EP0230405B1 - Zündanlage für brennkraftmaschinen mit einem magnetgenerator - Google Patents

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Publication number
EP0230405B1
EP0230405B1 EP85903812A EP85903812A EP0230405B1 EP 0230405 B1 EP0230405 B1 EP 0230405B1 EP 85903812 A EP85903812 A EP 85903812A EP 85903812 A EP85903812 A EP 85903812A EP 0230405 B1 EP0230405 B1 EP 0230405B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
ignition
control
branch
triggering element
parallel
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired
Application number
EP85903812A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP0230405A1 (de
Inventor
Lothar Gademann
Adam Hirt
Hartmut Michel
Hans-Dieter Schmid
Michael Schneider
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Robert Bosch GmbH
Original Assignee
Robert Bosch GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch GmbH filed Critical Robert Bosch GmbH
Publication of EP0230405A1 publication Critical patent/EP0230405A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP0230405B1 publication Critical patent/EP0230405B1/de
Expired legal-status Critical Current

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Classifications

    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02P—IGNITION, OTHER THAN COMPRESSION IGNITION, FOR INTERNAL-COMBUSTION ENGINES; TESTING OF IGNITION TIMING IN COMPRESSION-IGNITION ENGINES
    • F02P1/00—Installations having electric ignition energy generated by magneto- or dynamo- electric generators without subsequent storage
    • F02P1/08—Layout of circuits
    • F02P1/083—Layout of circuits for generating sparks by opening or closing a coil circuit

Definitions

  • the invention relates to an ignition system for internal combustion engines with a magnetic generator according to the preamble of the main claim.
  • a second circuit branch is provided for jump adjustment of the ignition point in the upper speed range, a second control switch reversing the ignition switching element at the ignition point in the second circuit branch is connected to a speed-dependent resistance element for setting the so-called jump speed.
  • a disadvantage of this known solution is that with the second circuit branch for jump adjustment, the ignition switching element is no longer completely switched into the current-carrying state before the ignition point, which results in a damping of the primary current and thus an increase in the primary voltage before the ignition point.
  • This increased primary voltage advances the ignition timing in the direction of early ignition.
  • Such damping of the primary current also results in an undesirable reduction in the ignition voltage. This also makes it difficult to optimally adapt the adjustment characteristic in the idling and power range of the engine to the requirements.
  • the aim of the present solution is to improve an ignition system of the type described at the outset by easily adapting the timing of the ignition timing to the requirements of the engine and, in order to generate a high ignition voltage over the entire speed range, damping the primary current to the lowest possible extent.
  • the ignition system according to the invention with the characterizing features of the main claim has the advantage that the ignition timing is determined by the primary voltage before each ignition process in the lower speed range in the lower speed range via the first circuit branch of the control circuit, while now the ignition timing in the upper speed range from a practically undamped Primary current is determined in that the ignition switching element is held fully in the current-carrying state by the second control switch until the ignition point.
  • the ignition system can be dimensioned in a simple manner in such a way that when a certain so-called jump speed is reached, the ignition point is shifted toward the early ignition by a desired amount.
  • Another advantage is that this solution concept allows the timing of the ignition timing in the lower speed range or in the upper speed range to be improved independently of one another by additional switching measures if necessary.
  • the measures listed in the subclaims permit advantageous developments and improvements of the features specified in the main claim. It is particularly advantageous to form the speed-dependent resistance element of the second circuit branch from a resistor and a capacitor parallel to it, so that the resistance value of the element decreases with increasing speed. If such a resistance element forms the branch of the voltage divider connected to the ignition switching element, the potential at the second control switch is raised with increasing speed before the ignition point.
  • a third circuit branch which reverses the ignition switching element, is advantageously connected in parallel with the third circuit branch with a third control switch, two overlapping adjustment characteristic curves being able to be generated by appropriate dimensioning of the two circuit branches, as a result of which even at low idling speeds, the desired ignition timing can be achieved.
  • FIG. 1 shows the ignition system according to the invention
  • FIG. 2 shows the adjustment characteristic of the ignition timing of the ignition system
  • FIG. 3 shows a control circuit of the ignition system according to FIG. 1 which has been improved with additional measures.
  • FIG. 1 shows the circuit diagram of an ignition system for a single-cylinder internal combustion engine, which is supplied by a magneto 10.
  • the magneto is provided with a rotating magnet system 11, which has a permanent magnet 11 a arranged between two pole pieces and is arranged on the outer circumference of a flywheel or fan wheel of the internal combustion engine, not shown.
  • the magnet system 11 interacts with an ignition armature 12 arranged on the housing of the internal combustion engine, which armature acts simultaneously as an ignition coil and is provided with a primary winding 13a and a secondary winding 13b.
  • the secondary winding is connected to a spark plug 15 of the internal combustion engine via an ignition cable 14.
  • the primary winding 13a of the ignition armature 12 is connected via the connections A, B to a primary circuit in which the switching path of an NPN conducting ignition transistor 16 is arranged.
  • the ignition transistor 16 is a triple Darlington Switching transistor formed, the collector of which is connected via a Z-diode 17 to the grounded connection A of the primary winding 13a and the emitter via a current measuring resistor 18 at the connection B to the other end of the primary winding 13a.
  • the base of the ignition transistor 16 is connected via a resistor 19 to the anode of the Zener diode 17, as a result of which the base potential of the ignition transistor 16 is raised and which at the same time serves to limit the inverse voltage.
