EP0230405A1 - Zündanlage für brennkraftmaschinen mit einem magnetgenerator. - Google Patents

Zündanlage für brennkraftmaschinen mit einem magnetgenerator.

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EP0230405A1
EP0230405A1 EP85903812A EP85903812A EP0230405A1 EP 0230405 A1 EP0230405 A1 EP 0230405A1 EP 85903812 A EP85903812 A EP 85903812A EP 85903812 A EP85903812 A EP 85903812A EP 0230405 A1 EP0230405 A1 EP 0230405A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
ignition
control
switching element
resistor
circuit
Prior art date
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Granted
Application number
EP85903812A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP0230405B1 (de
Inventor
Lothar Gademann
Adam Hirt
Hartmut Michel
Hans-Dieter Schmid
Michael Schneider
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Robert Bosch GmbH
Original Assignee
Robert Bosch GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch GmbH filed Critical Robert Bosch GmbH
Publication of EP0230405A1 publication Critical patent/EP0230405A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP0230405B1 publication Critical patent/EP0230405B1/de
Expired legal-status Critical Current

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Classifications

    • F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
    • F02—COMBUSTION ENGINES; HOT-GAS OR COMBUSTION-PRODUCT ENGINE PLANTS
    • F02P—IGNITION, OTHER THAN COMPRESSION IGNITION, FOR INTERNAL-COMBUSTION ENGINES; TESTING OF IGNITION TIMING IN COMPRESSION-IGNITION ENGINES
    • F02P1/00—Installations having electric ignition energy generated by magneto- or dynamo- electric generators without subsequent storage
    • F02P1/08—Layout of circuits
    • F02P1/083—Layout of circuits for generating sparks by opening or closing a coil circuit

Definitions

  • the invention relates to an ignition system for internal combustion engines with a magnetic generator according to the preamble of the main claim.
  • a second circuit branch is provided for jump adjustment of the ignition timing, a control switch of the second circuit branch reversing the ignition switching element at the ignition timing having a speed-dependent resistance element for setting the so-called jump speed connected is.
  • a disadvantage of this known solution is that the ignition switching element is no longer completely controlled in the current-carrying state with the second circuit branch for jump adjustment, which results in a damping of the primary current and thus an increase in the primary voltage before the ignition time. Due to this increased primary voltage, the ignition point is in the direction Advance advance. Such damping of the primary current, however, also results in an undesirable reduction in the ignition voltage. This also makes it difficult to optimally adapt the adjustment characteristic in the idling and power range of the engine to the requirements.
  • the aim of the present solution is to improve an ignition system of the type described at the outset by easily adapting the timing of the ignition timing to the requirements of the engine and, in order to generate a high ignition voltage over the entire speed range, damping the primary current as little as possible.
  • the ignition system according to the invention with the characterizing features of the main claim has the advantage that in the lower speed range the ignition point is determined by the primary voltage before each ignition process, while in the upper speed range the ignition point is determined by the primary current.
  • the ignition system can be dimensioned in a simple manner in such a way that when a certain so-called jump speed is reached, the ignition point is shifted toward the early ignition by a desired amount.
  • this solution concept can be used to improve the ignition timing in the lower speed range or in the upper speed range independently of one another by additional circuitry measures if necessary.
  • a third circuit branch which reverses the ignition switching element, is advantageously connected in parallel with the third circuit branch with a third control switch, two overlapping adjustment characteristic curves being able to be generated by appropriate dimensioning of the two circuit branches, as a result of which even at low idle speeds, the desired ignition timing can be achieved.
  • FIG. 1 shows the ignition system according to the invention
  • FIG. 2 shows the adjustment characteristic of the ignition time of the ignition system
  • FIG. 3 shows a control circuit of the ignition system according to FIG. 1 which has been improved with additional measures. Description of the embodiments
  • FIG. 1 shows the circuit diagram of an ignition system for a single-cylinder internal combustion engine, which is supplied by a magneto 10.
  • the magneto is provided with a rotating magnet system 11 which has a permanent magnet 11a arranged between two pole shoes and is arranged on the outer circumference of a flywheel or fan wheel of the internal combustion engine, not shown.
  • the magnet system 11 interacts with an ignition armature 12 arranged on the housing of the internal combustion engine, which armature acts simultaneously as an ignition coil and is provided with a primary winding 13a and a secondary winding 13b.
  • the secondary winding is connected to a spark plug 15 of the internal combustion engine via an ignition cable 14.
