DE2613632A1

DE2613632A1 - Zuendanlage fuer brennkraftmaschinen

Info

Publication number: DE2613632A1
Application number: DE19762613632
Authority: DE
Inventors: Yasunori Mori; Seiji Suda; Noboru Sugiura
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1975-04-02
Filing date: 1976-03-30
Publication date: 1976-10-21
Also published as: GB1534358A; DE2613632C3; US4030468A; DE2613632B2; JPS554948B2; JPS51114534A

Description

Zündanlage für Brennkraftmaschinen

Die Erfindung betrifft eine kontaktfreie Zündanlage, bei der der maximale Primärstrom (Primärwicklungsstrom) der Zündspule begrenzt ist.

Gewöhnlich wird der maximale Primärstrom einer Zündspule begrenzt und der Zeitpunkt (Leitungs-Einsetzzeitpunkt) gesteuert, in dem der Primärstrom einsetzt, um die Zündspule zu schützen und die in deren Sekundärwicklung induzierte Spannung-konstant zu machen (vgl. US-PS 3 605713). Hierzu ist es bisher allgemein üblich, einen Bezugswiderstand in Reihe mit der Primärseite der Zündspule vorzusehen und die sich am Bezugswiderstand aufbauende Spannung zu erfassen.

Eine ungenaue Steuerung des Primärstrom-Leitungs-Einsetz Zeitpunktes (im folgenden auch kurz "Einsetzzeitpunkt" genannt) der Zündspule hat die folgenden Nachteile: Bei verzögerter Leitungs-Einsetzzeit des Primärstromes wird dieser

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ORIGINAL INSPECTED

im Zündzeitpunkt unzureichend, was dazu führt, daß die auf der Sekundärseite der Zündspule zu induzierende Spannung oder die Funkendauer ungenügend sind. Wenn andererseits der Einsetzzeitpunkt der Zündspule für den Primarstrom extrem früh liegt, wird die Zeitdauer lang, während der der Primärstrom der Zündspule auf einen Maximalwert begrenzt ist. Da die auf der Primärseite der Zündspule zu speichernde elektromagnetische Energie abhängig von der Stärke des Primärstromes festgelegt ist, nimmt ein unnötiger und nicht zur Funkenentladungsenergie beitragender Stromverbrauch zu, je länger das Zeitintervall wird, während dem der Primärstrom auf einen Maximalwert begrenzt ist. Eine derartige Zunahme des Stromverbrauchs beschleunigt die Erzeugung von Wärme bei der Zündspule und innerhalb eines Steuertransistors zur Steuerung des Primärstromes der Zündspule, so daß die Strombelastbarkeiten dieser Bauelemente unnötig groß sein müssen.

Aus den oben erläuterten Gründen ist es wichtig, den Einsetzzeitpunkt des Primärstromes der Zündspule genau zu steuern. Mit der herkömmlichen Anlage ist jedoch eine genaue Steuerung des EinsetzZeitpunktes sehr schwierig. Dies beruht darauf, daß der EinsetzZeitpunkt des Primärstromes durch die Spannung gesteuert wird, die sich an einem Bezugswiderstand aufbaut, der in Reihe mit der Primärseite der Zündspule liegt.

Bei einer Unt ersuchung der Änderungen des Primärstromes der Zündspule zeigt sich, daß dessen Änderungsgeschwindigkeit entsprechend dem Zeitablauf im ,EinsetzZeitpunkt groß ist, jedoch mit wachsendem Strom allmählich abnimmt. Andererseits wird der Einsetzzeitpunkt für den Primärstrom der Zündspule gesteuert, indem lediglich eine Größe des Primärstromes um einen maximalen Stromwert erfaßt wird, um begrenzt zu sein. Daraus folgt, daß die Zeitsteuerung durch Erfassen einer Spannung entsprechend einem transienten Strom erfolgt, der einer kleinen (inkrementalen) Änderungsgeschwindigkeit mit dem Zeit-

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ablauf unterliegt. Unter dieser Bedingung treten zahlreiche Schwierigkeiten bei einer Verbesserung der Genauigkeit in der Erfassung des EinsetzZeitpunktes auf. Bei z. B. einer sehr präzisen Steuerung des Primärstrom-Leitungs-EinsetzZeitpunktes müssen die Genauigkeit des Stromerfassungswiderstandes/ dessen Änderung mit der Temperatur, die Erfassungsgenauigkeit eines Spannungsfühlers zum Erfassen der Spannungen am Stromerfassungswiderstand und ähnliche Faktoren berücksichtigt werden.