  • the base of the control transistor 20 is connected to the collector of the ignition transistor 16 via a resistor 21 and connected to the terminal B via a capacitor 22 and resistor 23 connected in parallel therewith.
  • the base of the ignition transistor 16 is connected to a second circuit branch which has a second control switch in the form of an npn control transistor 24.
  • the switching path of the second control transistor 24 is parallel to that of the first control transistor 20.
  • the base of the second control transistor 24 is connected to the tap 25 of a voltage divider, which is connected in parallel to the current measuring resistor 18.
  • the upper branch of the voltage divider consists of a speed-dependent resistance element 26 and the lower branch of a resistor 27.
  • the speed-dependent resistance element 26 is formed from an ohmic resistor 28 and a capacitor 29 parallel to it. It lies between the tap 25 of the voltage divider and the emitter of the ignition transistor 16.
  • Another resistor 30 lies between the base of the second control transistor 24 and the collector of the ignition transistor 16.
  • an inverse diode 31 is connected in parallel with the switching path of the ignition transistor 16.
  • the mode of operation of the ignition system according to FIG. 1 will be explained in more detail with the aid of FIG. 2. It shows the course of the ignition point of the internal combustion engine in degrees of the crankshaft rotation in relation to the top dead center of the piston depending on the speed of the internal combustion engine.
  • the dash-dotted curve a will be explained in more detail later, since it can only be realized by the circuit according to FIG. 3.
  • the curve b for the lower speed range is realized up to the so-called jump speed of approximately 4500 revolutions per minute by the circuit branch with the control transistor 20 in FIG. 1.
  • curve c for the upper speed range is realized by the second circuit branch with the second control transistor 24.
  • the rotating magnet system 11 During operation of the internal combustion engine, the rotating magnet system 11 generates positive and negative voltage half-waves in the primary winding 13a of the ignition armature 12. As seen from the ground connection of the primary winding 13a, the positive voltage half-waves via the inverse diode 31 and the Zener diode 17 are damped to such an extent that the other components of the ignition system are not endangered by the voltage peaks.
  • the negative voltage half-waves are required to generate the ignition energy and to trigger the ignition. With the beginning of each negative voltage half-wave, a control current first flows through the resistor 19 to the control path of the ignition transistor 16 and switches this into the current-conducting state. Now the primary current can flow over the switching path of the ignition transistor 16 with the downstream current measuring resistor 18.
  • the primary voltage also drives a control current through the resistor 21 and the resistor 23 with the parallel capacitor 22 of the first circuit branch and via the resistor 30 and the resistor 27 of the second circuit branch of the control circuit.
  • the capacitor 22 is charged by the control current in the first circuit branch.
  • a further control current flows via the voltage divider in parallel with the resistor element 26 and the resistor 27.
  • the ignition timing is delayed by the charge on the capacitor 22 by appropriate dimensioning of the first circuit branch.
  • the capacitor 22 changes from the blocking state to the current-conducting state, as a result of which the control path of the ignition transistor 16 is short-circuited.
  • the primary current is interrupted and thereby a high voltage pulse is generated in the secondary winding 13b, which causes an ignition spark at the spark plug 15.
  • the interruption of the primary current is accelerated by the simultaneous rise in the primary voltage, which is coupled via the resistor 21 to the base of the control transistor 20.
  • the resistor 23 connected in parallel with the capacitor 22 is used to tune the ignition timing and to discharge the capacitor 22 after the ignition process has subsided.
  • a further positive feedback of the primary voltage takes place via the resistors 30 and 27 in the second circuit branch, with which the second control transistor 24 is also turned on when the primary voltage pulse occurs and accelerates the interruption of the primary current.
  • the second control transistor 24 does not yet have any influence on the determination of the ignition timing, since the speed-dependent resistance element 26 is still too high-resistance and consequently the voltage drop occurring at the resistor 27 is not yet sufficient to trigger the second control transistor 24 to control an ignition in the current-carrying state.
  • the total resistance of the resistance element 26 decreases, whereby the potential at the tap 25 of the voltage divider is raised. Since the primary current also increases with increasing speed, the voltage drop across current measuring resistor 18 consequently increases with increasing speed, as a result of which the potential at tap 25 is also increased with increasing speed.
  • the potential at the tap 25 of the second circuit branch reaches the response voltage of the second control transistor 24 earlier with each full revolution of the magnet system 11 than the potential at the capacitor 22 of the first circuit branch reaches the response voltage of the control transistor 20 reached.
  • the ignition timing is therefore determined with increasing speed by the second control transistor 24, which is reversed by the potential at the tap 25 by a certain angular amount in front of the first control transistor 20 in the current-conducting state and thus blocks the ignition transistor 16 for triggering the ignition.
  • the adjustment characteristic curve in FIG. 2 is therefore raised from curve b to curve c and an adjustment of the ignition timing in the direction of early adjustment is thereby achieved.
  • the ignition timing would also be adjusted further in the direction of early ignition following the dotted line c '. However, since this is often unfavorable for optimal power output of the internal combustion engine, this is suppressed by the resistor 30 at the base of the second control transistor 24, in that the control current flowing through the circuit branch with the resistors 30 and 27 until the ignition timing decreases with increasing speed and thus counteracts a further increase in the potential at the tap 25.
