DE2417878A1 - Zuendanordnung fuer brennkraftmaschinen - Google Patents

Description

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81-22.484P 11.4.1974

HITACHI, LTD., 5-1, 1-chome, Marunouchi Chiyoda-ku, Tokio (Japan)

Zündanordnung für Brennkraftmaschinen

Die Erfindung betrifft eine Zündanordnung für Brennkraftmaschinen, bei der insbesondere die Zündeinstellung in bezug auf die Maschinendrehzahl elektrisch und elektronisch beliebig vorzeitig oder verzögert erfolgen kann.

Üblicherveise erfolgt die Zündung von Brennkraftmaschinen durch Funkenentladung von Zündkerzen. Die Zündeinstellung, d. h. der Zeitpunkt, zu dem an den zündkerzen zum Zünden

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eine Hochspannung angelegt wird, wirkt sich stark auf die Maschinenleistung und die Abgaszusammensetzung aus. Die optimale Zündeinstellung für eine Maschine ändert sich mit deren Drehzahl und Belastung, wobei für jede Maschine eine eigene optimale Zündeinstellung erforderlich ist.

um die ervähnten Vorzümdungskennlinien zu erhalten, haben bereits entwickelte Zünda&ordnungen einen Fliehkraft-Zündversteller mit einem Fliehkraftregler oder einen mechanischen Zündversteller, z. B. einen Unterdruck-Zündvers teil er mit einer Membran.

Da die Maschinenleistung immer veiter gesteigert verden soll, muß insbesondere eine optimale Vorzündung zur Kontrolle der Luftverschmutzung erreicht verden, veil die Abgase durch optimale Zündung veitgehend entgiftet verden. Bei bisher üblichen mechanischen Verfahren zur Regelung der Zündeinstellung ergibt sich ein sehr komplizierter Aufbau der Zündanordnung, und die gewünschte Betriebszuverlässigkeit in bezug auf Genauigkeit ist nicht vorhanden. Infolgedessen muß eine Feinregelung erfolgen, wodurch wiederum der praktische Wert der Anordnung herabgesetzt wird.

Zur Überwindung dieses Problems wurde bereits ein elektroelekironisches Verfahren zur Regelung der Zündeinstellung entwickelt. Die dabei entwickelte Anordnung wird als elektronischer Zündversteiler bezeichnet.

Bei dieser Anordnung ist an einer Kurbelwelle oder einer in bezug auf die Kurbelwelle mit vorbestimmten Drehzahlverhältnis umlaufenden welle eine Scheibe befestigt. Eine Lichtquelle und ein photoelektrischer Fühler, z. B. ein

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Phototransistor, sind einander gegenüberliegend auf beiden Seiten der Scheibe angeordnet; die Scheibe hat an ihrem Umfang mehrere sehr kleine Löcher. Mit der Umdrehung der Scheibe werden Lichtstrahlen, die fortgesetzt durch diese Umdrehung unterbrochen werden, durch die Löcher in elektrische Signale umgesdzt, und Ausgangssignale des photoelektrischen Fühlers werden durch die Triggerstufe zu Rechtecksignalen geformt, die wiederum durch eine weitere elektrische Stufe in treppenr- oder stufenfömigei Strom umgeformt werden. Diese elektrische Stufe erzeugt ein Ausgangssignal, wenn der stufenförmige Strom einen bestimmten Pegel erreicht, und dieses Signal wird zum Einschalten eines Zündkreises benutzt. Ein Vor- oder Grundström, der sich proportional zur Maschinendrehzahl ändert, wird außerdem dem stufenförmigen Strom überlagert, so daß der Zeitpunkt, in dem der bestimmte Pegel des stufenförmigen Stroms erreicht wird, um den Betrag der Änderung des Vorstroms entsprechend der Maschinendrehzahl beschleunigt oder verzögert wird, wodurch die Zündeinstellung erfolgt.

Diese Anordnung, die zur Regelung der Zündeinstellung jede automatische Zündverstellung elektronisch durchführt, arbeitet wesentlich .genauer und hat eine längere Lebensdauer als mechanische automatische Zündversteller. Außerdem ist es einfacher, die Zündeinstellung elektrisch zu regeln. Ferner werden durch die Abwesenheit von Unterbrecherkontakten oder anderen mechanischen Kontakten die bisher zum Läppen der Kontakte und zum Justieren von Maschinen erforderliche Zeit und damit der Arbeitsaufwand verringert.

Bei dem vorstehenden Verfahren wird die Auflösung eines Fühlers zum Erfassen des Drehwinkels durch die Anzahl der

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in die Scheibe gebohrten Löcher bestimmt, und eine hohe Drehvinkelgenauigkeit macht das Anbringen sehr kleiner Löcher mit sehr geringem Abstand voneinander erforderlich. Beim Herausarbeiten solcher kleinen Löcher und beim Durchführen von Lichtstrahlen durch diese ergeben sich jedoch technische Beschränkungen. Insbesondere ist es sehr schvierig, einen zuverlässigen Betrieb in einem häufig Stößen und ruckartigen Belegungen ausgesetzten Kraftfahrzeug zu ervarten, vodurch wiederum die erforderliche Genauigkeit nicht erreichbar ist.

Bei dem vorstehenden Verfahren verden getrennte Fühler zum Erfassen eines Drehvinkelsignals und eines Drehzahlsignals benutzt. Wenn für Regelzvecke nur ein Signal benutzt vird, genügt ein Fühler zum Erfassen dieses Signals, vodurch sich eine Kostenersparnis und eine Vermeidung von Genauigkeitsschvankungen, die durch Fehler beim Erfassen auftreten könnten, ergeben.

Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung einer Zündanordnung für Brennkraftmaschinen, mit der die Zündenergie zu einem optimalen Zündzeitpunkt in bezug auf einen veiten Bereich von Drehzahländerungen erzeugbar ist; dabei soll der optimale Zündzeitpunkt in bezug auf diesen Bereich von Drehzahländerungen bei Ansprechen auf ein Ausgangssignal eines Maschinendrehzahl-Fühlers bestimmt verden; bei Vervendung als Spulen-Zündanordnung soll dabei bei gleicher Maschinendrehzahl ungeachtet von Änderungen der Speisespannung gleiche Zündenergie erhalten verden.

Gemäß der Erfindung vird durch ein Drehwinkelsignal ein zeitgeber zum Erzeugen eines vorbestimmten Zeitintervalls eingeschaltet, und bei dessen Abschalten vird ein Addierer

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zur Durchführung von Additionen und zum Erzeugen einer Summe bei einem vorbestimmten Gradienten des Zeitablaufs eingeschaltet bis zum Auftreten eines zweiten, maschinendrehzahlerfassenden Signals. Weiter ist ein Subtrahierer vorgesehen, der bei Zuführung des zveiten Signals bei einem vorbestimmten Gradienten des Zeitablaufs eine Subtraktion von der genannten Summe durchführt; wenn das Subtraktionsergebnis einen vorbestimmten Wert erreicht, wird ein Signal zur Regelung der Zündung erzeugt.

Gemäß der Erfindung wird weiter das Zeitintervall vom Zeitpunkt der Erzeugung eines Drehwinkelsignals bis zum nächsten Drehwinkelsignal als Maschinendrehzahlsignal benutzt.

Die Erfindung sieht auch vor, daß der Anstieg des Ausgangssignals des Fühlers als Drehwinkelsignal und das Zeitintervall zwischen dem Anstieg und dem Abfall dieses Signals als Maschinendrehzahlsignal benutzt werden.

Erfindungsgemäß ist schließlich das Signal zum Regeln des Zündkreises den Änderungen der Speisespannung umgekehrt proportional.

Durch die Erfindung wird also eine Zündanordnung geschaffen zum Zuführen von Hochspannungs-Zündenergie zu den Zündkerzen bei der für eine Brennkraftmaschine gewünschten optimalen Zündeinstellung. Dabei wird ein elektrischer oder elektronischer Addierer in einer Regelschaltung eingeschaltet, und zwar nach einer Zeitverzögerung, die mindestens zur Beendigung einer Zündung ausreicht, beginnend mit der Erzeugung wenigstens eines Drehwinkelsignals vor der optimalen Zündeinstellung; die Addition wird fortgesetzt bis zur Erzeugung des nächsten Drehwinkelsignals, und zu diesem zext-

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punkt beginnt ein Subtrahierer mit der Subtraktion, und die nächste Zündung wird dadurch ausgelöst, daß eine elektromagnetische Induktion in den Zündspulen erfolgt, wenn das Subtraktionsergebnis einen vorbestimmten Wert erreicht, während dieser Vorgänge irerden die Dauer der Verzögerungszeit, die Akkumulier- und Subtrahiergeschwindigkeit und ein mit des Subtraktionsergebnis zu vergleichender Bezugsvert fest oder konstant gehalten ungeachtet der Maschinendrehzahl, und dadurch wird die Maxiaal amplitude zur Umschaltzeit zvischen Addition und Subtraktion entsprechend der Maschinendrehzahl geändert, so daß das Zeitintervall, bis das Subtraktionsergebnis einen vorbestimmten Bezugswert erreicht, zur Regelung der Zündeinstellung geändert wird.

Die Erfindung wird im folgenden an h-sad der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 das Blockschaltbild des Arbeitsprinzips einer erfindungsgemäßen Zündanordnung;

Fig. 2A den Schaltungsaufbau einer bereits entwickelten londensator-Zündanordnung;

Fig. 2B den Schaltungsaufbau einer bereits entwickelten Spulen-Ziindanordnung;

Fig. 3 Signalverläufe zur Erläuterung der erfindungsgemäßen Zündanordnung;

Fig. 4 das Schaltbild einer erfindungsgemäßen S chaltungsanordnung;

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Fig. 5 das Schaltbild einer Anordnung, die durch Digitalisieren der Schaltung gemäß Fig. 4 erhalten wird;

Fig. 6 das Blockschaltbild des Arbeitsprinzips

einer Zündanordnung, in der die Erfindung verwendet ist;

Fig. 7 Signalverlaufe zur Erläuterung des Betriebs der Anordnung von Fig. 6;

Fig. 8 eine Ausführungsform des Schaltungsaufbaus einer Anordnung gemäß Fig. 6;

Fig. 9 das Blockschaltbild einer digitalisierten Ausftihrungsforra der Anordnung von Fig. 8;

Fig. IO das Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 11 Signalverläufe zur Erläuterung der Ausführungsform von Fig. 10;

Fig. 12 das Schaltbild der Ausführungsform von Fig. 10; und

Fig. 13 das Blockschaltbild einer digitalisierten Ausführungsform der Anordnung von Fig. 12.

Gemäß Fig. 1 dreht sich ein Verteilerläufer 1 synchron mit der Kurbelwelle der Maschine und hat für jeden Verbrennungshub eine Markierung IA; der hier dargestellte Verteilerläufer ist für eine Vierzylinder-Brennkfaft-

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maschine vorgesehen, bei der während jeder Umdrehung des Verteilerläufers 1 eine viermalige Zündung erfolgt Ein Fühler 2 erfaßt die Markierung IA des Verteilerläufers 1 und erzeugt ein Drehwinkelsignal (a) gemäß Fig. 3; der Fühler kann elektromagnetisch oder photoelektrisch arbeiten. Ein erster Verzögerungssignalgenerator 3 erzeugt ein Signal (b) gemäß Fig. 3» das dem Drehwinkelsignal um ein vorbestimmtes Zeitintervall T₁ nacheilt. Ein Meßglied 4 mißt gemäß Signalverlauf (c) von Fig. 3 das Zeitintervall vom Ende eines Verzögerungssignals zum nächsten Drehwinkelsignal mit einem vorgegebenen Koeffizienten m^ und erzeugt gleichzeitig ein Ausgangssignal, das in bezug auf das Drehwinkelsignal ein mit einem vorgegebenen Koeffizienten m₂ gemessenes Zeitintervall darstellt. Dieses Meßglied hat einen Kondensator oder Zweirichtungs- bzw. Vorwärts-Rückwärts-Zähler. Ein Vergleicher 5 erzeugt ein Ausgangssignal (d) gemäß Fig. 3, wenn das Ausgangssignal des Meßgliedes 4 einen vorbestimmten Pegel R erreicht. Ein zweiter Verzögerungssignalgenerator 6 wird vom Ausgangssignal des Vergleichers 5 eingeschaltet und nach Ablauf eines vorbestimmten ^Zeitintervall s T₂ ¹ gemäß Signal (d¹) von Fig. 3 ausgeschaltet.

