DE3015939A1

DE3015939A1 - Elektronisches zuendsystem

Info

Publication number: DE3015939A1
Application number: DE19803015939
Authority: DE
Inventors: Willy 7103 Schwaigern Minner
Original assignee: Licentia Patent Verwaltungs GmbH
Current assignee: Conti Temic Microelectronic GmbH
Priority date: 1980-04-25
Filing date: 1980-04-25
Publication date: 1981-11-05
Also published as: IT1167747B; US4392474A; IT8121321A0; DE3015939C2

Description

Licentia Patent-Verwaltungs-G.m.b.H. Theodor-Stern-Kai 1, 6000 Frankfurt 70

Heilbronn, den 28.03.1980 SE2-HN-Ma/pi - HN 79/43a

Elektronisches Zündsystem

Die Erfindung betrifft ein elektronisches Zündsystem mit einer Zündspule, deren Primärwicklung in einem Stromkreis mit einem vom Steuersignal angesteuerten Transistor und einer Strombegrenzungsschaltung liegt während die Sekundärwicklung im Stromkreis der Funkenstrecke liegt.

Herkömmliche KFZ-Zündeinrichtungen arbeiten mit einem mechanischen Kontakt, der geschlossen und geöffnet wird. Dieser Kontakt liegt im Stromkreis der Primärwicklung der Zündspule, der zwischen die Pole der Batterie geschaltet ist. Wenn der Kontakt geschlossen ist, fließt durch die Primärwicklung ein Strom I , dem eine magnetische Energie bezogen auf die Primärwicklung L, in der Größe

^Ll 2

^em - -τ · V

entspricht. Beim Öffnen des Schalters wird diese Energie frei und erzeugt auf der Sekundärseite eine Spannung, mit der die Zündkerze gezündet wird und so die magnetische Energie als Funkenenergie umgesetzt werden kann.

Das Öffnen und Schließen des Schalters wird von der Kurbelwelle des Motors gesteuert. Bei einem herkömmlichen 4-Takt-Motor muß während einer Kurbelwellenumdrehung zweimal der Kontakt geschlossen und geöffnet werden. Läuft daher der Motor beispielsweise mit einer Drehzahl von 5.000 Umdrehungen je Minute, so entspricht dies einer Periodendauer

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des Zündkontaktes von 6 ms. Bei einer Drehzahl von 2.500 Umdrehungen je Minute erhöht sich die Periodendauer auf 12 ms. Die verwendete Zündspule besitzt aufgrund ihres Verlustwiderstandes eine Zeitkonstante und benötigt beispielsweise für das Ansteigen des Primärstromes von 0 auf 7,5 A eine Zeit von 5 ms, wenn eine Batteriespannung von 10 V zur Verfügung steht. Zum Abbau der Zündfunkenenergie steht dann bei einer Drehzahl von 5.000 Umdrehungen je Minute noch eine Zeit von 1 ms zur Verfügung. Der Kontakt ist somit bei der genannten Drehzahl 5 ms lang geschlossen, wobei in dieser Zeit der Strom durch die Primärspule auf den gewünschten Wert von 7,5 A ansteigt. Das Verhältnis der Kontaktschließzeit zur Periodendauer wird als Schließwinkel bezeichnet. Dieser Schließwinkel s beträgt somit bei dem genannten Beispiel s = 5/6 = 83,3 %. Dieser Schließwinkel liegt je nach Zahl der Motorzylinder zwischen 65 und 85 %.

Bleibt man bei dem beispielsweise angeführten Schließwinkel von s = 83,3 %, so ergibt sich bei einer Drehzahl von 2.500 Umdrehungen eine Kontaktschließzeit von 10 ms und eine Kontaktöffnungszeit von 2 ms. Diese Zeitdauern verdoppeln sich bei einer weiteren Halbierung der Motordrehzahl. Daraus ergibt sich, daß der Strom durch die Primärwicklung der Zündspule bei Drehzahlen unter 5.000 Umdrehungen je Minute über den für die Zündung erforderlichen Maximalwert von beispielsweise 7,5 A ansteigt. Dies ist unerwünscht, da mit dem Strom auch die Energie in der Zündspule ansteigt und somit mehr Wärme umgesetzt werden muß. Bei sehr geringen Drehzahlen und bei höherer Batteriespannung kann dies zur Zerstörung des Zündsystems führen.