Weiterhin ist eine extrem genaue Steuerung des maximalen Primärstromes der Zündspule vorteilhaft, da deren Strombelastbarkeit verringert und eine Stabilisierung "der in der Sekundärseite induzierten Spannungen erwartet werden kann. Die herkömmliche Anlage führt jedoch die Steuerung des Leitungs-Einsetzzeitpunktes des Primärstromes lediglich durch Erfassen einer Spannung an dem in Reihe mit der Primärwicklung liegenden Widerstand aus, was Probleme mit sich bringt. Genauer ausgedrückt, wenn ein zur Steuerung des maximalen Stromes eingestellter Bezugswert überschritten wird, ist der Primärstrom der Zündspule so gesteuert, daß er auf einen konstanten Wert begrenzt ist. Es ist daher erfordelrich, den Primärstrom-Leitungs-EinsetzZeitpunkt bei einem anderen, den ersten Bezugswert nicht überschreitenden Bezugswert zur. Steuerung des maximalen Primärstromes zu steuern. Wenn jedoch eine Spannung entsprechend diesem zweiten Bezugswert merklich unter dem Bezugswert für die Steuerung für maximalen Primärstrom eingestellt wird, ist die Steuerung weniger genau. Daher ist eine genaue Einstellung der Bezugsspannungen von großer Bedeutung.

Es ist Aufgabe der Erfindung, eine kontaktfreie Zündanlage anzugeben, die eine gute Steuerung des Leitungs-Einsetzzeitpunktes für den Primärstrom einer Zündspule gewährleistet; dabei soll die Zeitdauer genau erfaßbar sein, wäh-

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rend der der Zündspulen-Primärstrom durch einen Leistungstransistor begrenzt ist; der Grenzwert des Zündspulen-Primärstromes soll gegenüber Temperaturschwankungen unempfindlich sein; schließlich soll der EinsetzZeitpunkt des Primärstromes der Zündspule genau steuerbar sein.

Damit das Zeitintervall möglichst klein gemacht wird, während dem der Maximalwert des Primärstromes der Zündspule durch einen Leistungstransistor so gesteuert ist, daß er auf einen vorbestimmten Wert verringert wird., soll erfindungsgemäß das Zeitintervall erfaßt werden, während dem der Primärstrom der Zündspule infolge des Leistungstransistors nicht zunehmen kann. Ein transienter Anstieg des Zündspulen-Primärstromes wird durch einen getrennten Fühler erfaßt. Wenn der Primärstrom der Zündspule einen Bezugswert überschreitet, wird der Basisstrom des Leistungstransistors verringert, um dadurch den Anstieg des Primärstromes der Zündspule zu begrenzen. Aus diesem Grund verschiebt sich der Leistungstransistor von einem gesättigten zu einem ungesättigten Betrieb. Durch Erfassen der Verschiebung wird der EinsetzZeitpunkt des Primärstromes der Zündspule so gesteuert, daß sich ein Zeitintervall für den ungesättigten Betrieb, d. h. ein Zeitintervall, das in einem Zeitpunkt beginnt, in dem sich der Leistungstransistor vom gesättigten Betrieb zum ungesättigten Betrieb verschiebt, und das in" einem Zeitpunkt endet, in dem der Primärstrom der Zündspule abgeschaltet wird, um eine Hochspannung auf der Sekundärseite zu erzeugen, dem Wert Null nähert. ^;

Bei der erfindungsgemäßen Zündanlage wird also ein synchron zur Maschinendrehzahl erzeugtes Zündzeitsignal (Zündtaktsignal) durch einen Fühler- oder Erfassungstransistor erfaßt, und der Basisstrom eines zur Steuerung des Primärstromes der Zündspule geeigneten Leistungstransistors wird durch

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das erfaßte Zündzeitsignal gesteuert, um auf der Sekundärseite der Zündspule eine Hochspannung zu erzeugen. Der Primärstrom der Zündspule wird durch den Leistungstransistor so gesteuert, daß er einen vorbestimmten Wert nicht überschreitet; ein Zeitintervall, während dem der Primärstrom der Zündspule auf den vorbestimmten Wert begrenzt ist, wird durch eine Änderung der Kollektorspannung des Leistungstransistors, d. h. in dessen Ausgangsspannung, erfaßt; schließlich wird ein Leitungs-Einsetzzeitpunkt für den Primärstrom der Zündspule durch das Ausgangssignal des Leistungstransistors gesteuert.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung,

Fig. 2 Signale zur Erläuterung des in der Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiels,

Fig. 3 ein Signal zur Erläuterung der Beziehung zwischen dem Ausgangssignal der Sonden- oder Fühlerspule und einem Betriebspegel, und

Fig. 4 ein Schaltbild einer abgewandelten Rückkopplungsschaltung zur Begrenzung des maximalen Primärstromes der Zündspule.

Ein Ausführungsbexspiel der Erfindung wird im folgenden anhand der Zeichnung beschrieben. In Fig. 1 liegt eine Gleichspannung VF an einem Widerstand 1 und einer Diode 3, die in Reihe geschaltet sind. Die an einem Verbindungspunkt 5 (zwischen dem Widerstand 1 und der Diode 3) auftretende Spannung liegt über einen Widerstand 7, eine Sondenspuel 9, einen Wi-

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derstand 11 und einen zu einem Kondensator 15 parallelen oder nebengeschlossenen Widerstand 13 an der Basis eines Transistors 17. Zu einer Verbindungsstelle 19 zwischen der Sondenspule 9 und dem Widerstand 11 fließt über einen Widerstand 21 Strom. Der Spannungsabfall in Durchlaßrichtung an der Diode 3 ist nahezu konstant und etwas größer als der Basis-Emitter-Spannungsabfall des Transistors 17. Ein zur Kurbelwellendrehung synchrones Zündzeitsignal wird bei der Sondenspule 9 erzeugt. Die Widerstandswerte der Widerstände 7, 11, 13 und 21 sind so eingestellt, daß ein kleiner Basisstrom durch den Transistor 17 fließen kann, wenn an der Sondenspule 9 eine Nullspannung erzeugt wird.