  • FIG. 3 shows a development of the ignition system according to FIG. 1, the components already described for FIG. 1 being provided with the same reference numbers.
  • the ignition transistor 16 is shown as a triple power Darlington with an inverse diode 31.
  • the current measuring resistor is divided into two partial resistors 18a and 18b, the tap 32 being connected between the two parts to the emitters of the control transistors 20 and 24.
  • a third circuit branch with a third control transistor 30 is provided in the control circuit, the switching path of which is connected in parallel to the switching paths of the two other control transistors 20 and 24.
  • the base of the third control transistor 30 is connected via a capacitor 34 to the connection B of the primary circuit, to which a resistor 35 is connected in parallel.
  • the base of the control transistor is also connected to the collector of the ignition transistor 16 via a further resistor 36.
  • the temperature response of the control switches 20, 24 and 33 is compensated for by a PTC resistor 21 a, 36a and 30, via which the base of the control transistors 20, 24 and 33 is connected to the collector of the ignition transistor 16.
  • the PCT resistors 21 a and 36a are connected upstream of the previous resistors 21 and 36.
  • the PCT resistors 21 a, 36 a, 30, the ignition transistor 16 with its coupling resistor 19 and the inverse diode 31 and the upstream Z diode 17 are integrated in a first IC module 37.
  • the three control transistors 20, 24 and 33 are contained in a further IC module 38. Both IC modules 37 and 38 are combined on a substrate with the other components of the control circuit in hybrid design and connected via the connections A and B to the primary winding 13a of the magnet generator 10 from FIG. 1.
  • the mode of operation of the ignition system with the control circuit shown in FIG. 3 essentially corresponds to the mode of operation described for FIG. 1.
  • the third circuit branch with the third control transistor 33 serves to determine the ignition point in the idling speed range with regard to the exhaust gas values of the internal combustion engine.
  • the reversal of the third control transistor 33 delayed by the charging of the capacitor 34 in the third circuit branch follows the dash-dotted line a in FIG. 2. Since this third circuit branch represents a parallel connection to the first circuit branch, the capacitor 34 and the resistors 35, 36 are dimensioned accordingly and 36a in the idling speed range the response voltage of the control transistor 33 reaches earlier with each revolution of the magnet system 11 than the response voltage of the control transistor 20 in the first circuit branch.
  • a further delay in the ignition timing, which exceeds the peak of the current half-wave in the lower speed range, is achieved in that the emitter potential of the control transistors 20, 24 and 33 is increased by the voltage drop at part 18b of the current measuring resistor.
  • the ignition timing is therefore determined in the idling speed range of the dash-dotted curve a in FIG. 2 by the third control transistor 33, by switching it into the current-carrying state, the ignition transistor is blocked for triggering the ignition. Since a certain time is required for charging the capacitors 22 and 34 in the first and third circuit branches, the reversal of the control transistors 20 and 33 assigned to them is further delayed with increasing speed, which is due to the falling branch of curves a and b of the adjustment line Fig. 2 can be seen.
  • the first circuit branch with the control transistor 20 takes over the triggering of the ignition at a speed of about 1500 min- 1.
  • the second circuit branch finally takes over the primary current coupling at the current measuring resistor 28a and 28b by triggering the second control transistor 24 and a related jump adjustment of the ignition timing in the direction of early ignition.
  • the resistor 30 prevents an early adjustment along the line c ′ caused by the speed-dependent resistance element 26.
  • the invention is not limited to the exemplary embodiments shown in FIGS. 1 and 2, since modifications in the circuit structure are possible. It is essential, however, that to achieve a jump adjustment of the ignition timing in the lower speed range, the ignition timing is determined depending on the primary voltage by a first circuit branch with a first control switch, whereas in the upper speed range the ignition timing is triggered depending on the primary current.
  • the so-called jump speed or the jump speed range in which the characteristic curve passes from the first part b realized by the first circuit branch to the second part c realized by the second circuit branch, is determined by a resistance element that can be changed as a function of frequency or speed.
  • the ignition armature of the magnetic generator is arranged in the primary circuit on the middle leg of an E-shaped ignition armature in order to generate the strongest possible voltage half-wave used for ignition. A sufficient ignition half-wave is also possible with a U-shaped iron core.
  • the entire circuit arrangement is advantageously cast in a housing cup of the ignition armature 12. It is irrelevant to the implementation of the invention which end of the primary winding 13a is connected to ground. Capacitors in printed circuit or chip capacitors can be used for the capacities of the circuit design.

Description

    Stand der Technik
  • Die Erfindung geht aus von einer Zündanlage für Brennkraftmaschinen mit einem Magnetgenerator nach der Gattung des Hauptanspruchs. Bei einer aus der US-PS 41 75 509 bekannten Zündanlage ist neben einem ersten Schaltungszweig mit einem Steuerschalter zur Umsteuerung des Zündschaltelementes zum Zündzeitpunkt im unteren Drehzahlbereich ein zweiter Schaltungszweig zur Sprungverstellung des Zündzeitpunktes im oberen Drehzahlbereich vorgesehen, wobei ein zweiter das Zündschaltelement zum Zündzeitpunkt umsteuernder Steuerschalter im zweiten Schaltungszweig mit einem drehzahlabhängigen Widerstandsglied zur Einstellung der sogenannten Sprungdrehzahl verbunden ist. Nachteilig bei dieser bekannten Lösung ist, dass mit dem zweiten Schaltungszweig zur Sprungverstellung das Zündschaltelement vor dem Zündzeitpunkt nicht mehr vollständig in den stromleitenden Zustand durchgesteuert wird, was eine Bedämpfung des Primärstromes und damit eine Erhöhung der Primärspannung vor dem Zündzeitpunkt zur Folge hat. Durch diese erhöhte Primärspannung wird der Zündzeitpunkt in Richtung Frühzündung vorverstellt. Eine derartige Bedämpfung des Primärstromes hat jedoch zugleich eine unerwünschte Herabsetzung der Zündspannung zur Folge. Dadurch ist es auch schwierig, die Verstellkennlinie im Leerlauf- und Leistungsbereich des Motors den Anforderungen optimal anzupassen.