  • the primary winding 13a of the ignition armature 12 is connected via the connections A, B to a primary circuit in which the switching path of an npn-conducting ignition transistor 16 is arranged.
  • the ignition transistor 16 is designed as a triple Darlington switching transistor, the collector of which is connected via a Z diode 17 to the grounded connection A of the primary winding 13a and the emitter via a current measuring resistor 18 at the connection B to the other end of the primary winding 13a is.
  • the base of the ignition transistor 16 is connected via a resistor 19 to the anode of the Zener diode 17, as a result of which the base potential of the ignition transistor 16 is raised and which at the same time serves to limit the inverse voltage.
  • the base of the control transistor 20 is connected via a resistor 21 to the collector of the ignition transistor 16 and via a capacitor 22 and resistor 23 connected in parallel to the terminal B.
  • the base of the ignition transistor 16 is connected to a second circuit branch, which has a second control switch in the form of an npn control transistor 24.
  • the switching path of the second control transistor 24 is parallel to that of the first control transistor 20.
  • the base of the second control transistor 24 is connected to the tap 25 of a voltage divider, which is connected in parallel to the current measuring resistor 18.
  • the upper branch of the voltage divider consists of a speed-dependent resistance element 26 and the lower branch of a resistor 27.
  • the speed-dependent resistance element 26 is formed from an ohmic resistor 28 and a capacitor 29 parallel to it. It lies between the tap 25 of the voltage divider and the emitter of the ignition transistor 16.
  • Another resistor 30 lies between the base of the second control transistor 24 and the collector of the ignition transistor 16.
  • an inverse diode 31 is connected in parallel with the switching path of the ignition transistor 16.
  • the mode of operation of the ignition system according to FIG. 1 will be explained in more detail with the aid of FIG. 2. It shows the course of the ignition timing of the internal combustion engine in degrees of crankshaft rotation based on the top dead center of the piston depending on the speed of the Internal combustion engine.
  • the dash-dotted curve a will be explained in more detail later, since it can only be realized by the circuit according to FIG. 3.
  • the curve b for the lower speed range is realized up to the so-called jump speed of approximately 4500 revolutions per minute by the circuit branch with the control transistor 20 in FIG. 1.
  • curve c for the upper speed range is realized by the second circuit branch with the second control transistor 24.
  • the rotating magnet system 11 During operation of the internal combustion engine, the rotating magnet system 11 generates positive and negative voltage half-waves in the primary winding 13a of the ignition armature 12. As seen from the ground connection of the primary winding 13a, the positive voltage half-waves via the inverse diode 31 and the Zener diode 17 are damped to such an extent that the other components of the ignition system are not endangered by the voltage peaks.
  • the negative voltage half-waves are required to generate the ignition energy and to trigger the ignition. With the beginning of each negative voltage half-wave, a control current first flows through the resistor 19 to the control path of the ignition transistor 16 and switches this into the current-conducting state. Now the primary current can flow over the switching path of the ignition transistor 16 with the downstream current measuring resistor 18.
  • the primary voltage also drives a control current via the resistor 21 and the resistor 23 with the parallel capacitor 22 of the first circuit branch and via the resistor 30 and the resistor 27 of the second circuit branch of the control circuit.
  • the capacitor 22 is charged by the control current in the first circuit branch.
  • a further control current flows through the voltage drop across the current measuring resistor 18 in the primary circuit via the voltage divider in parallel with the resistor element 26 and the resistor 27.
  • the ignition timing is delayed by the charge on the capacitor 22 by appropriate dimensioning of the first circuit branch.
  • the primary current is interrupted and a high-voltage pulse is generated in the secondary winding 13b, which causes an ignition spark at the spark plug 15.
  • the interruption of the primary current is accelerated by the simultaneous rise in the primary voltage, which is coupled via the resistor 21 to the base of the control transistor 20.
  • the resistor 23 connected in parallel with the capacitor 22 serves to tune the ignition timing and to discharge the capacitor 22 after the ignition process has subsided.
  • a further positive feedback of the primary voltage takes place via the resistors 30 and 27 in the second circuit branch, with which the second control transistor 24 is also turned on when the primary voltage pulse occurs and accelerates the interruption of the primary current.
  • the second control transistor 24 does not yet have any influence on the determination of the ignition timing, since the speed-dependent resistance element 26 is still too high-resistance and consequently the voltage drop occurring at the resistor 27 is not yet sufficient for the second control transistor 24 to trigger an ignition in the current-carrying Control state.
