerung und Strompegelung von Zündsignalen mit einem Zündkontrollsystem erreicht, welches zwischen eine Abfühleinrichtung, welche auf die Drehbewegung des Verteilers in dem Kraftfahrzeug derart anspricht, daß sie ein Zeitsteuerungssignal erzeugt, und eine mit der Zündspule des Kraftfahrzeugs verbundene Ausgangstreiberschaltung geschaltet ist. Das Zündkontrollsystem enthält eine integrierende Schaltung, welche das Zeitsteuerungssignal von der Abfühleinrichtung aufnimmt» Die integrierende Schaltung erzeugt eine Zweiflanken-Schwingungsform bei Eingang des Zeitsteuerungssignals, Eine Verweilkontrollschaltung nimmt die Zwciflanken-Schwingungsform von der integrierenden Schaltung auf. Die Verweilkontrollschaltung erzeugt ein Verweilkontroll-Bezugssignal, dessen Spannung sich in Abhängigkeit von Änderungen der Zv/eiflanken-Schwingungsform ändert. Das Verweilkontroll-Bezugssignal ist einer der Eingänge zu einer Komparatorschaltung, welche auch mit der integrierenden Schaltung zur Aufnahme der Zweiflanken-Schwingungsform an ihrem anderen Eingang verbunden ist. Die Komparatorschaltung erzeugt ein Ausgangstreiber-Kontrollsignal, wenn die Spannung der Zweiflanken-Schwingungsform gleich der Spannung des Verweilzeitkontroll-Bezugssignals oder niedriger ist» Mt der Komparatorschaltung ist eine Ausgangstreiber-Kontrollschaltung zur Aufnahme des Ausgangstreiber-Kontrollsignals verbunden«, Die Ausgangstreiber-Kontrollschaltung

030045/0790

- 40 - F 8053

ist auch mit der Ausgangs-Treiberschaltung verbunden und liefert ein Aktivierungssignal zu ihr in Abhängigkeit von dem Ausgangstreiber-Kontrollsignal* Durch Anwendung der Verweilzeitkontrollschaltung zur Erzeugung eines sich ändernden Bezugssignals für den Komparator kann eine optimale Wirtschaftlichkeit bei in weitem Umfang veränderlichen Betriebsbedingungen der Maschine erreicht werden«

Die beschriebenen Ausführungsbeispiele der Erfindung können im Rahmen fachmännischen Handelns geeignete Verbesserungen und Weiterbildungen erfahren.

030045/079 0

Claims (11)

1. Λ λ Zündkontrollsystem, welches zwischen einer Abfühleinrichtung zur Erzeugung eines Zeitsteuersignals in Abhängigkeit von der Rotation des Verteilers und einen Ausgangstreiber zur Lieferung eines Zündsignals an die Zündeinrichtung eingeschaltet werden kann,
   gekennzeichnet durch

   einen Integrator, welcher in Abhängigkeit von dem Zeitsteuersignal eine Zweiflanken-Schwingungsform erzeugt,

   eine Verweilzeitsteuerung, welche in Abhängigkeit von der Zweiflanken-Schwingungsform eine Verweilkontroll-Bezugsspannung erzeugt _s die sich in Abhängigkeit von Änderungen der Zweiflanken-Schwingungsform ändert,

   einen Komparator, welcher auf die Verweilzeitkontroll-Bezugsspannung und die Zweiflanken-Schwingungsform derart anspricht, daß er ein Ausgangstreiber-Kontrollsignal erzeugt, wenn die Spannung der Zweiflanken-Schwingungsform gleich der Verweilzeitkontroll-Bezugsspannung oder niedriger ist, und

   030045/0790

   - 2 - F 8053

   eine Ausgangs-Tröiberkontrollschaltung, welche in Abhängigkeit von dem Ausgangstreiber-Kontrollsignal ein Aktivierungssignal zur Aktivierung des Ausgangstreibers liefert.
2. 2. Zündkontrollsystem nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine erste Rückkopplung, welche auf ein Ausgangssignal anspricht, das von dem Betriebszustand des Ausgangstreibers abhängig ist, um ein erstes Rückkopplungssignal zu der Ausgangstreiber-Kontrollschaltung zu liefern und den Ausgangstreiber· zur zeitweiligen Stabilisierung bei einem gewählten aktivierten Betriebszustand veranlaßt.
3. 3. Zündkontrollsystem nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch eine zweite Rückkopplung, welche in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal ein zweites Rückkopplungssignal zu der Verweilzeitsteuerung liefert, um den Pegel der Verweilzeitkontroll-Bezugsspannung zu steuern und dadurch die Länge der Verweilzeit steuert, während derer der Ausgangstreiber vor der Erzeugung des Zündsignals aktiviert ist.
4. 4. Zündkontrollsystem nach einem der Ansprüche 1-3, dadurch gekennzeichnet, daß der Integrator wenigstens eine Integrationskapazität enthält, durch dessen Ladung eine erste Flanke der Zweiflanken-Schwingungsform entsteht, und durch dessen Entladung eine zweite Flanke der Zweiflanken-Schwingungsform entsteht.
5. 5· Zündkontrollsystem nach einem der Ansprüche 1-4, dadurch gekennzeichnet, daß die Verweilzeitsteuerung wenigstens einen Verweilkontrollkondensator enthält, dessen Ladung und Entladung die Basis für die Erzeugung der Verweilkontroll-Bezugsspannung ist.
6. 6. Zündkontrollsystem nach einem der Ansprüche 1-5, dadurch gekennzeichnet, daß das Zeitsteuersignal alternativ im wesentlichen zwischen einem ersten Wert und einem zweiten, von dem ersten verschiedenen Wert entsprechend einem vorgegebenen Arbeitszyklus schaltet, wobei die erste Flanke der Zweiflanken-Schwingungsform

   030045/0790

   - 3 - P 8053

   beginnt, wenn das Zeitsteuersignal auf den ersten Wert schaltet, und die zweite Flanke der Zweiflanken-Schwingungsform beginnt,, wenn das Zeitsteuersignal auf den zweiten Wert schaltet, und wobei das Aktivierungssignal beginnt, wenn die Spannung der Zweiflanken-Schwingungsform gleich der Verweilkontroll-Bezugsspannung ist und fortdauert, bis das Zeit steuersignal auf den ersten Wert schaltet.
7. 7. Zündkontrollsystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Verweilkontroll-Bezugsspannung im Verlauf ihrer zweiten Flanke die Spannung der Zweiflanken-Schwingungsform erreicht, wenn wenigstens ein Verweilkontrollkondensator geladen wird.
8. 8. Zündkontrollsystem nach einem der Ansprüche 3-7, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Rückkopplung eine Ausgangsstrom-Begrenzungsschaltung aufweist, welche zwischen dem Ausgangstreiber' und der Ausgangs-Treiberkontrollschaltung derart eingeschaltet ist, daß sie den Strom des Zündsignals auf einen vorgegebenen Wert begrenzt, wenn die Spannung des Zündsignals einen vorgegebenen Wert übersteigt.
9. 9. Zündkontrollsystem nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Rückkopplung auch die Ausgangsstrom-Begrenzungsschaltung enthält.
10. 10. Zündkontrollsystem nach einem der Ansprüche 1-9» dadurch" gekennzeichnet, daß die Abfühleinrichtung eine Halleffekt-Abfühleinrichtung enthält.
11. 11. Zündkontro]^Lsystem nach einem der Ansprüche 1-10, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgangstreiber ein als Darlington-Schaltung geschaltetes Transistorpaar aufweist.

    030045/0790