Zur Strombegrenzung auf den notwendigen Maximalwert wurde nun bereits eine Strombegrenzungsschaltung vorgeschlagen, die anhand der Figur 1 kurz erläutert werden soll. In den

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— jg —

Stromzweig der Primärwicklung L. der Zündspule ist der Transistor T₃ und der Emitterwiderstand R geschaltet. Der Transistor T_ wird über die Transistoren T, und T₂ mit Hilfe des Steuersignals angesteuert. Das Steuersignal ergibt sich aus der Figur 3a und wird an der Motorwelle beispielsweise mit einer einen Hallsensor enthaltenden Magnetschranke gewonnen. Der Highpegel an der Basis des Transistors T, bewirkt, daß dieser Transistor leitend wird und somit -der nachgeschaltete Transistor T₀ sperrt. Damit kann der über den Widerstand R₀ bezogene Strom I₀ als Basisstrom I__ in die Basis des Transistors T_ fließen und diesen aussteuern, so daß der Strom durch die Induktivität L, langsam ansteigen kann. Der Stromanstieg ergibt sich aus der Figur 3b.'Dieser Strom I durch die Primärwicklung wird an dem Widerstand R abgefühlt, wobei die an diesem Widerstand abfallende

Spannung über den. Operationsveretarker OP mit der Referenzspannung U_ verglichen wird. Übersteigt die Spannung an R den Wert der Referenzspannung, was bei entsprechender

Dimensionierung des Widerstandes R„ und der Referenzspannung beispielsweise bei einem Spulenstrom von 7,5 A der Fall ist, wird der Ausgang A des Operationsverstärkers OP negativ und zieht über die Diode D von der Basis des Transistors T' gerade so viel Strom I₀ ab, daß der Wert von I ,. nicht

SD P^-

mehr weiter ansteigt. Damit ergibt sich der in der Figur 3b dargestellte Stromververlauf. Gestrichelt ist der Stromverlauf I ■ dargestellt, der sich dann einstellen würde, wenn eine Strombegrenzungsschaltung der beschriebenen Art nicht vorhanden wäre.

Wenn das Eingangssignal an der Basis des Transistors T. auf Low geht, wird der Transistor T, gesperrt und folglich der Transistor T_ leitend. Der Strom I_ kann somit über den Transistor T_ abfließen und der Transistor T₃ sperrt. Dadurch wird die Zündung eingeleitet, was beim Steuersignal

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durch nach unten gerichete Pfeile angedeutet wird. Die Verweildauer t des Primärstroms I in seinem Maximum ist im

P
wesentlichen drehzahlabhängig, da für den Stromanstieg bis 7,5 A stets die gleiche Zeit von beispielsweise 5 ms benötigt wird.

Da die in einer Spule gespeicherte Energie nur von der Höhe des Stromes abhängig ist und nicht von der Dauer des Stromflusses, ergibt sich aus der Verweilzeit des Primärstromes in seinem Maximum eine vom Transistor T^ abzuführende Verlustleistung, die nicht zur Zündung der Zündstrecke Z ausgenützt werden kann. Man ist daher bestrebt, den Beginn des Stromanstiegs in der Primärwicklung der Zündspule so zu
verschieben, daß der Strom im Moment des Zündimpulses

seinen Maximalwert erreicht. Zur Regelung dieses Vorganges ist es jedoch nötig, aus der Verweilzeit t des Stromes
I in seinem Maximum eine Stellgröße abzuleiten, die dann zur Regelung des elektronischen Zündsystems in der geschilderten Weise herangezogen werden kann. Diese Stell-

größe kann nicht aus dem Verhalten des Operationsverstärkers OP gemäß Figur 1 abgeleitet werden, da die Übertragungskennlinie dieses Operationsverstärkers keinen Sprung
aufweisen soll, sondern abgeflacht sein muß. Bei einem
sprunghaften Verlauf der Übertragungskennlinie des Opera-

tionsverstärkers käme es unter Umständen zu Fehlzündungen, die unbedingt zu vermeiden sind.