  • the total resistance of the resistance element 26 decreases, whereby the potential at the tap 25 of the voltage divider is raised. Since also the primary current with As the speed increases, the voltage drop across the current measuring resistor 18 consequently also increases with increasing speed, as a result of which the potential at tap 25 is also increased with increasing speed.
  • the potential at the tap 25 of the second circuit branch reaches the response voltage of the second control transistor 24 earlier with each full revolution of the magnet system 11 than the potential at the capacitor 22 of the first circuit branch Response voltage of the control transistor 20 reached.
  • the ignition timing is therefore determined with increasing speed by the second control transistor 24, which is switched into a current-conducting state by the potential at the tap 25 by a certain angular amount in front of the first control transistor 20 and thus blocks the ignition transistor 16 for triggering the ignition.
  • the adjustment characteristic curve in FIG. 2 is therefore raised from curve b to curve c, thereby adjusting the ignition timing in the direction of early adjustment.
  • the ignition timing would also be adjusted further in the direction of the early ignition following the dotted line c '. However, since this is often unfavorable for optimal power output of the internal combustion engine, this is suppressed by the resistor 30 at the base of the second control transistor 24, in that the control current flowing through the circuit branch with the resistors 30 and 27 until the ignition timing decreases with increasing speed and thus one counteracts further increase in the potential at the tap 25.
  • FIG. 3 shows a development of the ignition system according to FIG. 1, the components already described for FIG. 1 being provided with the same reference numbers.
  • the ignition transistor 16 is shown as a triple power Darlington with an inverse diode 31.
  • the current measuring resistor is divided into two partial resistors 18a and 18b, the tap 32 being connected between the two parts to the emitters of the control transistors 20 and 24.
  • a third circuit branch is provided with a third control transistor 30 in the control circuit, the switching path of which is connected to the switching paths of the other two control transistors 20 and 24 in parallel.
  • the base of the third control transistor 30 is connected via a capacitor 34 to terminal B of the primary circuit, to which resistor 35 is connected in parallel.
  • the base of the control transistor is also connected to the collector of the ignition transistor 16 via a further resistor 36.
  • the temperature response of the control switches 20, 24 and 33 is compensated for by a PTC resistor 21a, 36a and 30, via which the base of the control transistors 20, 24 and 33 is connected to the collector of the ignition transistor 16.
  • the PCT resistors 21a and 36a are connected upstream of the previous resistors 21 and 36.
  • the PCT resistors 21a, 36a, 30, the ignition transistor 16 with its coupling resistor 19 and the inverse diode 31 as well as the upstream Z-diode 17 are integrated in a first IC module 37.
  • the three control transistors 20, 24 and 33 are contained in a further IC module 38.
  • Both IC components 37 and 38 are combined on a substrate with the other components of the control circuit in hybrid design and connected to the primary winding 13a of the magnet generator 10 from FIG. 1 via the connections A and B.
  • the mode of operation of the ignition system with the control circuit shown in FIG. 3 essentially corresponds to the mode of operation described for FIG. 1.
  • the third circuit branch with the third control transistor 33 serves to determine the ignition point in the idling speed range with regard to the exhaust gas values of the internal combustion engine.
  • the reversal of the third control transistor 33 delayed by the charging of the capacitor 34 in the third circuit branch follows the dash-dotted line a in FIG. 2. Since this third circuit branch represents a parallel connection to the first circuit branch, the capacitor 34 and the resistors 35, 36 and 36a in the idling speed range, the response voltage of the control transistor 33 reaches earlier with each revolution of the magnet system 11 than the response voltage of the control transistor 20 in the first circuit branch.
  • a further delay in the ignition timing, which exceeds the peak of the current half-wave in the lower speed range, is achieved in that the emitter potential of the control transistors 20, 24 and 33 is increased by the voltage drop at part 18b of the current measuring resistor.
  • the ignition point is therefore determined in the idling speed range following the dash-dotted curve a in FIG. 2 by the third control transistor 33, by switching the ignition transistor into the current-carrying state to block the ignition. Since a certain time is required in each case for the charging of the capacitors 22 and 34 in the first and third circuit branches, the reversal of those assigned to them becomes necessary. Control transistors 20 and 33 decelerated further with increasing speed, which can be seen from the falling branch of curves a and b of the adjustment line according to FIG.
  • the delay in reversing the third Control transistor 33 is relatively large with increasing speed
  • the first circuit branch with the control transistor 20 takes over the triggering of the ignition at a speed of approximately 1500 min -1 .