Der Zeitpunkt Θ, in dem der Vergleicher 5 das Ausgangssignal T₂ erzeugt, oder die Anstiegszeit des Ausgangssignals des zweiten Verzögerungssignalgenerators hat die folgende Beziehung zur Wiederholungsrate T des Drehwinkelsignals:

• = (I₊Il). f (ι)

mit T' = Zeitintervall von der Drehwinkelsignalerzeugung bis zur Erzeugung des Ausgangssignals des Vergleichers.

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Aus dem Verlauf des Signals (c) von Fig. 3 folgt: TA₁ (T - T₁) - m₂ · T¹ = R (2).

Bei Eliminierung von T¹ aus den Gleichungen (l) und (2) gilt für θ in bezug auf die Erzeugungslage des Drehwinkel signals:

ö = a + bf (3)

m f = Wiederholungsfrequenz des Drehwinkelsignals oder

m, - T₁ + R

Da Ia₁, nig, T₁ und R feste Werte sind, hat das Zeitintervall Θ, in dem das Ausgangssignal T₂ des Vergleichers 5 erzeugt wird, oder die Anstiegszeit des Ausgangssignals des zweiten Verzögerungssignalgenerators die geradlinige Beziehung zur Wiederholungsfrequenz f des Drehwinkelsignals. Durch Verwendung von θ als Zündzeitpunkt ist daher eine in bezug auf die Drehzahl lineare Beschleunigung oder Verzögerung der Zündeinstellung möglich. Da die vorgenannten Festwerte in einer für optimale Maschinenleistung geeigneten Weise beliebig festsetzbar sind, kann eine optimale Regelung der Zündeinstellung nur durch das Drehwinkelsignal erfolgen.

Fig. 2A und 2B zeigen den grundsätzlichen Schaltungsaufbau bereits entwickelter Kondensator- bzw. Spulen-Zündanordnungen. Gemäß Fig. 2A bildet eine Batteriestroraversorgung 7 mit der Primärwicklung 110a eines Transformators 110 und mit einem mit der Primärwicklung HOa reihengeschalteten Unterbrecher 111 einen geschlossenen Stromkreis. So lange

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der Unterbrecher 111 erregt ist, wird in der Primärwicklung 110a elektromagnetische Energie gespeichert, wogegen in der Sekundärwicklung 110b gleichzeitig mit dem Abschalten des Transistors 111 aufgrund der im Transformator bewirkten elektromagnetischen Induktion eine Hochspannung induziert wird. Diese Spannung bewirkt ein Aufladen eines Kondensators 113, der mit der Sekundärwicklung 110b und einer Diode einen geschlossenen Stromkreis bildet. Ein weiterer geschlossener Stromkreis ist durch den Kondensator 113, die Primärwicklung 114a der Zündspule 114 und eisen Schalter 115 gebildet. Wenn der Schalter 115 zur Zündeinsteilung erregt wird, wird die im Kondensator 113 gespeicherte elektrische Ladung abgegeben und an die Zündspule 114 angelegt, während in der Sekundärwicklung 114b durch die elektromagnetische Induktion eine Ultrahochspannung induziert wird, wodurch in einer mit der Sekundärwicklung 114b verbundenen Zündkerze 116 ein Ztlndfunke erzeugt wird. Eine Diode 117, die auch entfallen kann, fördert die Entladung entgegengesetzter Polarität des Kondensators 113.

Bei dieser Zündanordnung ist die Zündeinstellung durch Ändern der Entladezeit des Kondensators 113 infolge der Steuerung der Einschaltzeit des Schalters 115 regelbar. Wenn daher die Zündanordnung gemäß Fig. 1 mit der Schaltung von Fig. 2A so kombiniert wird, daß das Ausgangssignal des Vergleichers 5 oder der ansteigende Teil des Ausgangssignals des zweiten Verzögerungssignalgenerators 6 dem Eingang ^MIN" des Schalters 115 zugeführt wird, entlädt sich der Kondensator 113 automatisch zum optimalen Zündzeitpunkt entsprechend der Maschinendrehzahl.

Gemäß Fig. 2B bildet ein Schalter 210 zusammen mit der Batteriestroraversorgung 7 und einer Zündspule 211 einen geschlossenen Stromkreis. In diesem Fall wird die in der

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Primärwicklung 211a gespeicherte elektromagnetische Energie, während der Schalter eingeschaltet ist, in eine in der Sekundärwicklung 211b der Zündspule 211 induzierte Hochspannung umgewandelt, die zum Erzeugen eines Zündfunkens an einer Zündkerze 212 benutzt, wird.

Bei der vorgenannten Zündanordnung ist die Zündeinstellung durch Regeln der Abschaltzeit des Schalters 210 verstellbar. Wenn daher das Ausgangssignal der erfindungsgemäßen Zündanordnung als Abschaltsignal für den Schalter 210 verwendet wird, ist ebenso wie bei der vorher erwähnten Kondensator-Zündanordnung eine optimale Zündeinstellung erreichbar.

Da es unwirtschaftlich ist, den Zündspulen dauernd Batteriestrom zuzuführen, wird dieser vorzugsweise kurz vor dem optimalen Zündzeitpunkt zugeführt. Zu diesem Zweck kann das Ausgangssignal T₂ ¹ des zweiten Verzögerungssignalgenerators 6 ausgenutzt werden. Das heißt, die Anordnung wird so getroffen, daß der Schalter 210 erst bei Zuführung eines Ausgangssignals vom Vergleicher 5 eingeschaltet wird und die Einschaltzeit des Schalters 210 gleich einem durch das zweite Verzögerungszeitintervall T₂ ¹ bestimmten Zeitintervall ist und dieses Zeitintervall zum Speichern elektrischer Energie in den Zündspulen 211 ausreicht, und daß zur Abfallzeit nach Ablauf des Zeitintervalls T₂' der Schalter 210 abgeschaltet und gleichzeitig eine elektromagnetische Induktion in den Zündspulen bewirkt wird.

In diesem Fall wird der Zündzeitpunkt in Fig. 3 mit Θ¹ bezeichnet. Wie in den Gleichungen (1) fcis (3) hat der Zündzeitpunkt Θ¹ die folgende Beziehung zum Drehwinkelsignal:

T - (T* + T ') -T₇-

\2J f (D'.

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Aus dem Signalverlauf (c) von Fig. 3 folgt:

In₁ (T - T₁) - m₂ · T' = R (2).

Durch Eliminierung von T¹ aus den Gleichungen (1)· und (2) gilt für Θ¹ in bezug auf den ErzeugungsZeitpunkt des Drehvinkelsignals:

θ· = a + b'f (3)

mit f = Wiederholungsfrequenz des Drehvinkelsignals oder i,

^a - ^¹ -sg)·

Bi₁ - T₁ + R ^₇

b·- (-i-,ςϊ T₂.) -f.

S₁, m₂, T₁, R und T₂* feste Werte sind, ist der Zündzeitpunkt Θ¹ vie im vorhergehenden Fall linear mit der Wiederholungsfrequenz f des Drehvinkelsignals änderbar, so daß durch Wahl einer optimalen Beziehung ζvischen den für eine gute Maschinenleistung geeigneten Festverten eine optimale Regelung des Zündzeitpunkts nur auf der Grundlage des Drehvinkelsignals erreichbar ist.

Im vorliegenden Fall ist das Zeitintervall der an die Primärvicklung 211a der Zündspule 211 angelegten Spannung, d. h. das zveite Verzögerungszeitintervall T₂ ¹, drehzahlunabkfngig, so daß die in der Zündspule gespeicherte elektromagnetische Energie konstantgelalten vird, vodurch eine konstante Zündfunkenerzeugung innerhalb eines veiten Bereichs von Drehzahländerungen erreichbar ist.

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Eine Ausführungsform der Erfindung wird jetzt unter Bezugnahme auf Fig. 4 erläutert. Ein aus Magnetmaterial bestehender Läufer 1 hat vier vorstehende Markierungen la. Ein Fühler 2 hat in der Mitte einen Dauermagnet 2a, einen Eisenkern 2b, dessen Enden den vorstehenden Markierungen la gegenüberliegen, eine auf den Eisenkern 2b gewickelte Stroraerzeugerspule 2c, Schaltmittel zum Erden eines Endes der Stromerzeugerspule 2c sowie einen Widerstand 2d und eine Diode 2e, über die das andere Ende der Spule 2c mit einem Verzögerungssignalgenerator 3 verbunden ist. Dieser hat einen Univibrator sowie einen normalerweise gesperrten npn-Transistor 3a, dessen Emitter geerdet und dessen Kollektor über die Kathode und die Anode einer Diode 3b und einen Widerstand 3c mit einer positiven Versorgungsleitung 11 verbunden ist. Weiter ist der Kollektor des Transistors 3a über einen Widerstand. 3d mit der Basis eines pnp-Transistors 4a verbunden zur Abgabe einer Subtraktionsanweisung an das Meßglied 4, während die Basis des normalerweise gesperrten npn-Transistors 3a einerseits mit der Kathode der Diode 2e und andererseits über den Widerstand 3e mit dem Kollektor eines normalerweise leitenden npn-Transistor s 3f verbunden ist« Der Emitter des Transistors 3f ist mit der Basis eines npn-Transistors 4b verbunden zur Abgabe einer Addieranweisung an daß Meßglied 4, und sein Kollektor ist über einen Widerstand 3g mit der Versorgungsleitung 11 verbunden, während die Basis einerseits über einen Kondensator 3h mit der Anode der Diode 3b und andererseits über einen Widerstand 3i mit der Versorgungsleitung 11 verbunden ist. Daß Meßglied 4 hat einen Lade-Entlade- oder Addier-Subtrahier-Kondensator und ein Paar Konstantstromkreise. Ein Anschluß eines Kondensators 4c ist geerdet, und der andere Anschluß ist mit beiden Kollektoren von Transistoren 4d und 4e verbunden. Der pnp-Transistor 4d bildet einen Konstantstromkreis, und sein Emitter ist über einen Widerstand A£ mit der Versorgungsleitung 11 verbunden, während seine Basis mit den

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Anschlüssen von Spannungsteilerwiderstanden 4g und 4h verbunden ist, die zwischen der Versorgungsleitung 11 und Erde reihengeschaltet sind. Der Emitter und der Kollektor eines Transistors 4a sind mit dem Spannungsteilerwiderstand 4g parallelgeschältet. Der npn-Transistor 4e, der einen Konstantstromkreis für Entladezwecke bildet, ist mit seinem Emitter über einen Widerstand 4i geerdet, und seine Basis ist mit den Spannungstsileranschlüssen von Spannungsteilerwiderständen 4j und 4k verbunden, die zwischen der Versorgungsleitung 11 und Erde reihengeschaltet sind. Der Emitter und der Kollektor des Transistors 4b sind mit dem Spannungsteilerwiderstand 4j parallelgeschaltet. Ein Vergleicher 5 hat ein Paar pnp-Transistören 5a und 5b, deren Emitter über einen gemeinsamen Widerstand 5c mit der Versorgungsleitung 11 verbunden sind. Die Basis des Transistors 5a ist über einen Widerstand 5d mit dem nichtgeerdeten Anschluß des Kondensators 4c verbunden, während die Basis des Transistors 5b mit den Spannungsteileranschlüssen von Spannungsteilerwiderständen 5e und 5f verbunden ist, die zwischen der Versorgungsleitung 11 und Erde reihengeschaltet sind; der Kollektor dieses Transistors ist geerdet. Ein zweiter Verzögerungssignalgenerator 6 hat eine monostabile Schaltung mit npn-Transistoren 6a und 6b, Widerständen 6c, 6d und 6e und einem Kondensator 6f. Der Emitter des Transistors 6a ist geerdet, seine Basis ist mit dem Kollektor des Transistors 5a im Vergleicher 5 verbunden, und sein Kollektor ist über den Widerstand 6c mit der Versorgungsleitung und über den Kondensator 6£ mit der Basis des Transistors 6b verbunden. Der Emitter des Transistors 6b ist geerdet, seine Basis ist über den widerstand 6d mit der Versorgungsleitung 11 verbunden, und sein Kollektor ist über den Widerstand 6e mit der Versorgungsleitung 11 verbunden.