Der Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, ein
scharfes Kriterium anzugeben, mit dem festgestellt werden

kann, wann der Strom durch die Primärwicklung der Zündspule sein konstantes Maximum erreicht. Diese Aufgabe wird bei einem elektronischen Zündsystem der eingangs beschriebenen Art dadurch gelöst, daß dem Transistor im Stromkreis der Primärwicklung ein weiterer, vom Steuersignal angesteuerter Transistor vorgeschaltet ist, in dessen den Steuer-

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strom des nachgeschalteten Transistors liefernden Strompfad ein Widerstandsnetzwerk angeordnet ist, und daß der vorgeschaltete Transistor und das Widerstandsnetzwerk so dimensioniert sind, daß während des Stromanstiegs in der Primärwicklung der vorgeschaltete Transistor im Sättigungsgebiet arbeitet und bei der Begrenzung des Stroms in der Primärwicklung auf einen konstanten Maximalwert mit Hilfe der Strombegrenzungsschaltung am Widerstandsnetzwerk ein Spannungssprung auftritt, so daß aus dem Spannungsverlauf am Widerstandsnetzwerk und dem Steuersignal ein Impuls ableitbar ist, dessen Impulsweite ein Maß für die Verweildauer des Stroms durch die Primärwicklung in seinem Maximum ist.

Das Widerstandsnetzwerk ist vorzugsweise ein im Kollektorstrompfad des vorgeschalteten Transistors angeordneter Widerstand, der an ein Versorgungspotential angeschlossen ist. Dieses Versorgungspotential wird beispielsweise als stabilisiertes Potential über eine geeignete Stabilisierungsschaltung gewonnen. Der Emitter des vorgeschalteten Transistors ist mit der Basis des Transistors im Stromkreis der Primärwicklung verbunden, während die Basis des vorgeschalteten Transistors über eine Dioden-Strecke und einen Vorwiderstand an das stabilisierte Potential und außerdem art einen Schalter und an die Strombegrenzungsschaltung derart angeschlossen ist, daß bei der durch das Steuersignal vorgegebenen Zündung der Funkenstrecke der Basisstrom des vorgeschalteten Transistors über den geschlossenen Schalter abgeleitet wird, während er in der Stromanstiegsphase in der Primärwicklung alleine in die Basis des vorgeschalteten Transistors fließt und während der Verweilzeit des Primärwicklungsstroms in seinem konstanten Maximum in einem die Konstanthaltung bedingenden Maß von der Strombegrenzungsschaltung abgeleitet wird. Bei dieser Strombegrenzungsschaltung handelt es sich wieder vorzugsweise um den bereits anhand der Figur 1 geschilderten Operationsverstär- ker OP, dessen einem Eingang eine Referenzspannung und

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dessen anderem Eingang eine dem Strom in der Primärwicklung entsprechende Spannung zugeleitet wird. Der Ausgang des Operationsverstärkers ist dann an die Basis des vorgeschalteten Transistors angeschlossen. Bei dem Operationsverstärker handelt es sich beispielsweise um einen Schaltkreis, der im Handel unter der Bezeichnung TAA 521 erhältlich ist.

Die Erfindung und ihre weitere vorteilhafte Ausgestaltung soll im folgenden anhand der Figuren 2 und 3 noch näher erläutert werden.

Die Schaltung der Figur 2, ist die um die Erfindung erweiterte Schaltung gemäß Figur 1. Insbesondere wurde die Schaltung der Figur 1 um den Transistor T. erweitert, der dem im Stromkreis der Primärwicklung,der Zündspule liegenden Transistor T^ vorgeschaltet ist. Der Kollektorwiderstand R. dieses Transistors T. liegt an einem stabilisierten Potential U . , das aus der Batteriespannung gewonnen wird. Hierzu wird ein Transistor T,, verwendet, dessen Basisspannungsteiler aus der Reihenschaltung des Widerstandes R,, und der Zenerdiode D„ besteht. Die stabilisierte Spannung U , ist dann die um 1 xU_BE reduzierte Spannung an der Zenerdiode D .
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Die Basiselektrode des Transistors T. wird über den Kollektor des Transistors T„ angesteuert, an dem über die Diode D auch der Ausgang des Operationsverstärkers und die mit dem stabilisierten Potential U , verbundene Reihenschaltung aus dem Transistor T₁₀ und dem Vorwiderstand R₂ angeschlossen ist. Der Transistor T ist als in Flußrichtung betriebene Diode geschaltet. Die Transistoren T₃ und T₄ sind Transistoren gleichen Leitungstyps, insbesondere NPN-Bipo-1artransistoren.