  • the second circuit branch finally takes over the primary current coupling at the current measuring resistor 28a and 28b by triggering the second control transistor 24 and a related jump adjustment of the ignition timing in the direction of early ignition.
  • the resistor 30 prevents an early adjustment along the line c ′ caused by the speed-dependent resistance element 26.
  • the invention is not limited to the exemplary embodiments shown in FIGS. 1 and 2, since modifications in the circuit structure are possible. It is essential, however, that in order to implement a jump adjustment of the ignition timing in the lower speed range, the ignition timing depending on the primary voltage is determined by a first circuit branch with a first control switch, whereas in the upper speed range the ignition timing is triggered depending on the primary current.
  • the so-called jump speed or the jump speed range is determined by a resistance element that can be changed as a function of frequency or speed, in which the characteristic curve passes from the first part b realized by the first circuit branch to the second part c realized by the second circuit branch.
  • the ignition armature of the magnetic generator is arranged in the primary circuit on the middle leg of an E-shaped ignition armature in order to generate the strongest possible voltage half-wave used for ignition.
  • a sufficient ignition half-wave is also possible with a U-shaped iron core.
  • the ignition system With the ignition system according to the invention, high ignition voltages of more than 15 KV can be achieved in the idling and working range.
  • the various tilting circles enable the adjustment characteristic to be set well.
  • the ignition system is backflow-proof. Since the control transistors 20, 24 and 33 and the ignition transistor 16 operate in the switch mode, their function is not influenced by amplification fluctuations. With good temperature compensation, different adjustment characteristics can also be realized through the circuit branches working independently of each other.

Landscapes

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Description

Zündanlage für Brennkraftmaschinen mit einem Magnetgenerator
Stand der Technik
Die Erfindung geht aus yon einer Zündanlage für Brennkraftmaschinen mit einem Magnetgenerator nach der Gattung des Hauptanspruchs. Bei einer aus der US-PS 41 75 509 bekannten Zündanlage ist neben einem ersten Schaltungszweig zur Steuerung des Zündzeitpunktes ein zweiter Schaltungszweig zur Sprungverstellung des Zündzeitpunktes vorgesehen, wobei ein das Zündschaltelement zum Zündzeitpunkt umsteuernder Steuerschalter des zweiten Schaltungszweiges mit einem drehzahlabhängigen Widerstandsglied zur Einstellung der sogenannten Sprungdrehzahl verbunden ist. Nachteilig bei dieser bekannten Lösung ist, daß mit dem zweiten Schaltungszweig zur Sprungverstellung das Zündschalt element vor dem Zündzeitpunkt nicht mehr vollständig in den stromleitenden Zustand durchgesteuert wird, was eine Bedämpfung des Primärstromes und damit eine Erhöhung der Primärspannung vor dem Zündzeitpunkt zur Folge hat. Durch diese erhöhte Primärspannung wird der Zündzeitpunkt in Richtung Frühzündung vorverstellt. Eine derartige Bedämpfung des Primärstromes hat jedoch zugleich eine unerwünschte Herabsetzung der Zündspannung zur Folge. Dadurch ist es auch schwierig, die Verstellkennlinie im Leerlauf- und Leistungsbereich des Motors den Anforderungen optimal anzupassen.
Mit der vorliegenden Lösung wird angestrebt, eine Zündanlage der eingangs beschriebenen Art zu verbessern, indem die Verstellkennlinie des Zündzeitpunkt es den Erfordernissen des Motors leicht anzupassen ist und wobei zur Erzeugung einer hohen Zündspannung über den gesamten Drehzahlbereich der Primärstrom in einem möglichst geringen Maße bedämpft wird.
Vorteile der Erfindung
Die erfindungsgemäße Zündanlage mit den kennzeichnenden Merkmalen des Hauptanspruchs hat den Vorteil, daß in einfacher Weise im unteren Drehzahlbereich der Zündzeitpunkt durch die Primärspannung vor jeden Zündvorgang bestimmt wird, während im oberen Drehzahlbereich der Zündzeitpunkt vom Primärstrom bestimmt wird. Dadurch läßt sich die Zündanlage in einfacher Weise so dimensionieren, daß beim Erreichen einer bestimmten sogenannten Sprungdrehzahl der Zündzeitpunkt um einen gewünschten Betrag in Richtung Frühzündung verstellt wird. Als weiterer Vorteil ist anzusehen, daß sich durch dieses Lösungskonzept die Verstellkennlinie des Zündzeitpunktes im unteren Drehzahlbereich bzw. im oberen Drehzahlbereich voneinander unabhängig durch zusätzliche Schaltungsmaßnahmen im Bedarfsfall noch verbessern läßt.