Die an der Sondenspule 9 erzeugte Spannung wird vom Bezugspotential an der Verbindungsstelle zwischen der Sondenspule 9 und dem Widerstand 7 gemessen. Daraus folgt, daß der Transistor 17 stabil arbeitet, selbst wenn die Drehzahl der Maschine klein ist, d. h. die Ausgangsspannung der Sondenspule 9 ist niedrig. Ein Kondensator 23 dient zum Entfernen von Rauschsignalen. Eine Diode 25 parallel zum Kondensator 3 schützt diesen vor einer anliegenden Sperrspannung. Weiterhin verhindert eine Diode 27, daß eine Sperrspannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors 17 liegt.

Der Basisstrom des Transistors 17 bewirkt, daß ein Kollektorstrom durch einen Widerstand 29 fließt. Eine dadurch in der Kollektorspannung des Transistors 17 bewirkte Änderung liegt über einen Widerstand 31 an einem Transistor 33, so daß ein Kollektorstrom durch einen Widerstand 35 fließt. Dies führt zu einer Änderung in der Kollektorspannung des Transistors 33, die zur Basis eines Transistors 39 über einen Widerstand 37 übertragen wird. Auf diese Weise fließt der Kollektorstrom des Transistors 39 durch einen Widerstand 41, um einen Leistungstransistor 43 in Darlington-Schaltung zu steuern. Der Transistor 43 steuert den durch die Primärwick-

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lung einer Zündspule 47 fließenden Strom, und es wird ein Funke an einer Zündkerze 49 erzeugt.

Die Spannung am Widerstand 45 wird proportional zum Primärstrom der Zündspule 47 eingestellt und liegt über einen Widerstand 51 an der Basis eines Transistors 53. Der Kollektorstrom des Transistors 53 wird zur Basis des Transistors 39 über einen Widerstand 55 gespeist, so daß der Leistungstransistor 53 einen maximalen Primärstrom der Zündspule 4 7 auf einen vorbestimmten Wert verringert.

Eine Diode 61, die zur Erfassung eines ungesättigten Betriebs des Leistungstransistors 43 geeignet ist, in dem der Primärstrom der Zündspule 47 nicht zunehmen kann, ist über einen Widerstand 63 und eine Diode 65 mit der Basis eines Transistors 67 verbunden, an den ein Kollektorwiderstand 69 angeschlossen ist. Eine Klemme des Widerstandes ist mit dem Kollektor eines Transistors 75 verbunden, der einen Basiswiderstand 71 und einen Kollektorwiderstand 73 hat.

Die Gleichspannung VF liegt über den Widerstand 69 an einer Reihenschaltung aus einem Kondensator 81, einer Diode 83 und einem Kondensator 85, um die Kondensatoren 81 und aufzuladen. Wenn der Transistor 67 eingeschaltet ist, wird die im Kondensator 81 gespeicherte elektrische Ladung über einen Widerstand 89 und eine Diode 87 entladen. Eine Spannung am Kondensator 85 wird über einen Widerstand 91 zur Basis eines Transistors 93- gelegt, und folglich fließt abhängig zu dieser Spannung durch den Transistor 93 ein Kollektorstrom-, der an einem Widerstand 95 eine Spannung erzeugt, die an die Basis des Transistors 17 abgegeben wird.

Anhand der in der Fig. 2 dargestellten Signale wird das Ausführungsbeispiel der Fig. 1 näher erläutert. An der elektro-

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magnetischen Sondenspule 9 wird ein Zündzeitsignal VP erzeugt, wie dieses in Fig. 2 (A) dargestellt ist. Wenn ein Nullstrom in den Transistor 93 und den Widerstand 95 fließt und der Kondensator 15 von elektrischer Ladung entleert ist, wird der Transistor 17 in einem positiven Zustand des Zündzeitsignales VP eingeschaltet, während er in einem negativen Zustand des Zeitsignales ausgeschaltet ist. Der Betriebspegel des Transistors 17 wird in sich durch dessen Basis-Emitter-Durchlaßspannung bestimmt, aber bei dieser Schaltung wird er tatsächlich entsprechend dem Ausgangssignal der Sondenspule 9 und der Ladespannung am Kondensator 85 festgelegt. Wenn die Maschine in Betrieb ist, wird ein scheinbarer Betriebspegel VL für den Transistor 17 nach negativ verschoben, da Strom in den Transistor 93 und den Widerstand 9 5 fließt. Wenn daher das Potential an der Verbindungsstelle 19 unter den scheinbaren Betriebspegel VL abfällt, wird der Transistor 17 ausgeschaltet. Die Fig. 2 (B) zeigt die Kollektorspannung VC17 des Transistors 17. Mit einer höheren Kollektorspannung wird der Transistor 33 leitend, um den Transistor 39 abzuschalten. Die Kollektorspannung des Transistors 33 und des Transistors 39 ist jeweils in den Fig. 2 (C) und 2 (D) dargestellt. Bei nichtleitend gemachtem Transistor 39 wird der Leistungstransistor 43 leitend, so daß Strom in die Zündspule 4 7 zu fließen beginnt. In diesem Zeitpunkt wird ausreichend Strom zur Basis des Transistors 43 gespeist und dieser arbeitet weiter im gesättigten Zustand.