  • Mit der vorliegenden Lösung wird angestrebt, eine Zündanlage der eingangs beschriebenen Art zu verbessern, indem die Verstellkennlinie des Zündzeitpunktes den Erfordernissen des Motors leicht anzupassen ist und wobei zur Erzeugung einer hohen Zündspannung über den gesamten Drehzahlbereich der Primärstrom in einem möglichst geringen Masse bedämpft wird.
    • Vorteile der Erfindung
  • Die erfindungsgemässe Zündanlage mit den kennzeichnenden Merkmalen des Hauptanspruchs hat den Vorteil, dass in einfacher Weise wie bisher im unteren Drehzahlbereich über den ersten Schaltungszweig der Steuerschaltung der Zündzeitpunkt durch die Primärspannung vor jedem Zündvorgang bestimmt wird, während nunmehr im oberen Drehzahlbereich der Zündzeitpunkt von einem praktisch unbedämpften Primärstrom bestimmt wird, indem das Zündschaltelement durch den zweiten Steuerschalter jeweils bis zum Zündzeitpunkt voll im stromleitenden Zustand gehalten wird. Dadurch lässt sich die Zündanlage in einfacher Weise so dimensionieren, dass beim Erreichen einer bestimmten sogenannten Sprungdrehzahl der Zündzeitpunkt um einen gewünschten Betrag in Richtung Frühzündung verstellt wird. Als weiterer Vorteil ist anzusehen, dass sich durch dieses Lösungskonzept die Verstellkennlinie des Zündzeitpunktes im unteren Drehzahlbereich bzw. im oberen Drehzahlbereich voneinander unabhängig durch zusätzliche Schaltungsmassnahmen im Bedarfsfall noch verbessern lässt.
  • Durch die in den Unteransprüchen aufgeführten Massnahmen sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen der im Hauptanspruch angegebenen Merkmale möglich. Besonders vorteilhaft ist es, das drehzahlabhängige Widerstandsglied des zweiten Schaltungszweiges aus einem Widerstand und einem dazu parallelen Kondensator zu bilden, so dass der Widerstandswert des Gliedes mit zunehmender Drehzahl abnimmt. Bildet ein solches Widerstandsglied den mit dem Zündschaltelement verbundenen Zweig des Spannungsteilers, so wird das Potential am zweiten Steuerschalter jeweils vor dem Zündzeitpunkt mit zunehmender Drehzahl angehoben.
  • Zur Beeinflussung der Verstellkennlinie des Zündzeitpunktes im oberen Drehzahlbereich ist es ferner vorteilhaft, den Steueranschluss des zweiten Steuerschalters über einen weiteren Widerstand mit dem nicht am Messwiderstand angeschlossenen Ende der Primärwicklung zu verbinden. Im unteren Drehzahlbereich wird zur Beeinflussung der Verstellinie in vorteilhafter Weise ein dritter, das Zündschaltelement umsteuernder Schaltungszweig mit einem dritten Steuerschalter zum ersten Schaltungszweig parallel geschaltet, wobei durch eine entsprechende Dimensionierung der beiden Schaltungszweige zwei sich überlagernde Verstellkennlinien erzeugt werden können, wodurch auch bei kleinen Leerlaufdrehzahlen der gewünschte Zündzeitpunkt erzielbar ist.
    • Zeichnung
  • Zwei Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen Fig. 1 die erfindungsgemässe Zündanlage, Fig. 2 die Verstellkennlinie des Zündzeitpunktes der Zündanlage und Fig. 3 zeigt eine mit zusätzlichen Massnahmen verbesserte Steuerschaltung der Zündanlage nach Fig. 1.