Durch die in den Unteransprüchen aufgeführten Maßnahmen sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen der im Hauptanspruch angegebenen Merkmale möglich. Besonders vorteilhaft ist es, das drehzahlabhängige Widerstandsglied des zweiten Schaltungs zweiges aus einem Widerstand und einem dazu parallelen Kondensator zu bilden, so daß der Widerstandswert des Gliedes mit zunehmender Drehzahl abnimmt. Bildet ein solches Widerstandsglied den mit dem Zündschaltelement verbundenen Zweig des Spannungsteilers, so wird das Potential am zweiten Steuerschalter jeweils vor dem Zündzeitpunkt mit zunehmender Drehzahl angehoben.
Zur Beeinflussung der Verstellkennlinie des Zündzeitpunktes im oberen Drehzahlbereich ist es ferner vorteilhaft, den Steueranschluß des zweiten Steuerschalters über einen weiteren Widerstand mit dem nicht am Meßwiderstand angeschlossenen Ende der Primärwicklung zu verbinden. Im unteren Drehzahlbereich wird zur Beeinflussung der Verstellinie in vorteilhafter Weise ein dritter, das Zündschaltelement umsteuernder Schaltungszweig mit einem dritten Steuerschalter zum ersten Schaltungszweig parallel geschaltet, wobei durch eine entsprechende Dimensionierung der beiden Schaltungszweige zwei sich überlagernde Verstellkennlinien erzeugt werden können, wodurch auch bei kleinen Leerlaufdrehzahlen der gewünschte Zündzeitpunkt erzielbar ist.
Zeichnung
Zwei Aus führungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen Figur 1 die erfindungsgemäße Zündanlage, Figur 2 die Verstellkennlinie des Zündzeitpunktes der Zündanlage und Figur 3 zeigt eine mit zusätzlichen Maßnahmen verbesserte Steuerschaltung der Zündanlage nach Figur 1. Beschreibung der Ausführungsbeispiele
In Figur 1 ist das Schaltbild einer Zündanlage für eine Einzylinder-Brennkraftmaschine dargestellt, die von einem Magnetzünder 10 versorgt wird. Der Magnetzünder ist mit einem umlaufenden Magnetsystem 11 versehen, das einen zwischen zwei Po ls chuhen angeordneten Dauermagneten 11a aufweist und am äußeren Umfang eines Schwung- oder Lüfterrades der nicht dargestellten Brennkraftmaschine angeordnet ist. Das Magnetsystem 11 wirkt mit einem am Gehäuse der Brennkraftmaschine angeordneten Zündanker 12 zusammen, der gleichzeitig als Zündspule wirkt und mit einer Primärwicklung 13a und einer Sekundärwicklung 13b versehen ist. Die Sekundärwicklung ist über ein Zündkabel 14 mit einer Zündkerze 15 der Brennkraftmaschine verbunden. Die Primärwicklung 13a des Zündankers 12 ist über die Anschlüsse A, B an einen Primärstromkreis angeschlossen, in dem die Schalt strecke eines npn-leitenden Zündtransistors 16 angeordnet ist. Der Zündtransistor 16 ist als Dreifach-Darlington-Schalttransistor ausgebildet, dessen Kollektor über eine Z-Diode 17 mit dem auf Masse gelegten Anschluß A der Primärwicklung 13a und de s s en Emitter über einen Strommeßwiderstand 18 am Anschluß B mit dem anderen Ende der Primärwicklung 13a verbunden ist. Die Basis des Zündtransistors 16 ist über einen Widerstand 19 mit der Anode der Z-Diode 17 verbunden, wodurch das Basispotential des Zündtransistors 16 angehoben wird und die gleichzeitig zur Begrenzung der Inversspannung dient. Die aus Basis-Emitter gebildete Steuerstrecke des Zündtransistors 16 ist mit einer Steuerschaltung verbunden, welche einen ersten Schaltungszweig mit einem ersten Steuerschalter aufweist, der als npn-Steuertransistor 20 ausgebildet ist und zur Steuerstrecke des Zündtransistors 16 und dem dazu in Reihe liegenden Strommeßwiderstand 18 parallel geschaltet ist. Die Basis des Steuertransistors 20 ist über einen Widerstand 21 mit dem Kollektor des Zündtransistors 16 verbunden sowie über einen Kondensator 22 und dazu parallel geschalteten Widerstand 23 mit dem Anschluß B verbunden.