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Bei der beschriebenen Schaltung wird durch den Dauermagnet 2a, den Bisenkern 2b und den Läufer 1 ein geschlossener Magnetkreis gebildet, wodurch der Induktionsfluß im Eisenkern Sb ansteigt, wenn die Markierungen la des Läufers 1 in eine den Enden des Eisenkerns 2b des Fühlers 2 gegenüberliegende Lage gelangen. In der Stromerzeugerspule 2c wird eine den Induktionsflußänderungen entsprechende Spannung induziert, die den Verzögerungssignalgenerator 3, d. h. den Univibrator, einschaltet, wodurch der Transistor 3a leitend.und der Transistor 3f gesperrt werden. Vorher waren die Transistoren 3a bzw. 3f gesperrt bzw. leitend, und infolgedessen waren auch die Transistoren 4a bzw. 4b im Meßglied 4 gesperrt bzw. leitend, so daß der Transistor 4d leitend war und dadurch der Kondensator 4c mit Xonstantstrom geladen gehalten wurde. Das Umschalten des Univibrators in seinen anderen Zustand bewirkt jedoch, daß die Transistoren 4a bzw. 4b leitend bzw. gesperrt werden, so daß eine Konstantstromentladung des Kondensators 4c durch den Transistor 4e erfolgt. Venn die Spannung am Kondensator 4c so geregelt wird, daß sie während des Ladevorgangs das Basispotential R des Transistors 5b in Abhängigkeit von den SapnnungsteilerwiVerständen 5e und Sf übersteigt, sind sowohl der Transistor 5a als auch der Transistor 6a des zweiten Verzögerungssignalgenerators 6 gesperrt. Infolgedessen ist der Transistor 6b durch den Widerstand 6d in Durchlaßrichtung vorgespannt, während der Kondensator 6f mit der dargestellten Polarität aufgeladen wird. Wenn die Spannung am Kondensator 4c des Meßgliedes unter das vorbestimmte Potential R gemäß (c) in Fig. 3 während der Entladung abfällt, werden jedoch die Transistoren 5a und 5b des Vergleichers 5 gesperrt. Infolgedessen wird der Transistor 6a des zweiten Verzögerungssignalgenerators 6 eingeschaltet, und der positive Anschluß

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des Kondensators 6f wird geerdet, so daß der Transistor 6b durch die Spannung des Kondensators 6f in Sperrichtung vorgespannt und abgeschaltet vird. Das Potential am Ausgang 6g wird auf das Potential an der geerdeten Seite des Widerstands 6e angehoben (vgl. (e) in Fig. 3). Während des Zeitintervalls Τ«¹, in dem der Transistor 6b gesperrt ist, entlädt sich der Kondensator 6f gemäß dem Signalverlauf (d)¹ von Fig. 3 über den Transistor 6a, und dann werden die Basis und der Emitter des Transistors 6b durch den im Widerstand 6d fließenden Strom in Durchlaßrichtung vorgespannt. Wenn die schaltungskonstanten so bestimmt werden, daß der Kondensator 6f immer bis zum Pegel der Versorgungsspannung aufgeladen wird, ist das Zeitintervall T₂* festgelegt. Wenn der Transistor 6b nach dem Zeitintervall T₂ ¹ eingeschaltet wird, wird der Ausgang 6g kurzgeschlossen.

Wenn unter dieser Bedingung der Ausgang 5g OUT vom Kollektor des Transistors 5a mit dem IN-Anschluß G₂ des Schalters der Kondensator-Zündanordnung von Fig. 2A verbunden wird, wird der geschlossene Stromkreis des Kondensators 113 eingeschaltet zum Erhalt einer Hochspannung zum Zünden beim durch die erfindungsgemäße Anordnung bestimmten optimalen Zündzeitpunkt. -

Wenn andererseits der OUT-Anschluß 6g des Kollektors des Transistors 6b mit dem IN-Anschluß G^ des Schalters 210 der Spulen-Zündanordnung von Fig. 2B verbunden ist, wird der Schalter 210 während des Verzögerungszeitintervalls T₂ ¹ ein- und beim Abfall des Verzögerungszeitintervalls T₂ ¹ abgeschaltet. Durch Einstellen dieses Verzögerungszeitintervalls T₂ ¹ in solcher Weise, daß in der Primärwicklung 211a der Zündspule 211 elektrische Energie gespeichert wird, wird daher die Zündfunkenenergie unbeschadet der Maschinendreh-

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zahl konstant gemacht. Im vorliegenden Fall trifft der Abfall des Verzögerungszeitintervalls mit dem Zündzeitpunkt zusammen, und daher müssen die Schaltungskonstanten, von denen die Werte von T₁, In₁, m₂, R und T₂ abhängen,so bestimmt verden, daß alle Operationen vährend eines einzigen Intervalls zvischen den Drehvinkelsignalen beendet verden.

Aus Vorstehendem ist ersichtlich, daß verschiedene Abirandlungen der Erfindung möglich sind, wenn Änderungen des Ausgangssignals des Vergleichers 5 als Signal zum Bestimmen der Zündeinstellung benutzt verden.

Im Gegensatz zu dem erläuterten analogen Segelverfahren vird jetzt unter Bezugnahme auf Fig. 5 ein praktisches Beispiel einer digitalen Regelung erläutert.

Der Fühler 2 entspricht dem beim Analogverfahren vervendeten Fühler. Der Verzögrungssignalgenerator 3 hat ein RS-Flipflop 31, ein UND-Glied 32, einen ersten Taktsignalgenerator 33 und einen ersten Zähler 34. Der Setzeingang S des Flipflops 31 ist mit der Stromerzeugerspule 2c des Fühlers 2 verbunden, vährend der Anschluß Q, der im Setzzustand ein Signal "1" erzeugt, mit einem Eingang des UND-Gliedes 32 und der OUT-Anschluß des Taktsignalgenerators 33 mit dem anderen Eingang des UND-Gliedes 32 verbunden ist. Der Ausgang des UND-Gliedes 32 ist mit dem IN-Anschluß des ersten Zählers 34 verbunden, vährend der OUT-Anschluß des Zählers 34 mit dem Rücksetzeingang R des RS^-Flipflops 31 verbunden ist; der Anschluß "$ ist mit dem Löschanschluß CL des Zählers 34 verbunden und erzeugt ein Signal "1" im.Rücksetζzustand des Flipflops 31. Das Meßglied 4 hat ein Paar UND-Glieder 42 und 43, ein ODER-Glied 44 und einen zveirichtungszähler

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Einer der Eingänge des UND-Gliedes 42 ist mit dem OUT-Anschluß eines Taktsignalgenerators 41 verbunden, vährend der andere Eingang mit dem Anschluß Q des Flipflops 31 verbunden ist. Einer der Eingang des UND-Gliedes 43 ist mit dem OUT-Anschluß des ersten Taktsignalgenerators 33 verbunden, und der andere Eingang ist mit dem Ausgang 73 des Flipflops 31 verbunden. Das ODER-Glied 44, das die Ausgangssignale der UND-Glieder 42 und 43 empfängt, führt sein Ausgangssignal dem IN-Eingang des Zveirichtungszählers 45 zu. Ein Eingang UD des Zählers 45 empfängt eine Anweisung zum Rückwärts- oder Vorvärtszählen und ist mit dem Ausgang "q des Flipflops 31 verbunden. Bei Zuführung eines Signals ¹¹I¹¹ an den Eingang UD beginnt der Zveirichtungszähler 45 vorvärtszuzählen, und bei Zuführung eines Signals "0" beginnt er rückwärtszuzählen. Der Vergleicher 5 hat einen digitalen Vergleicher 51» einen Bezugsvertgenerator 52 und ein UND-Glied 53. Der digitale Vergleicher 51 vergleicht das Ausgangssignal des Zveirichtungszählers 45 mit dem Ausgangssignal des Bezugvertgenerators 52 und erzeugt ein Signal "1" an seinem Ausgang OUT, wenn beide Signale übereinstimmen. Der eine Eingang des UND-Gliedes 53 ist mit dem Ausgang 0 des Flipflops 31 verbunden, und der andere Eingang ist mit dem Ausgang OUT des Vergleichers 51 verbunden. Der zveite Verzögerungssignalgenerator 6 hat ein UND-Glied 61, einen zveiten Zähler 62, ein zveites RS-Flipflop 63 und einen Ausgang 64. Der eine Eingang des UND-Gliedes 61 ist mit dem Ausgang OUT des ersten Taktsignalgenerators 33 verbunden, vährend der Ausgang des UND-Gliedes 61 mit dem Eingang IN des Zählers 62 verbunden ist. Der Ausgang OUT des Zählers 62 ist mit dem Rücksetzeingang R des Flipflops 63 verbunden/Der Setzeingang S des Flipflops 63 ist mit dem Ausgang des UND-Gliedes 53 im Vergleicher 5 verbunden, vährend sein Ausgang 0* der im Setzzustand ein

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Signal "1" erzeugt, sovohl mit dem anderen Eingang des UND-Gliedes 61 als auch mit dem Ausgang 64 verbunden ist. Dagegen ist der Ausgang *Q, der im Rücksetzzustand ein Signal "1" erzeugt, mit dem Löschanschluß CL des Zählers 62 verbunden.