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Liegt an der Basis von T, das Low-Potential des Steuersignals gemäß Figur 3a, was während der Zündphase der Fall ist, dann ist T.. gesperrt, während der Transistor T„ öffnet. Somit wird der über den Vorwiderstand R„ und den Transistor T₁ fließende Strom I_ über die Kollektoremitterstrecke des Transistors T„ abgeleitet, so daß durch T-. und T. kein Strom fließen kann. Das Kollektorpotential von T am Punkt C entspricht somit dem stabilisierten Potential, was sich aus dem Diagramm der Figur 3c ergibt. Geht das Steuersignal der Figur 3a am Eingang E von Low auf High, wird der Transistor T, leitend und der Transistor T~ aufgrund seines niederen Basispotentials gesperrt. Der Strom I„ durch den Vorwiderstand R^ steht somit als Basisstrom für den Transistor T- zur Verfügung, so daß durch diesen Transistor und damit auch durch den Transistor T₃ Strom fließen kann.

Wegen der Zeitkonstante der Zündspule kann zuerst nur ein sehr geringer Strom durch die Primärwicklung L, und den Kollektor des Transistors T₃ fließen, so daß T₄ den vollen nur durch den Widerstand R. begrenzten Strom liefert. Damit arbeitet der Transistor T. im Sättigungsgebiet, so daß an seinem Kollektor C ein Potential von ca. 0,7 bis 1,4 V während der Stromanstiegsphase durch die Primärwicklung L-liegt. Dieser Potentialverlauf am Punkt C ergibt sich wiederum aus der Figur 3c. Das Potential am Punkt C steigt in Folge des zunehmenden Spannungsabfalles am Widerstand R während der Stromanstiegsphase in der dargestellten Weise an.

Der Kollektorstrom I durch den Transistor T₃ steigt bis _Zu dem Zeitpunkt an, wo der Operationsverstärker aufgrund des Spannungsgleichgewichtes an seinen Eingängen anspricht und nunmehr über den Ausgang A einen Strom I_ solcher Größe abzieht, daß der Strom I konstant bleibt.

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Ist der Widerstand R₄ im Kollektor des Transistors T. so dimensioniert, daß der von ihm durch R. begrenzte Strom wesentlich größer ist, als der erforderliche Basisstrom des Transistors T₃ beim Maximalstrom durch die Primärwicklung, L, springt die Spannung am Widerstand R. beim Erreichen des Maximalstroms durch die Primärwicklung auf den Wert

^UC - "stab

Dieser Spannungswert unterscheidet sich wesentlich von dem während der Stromanstiegsphase durch L-. Damit springt auch das Potential am Punkt c gemäß dem Diagramm der Figur 3c beim Erreichen des Wertes I auf einen wesentlich

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höheren Wert als während der Stromanstiegsphase. Der gesamte Potentialverlauf am Kollektor des ' gibt sich aus dem Diagramm der Figur 3c.

samte Potentialverlauf am Kollektor des Transistors T. er-

Dieser Potentialverlauf wird nun mit dem Schwellpotential am Punkt x, der der Verbindungspunkt zwischen dem Vorwiderstand R„ und der Diodenstrecke des Transistors T,_ ist, verglichen. Das Potential am Punkt χ liegt um 1 U _E über dem Basis-Potential des Transistors T., so daß während der Stromanstiegsphase durch die Primärwicklung L, das Potential am Punkt χ in jedem Fall über dem Potential am Punkt c liegt. Infolge des Potentialsprungs am Punkt C liegt nach Erreichen von I das Schwellenpotential am

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Punkt χ unter dem Kollektorpotential des Transistors T.. Im Diagramm der Figur 3c ist das Schwellenpotential am

Punkt χ in den Kontaktschließzeiten gestrichelt dargestellt. 30

Die Potentiale an den Punkten χ und C werden nun mit Hilfe eines Komparators aus den Transistoren T_fi und T₁- miteinander verglichen. Die Transistoren T₅ und T, sind PNP-Transistoren, deren Emitterelektroden über die Stromguelle Q,