    • Beschreibung der Ausführungsbeispiele
  • In Fig. 1 ist das Schaltbild einer Zündanlage für eine Einzylinder-Brennkraftmaschine dargestellt, die von einem Magnetzünder 10 versorgt wird. Der Magnetzünder ist mit einem umlaufenden Magnetsystem 11 versehen, das einen zwischen zwei Polschuhen angeordneten Dauermagneten 11 a aufweist und am äusseren Umfang eines Schwung- oder Lüfterradesder nichtdargestellten Brennkraftmaschine angeordnet ist. Das Magnetsystem 11 wirkt mit einem am Gehäuse der Brennkraftmaschine angeordneten Zündanker 12 zusammen, der gleichzeitig als Zündspule wirkt und mit einer Primärwicklung 13a und einer Sekundärwicklung 13b versehen ist. Die Sekundärwicklung ist über ein Zündkabel 14 mit einer Zündkerze 15 der Brennkraftmaschine verbunden. Die Primärwicklung 13a des Zündankers 12 ist über die Anschlüsse A, B an einen Primärstromkreis angeschlossen, in dem die Schaltstrecke eines npnleitenden Zündtransistors 16 angeordnet ist. Der Zündtransistor 16 ist als Dreifach-Darlington-Schalttransistor ausgebildet, dessen Kollektor über eine Z- Diode 17 mit dem auf Masse gelegten Anschluss A der Primärwicklung 13a und dessen Emitter über einen Strommesswiderstand 18 am Anschluss B mit dem anderen Ende der Primärwicklung 13a verbunden ist. Die Basis des Zündtransistors 16 ist über einen Widerstand 19 mit der Anode der Z-Diode 17 verbunden, wodurch das Basispotential des Zündtransistors 16 angehoben wird und die gleichzeitig zur Begrenzung der Inversspannung dient. Die aus Basis-Emitter gebildete Steuerstrecke des Zündtransistors 16 ist mit einer Steuerschaltung verbunden, welche einen ersten Schaltungszweig mit einem ersten Steuerschalter aufweist, der als npn-Steuertransistor 20 ausgebildet ist und zur Steuerstrecke des Zündtransistors 16 und dem dazu in Reihe liegenden Strommesswiderstand 18 parallel geschaltet ist. Die Basis des Steuertransistors 20 ist über einen Widerstand 21 mit dem Kollektor des Zündtransistors 16 verbunden sowie über einen Kondensator 22 und dazu parallel geschalteten Widerstand 23 mit dem Anschluss B verbunden.
  • Zur Sprungverstellung des Zündzeitpunktes in Richtung Frühzündung im oberen Drehzahlbereich ist die Basis des Zündtransistors 16 mit einem zweiten Schaltungszweig verbunden, der einen zweiten Steuerschalter in Form eines npn-Steuertransistors 24 aufweist. Der zweite Steuertransistor 24 liegt mit seiner Schaltstrecke parallel zu der des ersten Steuertransistors 20. Die Basis des zweiten Steuertransistors 24 ist mit dem Abgriff 25 eines Spannungsteilers verbunden, welcher zum Strommesswiderstand 18 parallel geschaltet ist. Der obere Zweig des Spannungsteilers besteht aus einem drehzahlabhängigen Widerstandsglied 26 und der untere Zweig aus einem Widerstand 27. Das drehzahlabhängige Widerstandsglied 26 ist aus einem ohmschen Widerstand 28 und einem dazu parallelen Kondensator 29 gebildet. Es liegt zwischen dem Abgriff 25 des Spannungsteilers und dem Emitter des Zündtransistors 16. Ein weiterer Widerstand 30 liegt zwischen der Basis des zweiten Steuertransistors 24 und dem Kollektor des Zündtransistors 16. Ausserdem ist eine Inversdiode 31 zur Schaltstrecke des Zündtransistors 16 parallel geschaltet.
  • Die Wirkungsweise der Zündanlage nach Fig. 1 soll mit Hilfe der Fig. 2 näher erläutert werden. Sie zeigt den Verlauf des Zündzeitpunktes der Brennkraftmaschine in Graden der Kurbelwellendrehung bezogen auf den oberen Totpunkt des Kolbens abhängig von der Drehzahl der Brennkraftmaschine. Die strichpunktierte Kurve a wird später näher erläutert, da sie erst durch die Schaltung nach Fig. 3 realisierbar ist. Die Kurve bfür den unteren Drehzahlbereich wird bis zu der sogenannten Sprungdrehzahl von etwa 4500 Umdrehungen pro Minute durch den Schaltungszweig mit dem Steuertransistor 20 in Fig. 1 realisiert. Die Kurve c für den oberen Drehzahlbereich wird dagegen durch den zweiten Schaltungszweig mit dem zweiten Steuertransistor 24 realisiert.
  • Beim Betrieb der Brennkraftmaschine werden durch das umlaufende Magnetsystem 11 in der Primärwicklung 13a des Zündankers 12 positive und negative Spannungshalbwellen erzeugt. Von dem auf Masse liegenden Anschluss der Primärwicklung 13a aus gesehen, werden die positiven Spannungshalbwellen über die Inversdiode 31 und die Z-Diode 17 so weit bedämpft, dass durch die Spannungsspitzen die übrigen Bauelemente der Zündanlage nicht gefährdet werden. Die negativen Spannungshalbwellen werden zur Erzeugung der Zündenergie sowie zur Auslösung der Zündung benötigt. Mit dem Beginn einer jeden negativen Spannungshalbwelle fliesst zunächst ein Steuerstrom über den Widerstand 19 zur Steuerstrecke des Zündtransistors 16 und schaltet diesen in den stromleitenden Zustand um. Nunmehr kann über die Schaltstrecke des Zündtransistors 16 mit dem nachgeschalteten Strommesswiderstand 18 der Primärstrom fliessen. Die Primärspannung treibt ausserdem jeweils einen Steuerstrom über den Widerstand 21 und den Widerstand 23 mit dem parallelen Kondensator 22 des ersten Schaltungszweiges sowie über den Widerstand 30 und den Widerstand 27 des zweiten Schaltungszweiges der Steuerschaltung. Durch den Steuerstrom im ersten Schaltungszweig wird der Kondensator 22 aufgeladen. Ausserdem fliesst durch den Spannungsabfall am Strommesswiderstand 18 im Primärstromkreis ein weiterer Steuerstrom über den dazu parallel liegenden Spannungsteiler mit dem Widerstandselement 26 und dem Widerstand 27.