Wenn bei dieser Schaltungsanordnung vom Fühler 2 ein Ausgangsimpuls erzeugt wird, wird das Flipflop 31 gesetzt, wodurch Signale "1" bzw. "O" an seinen Ausgängen Q bzv. T3 erzeugt werden, so daß das UND-Glied 32 geöffnet wird und die Ausgangssignale des Taktsignalgenerators 33 dem Zähler 34 zur zählung zugeführt werden. Wenn die im Zähler 34 gespeicherten Zählerstände einen vorgegebenen Stand erreichen, erzeugt der Zähler ein Signal "I¹¹, das dem RUcksetzeingang R des Flipflops 31 zugeführt wird. Dadurch werden die Ausgänge Q und Ί) des Flipflops 31 in den ^M0ⁿ- bzw. den "l^w-Zustand umgeschaltet, wodurch das UND-Glied 32 geschlossen und gleichzeitig der Zähler 34 gelöscht wird. Durch diese Operation wird das Verzögerungszeitintervall T, erhalten. Venn der Ausgang "5 des Flipflops 31 in den Zustand **1^N umgeschaltet wird, wird das UND-Glied 43 des Meßgliedes 4 geöffnet, und dadurch wird der Zähler 45 zum Vorwärtszählen veranlaßt. Die Ausgangssignale des Taktsignalgenerators 33 werden über das UND-Glied 43 und das ODER-Glied 44 dem Zähler 45 zugeführt, der sie in Vorwärtsrichtung zählt. Die im Zähler gespeicherte Information wird dem Vergleicher 51 zugeführt, der selbst dann kein Ausgangssignal erzeugt, wenn das ihm zugeführte Eingangssignal dem Bezugssignal entspricht, da das UND-Glied 53 gesperrt ist. Die Erzeugung des nächsten Signals vom Fühler 2 bewirkt ein Setzen des Flipflops 31 des Verzögerungssignalgenerators 3* woraufhin die Ausgänge 0 bzw. Ό des Flipflops 31 zu "I" bzw. "0" werden,

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so daß vie im vorhergehenden Fall der Operationszyklus zum Erhalt des Verzögerungszeitintervalls T₁ wiederaufgenommen vird. Gleichzeitig bevirkt das am Ausgang Q des Flipflops 31 erzeugte Signal "1" die öffnung des UND-Gliedes 42 des Meßgliedes 4, vodurch das Ausgangssignal des Taktsignalgenerators 41 über das ODER-Glied 44 dem Zähler 45 zugeführt vird. Unter diesen Bedingungen befindet sich der Zähler 45 im Rückvärtszählzustand aufgrund des seinem Eingang UD zugeführten Signals "0", und die im Zähler vorher vorvärtsgezählte Information vird rückvärtsgezählt. Wenn das Ergebnis infolge des Vergleichs durch den Vergleicher 51 mit dem Bezugssignal übereinstimmt, erzeugt der Vergleicher 51 ein Signal "1^H. Da das UND-Glied 53 geöffnet ist, bringt sein Ausgangssignal das Flipflop des Generators 6 in den Setzzustand, vodurch am Ausgang OUT 64 ein Signal "1" erzeugt vird, das das UND-Glied öffnet. Mit dem öffnen des UND-Gliedes 61 verden die Aus~ gangssignale des Taktsignalgenerators 33 dem Zähler 62 zugeführt, voraufhin dieser sie bis zu einem voreingestellten Zählerstand zählt, bei dem der Ausgang OUT in den Zustand ^Ml" gesetzt vird. Das Flipflop 63 vird rückgesetzt, vodurch an den Ausgängen Q bzv. "δ" Signale "0" bzv. "1" erzeugt verden, so daß das Ausgangssignal am OUT-Ausgang 64 "ansteigt", vodurch der zähler 62 gelöscht und das UND-Glied 61 gesperrt verden.

Wenn vie beim analogen Regelverfahren das Eingangssignal für den Schalter 115 vom Ausgang OUT 54 für die Kondensator-Zündanordnung gemäß Fig. 2A und das Eingangssignal für den Schalter 210 vom Ausgang 64 OUT für die Spulen-Zündanordnung gemäß Fig. 2B erhalten vird, vird vie bei der analogen Regelung die Zündenergie zum optimalen Zündzeitpunkt erhalten.

A 0 9 8 -4 4 / 0 3 3 B

Die normalerveise für die Betätigung einer Spulen-Zündanordnung benutzte Batterie versorgt u. a. die Starteranlage eines Kraftfahrzeugs, eine elektromagnetische Kupplung für den Kühlmittel-Kompressor und veitere Verbraucher, und daher unterliegt ihre Klemmenspannung dauernden Änderungen. Insbesondere beim Anlassen erhöht sich die Last derart, daß die Batteriespannung auf einen sehr niedrigen Pegel abfällt und den Erhalt einer ausreichenden Zündfunkenenergie unmöglich macht, so daß manchmal keine Zündung erfolgt. Ein bereits entwickeltes Verfahren zum Verhindern solcher Störungen in einer Spulen-Zündanordnung besteht darin, daß mit der Primärzündspule ein Widerstand reihengeschaltet vird, der zur Motorstartzeit kurzgeschlossen vird. Wegen des fortgesetzt kurzgeschlossenen Zustande des Widerstands ungeachtet der Größe des Spannungsabfalls an der Batterie, selbst nachdem der NormalSpannungspegel vieder erreicht ist, fließt jedoch, solange der Anlaßschalter geschlossen gehalten vird, ein sehr hoher Strom in den Zündspulen bzv. vird eine unnötig hohe Ausgangsspannung erzeugt, vas den Einbau zusätzlicher Mittel zum Schutz des Hochspannungssystems sovie einen größeren Sicherheitsspielraum erforderlich macht, vas viederum höhere Kosten verursacht. Außerdem vird die Stromflußzeit im Widerstand und den Zündspulen bei niedrigen Maschinendrehzahlen verlängert und bringt erhöhte Wärmeverluste mit sich, vodurch die Betriebszuverlässigkeit der Anordnung vermindert vird. Dies gilt auch für die Erfindung, insoveit eine Spulen-Zündanordnung betroffen ist.

Daher soll gemäß der Erfindung selbst dann eine hinreichend hohe Zündfunkenenergie erhalten verden, venn an der Batterie ein sehr großer Spannungsabfall auftritt.

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Eine hierfür geeignete Schaltung ist in Fig. 6 veranschaulicht. Ein erster Variabelzeitintervall-Impulsgenerator 8 erzeugt ein Spannungsänderungen an der Batterie entsprechendes Signal und ist zwischen dem Verzögerungssignalgenerator 3 und dem Meßglied 4 angeordnet. Gemäß dem Signalverlauf (c¹) von Pig, 7 wird, wenn das Zeitintervall T₁ ¹ der Batteriespannung entspricht, am Abfallpunkt des Verzögenwigszeitintervalls T, ein signal erzeugt, und zur Abfallzeit von T₁* beginnt das Meßglied 4 seine Operation. Ein zweiter Variabelzeitiittervall-Impulsgenerator 9 ist dem Vergleicher 5 nachgeschaltet»

Bei dieser Anordnung ist das erste VerzSgerungszeitintervall T₁ fest, und wenn sich das variable Seitintervallsignal T.⁽ mit Änderungen der Batteriespannung ändert, ändert sich also der Anstiegspunkt des zweiten variablen Zeitintervalls T₂* entsprechend. Da jedoch das Zeitintervall zwischen der Erzeugung des Drehwinkelsignals und dem Abfallpunkt des zweiten variablen Zeitintervalls T₂' vom Zeitintervall zwischen dem Abfallpunkt des ersten Verzögerungszeitintervalls T₁ und der Erzeugungszeit des nächsten Drehwinkelsignals abhängt, ist das Zeitintervall, in dem in den Zündspulen Strom fließt, so regelbar, daß die elektrische Energie in den Zündspulen konstantgehalten wird, ohne die Zündeinstellung bei gleicher Drehzahl zu beeinträchtigen.

Die Anordnung wird unter Bezugnahme auf Fig. 8 näher erläutert; Schaltungsteile mit gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 4 werden dabei nicht beschrieben.

Der Emitter eines npn-Transistors 8b ist geerdet, die Basis dieses Transistors ist über einen widerstand 8a mit dem

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Kollektor des Transistors 3f des ersten Verzögerungssignalgenerators 3 verbunden, und der Kollektor des Transistors ist über einen widerstand 8c mit der Leitung 11 der Stromversorgung 7 verbunden. Ein Ende eines Kondensators 8d ist geerdet, und das andere Ende ist mit dem Kollektor des Transistors 8b verbunden. Die Kathode einer Konstantspannungsdiode Se ist mit der nichtgeerdeten Seite des Kondensators 8d verbunden, und ihr anderer Anschluß ist mit der Basis eines Transistors 8f verbunden. Der Kollektor dieses Transistors 8f ist über einen Widerstand 8g mit der Versorgungsleitung 11 verbunden, und der Emitter ist über einen widerstand 8h mit der Basis des Transistors 4b des Meßgliedes 4 verbunden.

Dieser Variabelzeitintervall-Impulsgenerator 8 ist so aufgebaut, daß der Abfall des Ausgangssignals T₁ des ihm vorgeschalteten Verzögerungssignalgenerators 3, d. h. die Einschaltung des Transistors 3f, den Transistor 8b sperrt, der solange durch den Widerstand 3g und den Basiswiderstand 8a leitend gehalten wurde. Die Umschaltung des Transistors 8b vom leitenden in den gesperrten Zustand bewirkt eine Freigabe des Kondensators 8d aus dem kurzgeschlossenen Zustand zwischen dem Emitter und dem Kollektor des Transistors 8b, und der Kondensator 8d beginnt, sich über den Widerstand 8c aufzuladen. Bis die Ladespannung des Kondensators 8d die Durchbruchspannung V„ der Konstantspannungsdiode 8e erreicht, fließt in der Diode 8e kein Strom, und dadurch wird der Transistor 8f gesperrt gehalten. Wenn die Ladespannung des Kondensators 8d die Durchbruchspannung V₂ erreicht, wird der Transistor 8f leitend, da seine Basis vom Durchbruchstrom der Konstantspannungsdiode 8e angesteuert wird.

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So vird gleichzeitig mit dem Abfall des ersten Verzögerungszeitintervalls T, der Transistor 3a ab- und der Transistor 3f eingeschaltet, wodurch der Transistor 4a des Meßgliedes ab- und der Transistor 4d eingeschaltet vird. Inzwischen wird der Transistor 8b des Variabelzeitintervall-Impulsgenerators 6 abgeschaltet, vodurch ein Ladekreis für den Kondensator 8d gebildet vird. Bis die Ladespannung die Durchbruchspannung der Konstantspannungsdiode 8e erreicht, vird der Transistor 8f nicht eingeschaltet, und der Transistor 4b des Meßgliedes 4 vird daher nicht leitend gemacht, so daß der Kondensator 4c ζvischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors 4e kurzgeschlossen vird, vodurch der Beginn des Meßvorgangs um T₁ ¹ gemäß (c^f) von Fig. 7 verzögert vird.

Es sei angenommen, daß die elektrostatische Kapazität des Kondensators 8d Cg, der Widerstandswert des Widerstands 8c Rg, die Durchbruchspannung der Diode 8e Vg und die Spannung der Stromversorgung E ist. Dann vird das Zeitintervall T₁· vie folgt ausgedrückt:

V - ^R8 * ^C8

Es vird jetzt der zweite Variabelzeitintervall-Impulsgenerator 9 erläutert.

Die Basis eines Transistors 9a ist mit dem Ausgang des Vergleichers 5, d. h. dem Kollektor des Transistors 5a, verbunden, vährend der Emitter geerdet und der Kollektor über einen Widerstand 9d mit der Versorgungsleitung 11 verbunden ist. Die Basis eines veiteren Transistors 9i ist über einen Widerstand 9j mit dem Kollektor des Transistors 9a verbunden, der Emitter ist geerdet, und

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der rollektor ist über einen widerstand 91c mit der Versorgungsleitung 11 verbunden. .Ein Ende eines Kondensators 9e ist geerdet, und das andere Ende ist mit dem Kollektor des Transistors 9i verbunden. Die Anode einer Konstant» Spannungsdiode 9f ist mit dem nichtgeerdeten Anschluß des Kondensators 9e und die Kathode mit der Basis des Transistors 9b verbunden. Der Emitter eines Transistors 9b ist geerdet, und sein Kollektor ist Über einen Widerstand 9g mit der Versorgungsleitung 11 verbunden. Der Emitter eines Transistors 9c ist geerdet, sein Kollektor ist mit dem Kollektor des Transistors 9b und seine Basis über den Widerstand 9h mit dem Kollektor des Transistors 9a verbunden.

Der so aufgebaute zweite Variabelzeitintervall-Impulsgenerator 9 arbeitet vie folgt.