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mit dem stabilisierten Potential verbunden sind. Der Kollektor von Tg liegt auf Masse, während der Kollektor T₅ über den Widerstand R₅ gleichfalls mit Masse verbunden ist. Parallel zum Widerstand R- liegt die Basis-Emitterstrecke eines NPN-Transistors T₇, dessen Kollektor mit dem Ausgang und mit dem Kollektor des Transistors T_g verbunden ist. Die Basis des Transistors T_g ist über einen Vorwiderstand R_ mit dem Kollektor des Transistors T„ verbunden, in dessen Kollektorzweig die Stromquelle Q„ liegt. Die Emitter der NPN-Transistoren T_ und T_n liegen auf Masse, wahrend

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das Steuersignal über den Basisvorwiderstand Rg auf die Basis des Transistors T„ gegeben wird.

Wenn am Eingang E das Steuersignal mit Low-Potential anliegt, ist der Transistor T- gesperrt und der Transistor Tg geöffnet. Der Kollektor des Transistors Tg und damit der Ausgang der Schaltung liegt somit auf Massepotential. Dies ergibt sich auch aus dem Diagramm der Figur 3d, in dem das Ausgangssignal graphisch dargestellt ist.

in der Kontaktschließzeit ist während der Strömanstiegsphase von I das Basispotential des Transistors Tg höher als das des Transistors T₅. Daher fließt der Strom aus der Stromquelle Q₁ über den durchgesteuerten PNP-Transistor T^ und den Widerstand R₅ zur Masse. Am Widerstand R₅ fällt dann ein Spannungsabfall ab, der zur Durchsteuerung des Transistors T₇ ausreicht, so daß das Kollektor-Potential des Transistors Tg und damit wieder der Ausgang auch während der Stromanstiegszeit von I auf Masse gezogen

wird.
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Sobald der Strom durch die Primärwicklung L, der Zündspule seinen konstanten Maximalwert erreicht, springt das Potential am Punkt C über das am Punkt χ bestehende Potential. Somit übernimmt nun der mit dem geringeren Potential an der

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Basis^beaufschlagte Transistor T_fi des Komparators den Strom der Stromquelle Q.. , während der Transistor T₁. und damit auch der Transistor T₇ sperrt. Das Kollektorpotential an den Transistoren T₇ und T_g und damit am Ausgang steigt somit an da gleichzeitig am Eingang E Highpotential anliegt. Am Ausgang stellt sich somit ein impulsförmiger Spannungsverlauf gemäß der Figur 3d ein, wobei die Impulsweite t exakt der Verweildauer des Stroms I durch die Primärwicklung L, in seinem Maximum entspricht. Aus diesen Impulsen läßt sich nun eine analoge oder digitale Stellgröße gewinnen, mit der beispielsweise der Beginn des Stromflusses durch die Primärwicklung nach jeder Zündphase gesteuert bzw. so nachgeregelt werden kann, daß der Strom durch die Primärwicklung der Zündspule stets im Zeitzündpunkt seinen Maximalwert erreicht. Mit dem Impuls gemäß der Figur 3d wird beispielsweise ein nachgeschaltetes RC-Glied aufgeladen·, so daß an diesem eine Regelspannung entsteht, dessen Amplitude der Verweilzeit t des Zündspulenstromes in seinem Maximum entspricht. Andererseits läßt sich die Impulsweite t auch mit Hilfe eines Mikroprozessors auszählen, um auf diese weise eine digitale Stellgröße zu erhalten.

Bei einem Ausführungsbeispiel mit einer stabilisierten Gleichspannung von U . = 6,2 V hatte der Widerstand R₄ die Größe von 500 Ω und der Widerstand R„ von 2,6 kü. Die Schaltung wurde in integrierter Halbleitertechnik realisiert .