Zur Sprungverstellung des Zündzeitpunktes in Richtung Frühzündung im oberen Drehzahlbereich ist die Basis des Zündtransistors 16 mit einem zweiten Schaltungszweig verbunden, der einen zweiten Steuerschalter in Form eines npn-Steuertransistors 24 aufweist. Der zweite Steuertransistor 24 liegt mit seiner Schaltstrecke parallel zu der des ersten Steuertransistors 20. Die Basis des zweiten Steuertransistors 24 ist mit dem Abgriff 25 eines Spannungsteilers verbunden, welcher zum Strommeßwiderstand 18 parallel geschaltet ist. Der obere Zweig des Spannungsteilers besteht aus einem drehzahlabhängigen Widerstandsglied 26 und der untere Zweig aus einem Widerstand 27. Das drehzahlabhängige Widerstandsglied 26 ist aus einem ohmschen Widerstand 28 und einem dazu parallelen Kondensator 29 gebildet. Es liegt zwischen dem Abgriff 25 des Spannungsteilers und dem Emitter des Zündtransistors 16. Ein weiterer Widerstand 30 liegt zwischen der Basis des zweiten Steuertransistors 24 und dem Kollektor des Zündtransistors 16. Außerdem ist eine Inversdiode 31 zur Schaltstrecke des Zündtransistors 16 parallel geschaltet.
Die Wirkungsweise der Zündanlage nach Figur 1 soll mit Hilfe der Figur 2 näher erläutert werden. Sie zeigt den Verlauf des Zündzeitpunktes der Brennkraftmaschine in Graden der Kurbelwellendrehung bezogen auf den oberen Totpunkt des Kolbens abhängig von der Drehzahl der Brennkraftmaschine. Die strichpunktierte Kurve a wird später näher erläutert, da sie erst durch die Schaltung nach Figur 3 realisierbar ist. Die Kurve b für den unteren Drehzahlbereich wird bis zu der sogenannten Sprungdrehzahl von etwa 4500 Umdrehungen pro Minute durch den Schaltungszweig mit dem Steuertransistor 20 in Figur 1 realisiert. Die Kurve c für den oberen Drehzahlbereich wird dagegen durch den zweiten Schaltungszweig mit dem zweiten Steuertransistor 24 realisiert.
Beim Betrieb der Brennkraftmaschine werden durch das umlaufende Magnetsystem 11 in der Primärwicklung 13a des Zündankers 12 positive und negative Spannungshalbwellen erzeugt. Von dem auf Masse liegenden Anschluß der Primärwicklung 13a aus gesehen, werden die positiven Spannungshalbwellen über die Inversdiode 31 und die Z-Diode 17 so weit bedämpft, daß durch die Spannungsspitzen die übrigen Bauelemente der Zündanlage nicht gefährdet werden. Die negativen Spannungshalbwellen werden zur Erzeugung der Zündenergie sowie zur Auslösung der Zündung benötigt. Mit dem Beginn einer jeden negativen Spannungshalbwelle fließt zunächst ein Steuerstrom über den Widerstand 19 zur Steuerstrecke des Zündtransistors 16 und schaltet diesen in den stromleitenden Zustand um. Nunmehr kann über die Schalt strecke des Zündtransistors 16 mit dem nachgeschalteten Strommeßwiderstand 18 der Primärstrom fließen. Die Primärspannung treibt außerdem jeweils einen Steuerstrom über den Widerstand 21 und den Widerstand 23 mit dem parallelen Kondensator 22 des ersten Schaltungszweiges sowie über den Widerstand 30 und den Widerstand 27 des zweiten Schaltungszweiges der Steuerschaltung. Durch den Steuerstrom im ersten Schaltungszweig wird der Kondensator 22 aufgeladen. Außerdem fließt durch den Spannungsabfall am Strommeßwiderst and 18 im Primärstromkreis ein weiterer Steuerstrom über den dazu parallel liegenden Spannungsteiler mit dem Widerstandselement 26 und dem Widerstand 27. Im unteren Drehzahlbereich wird durch eine entsprechende Dimensionierung des ersten Schaltungszweiges der Zündzeitpunkt durch die Ladung am Kondensator 22 verzögert. Sobald der Kondensator 22 auf die Ansprechspannung des Steuertransistors 20 geladen ist, geht dieser vom Sperrzustand in den stromleitenden Zustand über, wodurch die Steuerstrecke des Zündtransistors 16 kurzgeschlossen wird. Der Primärstrom wird unterbrochen und dadurch in der Sekundärwicklung 13b ein Hochspannungsimpuls erzeugt, der an der Zündkerze 15 einen Zündfunken zur Folge hat. Die Unterbrechung des Primärstromes wird dabei durch den gleichzeitigen Anstieg der Primärspannung beschleunigt, die über den Widerstand 21 auf die Basis des Steuertransistors 20 mitgekoppelt ist. Der zum Kondensator 22 parallel geschaltete Widerstand 23 dient zur Abstimmung des Zündzeitpunktes und zur Entladung des Kondensators 22 nach dem Abklingen des Zündvorganges. Eine weitere Mitkopplung der Primärspannung erfolgt über die Widerstände 30 und 27 im zweiten Schaltungs zweig, mit denen auch der zweite Steuertransistor 24 mit dem Auftreten des Primärspannungsimpulses leitend geschaltet wird und die Unterbrechung des Primärstromes beschleunigt.