Wenn der Transistor 9a bei Ansprechen auf das Ausgangssignal des Vergleichers 5 eingeschaltet vird, wird der bis dahin leitende Transistor 9i ausgeschaltet, vomit die Aufladung des Kondensators 9e beginnt. Gleichzeitig vird der bis dahin ebenfalls leitende Transistor 9c abgeschaltet, vodurch am Ausgang 3Z ein Ausgangssignal erzeugt vird. Wenn die Ladespannung des Kondensators 9e die Durchbruchspannung der Konstantspannungsdiode 9f erreicht, vird die Basis des Transistors 9b in Durchlaßrichtung vorgespannt, so daß am Ausgang 9 £ aufgrund des Kurzschlusses zvischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors 9b kein Ausgangssignal erzeugt vird.

Mit Cg * elektrostatische Kapazität des Kondensators 9e, R_g = Wert des Widerstands 9k, Vg = Durchbruchspannung der Diode 9f und E = Versorgungsspannung

U 0 9 8 U U / 0 3 3 5

wird das Zeitintervall T₂' vie folgt ausgedrückt:

V - ^R9 ' ^C9 ⁽ϊγ4τγ) (5).

Aus der vorstehenden Beschreibung ist ersichtlich, daß bei Abnahme der Versorgungsspannung das erforderliche Zeitintervall, bis die Ladespannung des Kondensators 8d des ersten Variabelzeitintervall-Impulsgenerators 8 die Durchbruchspannung der Diode 8e erreicht, verlängert und infolgedessen der Beginn der Operation des Meßglieds 4 proportional dazu verzögert wird, wodurch das Zeitintervall zum Laden des Kondensators 4c des Meßgliedes 4 vor Erzeugung des nächsten Drehwinkelsignals verkürzt wird, so daß das Zeitintervall, bis der Kondensator 4c, der gleichzeitig mit dem Anlegen des Drehwinkels!gnais seine Entladung beginnt, den vorbestimmten Wert R erreicht, verkürzt wird. Infolgedessen wird das Ausgangssignal des Vergleichers 5 früher erzeugt, und dadurch beginnt der Kondensator 9e des zweiten Variabelzeitintervall-Impulsgenerators 9 früher mit der Entladung, so daß unbeschadet des Spannungsabfalls der Kondensator 9e immer bis zur Durchbruchspannung der Diode 9f aufgeladen wird, wodurch die Ladezeit des Kondensators 9e um den dem Versorgungsspannungsabfall entsprechenden Betrag verlängert wird, was zur Folge hat, daß das Zeitintervall des durch die Ladezeit des Kondensators 9e bestimmten Ausgangssignals verlängert wird, wodurch unbeschadet des Spannungsabfalls das Ausgangssignal konstantgehalten wird.

Betrachtet man die Beziehung zwischen der Versorgungsspannung und den variablen Zeitintervallen T₁ ¹ und T₂ ¹ auf der Grundlage der Gleichungen (4) und (5), so ist sämtliche Spannungsabfallwerte fest, wenn

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die Dioden 8e und 9f die gleiche Durchbruchsρannung haben. Es ist also ersichtlich, daß der Zündzeitpunkt oder die Anstiegszeit des durch die Drehzahl bestimmten variablen Zeitintervalls T₂ ¹ bei gleicher Drehzahl konstant ist und nicht durch den Spannungsabfall beeinflußt vird. Es ist in diesem Fall ersichtlich, daß der Faktor kj/k« des Kondensators 4c des Meßgliedes 4, der bei Konstantstrom aufgeladen und entladen vird, nicht durch Änderungen der Versorgungsspannung beeinträchtigt vird.

Gemäß Fig. 9 vird eine digitalisierte Ausführungsform der Schaltung von Fig. 8 erläutert, vobei gleiche Bezugszeichen vie in Fig. 5 vervendet verden.

Der Eingang eines Zählers 81 ist über ein UND-Glied 82 mit dem Taktsignalgenerator 33 und dem Ausgang 0 des Flipflops 31 verbunden. Der Ausgang des Zählers 81 ist mit dem Zveirichtungs-Umschaltanschluß U/D des Zveirichtungszählers 45 des Meßgliedes 4 verbunden. Ein Signalgenerator 100 erzeugt ein Digitalsignal, das der Versörgungsspannung umgekehrt proportional ist. Der Setzeingang S eines veiteren Zählers 91 ist mit dem Ausgang des UND-Gliedes 53 verbunden, vährend sein Eingang IN mit dem Taktsignalgenerator 33 verbunden ist; der Ausgang des Zählers 91 ist mit einer bestimmten zu regelnden Schaltungsanordnung verbunden. Das Ausgangssignal des Signalgenerators 100 vird als Setzeingangssignal den beiden Zählern 81 und 91 zugeführt.

Es vird jetzt der Betrieb dieser Schaltung erläutert.

Wenn der Ausgang 0 des Flipflops 31 ein Signal "1" erzeugt, beginnt der Zähler 81, durch das UND-Glied 82 Impulse zu zählen, bis der Zählerstand gleich den Impulsen ist, die vom Signalgenerator 100 zugeführt verdenj in diesem Fall

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erzeugt der zähler ein Signal "1". Dieses Ausgangssignal bewirkt die Einschaltung des ZweirichtungsZählers 45 des Meßgliedes 4, so daß die Taktsignale durch das UND-Glied 43 und das ODER-Glied 44 vorwärtsgezählt werden. Wenn im Fühler 2 ein Drehwinkelsignal erzeugt ^ird„ wodurch der Zustand des Flipflops 31 umgeschaltet wird, werden die vom Taktsignalgenerator 41 erzeugten Taktsignale rückwärts über das UND-Glied 42 und das ODER-Glied 44 gezählt. Wenn der Zählerstand den voreingestellten Wert R erreicht, wird vom Vergleicher 51 ein Signal "1" erzeugt, und dadurch wird am UND-Glied 53 ein Ausgangssignal erzeugt. Dieses Ausgangssignal setzt den Zähler 91, dmv damit beginnt, die Taktsignale bis zum voreingestellt©! Wert vorwärtszuzählen. Inzwischen werden am Ausgang des Zählers 91 Ausgangssignale erzeugt, wodurch die zu regelnde Schaltung eingeschaltet wird« Wenn dann der Zählerstand den voreingestellten Wert erreicht, wird das Amsgangssignal des Zählers zu "0", wodurch der Zähler rückgestellt wird.

Wie aus dieser Beschreibung ersichtlich ist, werden Digitalsignale, die der Versorgungsspannung umgekehrt proportional sind, zum Steuern der Zählerstände der zähler 31 und 91 des ersten und des zweiten Variabelzeitintervall-Impulsgenerators 8 und 9 benutzt, wodurch das Zeitintervall des vom Zähler erzeugten Ausgangssignals Änderungen unterworfen wird, die zur Versorgungsspannung umgekehrt proportional sind. Solche Änderungen werden erreicht durch Änderungen der Zeitpunkte, zu denen der zähler 91 mit der Zählung beginnt, wobei diese letzteren Änderungen durch Ändern des Ausgangssignals des Vergleichers 5 bewirkt werden unter Ausnutzen der Änderungen des Ausgangssignals des Zählers 81, wogegen der Abfallzeitpunkt des Ausgangssignals des Zählers 91 nur durch die Dreh-

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zahl bestimmt wird. Es ist infolgedessen möglich. Änderungen der elektrischen Energie der Zündanordnung zu vermeiden, die sonst aufgrund von Änderungen der Versorgungsspannung auftreten könnten; dadurch wird die Zündanordnung immer durch eine feste elektrische Energiemenge betätigt, ohne daß der optimale Zündzeitpunkt in Abhängigkeit von der Maschinendrehzahl nachteilig beeinflußt wird.

Unter Bezugnahme auf Fig. 10 und 11 wird das Prinzip einer weiteren Ausführungsform der Erfindung erläutert.

Die negative Elektrode einer Batterie 11 ist geerdet. Ein Läufer 12 dreht sich synchron mit dem Motor und hat vier vorstehende Markierungen 12A. Ein kontaktloser Fühler 13» z. B. ein Annäherungsschalter, erzeugt ein Signal, das die An- oder Abwesenheit der vorstehenden Markierungen 12A des Läufers 12 anzeigt. Ein erster Variabelzeitinterval1-Impulsgenerator 14 erzeugt Ausgangssignale unterschiedlicher Impulsdauer entsprechend der Größe der Spannung an der Batterie 11 und wird am Anstiegspunkt des vom Fühler 13 erzeugten Signals eingeschaltet. Die Dauer jedes vom ersten Variabelzeitintervall-Impulsgenerator 14 erzeugten Signals wird mit T ' angenommen. Ein erstes Konstantstromglied 15 ist von der Abfallzeit des Ausgangssignals des ersten Variabelzeitintervall-Impulsgenerators 14 bis zur Abfallzeit des vom Fühler 13 erzeugten Signals eingeschaltet. Ein Kondensator 16 wird durch das erste Konstantstromglied 15 aufgeladen. Aufgrund der Zwischenschaltung des Konstantstromgliedes 15 ändert sich die Spannung am Kondensator 16 während dessen Aufladung linear, und der Gradient dieser Spannungsänderungen wird mit k₁ (V/S) bezeichnet. Ein zweites Konstantstromglied 17 bildet eine Entladungsstrecke für den Kondensator 16 und wird von

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der Abfallzeit des vom Fühler 13 erzeugten Signals bis zur Beendigung der vollständigen Entladung des Kondensators 16 eingeschaltet gehalten. Auch in diesem Fall ist der Gradient der Spannungsänderungen des Kondensators 16 linear und wird mit -k₂ (V/S) bezeichnet« Ein zveiter Variabelzeitintervall-Impulsgenerator 18 erzeugt Ausgangssignale unterschiedlicher Impulsdauer bei Ansprechen auf die Spannung an der Batterie 11 und vird eingeschaltet, yenn die Spannung am Kondensator 16 auf Null abgenommen hat. Die Dauer der vom Generator 18 erzeugten Ausgangssignale wird mit T_ bezeichnet. Der Emitter eines npn-Transistors 19 ist geerdet, und seine Basis vird vom Ausgangssignal des zweiten Variabelzeitintervall-Impulsgenerators 18 angesteuert. Zündspulen 20 umfassen eine Primärvicklung 20a und eine Sekundärwicklung 20b. Ein Ende der Primärwicklung 20a ist mit der positiven Elektrode der Batterie 11 und ihr anderes Ende mit dem Kollektor des npn-Transistors 19 verbunden, Ein Ende der Sekundärwicklung 20b ist mit dem Kollektor des Transistors 19 verbunden. Eine Entladungsstrecke 21 hat eine geerdete und eine nichtgeerdete Elektrode; die nichtgeerdete Elektrode ist mit dem anderen Ende der Sekundärwicklung 20b der Zündspule 20 verbunden.

Die von den Schaltgliedern der Schaltung gemäß Fig. 10 erzeugten Signalverlaufe sind in Fig. 11 mit (a) bis (e) bezeichnet. Die Länge oder Dauer Τ_χ des Ausgangssignals (a) des Fühlers 13 ändert sich mit der Maschinendrehzahl. Das Verhältnis der Dauer dieses Signals auf dem hohen Wert zur Signaldauer T ist ein durch die Markierung 12A fest vorgegebener Wert und mit ex bezeichnet. Der Signalverlauf (b) zeigt ein Ausgangssignal des ersten Variabelzeitintervall -Impuls generators 14, und dieses Signal der Dauer Τ_χ· wird mit Beginn der Anstiegszeit des Fühlersignals erzeugt.