  • Im unteren Drehzahlbereich wird durch eine entsprechende Dimensionierung des ersten Schaltungszweiges der Zündzeitpunkt durch die Ladung am Kondensator 22 verzögert. Sobald der Kondensator 22 auf die Ansprechspannung des Steuertransistors 20 geladen ist, geht dieser vom Sperrzustand in den stromleitenden Zustand über, wodurch die Steuerstrecke des Zündtransistors 16 kurzgeschlossen wird. Der Primärstrom wird unterbrochen und dadurch in der Sekundärwicklung 13b ein Hochspannungsimpuls erzeugt, der am der Zündkerze 15 einen Zündfunken zur Folge hat. Die Unterbrechung des Primärstromes wird dabei durch den gleichzeitigen Anstieg der Primärspannung beschleunigt, die über den Widerstand 21 auf die Basis des Steuertransistors 20 mitgekoppelt ist. Der zum Kondensator 22 parallel geschaltete Widerstand 23 dient zur Abstimmung des Zündzeitpunktes und zur Entladung des Kondensators 22 nach dem Abklingen des Zündvorganges. Eine weitere Mitkopplung der Primärspannung erfolgt über die Widerstände 30 und 27 im zweiten Schaltungszweig, mit denen auch der zweite Steuertransistor 24 mit dem Auftreten des Primärspannungsimpulses leitend geschaltet wird und die Unterbrechung des Primärstromes beschleunigt.
  • Im unteren Drehzahlbereich hat der zweite Steuertransistor 24 auf die Bestimmung des Zündzeitpunktes noch keinen Einfluss, da das drehzahlabhängige Widerstandsglied 26 noch zu hochohmig ist und folglich der am Widerstand 27 auftretende Spannungsabfall noch nicht ausreicht, um den zweiten Steuertransistor 24 zur Auslösung einer Zündung in den stromleitenden Zustand zu steuern. Mitsteigender Drehzahl und somit mitzunehmender Frequenz nimmt der Gesamtwiderstand des Widerstandsgliedes 26 ab, wodurch am Abgriff 25 des Spannungsteilers das Potential angehoben wird. Da ausserdem der Primärstrom mit zunehmender Drehzahl steigt, erhöht sich folglich auch der Spannungsabfall am Strommesswiderstand 18 mitzunehmender Drehzahl, wodurch das Potential am Abgriff 25 ebenfalls mit zunehmender Drehzahl angehoben wird. Beim Erreichen der sogenannten Sprungdrehzahl bzw. eines Drehzahlbereiches von etwa 4500 min-1 erreicht nun das Potential am Abgriff 25 des zweiten Schaltungszweiges die Ansprechspannung des zweiten Steuertransistors 24 mit jeder vollen Umdrehung des Magnetsystems 11 früher als das Potential am Kondensator 22 des ersten Schaltungszweiges die Ansprechspannung des Steuertransistors 20 erreicht. Der Zündzeitpunkt wird daher mit weiter zunehmender Drehzahl durch den zweiten Steuertransistor 24 bestimmt, der durch das Potential am Abgriff 25 um einen bestimmten Winkelbetrag vor dem ersten Steuertransistor 20 in den stromleitenden Zustand umgesteuert wird und damit den Zündtransistor 16 zur Auslösung der Zündung sperrt. Die Verstellkennlinie in Fig. 2 wird daher von der Kurve b auf die Kurve c angehoben und dadurch eine Verstellung des Zündzeitpunktes in Richtung Frühverstellung erzielt. Da mit weiter zunehmender Drehzahl der Widerstandswert des Widerstandsgliedes 26 weiter abnimmt, würde auch der Zündzeitpunkt der gepunkteten Linie c' folgend weiter in Richtung Frühzündung verstellt. Da dies jedoch für eine optimale Leistungsabgabe der Brennkraftmaschine oftmals ungünstig ist, wird dies durch den Widerstand 30 an der Basis des zweiten Steuertransistors 24 unterdrückt, indem der bis zum Zündzeitpunkt über den Schaltungszweig mit den Widerständen 30 und 27 fliessende Steuerstrom mit zunehmender Drehzahl abnimmt und damit einer weiteren Anhebung des Potentials am Abgriff 25 entgegenwirkt.
  • Fig. 3 zeigt eine Weiterbildung der Zündanlage nach Fig. 1, wobei die zu Fig. 1 bereits beschriebenen Bauelemente mit gleichen Bezugsziffern versehen sind.
  • Der Zündtransistor 16 ist dabei als Dreifach-Leistungs-Darlington mit Inversdiode 31 dargestellt. Der Strommesswiderstand wird in zwei Teilwiderstände 18a und 18b aufgeteilt, wobei der Abgriff 32 zwischen beiden Teilen mit den Emittern der Steuertransistoren 20 und 24 verbunden ist. Zur Bestimmung des Zündzeitpunktes im Leerlaufbereich ist in der Steuerschaltung ein dritter Schaltungszweig mit einem dritten Steuertransistor 30 vorgesehen, dessen Schaltstrecke zu den Schaltstrecken der beiden anderen Steuertransistoren 20 und 24 parallel geschaltet ist. Die Basis des dritten Steuertransistors 30 liegt über einen Kondensator 34 am Anschluss B des Primärstromkreises, zu dem ein Widerstand 35 parallel geschaltet ist. Über einen weiteren Widerstand 36 ist die Basis des Steuertransistors ausserdem mit dem Kollektor des Zündtransistors 16 verbunden. Der Temperaturgang der Steuerschalter 20, 24 und 33 wird durch je einen PTC-Widerstand 21 a, 36a und 30 ausgeglichen, über die jeweils die Basis der Steuertransistoren 20, 24 und 33 mit dem Kollektor des Zündtransistors 16 verbunden ist. Die PCT-Widerstände 21 a und 36a sind dabei den bisherigen Widerständen 21 und 36 vorgeschaltet.