Der Leitungs-EinsatzZeitpunkt für den Primärstrom der Zündspule 47 wird entsprechend einem Zeitpuntk festgelegt, daß das Potential des Zündzeitsignales VP unter den scheinbaren Betriebspegel VL des Transistors 17 fällt. Demgemäß beruht ein Früh-Leitungs-EinsetzZeitpunkt auf einem hohen Betriebspegel VL und ein Spät-Leitungs-Einsetzzeitpunkt auf einem niedrigen Betriebspegel VL. In einem derartigen Leitungs-EinsetzZeitpunkt beginnt der Primärstrom der Zünd-

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spule 47 entsprechend einer Zeitkonstanten anzuwachsen, die durch den Widerstand 45, die Zündspule 47 und den Transistor 43 festgelegt ist. Dieser transiente Strom wird als Spannung am Widerstand 45 erfaßt und ihrerseits zur Basis des Transistors 53 abgegeben. Wenn der transiente Strom einen Bezugswert IC MAX erreicht, überschreitet die Basis-Emitter-Potentialdifferenz des Transistors 53 einen Schwellenwert, so daß der Kollektorstrom des Transistors 53 in die Basis des Transistors 59 über den Widerstand 55 fließen kann, um das Kollektorpotential des Transistors 39 und damit den Basisstrom des Lexstungstransxstors 43 zu verringern. Mit anderen Worten, der Transistor 53 und der Stromerfassungswiderstand 45 bilden eine Rückkopplungsschleife. Der Transistor 43 verschiebt sich vom gesättigten Betrieb zum ungesättigten Betrieb, um dadurch den Primärstrom der Zündspule auf einen im wesentlichen vorbestimmten konstanten Wert zu begrenzen. Wenn die Begrenzung gegenüber dem Primärstrom eintritt, fällt die Spannung abrupt ab, die sich an der Primärwicklung aufgrund der Selbstinduktivität der Zündspule 47 bildet. Der auf einen konstanten Wert verringerte Primärstrom macht z. B. eine Spannungskomponente aufgrund der Selbstinduktivität der Primärwicklung der Zündspule 47 unwirksam und läßt lediglich eine Spannungskomponente zurück, die sich aufgrund eines Spannungsabfalles infolge des Innenwiderstandes der Primärwicklung bildet, wobei die zuletzt genannte Spannungskomponente einer plötzlichen Verringerung unterliegt. Andererseits nimmt die Emitter-Kollektor-Spannung des Lexstungstransxstors 43 plötzlich zusammen mit einem plötzlichen Anstieg des Kollektorstromes des Rückkopplungstransistors zu. Dies bedeutet, wenn sich der Leistungstransistor 43 vom gesättigten zum ungesättigten Betrieb verschiebt, nimmt die Spannung an der Primärwicklung der Zündspule zusätzlich ab, und die Emitter-Kollektor-Spannung nimmt plötzlich zu. Diese Spannungsänderungen setzen den Primärstrom der Zündspule auf einen vorbestimmten Wert herab, und es ist durch den unge-

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sättigten Betrieb des Leistungstransistors 43 möglich, die Begrenzung gegenüber einer Zunahme des Primärstromes der Zündspule zu erfassen.

Die Diode 61 erfaßt die angestiegene Kollektor-Emitter-Spannung des Leistungstransistors 43, so daß sich das Kollektorpotential des Transistors 75 erhöht. Das erhöhte Kollektorpotential wird durch die Widerstände 63 und 77 geteilt, um den Transistor 6 7 über die Diode 65 leitend zu machen. Mit dem gesättigten Betrieb des Leistungstransistors 43, durch den das Kollektorpotential des Transistors 75 auf einen neidrigen Wert über die Diode 61 verringert wird, wird der Transistor 67 ausgeschaltet.

Wie in der Fig. 2 (F) gezeigt ist, nimmt die Kollektorspannung VC43 des Leistungstransistors 43 plötzlich in einem Zeitpunkt infolge des ungesättigten Betriebs zu, was von einer gleichzeitigen Verringerung gegenüber dem Anstieg des KollektorStroms begleitet ist. Zugleich steigt, wie in Fig. 2 (G) gezeigt ist, das Kollektorpotential VC75 des Transistors 75 von einem Wert bezüglich des gesättigten Kollektorpotentials des Transistors 43 zu einem anderen Wert bezüglich dessen ungesättigtem Kollektorpotential. Auch wird der Transistor 67 leitend gemacht, wie dies in Fig. 2 (H) dargestellt ist. Auf diese Weise entlädt sich die im Kondensator 81 gespeicherte elektrische Ladung über den Transistor 67, den Widerstand 89 und die Diode 87. Die Zeitdauer dieser Entladung wird durch die Zeitdauer des ungesättigten Betriebs des Leistungstransistors 43 bestimmt, d. h. durch das Zeitintervall, während dem der Primärstrom der Zündspule 47 nicht anwachsen kann. Je länger dieses Zeitintervall wird, desto mehr im Kondensator 81 gespeicherte elektrische Ladung wird entladen.