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Der Signalverlauf (c) ist die Spannung am Kondensator 16, der mit dem Spannungsgradienten k_x (V/S) durch das erste Konstantstromglied 15 nach dem Zeitintervall Τ_χ· dann aufgeladen wird, wenn das Fühlersignal seinen hohen Wert erreicht hat, und sich mit dem fest vorgegebenen Spannungsgradienten -k« (V/S) durch den zweiten Konstantstromkreis 17 entlädt, trenn das Fühlersignal auf den niedrigen Wert abgenommen hat. Der Signalverlauf (d) ist ein vom zweiten Variabelzeitintervall-Impulsgenerator 18 erzeugtes Ausgangssignal mit der Dauer T₂, das am Ende der Entladung des Kondensators 16 beginnt. Der Signalverlauf (e) ist der in der Primärwicklung 20a der zündspule 20 fließende Strom, der zu einem Zeitpunkt ansteigt, der durch die Zeitkonstante aufgrund der Induktivität und des Widerstands der Zündspule bestimmt ist, und der abgeschaltet wird, wenn nach T₂(S) der Strompegel I erreicht ist, da der Transistor 19 für die Dauer von Ti S) leitend gemacht wird, da seine Basis vom Ausgangssignal des zweiten Variabelzeitintervallimpulsgenerators 18 angesteuert wird. Das Abschalten des Stroms I bewirkt eine Freigabe der in dan Zündspulen 20 gespeicherten elektromagnetischen Energie, und infolgedessen wird in der Sekundärwicklung 20b eine Hochspannung erzeugt, woraufhin in der Entladestrecke eine Entladung erfolgt, die eine Zündung des Kraftstoff-Luft-Gemisches zur Folge hat.

Bei der vorstehend erläuterten Anordnung wird der Zündzeitpunkt θ wie folgt erhalten:

Zuerst ist die im Kondensator 16 gespeicherte Maximalspannung Vc

^vcmax

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Venn die für die vollständige Entladung der Spannung Vc erforderliche Zeit Td ist, erhält man die folgenden Glei chungen:

^k2 * ^Td * ^vcmax ' ^kl (*^Tx - V>

^kT
Td * j-i (OCT_x - T_x') (3)

Daher wird der Zeitpunkt Tig, zu dem die zündung erfolgt und der zur Anstiegszeit des Signals des Fühlers in Beziehung steht, durch die folgende Gleichung ausgedrückt:

Tig * (1 - <x) T_x - Td - T₈

k. k. « 1 - (i ₊ ^iXT_x + (^i T_a) (4).

Für den Vinkel dieses Zündzeitpunktes gilt:

Ψ · nh ⁽⁵⁾·

infolgedessen gilt:

f k k 7

9 - Fl-(I₊ j±)0< + (^- T · - T) ir '? <⁶)· L 2 2 ^UXJ ^

Venn in der Gleichung (6) der Koeffizient von 1/τ_χ im zweiten Term Null ist, ist der Zündzeitpunkt immer der gleiche. Venn also gilt:

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so ist eine Zündung inner am gleichen Punkt bei allen Drehzahlen möglich. Dies ist leicht durchführbar, da Ic₁, Ic₂, k, τ und T ' sämtlich durch die Glieder 14 bis 18 bestimmt sind. Das Ausgangssignal der hier betrachteten Zündanordnung hängt vom Ausschaltstrom I der Zündspulen 20 ab. Bs sei angenommen, daß die Induktivität der Zündspulen 20 L, die Spannung der Batterie 11 E und <fer Widerstandswert der Primärspule R_x ist. Dann gilt für den Ausschaltstrom I:

Venn der Ausschaltstrom I unbeschadet etwaiger Änderungen der Batteriespannung E konstantgehalten werden soll, ist das Zeitintervall T_% entsprechend der Batteriespannung E so änderbar, daß die folgende Gleichung erhalten wird:

T. - fc ·'» <r-=TCT> <»>·

Da jede Änderung des Zeitintervalls Τ_χ eine Änderung des Zündzeitpunkts zur Folge hat, da die Beziehung der Gleichung (7) nicht mehr erfüllt wird, müssen sowohl Τ_χ ^? als auch Τ_χ in bezug auf Spannungsänderungen im gleichen Verhältnis geändert werden.

Ein genaues schaltbild einer Ausführungsform der Erfindung gemäß Fig. 10 wird unter Bezugnahme auf Fig. 12 erläutert.

Schaltungsteile 140-149 bilden einen ersten Variabelzeitintervall -Impuls generator 14. Ein Widerstand 140 ist mit dem Fühler 13 verbunden, die Basis eines npn-Transistore 141 ist mit dem Widerstand 140 verbunden, und sein Emitter ist geerdet. Zwischen der positiven Elektrode der Batterie und

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dem Kollektor des npn-Transistors 141 ist ein Widerstand 142 angeordnet; ein Anschluß eines Widerstands 143 ist mit dem Kollektor des npn-Transistors 141 verbunden, und die Basis eines npn-Transistors 144 ist mit dem anderen Anschluß des Widerstands 143 verbunden; der Emitter dieses Transistors ist geerdet, und zwischen den Kollektor und den Emitter des Transistors 144 ist ein Kondensator 145 geschaltet, zwischen den Kollektor de» Transistors 144 und die positive Elektrode der Batterie ist ein Widerstand geschaltet, und die Kathode einer Konstantspannungsdiode 147 ist mit dem Kollektor des Transistors 144 verbunden. Die Basis eines npn-Transistors 148 ist mit der Anode der Konstantspannungsdiode 147 verbunden, und sein Emitter ist geerdet. Zwischen den Kollektor des Transistors 148 und die positive Batterieelektrode ist ein widerstand 148 geschaltet. Ein Anschluß eines Widerstands 121 ist mit dem Kollektor des Transistors 148 verbunden, und die Basis eines npn-Transistors 122 ist mit dem anderen Anschluß des Widerstands 121 verbunden, während der Emitter dieses Transistors geerdet ist.

Diese Schaltung arbeitet wie folgt:

Wenn der Ausgangssignalpegel des Fühlers 13 bei Erfassen der vorstehenden Markierung 12A des Läufers 12 ansteigt, wird der Transistor 141 über den Widerstand 140 eingeschaltet, woraufhin der bis dahin über die Widerstände 142 und 143 stromführende Transistor 144 gesperrt wird. Aufgrund des Aufhebens des Kurzschlusses zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors 144 beginnt sich der Kondensator 145 über den Widerstand 146 aufzuladen. Bii die Ladespannung des Kondensators 145 die Durchbruchspannung Vz-- der Konstantspannungsdiode 147 erreicht, fließt in der Mode 147 kein Strom, und der Transistor

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bleibt gesperrt. Wenn die Ladespannung des Kondensators 145 die Durehbruchspannung Vz₄₇ erreicht, beginnt der Transistor 148 zu leiten» wobei seine Basis durch den Durchbruchstrom der Konstantspannungsdiode 147 angesteuert wird. Das heifit, der Transistor 148 beginnt zu leiten, wenn das Zeitintervall T_xS das durch den Wert R₄₆ des Widerstands 146, die elektrostatische Kapazität C₄₅ des Kondensators 145 und die Durchbruc&spannung Vz₄₇ der Konstantspannungsdiode 147 bestimmt ist, seit der Anstiegszeit des Ausgangssignals des Fühlers 13 abgelaufen ist. Für dieses Zeitintervall Τ_χ· gilt die folgende Gleichung:

Gleichzeitig vird der Transistor 122 durch die Widerstände

149 und 121 stromführend, und zwar entgegengesetzt zu« Transistor 148.

Schaltungsteile 150-153 bilden ein erstes Konstantstromglied 15, und Schaltungsteile 170-173 bilden ein zweites Konstantstromglied 17.

Ein Ende eines Widerstands 150 ist mit der positiven Elektrode der Stromversorgung verbunden, und der Emitter eines npn-Transistors 151 ist mit dem anderen Ende des Widerstands

150 verbunden, während der Kollektor dieses Transistors mit dem Kollektor des Transistors 122 verbunden ist. Widerstände 152 und 153 sind mit der Stromversorgung reihengeschaltet, und ihr Verbindungspunkt ist mit der Basis des Transistors 151 verbunden.

Das zweite Konstantstromglied 17 ist ähnlich dem ersten Konstantstromglied 15 aufgebaut und hat einen widerstand 170, einen Transistor 171 und Widerstände 172 und 173; diese Schaltungsteile entsprechen dem widerstand 150, dem Transi-

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stör 151 und den Widerständen 152 und 153. Das zweite !Constants tromglied unterscheidet sich jedoch dadurch vom ersten, daß der Kollektor des Transistors 171 nicht mit dem Kollektor des npn-Transistors 122, sondern mit der Basis eines noch zu erläuternden npn-Transistors 181 verbunden ist, während der Emitter dieses Transistors geerdet ist. Außerdem ist zwischen die Kollektoren der npn-Transistören 151 und ein Kondensator geschaltet.

Es wird nun der Betrieb dieser Schaltung erläutert.

Der Transistor 122 bleibt während des ZeitIntervalls T · nach dem Anstieg des Ausgangssignals des Fühlers 13 stromführend, und während des gleichen Zeitintervalls ist daher das Potential des Kondensators 16 auf der Kollektorseite des Transistors 151 Null, während der Transistor 171 auf der Kollektorseite des Transistors 151 durch die Basis und den Emitter des Transistors 181 ebenfalls auf Nullpotential gehalten wird, wodurch sich die Nullspannung am Kondensator 16 ergibt. Nach Ablauf des Zeitintervalls Τ_χ· anschließend an den Anstieg des Ausgangssignals des Fühlers 13 wird der Transistor 122 gesperrt, so daß sich der Kondensator 16 über den Widerstand 150 und den Transistor 151 aufzuladen beginnt. Da das Basispotential des Transistors 151 durch die Widerstände 152 und 153 vorgegeben ist, ist der Spannungsabfall des Widerstands 150 beschränkt, wodurch am Kollektor des Transistors 151 ein Konstantstrom gehalten wird, infolgedessen wird die Ladespannung des Kondensators 16 linear erhöht. Venn die Ausgangsspannung des Fühlers 13 auf Null verringert ist, wird der Transistor 141 gesperrt, und der Transistor 144 beginnt zu leiten, so daß der Transistor 148 gesperrt wird, während der

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Transistor 122 leitend ist. Das Potential des Kondensators 16 auf der Kollektorseite des Transistors 151 vird auf Null herabgesetzt, während das Potential des Kondensators 16 auf der Kollektorseite des Transistors 171 um den der Ladespannung entsprechenden Betrag verringert vird, so daß dadurch der Transistor 181 gesperrt vird. Anschließend beginnt das Potential des Kondensators 16 auf der Kollektorseite des Transistors 171 über das zveite Konstantstromglied 17 anzusteigen. In diesem Fall fließt Strom durch den Widerstand 170 und den Transistor 171, die zum zweiten Konstantstromglied gehören, so vie die Schaltungsteile 150-153 zum ersten Konstantstromglied gehören; und somit ist ein solcher Strom konstant, wodurch sich eine lineare Spannungsänderung ergibt. Dieser Zustand bleibt erhalten, bis das Potential des Kondensators 16 auf der Kollektorseite des Transistors 171 wiederum zu Null vird und durch die Basis und den Emitter des Transistors 181 auf diesem Pegel gehalten bzv. "geklemmt¹* vird. Dadurch ergibt sich die Spannung am Kondensator 16 gemäß (c) in Fig. 11. Die Gradienten der Potentialänderung It^ und -k₂ verden durch die Höhe der im ersten bzv. im zweiten Konstantstromglied 15 bzw. 17 fließenden . Ströme bestimmt. Somit gilt für den

Ladestrom I :

B (U)

53)

mit R₅₀, R₅₂ ^{und R}53 * Widerstandswerte der widerstände

150, 152 und 153.

Somit gilt für den Gradienten k^:

^{1 C}6 ^R5OV%2 ^{+ R}53^}

mit C, s Kapazität des Kondensators 6.