Im unteren Drehzahlbereich hat der zweite Steuertransistor 24 auf die Bestimmung des Zündzeitpunktes noch keinen Einfluß, da das drehzahlabhängige Widerstandsglied 26 noch zu hochohmig ist und folglich der am Widerstand 27 auftretende Spannungsabfall noch nicht ausreicht, um den zweiten Steuertransistor 24 zur Auslösung einer Zündung in den stromleitenden Zustand zu steuern. Mit steigender Drehzahl und somit mit zunehmender Frequenz nimmt der Gesamtwiderstand des Widerstandsgliedes 26 ab, wodurch am Abgriff 25 des Spannungsteilers das Potential angehoben wird. Da außerdem der Primärstrom mit zunehmender Drehzahl ateigt, erhöht sich folglich auch der Spannungsabfall am Strommeßwiderstand 18 mit zunehmender Drehzahl, wodurch das Potential am Abgriff 25 ebenfalls mit zunehmender Drehzahl angehoben wird. Beim Erreichen der sogenannten Sprungdrehzahl bzw. eines Drehzahlbereiches von etwa 4500 min-1 erreicht nun das Potential am Abgriff 25 des zweiten Schaltungs zweiges die Ansprechspannung des zweiten Steuertransistors 24 mit jeder vollen Umdrehung des Magnetsystems 11 früher als das Potential am Kondensator 22 des ersten Schaltungszweiges die Ansprechspannung des Steuertransistors 20 erreicht. Der Zündzeitpunkt wird daher mit weiter zunehmender Drehzahl durch den zweiten Steuertransistor 24 bestimmt, der durch das Potential am Abgriff 25 um einen bestimmten Winkelbetrag vor dem ersten Steuertransistor 20 in den stromleitenden Zustand umgesteuert wird und damit den Zündtransistor 16 zur Auslösung der Zündung sperrt. Die Verstellkennlinie in Figur 2 wird daher von der Kurve b auf die Kurve c angehoben und dadurch eine Verstellung des Zündzeitpunktes in Richtung Frühverstellung erzielt. Da mit weiter zunehmender Drehzahl der Widerstandswert des Widerstandsgliedes 26 weiter abnimmt, würde auch der Zündzeitpunkt der gepunkteten Linie c' folgend weiter in Richtung Frühzündung verstellt. Da dies jedoch für eine optimale Leistungsabgabe der Brennkraftmaschine oftmals ungünstig ist wird dies durch den Widerstand 30 an der Basis des zweiten Steuertransistors 24 unterdrückt, indem der bis zum Zündzeitpunkt über den Schaltungszweig mit den Widerständen 30 und 27 fließende Steuerstrom mit zunehmender Drehzahl abnimmt und damit einer weiteren Anhebung des Potentials am Abgriff 25 entgegenwirkt.