Wenn das in der Fig. 2 (A) dargestellte Ausgangssignal der Sondenspule 9 wieder über den scheinbaren Betriebspegel

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VL des Transistors 17 ansteigt, wird dieser eingeschaltet und der Leistungstransistor 43 abgeschaltet. Gleichzeitig wird der Transistor 33 ausgeschaltet, der Transistor 75 eingeschaltet und der Transistor 67 ausgeschaltet. Ein so erzeugter Anstieg der Kollektorspannung des Transistors 67 bewirkt, daß die Diode 83 in Durchlaßrichtung und die Diode 87 in Sperrichtung vorgespannt ist. Als Ergebnis fließt Strom in den Kondensator 85 von der Stromquelle über den Widerstand 69, den Kondensator 81 und die Diode 83. Die Größe dieses Stromes ist umgekehrt proportional zu der im Kondensator 81 gespeicherten Ladungsmenge. Je länger demgemäß das Zeitintervall ist, während dem der Primärstrom der Zündspule 47 begrenzt ist, desto größer ist der Ladestrom zum Kondensator 85, wodurch die Spannung an diesem erhöht werden kann. Mit anwachsendem Ladestrom zum Kondensator 85 ist der Kollektorstrom des Transistors 93 durch die Spannung am Kondensator 85 so gesteuert, daß der scheinbare Betriebspegel VL des Transistors 17 herabgesetzt wird. Als Ergebnis erfolgt das Abschalten des Transistors 17 später, wodurch der Leitungs-Einsetzzeitpunkt des Zündspulen-Primärstromes, der durch den Leistungstransistor 43 bestimmt ist, verzögert wird.

Andererseits kann sich der Kondensator 81 kaum entladen, so daß der Lädestrom zum Kondensator 85 im wesentlichen gesperrt ist, wenn das Zeitintervall zum Begrenzen des Anstiegs des Primärstromes der Zündspule 47 sehr klein oder nahezu Null ist. Da in diesem Fall die Spannung am Kondensator 85 allmählich mit dem durch den Transistor 93 fließenden Basisstrom abnimmt, wird der scheinbare Betriebspegel des Transistors 17 angehoben, um den EinsetzZeitpunkt des Zündspulen-Primärstromes zu beschleunigen.

Wie oben erläutert wurde,,kann«der EinsetzZeitpunkt des Primärstromes der Zündspule durch Erfassen der ungesättigten

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Betriebsdauer des Leistungstransistors 43 gesteuert werden.

Um den Leitungs-EinsetζZeitpunkt des Primärstromes der Zündspule 47 zu steuern, wird erfindungsgemäß der Anstieg des Primärstromes der Zündspule unter dem Einfluß des Leistungstransistors 43 verringert und eine durch den sich ergebenden plötzlichen Abfall der EMK aufgrund der Induktivität der Zündspule erzeugte Schwankung erfaßt. Eine derartige Schwankung ist groß und einfach erfaßbar. Die Unterdrückung oder Verringerung gegenüber dem Anstieg des Primärstromes wird bewirkt, wenn sich der Leistungstransistor vom gesättigten zum ungesättigten Betrieb verschiebt.

Weiterhin wird bei der Erfindung der EinsetzZeitpunkt des Zündspulen-Primärstromes" durch das Zeitintervall gesteuert, während dem der Leistungstransistor zur Steuerung des Primärstromes der Zündspule im ungesättigten Bereich so arbeitet, daß die ungesättigte Betriebsperiode abnimmt. Was den Temperaturanstieg im Leistungstransistor anbelangt, so ist die Wärmeerzeugung je h für den ungesättigten Betrieb ungefähr 10mal so groß wie für den gesättigten Betrieb. Daher spielen das Erfassen der ungesättigten Betriebsperiode und das Steuern des Leitungs-EinsetzZeitpunktes des Primärstromes derart, daß die ungesättigte Betriebsperiode ungefähr auf den Wert Null gebracht wird, eine bedeutende Rolle bei der Verhinderung eines Temperaturanstiegs im Leistungstransistor.

Die Verschiebung vom gesättigten zum ungesättigten Betrieb kann erfaßt werden, indem ein Anstieg in der Kollektor-Emitter-Spannung des Leistungstransistors, ein Abfall in der Spannung an der Zündspule oder eine Schwankung im Kollektorstrom oder in der Kollektorspannung des Rückkopplungstransistors ermittelt wird, um den Primärstrom der Zündspule zu begrenzen.