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In Ähnlicher Veise gilt für

7 "ί

^{1 E} (13)

70

Gemäß Fig. 12 bilden Schaltungsteile 181-188 einen zweiten Variabelzeitintervall-Impulsgenerator 18. Die Schaltungsteile und ihre Verbindungen gleichen denen des ersten Variabelzeitintervall-Ifflpulsgenerators 14, der die Schaltungsteile 141-148 hat. Die Basis des npn-Transistors 181 ist mit dem Kollektor des npn-Transistors 171 verbunden, vährend der Emitter des Transistors 181 geerdet ist. Der Transistor 181 ist in gleicher Veise vie der Transistor 141 aufgebaut und angeschlossen; das gleiche gilt für einen Widerstand 182, einen Widerstand 183» einen Transistor 134» einen Kondensator 185» einen Widerstand 186 und eine Diode 187 in bezug auf den Widerstand 142» den widerstand 143» den Transistor 144» den Kondensator 145» den Widerstand 146 und die Diode 147* Die Basis eines npn-Transistors 188 ist mit der Anode der Konstantspannungsdiode 187 verbunden» vährend der Emitter geerdet ist.

Der Betrieb dieser Schaltung ist vie folgt:

Der Transistor 181 vird nur gesperrt und in Sperrichtung zwischen Basis-und Emitter vorgespannt» vährend sich der Kondensator 16 entlädt. Solange der Transistor 181 gesperrt bleibt» ist der Transistor 184 über die widerstände 182 und 183 erregt. Wenn der Transistor 181 nach Beendigung der Entladung des Kondensators 16 vieder leitet, vird der Transistor 184 gesperrt» und der Kondensator 185 vird über den Widerstand 186 aufgeladen. Der Transistor 188 leitet»

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wenn die Ladespannung des Kondensators 185 die Durchbruchspannung der Diode 187 übersteigt. Das Verzögerungsseitintervall T₂, vom Beginn der Entladung des Kondensators 16 bis zur Stromführung des Transistors 188 wird vie in Gleichung (10) vie folgt erhalten:

^Tz

mit R₈₆ = Wert des Widerstands 186,

Cg₅ * elektrostatische Kapazität des Kondensators 185 und ₇ s Durchbruchspannug der Diode 187.

Schließlich vird der npn-Transistor 188 zu Beginn der Entladung des Kondensators 16 gesperrt und nach Ablauf des Zeitintervalls T„ anschließend an die Beendigung der Entladung wieder stromführend.

Bauelemente 123*127 bilden ein Ausgangsglied. Ein Ende eines Widerstands 123 ist mit dem Kollektor des Transistors 181 verbunden, die Basis eines npn-Transistors 124 ist mit dem anderen Ende des Widerstands 123 verbunden, und der Emitter dieses Transistors ist geerdet; ein Ende eines Widerstands 125 ist mit dem Ausgang des Fühlers 13 verbunden, und die Basis eines veiteren npn-Transistors 126 ist mit dem anderen Ende des Widerstands 125 verbunden, während der Emitter dieses Transistors geerdet ist. Sämtliche Kollektoren der npn-Transistören 188, 124 und 126 sind mit der Basis des npn-Transistors 9 verbunden. Zwischen die positive Elektrode der Batterie und die Basis des Transistors 19 ist ein Widerstand 127 geschaltet.

Bei dieser Schaltungsanordnung wird der Transistor 124 durch das Kollektorpotential des Transistors 181 über den Wider-

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stand 123 eingeschaltet und ist daher während der Entladung des Kondensators 16 stromführend, "wogegen er gesperrt bleibt, wenn keine Entladung des Kondensators 16 erfolgt. Der vom Ausgangssignal des Fühlers 13 über den Widerstand 125 angesteuerte Transistor 126 ist stromführend, wenn das Signal des Fühlers den hohen Wert hat, und bleibt während der übrigen Zeit gesperrt. Infolgedessen sind nur während des Zeitintervalls T„ nach Beendigung der Entladung des Kondensators 16 sämtliche Transistoren 188, 124 und 126 gesperrt.

Aus diesem Grund wird während des Zeitintervalls T der Transistor 19 über den Widerstand 127 in den leitenden Zustand gesteuert, so daß der Primärwicklung 20a der Zündspule 20 der Strom (e) von Fig. 11 zugeführt wird.

Im obigen Fall wird der Ausschaltstrom zwar durch die Gleichung (8) angegeben, das Zeitintervall T, hat jedoch die durch die Gleichung (14) gegebene spannungsabhängige Kennlinie. Bin Vergleich von Gleichung (14) mit Gleichung (9) ergibt, daß beide einander gleich werden, wenn L/IC * ^R86*^C85 "¹^ ^Rx*^{X s Vz}87* ^{Daa neißt}» ^{daß e}*ⁿ *ⁿ bezug auf Ausgangskennlinien erwünschter konstanter Ausschaltstrom I ungeachtet von Änderungen der Spannung E erhalten werden kann durch geeignete Wahl der Schaltungskonstanten L und R_x der Zündspulen und damit der werte von Cg₅₉ Rg₆ und Vz₃₇ in solcher Weise, daß die Beziehung zwischen diesen Werten erfüllt wird.

Andererseits ist aus einem Vergleich der Gleichung (10) mit der Gleichung (14) ersichtlich, daß Τ_ζ/Τ_χ· bei Vz₄₇ « Vz₈₇ spannungsunabhängig ist. weiter ist aus den Gleichungen (12) und (13) ersichtlich, daß k₁A₂ spannungsunabhängig

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ist. Die spannungsabhängigen Kennlinien der Zündeinstellung sind also dadurch zu beseitigen, daß die Durchbruchspannung für beide Konstantspannungsdioden 147 und 187 gleich gevählt vird und die Schaltungskonstanten so festgelegt verden, daß die Gleichung (7) erfüllt ist.

So wird der Ausschaltstrom der Primärwicklung der Zündspule 20 selbst bei Änderungen der Batteriespannung konstantgehalt en, vodurch eine Zündanordnung erhalten vird» deren Zündzeitpunkt von einem voreingestellten Zündzeitpunkt nicht abweicht.

Eine digitalisierte Ausführungsform der Schaltung von Fig. 12 vird unter Bezugnahme auf Fig. 13 erläutert.

Wie im vorhergehenden Fall sind ein Läufer 12 und ein Fühler 13 vorgesehen. Ein voreinstellbarer Zähler 200 erzeugt das Zeitintervall T_x, dessen Länge vom Ausgangssignal des Einstellglieds 201 entsprechend der Größe der Versorgungsspannung abhängt. Der voreinstellbare Zähler 200 zählt die Ausgangssignale eines ersten Taktsignalgenerators 202 und erzeugt ein Signal "1" nach Ablauf von T, entsprechend der Größe der Versorgungsspannung anschließend an die Erzeugung eines Ausgangssignals "1" vom Fühler 13. Ein UND-Glied 203 empfängt als Eingangssignale das Ausgangssignal des voreinstellbaren Zählers 200 und des Taktsignalgenerators 202. Ein erster Vorvärtszähler 204 zählt die Ausgangssignale des UND-Gliedes 203, solange das Ausgangssignal des Fühlers 13 im Zustand "I" bleibt. Dieser zählVorgang entspricht der Aufladung des Kondensators 16 im vorhergehenden Fall. Ein NICHT-Glied 205 kehrt das Ausgangssignal des Fühlers 13 um und führt es einem UND-Glied 206 zu, so daß die Ausgangssignale eines Taktsignalgenerators 207 einem zveiten Vorvärtszähler

0 9 8 £ ■'· / 0 3 3 5

zugeführt und von diesem gezählt werden, während das Fühlersignal den Zustand "O^M hat. Dieser Betrieb des NICHT-Gliedes 205 entspricht der Entladung das Kondensators 16. Ein Vergleicher 209 vergleicht die Zählerstände C₁ des Zählers mit den Zählerständen C₀ des Zählers 208 und erzeugt ein Signal "1", wenn C₁^ C₂* Auf der Grundlage von durch ein Einstellglied 221 zugeführter Information in bezug auf die durchzuführenden Zähloperationen entsprechend der Grüße der Versorgungsspannung beginnt ein voreiastellbarer Zähler 220, die Taktsignale des Taktsignalgenerators 207 über ein UND-Glied 222 zu zählen, und zwar beginnend mit dem Zeitpunkt, in dem der Vergleicher 209 ein Signal 51^s1 erzeugt. Solange dabei die gezählten werte unter den voreingestellten Zählerständen liegen, erzeugt der Zähler 220 ein Signal "1". das zum Einschalten des Leistungstransistors 19 benutzt wird® Wenn die Zählerstände den voreingestellten Zählerstand erreichen, erzeugt der Zähler 220 ein Signal "0^₈ wodurch der Transistor 19 abgeschaltet und ein Zündfunke erzeugt wird«, Der hierbei vorhandene Strom fließt während des bereits erläuterten Zeitintervalls T₂. Wenn das Ausgangssignal des Zählers 220 von ^Ml" zu "Q" wird, wird ein Rückstellglied 223 eingeschaltet, wodurch die Zähler und der Vergleicher rückgestellt werden.

Bei dieser digitalisierten Ausführungsform braucht keine Einstellung zu erfolgen, und es ergibt sich dadurch der Vorteil einer leicht zu bauenden integrierten Schaltung.

Ungeachtet des bei den beiden letztgenannten Ausftihrungsformen vorgesehenen Zeitintervalls Τ_χ· körnen in manchen Fällen, bei denen Versorgungsspannungsänderungen mit der Umdrehung einer anlaufenden Maschine zusammenhängen und eine geringe Verschiebung des Zündseitpunkts kein besonderes Problem darstellt, die Mittel zum Erzeugen des Zeitintervalls Τ_χ· entfallen.

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Aus der Beschreibung ist ersichtlich, daß gemäß der Erfindung die Umschaltung zwischen Addier- und Subtrahieroperationen von Zählern mit vorbestimmter Geschwindigkeit ungeachtet der Maschinendrehzahl siam Zeitpunkt der Erzeugung eines ersten mit dem Maschinendrehwinkel zusammenhängenden Drehwinkelsignals erfolgt, so daß die Addition nit der genannten Geschwindigkeit zur Erzeugungszeit eines Drehwinkels!gnals unmittelbar vor dem ersten Drehwinkelsignal oder zu einem Zeitpunkt nach Ablauf eines dreh-3ab!unabhängigen vorbestimmten Zeitintervalls anschließend an die Erzeugungszeit des vorhergehenden Drehwinkelsignals beginnt; darauf folgt bei Erzeugung des ersten Drehwinkelsignals die Subtraktion der Additionsergebnisse. Veiter sind Mittel vorgesehen zum Erzeugen eines Ausgangssignals, wenn die Zählwerte der Subtraktion einen vorbestimmten Pegel erreichen; dieses Ausgangssignal wird zum Einschalten des Zündkreises benutzt, während gleichzeitig die optimale Zündeinstellung bestimmt wird. Durch diese Anordnung ergeben sich folgende Vorteile:

(1) Die Einstellung des optimalen zündsei tpiankts für die Maschine wird in einfacher Weis® ?inä automatisch entsprechend der jeweils vorhandenen Maschinendrehzahl erreicht, wobei gleichzeitig eine hohe Genauigkeit dieser zündanordnung sichergestellt ist.

(2) Die in bezug auf die Maschinendrehzahl optimale Zündeinstellung ist durch nur ein der Maschinendrehsahl zugeordnetes Drehwinkelsignal bestimmbar.