  • Um eine räumlich kleine und preisgünstig herzustellende Steuerschaltung realisieren zu können, sind die PCT-Widerstände 21 a, 36a, 30, der Zündtransistor 16 mit seinem Koppelwiderstand 19 und der Inversdiode 31 sowie die vorgeschalteteZ-Diode 17 in einem ersten IC-Baustein 37 integriert. Die drei Steuertransistoren 20, 24 und 33 sind in einem weiteren IC-Baustein 38 enthalten. Beide IC-Bausteine 37 und 38 werden auf einem Substrat mit den übrigen Bauelementen der Steuerschaltung in Hybrid-Ausführung vereinigt und über die Anschlüsse A und B an die Primärwicklung 13a des Magnetgenerators 10 aus Fig. 1 angeschlossen.
  • Die Wirkungsweise der Zündanlage mit der in Fig. 3 dargestellten Steuerschaltung entspricht im wesentlichen der zu Fig. 1 beschriebenen Wirkungsweise. Der dritte Schaltungszweig mit dem dritten Steuertransistor 33 dient zur Bestimmung desZündzeitpunktes im Leerlauf-Drehzahlbereich im Hinblick auf die Abgaswerte der Brennkraftmaschine. Die durch die Ladung des Kondensators 34 im dritten Schaltungszweig verzögerte Umsteuerung des dritten Steuertransistors 33 folgt der strichpunktierten Linie a in Fig. 2. Da dieser dritte Schaltungszweig eine Parallelschaltung zum ersten Schaltungszweig darstellt, wird durch entsprechende Dimensionierung des Kondensators 34 und der Widerstände 35, 36 und 36a im Leerlaufdrehzahlbereich die Ansprechspannung des Steuertransistors 33 mit jeder Umdrehung des Magnetsystems 11 früher erreicht als die Ansprechspannung des Steuertransistors 20 im ersten Schaltungszweig. Eine weitere Verzögerung des Zündzeitpunktes, die im unteren Drehzahlbereich über den Scheitelpunkt der Stromhalbwelle hinausgeht, wird dadurch erreicht, dass das Emitterpotential der Steuertransistoren 20, 24 und 33 durch den Spannungsabfall am Teil 18b des Strommesswiderstandes angehoben wird. Der Zündzeitpunkt wird daher im Leerlaufdrehzahlbereich der strichpunktierten Kurve a in Fig. 2 folgend durch den dritten Steuertransistor 33 bestimmt, durch dessen Umsteuerung in den stromleitenden Zustand der Zündtransistor zur Zündungsauslösung gesperrt wird. Da für die Aufladung der Kondensatoren 22 und 34 im ersten und dritten Schaltungszweig jeweils eine bestimmte Zeit erforderlich ist, wird die Umsteuerung der ihnen zugeordneten Steuertransistoren 20 und 33 mit zunehmender Drehzahl weiter verzögert, was durch den abfallenden Ast der Kurven a und b der Verstellinie nach Fig. 2 erkennbar ist. Da im dritten Schaltungszweig gemäss der Kurve adie Verzögerung bei der Umsteuerung des dritten Steuertransistors 33 bei zunehmender Drehzahl relativ gross ist, übernimmt der erste Schaltungszweig mit dem Steuertransistor 20 die Auslösung der Zündung bei einer Drehzahl von etwa 1500 min-1. Bei einer Drehzahl von 4500 min-' übernimmt schliesslich der zweite Schaltungszweig über die Primärstromkopplung am Strommesswiderstand 28a und 28b die Zündauslösung durch Umsteuern des zweiten Steuertransistors 24 und einer damit verbundenen Sprungverstellung des Zündzeitpunktes in Richtung Frühzündung. Im oberen Drehzahlbereich wird durch den Widerstand 30 eine durch das drehzahlabhängige Widerstandsglied 26 verursachte Frühverstellung nach der Linie c'verhindert.