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Das Ausführungsbeispiel der Fig. 1 wird im folgenden näher erläutert. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird eine zunehmende (inkrementale) Kollektorspannung des Leistungstransistors durch die Diode 61 erfaßt. Da diese zunehmende Kollektorspannung als positives Potential bezüglich Masse herausgegriffen werden kann, ist dieses Signal selbst bequem als Steuersignal für den folgenden Transistor verwendbar, z. B. als Basisstrom des Transistors 67. Für die Diode 61 wird eine Avalanche-Diode verwendet. Eine derartige Diode arbeitet unter der Einwirkung einer Sperr-Hochspannung und kehrt dann zum normalen Diodenbetrieb zurück, wenn die Hochspannung entfernt wird. Daher kann diese Diode nicht durch einen Spannungsstoß zerstört werden, der auf der Primärseite der Zündspule infolge der Zündung auftritt. Die Avalanche-Diode kann auch durch eine Z-Diode ersetzt werden.

Wie oben erläutert wurde, wird der scheinbare Betriebspegel des Transistors 17 der ersten Stufe bezüglich des Sonden-Ausgangssignales durch eine Ladespannung am Kondensator 85 gesteuert. Die Ladespannung ändert sich, wenn der Leistungstransistor entsprechend einer ungesättigten Betriebsperiode nichtleitend wird. Die Fig. 3 zeigt die Beziehung zwischen dem Ausgangssignal VP der Sondenspule 9 und dem scheinbaren Betriebspegel VL des Transistors 17, der durch das Ausgangssignal der Sondenspule 9 und die Ladespannung am Kondensator 85 bestimmt ist. Die im Kondensator 85 gespeicherte Ladung entlädt sich über den Transistor 93, so daß der scheinbare Pegel VL des Transistors 17 allmählich mit der Zeit anwächst. Im Punkt VP- wird der Transistor 17 ausgeschaltet, um den Leistungstransistor 43 einzuschalten, und der Primärstrom der Zündspule beginnt zu fließen. Im Punkt VP₂ wird der Transistor 17 eingeschaltet, um den Leistungstransistor 43 abzuschalten, und in der Zündkerze 49 wird ein Funke erzeugt. Im Punkt VP₂ wird der leitende Transistor 67 abgeschaltet, und

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es wird ein Ladestrom zum Kondensator 85 über den Kondensator 81 abgegeben, so daß sich der scheinbare Betriebspegel VL des Transistors 17 verringert. Wenn der Kondensator 81 voll aufgeladen ist, vermindert sich der Ladestrom zum Kondensator 85 und dieser entlädt sich wieder allmählich über den Transistor 93, um den Betriebspegel· des Transistors 17 anzuheben. Während bei diesem Ausführungsbeispiel· der Leistungstransistor 43 abgeschaitet bl·eibt, wird die Größe der im Kondensator 85 gespeicherten eiektrischen Ladung auf einen Wert entsprechend der ungesättigten Betriebsperiode des Leistungstransistors geändert.

In der Fig. 3 zeigt eine Strichlinie eine Änderung des Betriebspegels, wenn der Leistungstransistor 43 leitend bleibt, d. h. wenn der Kondensator 85 direkt während des ungesättigten Be-riebs des Leistungstransistors aufgeladen wird. In diesem Fail· schneidet der Betriebspegel· VL des Transistors 17 manchmal· das Füller- oder Erfassungssignal· VP zweimal·, z. B. in Punkten VP₃ und VP₄, und der Leistungstransistor 43 bieibt zwischen den Punkten VP₃ und VP₄ abgeschaitet. Al·s Ergebnis ist es unmögiich, eine ausreichende Menge des Primärstromes an die Zündspuie 47 abzugeben.

Wie oben eriäutert wurde, ist es nicht zweckmäßig, die ungesättigte Betriebsperiode des Leistungstransistors 43 zu erfassen, um dadurch direkt den Kondensator aufzuiaden und zu entladen, der zur Steuerung des Betriebspegels des Transistors 17 dient, da dies zu einem instabilen Betrieb des Leistungstransistors führt. Daher muß hierfür eine Gegenmaßnahme vorgesehen werden. Im Hinblick auf den stabilen Betrieb des Leistungstransistors ist es wie beim Ausführungsbeispiel zweckmäßig, elektrische Ladung im getrennten Kondensator 81 zeitweise zu speichern und dann auf den Kondensator zur Steuerung des Betriebspegels während des Abschaitens des Leistungstransistors zu übertragen.

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Beim Ausführungsbeispiel der Fig. 1 bleibt der Leistungstransistor 43 leitend mit einem Signal der Sondenspule 9, das unter den scheinbaren Betriebspegel abgefallen ist. Diese Beziehung kann jedoch umgekehrt werden. Insbesondere kann das gleiche Ergebnis mit einer Zündanlage erhalten werden, bei der ein von der Sondenspule 9 abgeleitetes anfänglich positives Signal bewirkt, daß ein Primärstrom in die Zündspule 47 fließt, und bei der ein nachfolgendes negatives Ausgangssignal den Primärstrom der Zündspule abschaltet. In einem derartigen Fall gelten die obigen Erläuterungen zur Fig. 3 mit umgekehrten Polaritäten der Spannungen .