(3) Eine Spulen-Zündanordnung mit nur sehr geringem Leistungsverlust wird erhalten durch Mittel zum Erzeugen eines Signals mit vorbestimmter Dauer bei An-

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sprechen auf das durch die vorgenannten Mittel erzeugte Ausgangssignal, wenn die Subtraktionswerte den voreingestellten Wert erreichen, so daß während eines bestimmten Zeitintervalls Strom in der Primärwicklung der Zündspule fließt und der Primärwicklungskreis gleichzeitig mit dem Anstieg des vorgenannten Signals vorbestiramter Dauer geöffnet wird.

(4) Ferner sind Mittel vorgesehen zum Verzögern der Addition durch die der Größe der Versorgungsspannung zum Auslösen des Zündkreises umgekehrt proportionale Zeitdauer, so daß das erforderliche Zeitintervall, bis die Subtractions· xählwerte den voreingestellten Wert erreichen, sich mit der Versorgungsspannung ändert, und diese Änderungen werden beim Einstellen der Stromflußzeit in der Primärwicklung der Zündspule berücksichtigt, so daß in der Primärwicklung immer elektrische Energie vorbestimmten Wertes gespeichert ist.

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Claims (17)

Patentansprü ehe

1.)Zündanordnung für Brennkraftmaschinen mit einem im Primärwicklungskreis der zündspule angeordneten Schaltglied, das durch ein Zündeinsteilsignal einschaltbar ist zum Bevirken einer elektromagnetischen Induktion in der Zündspule und damit der Erzeugung von Hochspannungs-Zündenergie in der Sekundärwicklung der Zündspule,

gekennzeichnet durch einen Drehwinkelsignal-Generator (2) zum Erzeugen eines der Maschinendrehzahl zugeordneten Drehwinkelsignals vor der optimalen Zündeinstellung der Maschine; ein erstes Zeitverzögerungsglied (3), das gleichzeitig mit der Erzeugung eines ersten vom Drehwinkelsignal-Generator (2) erzeugten Drehwinkelsignals einschaltbar ist;

ein erstes Meßglied (4), das mit einem ersten vorbestimmten von der Maschinendrehzahl unabhängigen Koeffizienten das Zeitintervall zwischen dem Ablauf eines vorbestimmten, durch das erste Zeitverzögerungsglied (3) erzeugten Verzögerungszeitintervalls und der Erzeugungszeit eines zweiten Drehwinkelsignals durch den Drehwinkelsignal-Generator (2) mißt; ein zweites Meßglied, das zur Erzeugungszeit des zweiten Drehwinkelsignals einschaltbar ist zum von der Maschinendrehzahl unabhängigen Messen mit einem zweiten vorbestimmten Koeffizienten der Differenz zwischen dem Meßwert des ersten Meßgliedes (4) und einem festen Bezug swert;

und einen Zündeinstellsignal-Generator zum Erzeugen des Zündeinsteilsignals bei Erreichen eines vorgegebenen Werts durch den Meßwert des zweiten Meßgliedes.

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2. Zündanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Meßglied (4) mit dem ersten Koeffizienten unabhängig von der Masehinendrehzahl das Zeitintervall zwischen der Erzeugung des ersten Drehwinkelsignals bis zur Erzeugung des zwei'ten Drehwinkelsignals mißt.

3. Zündanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Meßglied ein Akkumulator bzw. Addierer (34) ist, daß das zveite Meßglied ein Subtrahierer (45) ist, der mit einem zweiten vorbestimmten, von der Maschinendrehzahl unabhängigen Koeffizienten eine Subtraktion vom gespeicherten Wert des Akkumulators (34) durchführt, und daß der Zündeinstellsignal-Generator (51) das Zündeinstellsignal erzeugt, wenn der Restvert des Subtrahierers (45) einen voreingestellten Wert erreicht.

4. Zündanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet« daß der Akkumulator (34) mit dem Zeitpunkt der Erzeugung des ersten Drehwinkels!gnals durch den Drehwinkelsignal-Generator zu arbeiten beginnt»

5. Zündanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sich die Dauer des Drehwinkelsignals mit der Maschinendrehzahl ändert, so daß das erste Meßglied (4) mit Beginn der Anstiegszeit des Drehwinkelsignals und das zweite Meßglied mit Beginn der Abfallzeit dieses Signals einschaltbar sind.

6. Zündanordnung nach Anspruch 1 mit Kondensatorzündung, dadurch gekennzeichnet, daß der Primärwicklungskreis einen londensator, die Primärwicklung der Zündspule und das Sehaltglied hat und durch das Zündzeitpunktsignal geschlossen wird, wobei der Kondensator vorher durch einen Ladekreis aufladbar ist.

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7. Zündanordnung nach Anspruch 1 mit Spulenzündung, dadurch gekennzeichnet, daß der Primärwicklungskreis eine Batterieströmversorgung, das Schaltglied und die Primärwicklung der Zündspule hat und durch das Zündzeitpunktsignal geöffnet wird.

8. Zündanordnung nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch einen Generator zum Erzeugen eines vorbestimmten Zeitintervalls bei Ansprechen auf das Zündeinstellsignal, so daß der Primärwicklungskreis zur Anstiegs- bzw. Abfallzeit des Ausgangssignals dieses Generators geschlossen bzw. geöffnet wird.

9. Zündanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Generator zum Erzeugen eines Drehwinkelsignals für jeden Zündzyklus der Brennkraftmaschine, und durch einen Generator (3) zum Erzeugen eines Verzögerungssignals vorbestinunter Dauer zum ErzeugungsZeitpunkt des Drehwinkelsignals, so daß das.erste Meßglied (4) mit Beginn der Abfallzeit des Verzögerungssignals einschaltbar ist.

10. Zündanordnung nach Anspruhh 1, gekennzeichnet durch einen Generator zum Erzeugen von *wei Drehwinkelsignalen für jeden Zündzyklus der Brennkraftmaschine, so daß das erste Meßglied mit Beginn der Erzeugung des ersten bis zum Beginn der Erzeugung des zweiten der beiden Drehwinkelsignale und das zweite Meßglied mit Beginn der Erzeugung des zweiten der beiden Drehwinkelsignale einschaltbar ist.

11. Zündanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Fühler (13) zum Erzeugen eines Drehwinkelsignals

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für jeden ztindzyklus der Brennkraftmaschine; ein bei Ansprechen auf das Drehwinkelsignal für ein vorbestimmtes Zeitintervall einschaltbares Monoflop (Univibrator); einen Kondensator (16), der sich unmittelbar nach Abschalten des Monoflops mit einem Konstantstrom aufzuladen und unmittelbar bei Erzeugen des nächsten Drehwinkelsignals durch den Fühler (13) mit einem Konstantstrom zu entladen beginnt; ein Konstantstromladeglied (15) zum Laden des Kondensators (16) und ein Konstantstromentladeglied (17) zum Entladen des Kondensators (16); einen Vergleicher zum Vergleichen einer Spannung am Kondensator (16) mit einer vorbestimmten Bezugsspannung während der Entladung des Kondensators (16) zum Erzeugen eines Ausgangssignals, wenn die Spannung am Kondensator (16) mit der Bezugsspannung übereinstimmt; und ein Zündglied, das durch das Ausgangssignal vom Vergleicher einschaltbar ist.

12. Zündanordnung nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch einen Fühler (13) zum Erzeugen von zwei Drehwinkelsignalen für jeden Zündzyklus der Brennkraftmaschine, wobei das Konstantstromladeglied (15) bei Ansprechen auf das erste Drehwinkelsignal und das Konstantstrom« entladeglied bei Ansprechen auf das zweite Drehwinkelsignal wirksam werden.

13. Zündanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das vom Fühler (13) erzeugte Drehwinkelsignal eine sich mit der Maschinendrehzahl ändernde Dauer hat, wodurch das Konstantstromlade- bzw. das Konstantstromentladeglied (15, 17) für den Kondensator (16) mit Beginn der Anstiegs- bzw. der Abfallzeit des Drehwinkelsignals einschaltbar sind.

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14. Zündanordnung nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch einen Fühler (2) zum Erzeugen eines Drehvinkelsignals für jeden Zündzyklus der Brennkraftmaschine; einen ersten und einen zveiten Festfrequenzoszillator (33. 41); einen ersten Zähler (34), der durch das Ausgangssignal des Fühlers

(2) einschaltbar ist zum Zählen der Ausgangssignale des ersten Festfrequenzoszillators (33) zum Erzeugen eines Ausgangssignals, verui sein Zählerstand einen vorbestimmten Wert erreicht; einen Zveirichtungszähler (45), der durch das Ausgangssignal des ersten Zählers (33) einschaltbar ist zum Vorvärtszählen der Ausgangssignale des ersten Festfrequenzoszillators (33) und zum anschließenden Rückvärtszählen vom Vorvärts-Zählerstand bei Ansprechen auf das nächste Drehvinkelsignal mit den Ausgangssignalen des zveiten Festfrequenzoszillators (41); einen Vergleicher (51) zum Erzeugen eines Ausgangssignals, venn der Zählerstand des Zveirichtungszählers (45) bei Rückvärtszählung einen vorbestimmten Zählerstand erreicht; und ein Zündglied, das durch das Ausgangssignal des Vergleichers (51) einschaltbar ist.

15. Zündanordnung nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch einen Fühler (2) zum Erzeugen eines Drehvinkelsignals, dessen Dauer sich mit der Maschinendrehzahl ändert; einen ersten und einen zveiten Festfrequenzoszillator (33, 41); einen Zveiriehtungszähler (45), der zur Anstiegszeit des Ausgangssignals des Fühlers (2) einschaltbar ist zum Vorvärtszählen der Ausgangssignale des ersten Festfrequenzoszillators (33) und der mit den Ausgangssignalen des zveiten Festfrequenzoszillators (41), beginnend mit dem Abfall Zeitpunkt des Ausgangssignals des Fühlers (2), vom Vorvärtszählstand rückvärtszählt; einen Vergleicher

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(51) zum Erzeugen eines Ausgangssignals, venn der Zählerstand des Zweirichtungszählers (45) einen vorbestimmten Wert während der Rückvärtszählung erreicht; und ein Zündglied, das durch das Ausgangssignal des Vergleichers (51) einschaltbar ist.

16. Zündanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Dauer des Stroms, in der Primärwicklung (20a) der Zündspule (20) umgekehrt proportional zur Größe der Batteriespannung regelbar ist. -

17. Zündanordnung nach Anspruch 16, gekennzeichnet durch einen Fühler (13) zum Erzeugen eines ersten und ei^es zweiten Drehwinkelsignals vorbestimmter Winkelgeschwindigkeit für jeden Zündzyklus der Brennkraftmaschine; einen ersten Variabelzeitintervall-Impulsgenerator (14), der durch das erste Drehwinkelsignal einschaltbar ist, wobei das erste Meßglied bei Beendigung des Ausgangssignals des ersten Variabelzeitintervall-Impulsgenerators (14) einschaltbar ist zum Hessen des Zeitintervalls bis zur Erzeugung des zweiten Drehwinkelsignals mit dem ersten Koeffizienten und das zweite Meßglied durch das zweite Drehwinkelsignal einschaltbar ist zum Messen des Meßwerts des ersten Meßgliedes mit dem zweiten Koeffizienten; einen zweiten Variabelzeitintervall-Impulsgenerator (18), der zum Verbinden der Primärwicklung (20a) der zündspule (20) mit der Batterie (11) einschal tbar ist, wenn die Differenz zwischen den Meßergebnissen des ersten und des zweiten Meßgliedes einen vorbestimmten Wert erreicht, und der anschließend nach Ablauf eines vorbestimmten Zeitintervalle die Verbindung zwischen der Batterie (11) und der Primärwicklung (20a) unterbricht; und ein Regelglied zum Regeln des Zeit-

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Intervalls der Ausgangssignale des ersten und des aveiten Variabelzeitintervall-Impulsgenerators (14, 18) so, daß dieses Zeitintervall der Größe der Batteriespannung umgekehrt proportional ist.

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