  • Die Erfindung ist nicht auf die dargestellten Ausführungsbeispiele nach Fig. 1 und 2 beschränkt, da Abwandlungen im Schaltungsaufbau möglich sind. Wesentlich ist jedoch, dass zur Realisierung einer Sprungverstellung des Zündzeitpunktes im unteren Drehzahlbereich derZündzeitpunkt von der Primärspannung abhängig durch einen ersten Schaltungszweig mit einem ersten Steuerschalter bestimmt wird, wogegen im oberen Drehzahlbereich der Zündzeitpunkt in Abhängigkeit vom Primärstrom ausgelöst wird. Dabei wird durch ein frequenz- bzw. drehzahlabhängig veranderbares Widerstandsglied die sogenannte Sprungdrehzahl bzw. der Sprungdrehzahlbereich bestimmt, bei dem die Kennlinie vom ersten, durch den ersten Schaltungszweig realisierten Teil b auf den zweiten, vom zweiten Schaltungszweig realisierten Teil c übergeht. Der Zündanker des Magnetgenerators wird zur Erzeugung einer möglichst kräftigen, zur Zündung verwendeten Spannungshalbwelle im Primärstromkreis auf den mittleren Schenkel eines E-förmigen Zündankers angeordnet. Eine ausreichende Zündungshalbwelle ist aber auch bei einem U-förmigen Eisenkern möglich. In vorteilhafter Weise wird die gesamte Schaltungsanordnung in einem Gehäusebecher des Zündankers 12 vergossen. Dabei ist es zur Realisierung der Erfindung unerheblich, welches Ende der Primärwicklung 13a auf Masse gelegt ist. Für die Kapazitäten der Schaltungsausführung können Kondensatoren in gedruckter Schaltung oder Chipkondensatoren verwendet werden. Da bei einem Zündanker mit einem E-Eisenkern die zur Zündung ausgenutzte mittlere Spannungshalbwelle wesentlich stärker ist als die vor- und nachgelagerten Spannungshalbwellen entgegengesetzter Polarität, ist eine solche Zündanlage ausserdem im erforderlichen Drehzahlbereich rücklaufsicher, da bei einer Potentialumkehrung der schwächeren Halbwellen im Rücklauf keine Zündung ausgelöst wird. Ein Abgleich für den Übergang der Verstellinie zwischen den einzelnen Abschnitten der Kurven a, b und c aus Fig. 2 kann dadurch verändert werden, dass die Widerstände 23, 27 und 35 in den drei Schaltungszweigen als Abgleichwiderstände ausgebildet werden.
  • Mit der erfindungsgemässen Zündanlage können im Leerlauf- und Arbeitsbereich hohe Zündspannungen von mehr als 15 KV erzielt werden. Durch die verschiedenen Kippkreise ist eine gute Einstellung der Verstellkennlinie möglich. Trotz geringer Leerlaufdrehzahl ist die Zündanlage rücklaufsicher. Da die Steuertransistoren 20,24 und 33 sowie der Zündtransistor 16 im Schalterbetrieb arbeiten, werden sie durch Verstärkungsschwankungen in ihrer Funktion nicht beeinflusst. Bei guter Temperaturkompensation lassen sich ausserdem unterschiedliche Verstellkennlinien durch die voneinander unabhängig arbeitenden Schaltungszweige realisieren.

Claims (7)

1. Zündanlage für Brennkraftmaschine mit einem Magnetgenerator, der einen Zündanker aufweist, welcher mit einem umlaufenden, von der Brennkraftmaschine angetriebenen Magnetsystem zusammenwirkt, in dessen Sekundärstromkreis mindestens eine Zündkerze liegt und in dessen Primärstromkreis ein elektronisches Zündschaltelement angeordnet ist, welches durch eine Steuerschaltung zum Zündzeitpunkt vom stromleitenden Zustand in den Sperrzustand gelangt, indem im unteren Drehzahlbereich ein erster Schaltungszweig mit parallel zum Zündanker liegenden Spannungsteiler und einem daran angeschlossenen ersten Steuerschalter das Zündschaltelement umsteuert und indem zur Sprungverstellung des Zündzeitpunktes in Richtung Frühzündung im oberen Drehzahlbereich ein zweiter Schaltungszweig mit einem drehzahlabhängigen Widerstandsglied und einem zweiten Steuerschalter das Zündschaltelement umsteuert, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Schaltungszweig einen mit der Schaltstrecke des Zündschaltelementes (16) in Reihe liegenden Strommesswiderstand (18) aufweist, zu dem ein Spannungsteiler (26, 27) parallel geschaltet ist, dessen einer Zweig das drehzahlabhängige Widerstandselement (26) bildet und dessen Abgriff (25) mit dem Steueranschluss des zweiten Steuerschalters (24) verbunden ist.
2. Zündanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das drehzahlabhängige Widerstandsglied (26) aus einem Widerstand (28) und einem dazu parallelen Kondensator (29) besteht und den mit dem Zündschaltelement (16) verbundenen Zweig des Spannungsteilers bildet.
3. Zündanlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Steueranschluss des zweiten Steuerschalters (24) über einen weiteren Widerstand (30) mit dem nicht am Messwiderstand (18) liegenden Anschluss des Zündschaltelementes (16) verbunden ist.
4. Zündanlage nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltstrecke des ersten und zweiten Steuerschalters (20, 24) zur Steuerstrecke des Zündschaltelementes (16) und mindestens einem Teil (18a) des Strommesswiderstandes (18) parallel geschaltet sind.
5. Zündanlage nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ein dritter, das Zündschaltelement (16) umsteuernder Schaltungszweig mit einem dritten Steuerschalter (33) zum ersten Schaltungszweig parallel geschaltet ist.
6. Zündanlage nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Steueranschlüsse des ersten, zweiten und dritten Steuerschalters (20, 24, 33) über je einen PTC-Widerstand (21 a, 30, 36a) mit dem Kollektor eines Dreifach-Darlington-Transistors als Zündschaltelement (16) verbunden sind.
7. Zündanlage nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die PCT-Widerstände (21a, 30, 36a) und das Zündschaltelement (16) in einem ersten IC-Baustein (37) und die drei Steuerschalter (20, 24 und 33) in einem weiteren IC-Baustein (38) enthalten sind.
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