Die in der Fig. 1 dargestellte Schaltung zur Erfassung und Rückkopplung des Primärstromes der Zündspule 47 kann in der in Fig. 4 gezeigten Weise abgewandelt werden. In Fig. 4 ist der Fühler- oder Erfassungswiderstand 45 durch einen Erfassungswider stand 11 zwischen dem Emitter des Leistungstransistors 43 und Masse ersetzt. Der Transistor 53 ist durch einen Transistor 1G7 ersetzt, dessen Basis auf einem konstanten Potential gehalten wird, das identisch der Spannungsteilung an einer Z-Diode 115 durch Widerstände 109 und 111 ist. Bei einem (schrittweise) verringerten Strom durch den Widerstand 101 wird das Emitterpotential des Transistors 107 durch eine Diode 103 verringert, um dadurch den Transistor 107 abzuschalten.

Mit einem (schrittweise) anwachsenden Strom durch den Widerstand 101 wird andererseits dort ein großer Spannungsabfall erzeugt, um das Emitterpotential des Transistors 107 über dessen Basispotential anzuheben. Als Ergebnis wird Strom von der Stromquelle zur Basis des Transistors 39 über den Widerstand 105 und den Transistor 107 gespeist, um den Basisstrom des Leistungstransistors 43 zu verringern, wodurch der Primärstrom der Zündspule 47 auf einen vorbestimmten Wert ver-

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mindert wird. Mit der Rückkopplungsschaltung der Fig. 4 kann auch der ungesättigte Betrieb des Leistungstransxstors 43 über die Diode 61 erfaßt werden, deren Anode mit dem Kollektor des Transistors 75 wie beim Ausführungsbeispiel der Fig. 1 verbunden ist.

Das Ausführungsbeispiel der Fig. 4 ist vorteilhaft, da der Primärstrom der Zündspule 47 ohne Temperaturbeeinflussung erfaßbar ist. Insbesondere liegt die Summe aus der Spannung am Widerstand 101 (als Spannung V 101 bezeichnet) und aus einem Spannungsabfall in Durchlaßrichtung an der Diode 103 (als Spannung V 103 bezeichnet) am Emitter des Transistors ,107, insbesondere,

Spannung am Emitter = V 101 + 103 (1).

Die Basisspannung (als Spannung VB 107 bezeichnet) des Transistors 107 wird durch die Z-Diode 115 und die Widerstände 109 und 111 konstant gehalten. Weiterhin wird die Basis-Emitter-Potentialdifferenz, die erforderlich ist, damit der Transistor 107 einen Emitterstrom (und einen Kollektorstrom) leitet, als Spannung VE 107 bezeichnet. Dann ist das für einen Emitterströmfluß des Transistors 107 erforderliche Emitterpotential gegeben durch:

VB 107 +VE 107 (2) .

Die Bedingung, daß der Rückkopplungs-Basisstrom in den Transistor 39 mit anwachsender Spannung am Widerstand 101 und Kollektorstrom durch den Transistor 107 abgegeben wird, liegt fest durch:

VB 107 + VE 107 ζ V 101 + V 103 (3).

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Wenn der Primärstrom der Zündspule auf einem vorbestimmten Wert infolge der Rückkopplung gehalten wird, ergibt sich aus der Gleichung (3):

VB 107 + VE 107 = V 101 +V 103 (4).

Es ist zu betonen, daß die Spannung V 101 am Widerstand 101 gegenüber einer Temperaturänderung unempfindlich ist, daß der Spannungsabfall V 103 in Durchlaßrichtung an der Diode 103 temperaturempfindlich ist, und daß der Emitter-Basis-Spannungsabfall VE 107 in Durchlaßrichtung des Transistors 107 ebenfalls temperaturempfindlich ist. Da die Temperatur-Kennlinien des Emitter-Basis-Überganges des Transistors und dessen Spannungsabfall in Durchlaßrichtung gleich wie für die Diode 103 gewählt sind, kann VE 107 '= V 103 eingehalten werden, und es können Temperatureinflüsse ausgeschlossen werden. Daher wird das Basispotential des Transistors 107 so festgelegt, daß die Bedingung

VB 107 = V 101 (5)

erfüllt ist.

Das Basispotential des Transistors 107 hat einen Wert gleich der Teilung der Z-Spannung der Z-Diode 115 durch die Widerstände 109 udn 111. Die Z-Spannung selbst ist temperaturempfindlich, aber das Basispotential VB 107 des Transistors 107 ist temperaturunempfindlich, da die Z-Spannung durch die Widerstände 109 und 111 um ungefähr 1/10 geteilt ist. Für eine Z-Spannung von 6 V wird das Basispotential des Transistors 107, das durch die Widerstände 109 und 111 geteilt ist, auf z. B. 0,6 V gehalten. Folglich wird der dem Basispotential zugeordnete Temperaturkoeffizient auf ein Zehntel geteilt. Auf diese Weise werden die Spannungen VB

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und V 101 abgeglichen, um das Gleichgewicht zwischen der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 107 und der Spannung am Widerstand 101 zu halten, wodurch Temperatureinflüsse ausgeschaltet werden. Wie oben erläutert wurde, gewährleistet die Schaltung der Fig. 4 eine Verringerung des Primärstromes der Zündspule auf einen vorbestimmten Wert.

Es können auch andere Maßnahmen zur Verringerung des
Primärstromes der Zündspule auf einen vorbestimmten Wert ergriffen werden. Zu diesem Zweck sind z. B. mehrere Dioden
in Reihe zwischen der Basis und dem Emitter des Leistungstransistors in Durchlaufrichtung vorspannbar.