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Leerseite

Claims

Licentia Patent-Verwaltungs-G.m.b.H. Theodor-Stern-Kai I₁ 6000 Frankfurt 70

Heilbronn, den 28.03.198O SE2-HN-Ma/pi - HN 79/43a

Patentansprüche
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Elektronisches Zündsystem mit einer Zündspule, deren Primärwicklung in einem Stromkreis mit einem vom Steuersignal angesteuerten Transistor und einer Strombegrenzungsschaltung liegt, während die Sekundärwicklung im Stromkreis der Funkenstrecke liegt, dadurch gekennzeichnet, daß dem Transistor (T₃) im Stromkreis der Primärwicklung (L-.) ein weiterer, vom Steuersignal angesteuerter Transistor (T.) vorgeschaltet ist, in dessen den Steuerstrom des nachgeschalteten Transistors (T₃) liefernden Strompfad ein Widerstandsnetzwerk (R₄) angeordnet ist, und daß der vorgeschaltete Transistor (T.) und das Widerstandsnetrzwerk (R₄) so dimensioniert sind, daß während des Stromanstiegs in der Primärwicklung (L,) der vorgeschaltete Transistor (T.) im Sättigungsgebiet arbeitet und bei der Begrenzung des Stroms in der Primärwicklung auf einen konstanten Maximalwert mit Hilfe der Strombegrenzungsschaltung (OP) am Widerstandsnetzwerk (R₄) ein Spannungssprung auftritt, so daß aus dem Spannungsverlauf am Widerstandsnetzwerk (R₄) und dem Steuersignal ein Impuls ableitbar ist, dessen Impulsweiste (t ) ein Maß für die Verweildauer des Stroms durch die Primärwicklung (L,) in seinem Maximum -ist.
2) Elektronisches Zündsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Widerstandsnetzwerk ein im Kollektorstrompfad des vorgeschalteten Transistors (T.) angeordneter Widerstand (R₄) ist, der an ein Versorgungspotential angeschlossen ist, daß der Emitter des vorgeschalteten Tran-

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sistors (T.) mit der Basis des Transistors (T,) im Stromkreis der Primärwicklung verbunden ist, und daß die Basis des vorgeschalteten Transistors (T-) über eine Diodenstrecke (T...) und einen Vorwiderstand an das Versorgungspotential und außerdem an einen Schalter (T„) und an die Strombegrenzungsschaltung (OP) derart angeschlossen ist, daß bei der durch das Steuersignal vorgegebenen Zündung der Funkenstrecke der Basisstrom des vorgeschalteten (T.) ■ über den geschlossenen Schalter (T_?) abgeleitet wird, während er in der Stromanstiegsphase in der Primärwicklung (L,) allein in die Basis des vorgeschalteten Transistors (T₁,) fließt und während der Verweilzeit des Stroms durch die Primärwicklung in seinem kostanten Maximum in einem die Konstanthaltung bedingenden Maß von der Strombegrenzungsschaltung (OP) abgeleitet wird.
3) Elektronisches Zündsystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Strombegrenzungsschaltung ein Operationsverstärker ist, dessen einem Eingang eine dem Strom in der Primärwicklung entsprechende Spannung zugeleitet wird, während der Ausgang des Operationsverstärkers an die Basis des vorgeschalteten Transistors (T.) angeschlossen ist.
4) Elektronisches Zündsystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor (T_) im Stromkreis der Primärwicklung (L,) und der vorgeschaltete Transistor (T.) npn-Transistoren sind.
5) Elektronisches Zündsystem nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Komparator (T_, Tg) vorgesehen ist, der das Kollektorpotential am vorgeschalteten Transistor (T.) mit dem um den Spannungsabfall an der Diodenstrecke (T₁ ) erhöhten Potential an der Basis

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des vorgeschalteten Transistors (T.) vergleicht und aus

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diesem Vergleich ein Eingangssignal für ein nachgeschaltetes UND-Gatter (T_Q, T₉) abgeleitet.
6) Elektronisches Zündsystem nach Anspruch 5, dadurch ge-

kennzeichnet, daß das zweite Eingangssignal des UND-Gatters (Tg, Tg) das Steuersignal ist, und daß das Ausgangssignal des UND-Gatters, das ein Maß für die Verweildauer des Stroms durch die Primärwicklung in seinem Maximum ist, als Stellgröße zur zeitlichen Steuerung des Beginns des Stromflusses durch die Primärwicklung nach jeder Zündphase dient.
7) Elektronisches Zündsystem nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der im Kollektorstgrompfad des vorgeschalteten Transistors (T₄) angeordnete Widerstand (R,,) an ein stabilisiertes Versorgungspotential angeschlossen ist.

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