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Claims

Patentansprüche

1J Zündanlage für Brennkraftmaschinen,

mit einer Zündspule einschließlich mindestens einer Primärwicklung/

mit einem ersten Transistor mit Basis, Kollektor und Emitter, mit einer Gleichstromquelle,
mit einer Impedanz,

mit einer ersten Verbindungseinrichtung zum Verbinden der Primärwicklung der Zündspule, des Kollektors und des Emitters des ersten Transistors und der Impedanz in Reihe mit der Gleichstromquelle,

mit einer Einrichtung zum Erzeugen eines Wechselstromsignales synchron zur Maschinendrehzahl,

mit einem ersten Steuerglied mit vorbestimmtem Betriebspegel zur Steuerung des Basisstromes des ersten Transistors aufgrund der Beziehungen zwischen dem Betriebspegel und dem Wechselstromsignal, und

mit einem zweiten Steuerglied zur Steuerung des Basisstromes des ersten Transistors abhängig von einer Spannung an der Impedanz, um den Primärstrom der Zündspule auf einen vorbestimmten Wert zu verringern,

gekennzeichnet durch

ein erstes Fühlerglied (6.1) zum Erfassen des Zeitintervalles_/

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während dem der erste Transistor (43) in einem ungesättigten Bereich arbeitet, und

ein drittes Steuerglied (85) zur Steuerung der Beziehung zwischen dem Betriebspegel (VL) des ersten Steuergliedes (17) und des Wechselstromsignales abhängig von einem Ausgangssignal des ersten Fühlergliedes (61), wobei der Betriebspegel (VL) des ersten Steuergliedes (17) sich bezüglich des Wechselstromsignales entsprechend des Zeitintervalles des ungesättigten Betriebs des ersten Transistors (43) verschiebt, wodurch eine Leitungs-Einsetzzeit für den Primärstrom der Zündspule (47) so steuerbar ist, daß die ungesättigte Betriebszeitdauer des ersten Transistors (43) abnimmt.
2. Zündanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Fühlerglied (61) ein erstes Eingangsglied zum Erfassen eines leitenden Zustandes des ersten Transistors

(43) und ein zweites Eingangsglied zum Erfassen der Kollektor-Emitter-Spannung des ersten Transistors (43) aufweist, wodurch ein Zeitintervall, während dem ein Basisstrom des ersten Transistors (43) hierdurch durch das erste Steuerglied

(17) bewirkt wird, durch ein Eingangssignal erfaßt wird, das durch das erste Eingangsglied übertragen wird, und wodurch ein ungesättigtes Betriebszeitintervall des ersten Transistors (43) durch das Eingangssignal und zusammen durch ein durch das zweite Eingangsglied übertragenes Eingangssignal erfaßt wird.
3. Zündanlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Fühlerglied (61) einen ersten und einen zweiten Kondensator (81, 85) sowie eine Ladeeinrichtung für den ersten Kondensator (81) aufweist, wodurch ein Signal abhängig von einem ungesättigten Betriebszeitintervall des ersten Transistors (43) im zweiten Kondensator (85) speicherbar ist,

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wodurch Strom proportional zu dem im zweiten Kondensator (85) gespeicherten Signal durch den ersten Kondensator (81) übertragen wird, wenn der erste Transistor (43) eingeschaltet ist, und wodurch der Betriebspegel des ersten Steuergliedes (17) durch das dritte Steuerglied (85) entsprechend einer Spannung am ersten Kondensator (81) verschiebbar ist.
4. Zündanlage nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Steuerglied (17) aufweist: einen zweiten Transistor, der entsprechend dem Wechselstromsignal schaltet, eine Einrichtung (27) zur Abgabe eines Vorstromes an die Basis des zweiten Transistors und eine Einrichtung (93) zur Änderung des Vorstromes entsprechend der Spannung am ersten Kondensator (81).
5. Zündanlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Steuerglied (39) einen Rückkopplungstransistor (107) mit der Basis auf einem vorbestimmten Potential und eine Diode (103) zwischen dem Emitter des Rückkopplungstransistors (107) und dem Emitter des ersten Transistors (43) aufweist, wodurch der Basisstrom des ersten Transistors (43) durch den Kollektorstrom des Rückkopplungstransistors (107) steuerbar ist.
6. Zündanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Fühlerglied (61) aufweist: eine Einrichtung zum Erfassen des Kollektorpotentials des ersten Transistors (43), einen ersten und einen zweiten Kondensator, ein erstes Glied, das ein von der Einrichtung zum Erfassen des Kollektorpotentials erzeugtes Signal an den zweiten Kondensator lediglich während eines Zeitintervalles liegt, so daß der Basisstrom des ersten Transistors (43) dort fließt, und ein zweites Glied, das ein Signal proportional zum Signal des zweiten Kondensators

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an den ersten Kondensator für ein Zeitintervall legt, so daß der erste Transistor ausgeschaltet ist, wodurch der Betriebspegel des ersten Transistors (43) durch das dritte Steuerglied (85) entsprechend dem Signal des ersten Kondensators verschiebbar ist.

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