Figur 3 zeigt eine Weiterbildung der Zündanlage nach Figur 1, wobei die zu Figur 1 bereits beschriebenen Bauelemente mit gleichen Bezugsziffern versehen sind. Der Zündtransistor 16 ist dabei als Dreifach-LeistungsDarlington mit Inversdiode 31 dargestellt. Der Strommeßwiderstand wird in zwei Teilwiderstände 18a und 18b aufgeteilt, wobei der Abgriff 32 zwischen beiden Teilen mit den Emittern der Steuertransistoren 20 und 24 verbunden ist. Zur Bestimmung des Zündzeitpunktes im Leerlaufbereich ist in der Steuerschaltung ein dritter Schaltungszweig mit einem dritten Steuertransistor 30 vorgesehen, dessen Schalt strecke zu den Schalt strecken der beiden anderen Steuertransistoren 20 und 24 parallel geschaltet ist. Die Basis des dritten Steuertransistors 30 liegt über einen Kondensator 34 am Anschluß B des Primärstromkreises, zu dem Widerstand 35 parallel geschaltet ist. Über einen weiteren Widerstand 36 ist die Basis des Steuertransistors außerdem mit dem Kollektor des Zündtransistors 16 verbunden. Der Temperaturgang der Steuerschalter 20, 24 und 33 wird durch je einen PTC-Widerstand 21a, 36a und 30 ausgeglichen, über die jeweils die Basis der Steuertransistoren 20, 24 und 33 mit dem Kollektor des Zündtransistors 16 verbunden ist. Die PCT-Widerstände 21a und 36a sind dabei den bisherigen Widerständen 21 und 36 vorgeschaltet.
Um eine räumlich kleine und preisgünstig herzustellende Steuerschaltung realisieren zu können, sind die PCT-Widerstände 21a, 36a, 30, der Zündtransistor 16 mit seinem Koppelwiderstand 19 und der Inversdiode 31 sowie die vorgeschaltete Z-Diode 17 in einem ersten IC-Baustein 37 integriert. Die drei Steuertransistoren 20, 24 und 33 sind in einem weiteren IC-Baustein 38 enthalten. Beide IC-Bausteine 37 und 38 werden auf einem Substrat mit den übrigen Bauelementen der Steuerschaltung in Hybrid-Ausführung vereinigt und über die Anschlüsse A und B an die Primärwicklung 13a des Magnetgenerators 10 aus Figur 1 angeschlossen. Die Wirkungsweise der Zündanlage mit der in Figur 3 dargestellten Steuerschaltung entspricht im wesentlichen der zu Figur 1 beschriebenen Wirkungsweise. Der dritte Schaltungszweig mit dem dritten Steuertransistor 33 dient zur Bestimmung des Zündzeitpunktes im Leerlauf-Drehzahlbereich im Hinblick auf die Abgaswerte der Brennkraftmaschine. Die durch die Ladung des Kondensators 34 im dritten Schaltungszweig verzögerte Umsteuerung des dritten Steuertransistors 33 folgt der strichpunktierten Linie a in Figur 2. Da dieser dritte Schaltungszweig eine Parallelschaltung zum ersten Schaltungszweig darstellt, wird durch entsprechende Dimensionierung des Kondensators 34 und der Widerstände 35, 36 und 36a im Leerlaufdrehzahlbereich die Ansprechspannung des Steuertransistors 33 mit jeder Umdrehung des Magnetsystems 11 früher erreicht als die Ansprechspannung des Steuertransistors 20 im ersten Schaltungszweig. Eine weitere Verzögerung des Zündzeitpunktes, die im unteren Drehzahlbereich über den Scheitelpunkt der Stromhalbwelle hinausgeht, wird dadurch erreicht, daß das Emitterpotential der Steuertransistoren 20, 24 und 33 durch den Spannungsabfall am Teil 18b des Strommeßwiderstandes angehoben wird. Der Zündzeitpunkt wird daher im Leerlaufdrehzahlbereich der strichpunktierten Kurve a in Figur 2 folgend durch den dritten Steuertransistor 33 bestimmt, durch dessen Umsteuerung in den stromleitenden Zustand der Zündtransistor zur Zündungsauslösung gesperrt wird. Da für die Aufladung der Kondensatoren 22 und 34 im ersten und dritten Schaltungszweig jeweils eine bestimmte Zeit erforderlich ist, wird die Umsteuerung der ihnen zugeordneten. Steuertransistoren 20 und 33 mit zunehmender Drehzahl weiter verzögert, was durch den abfallenden Ast der Kurven a und b der Verstellinie nach Figur 2 erkennbar ist. Da im dritten Schaltungszweig gemäß der Kurve a die Verzögerung bei der Umsteuerung des dritten Steuertransistors 33 bei zunehmender Drehzahl relativ groß ist, übernimmt der erste Schaltungszweig mit dem Steuertransistor 20 die Auslösung der Zündung bei einer Drehzahl von etwa 1500 min-1. Bei einer Drehzahl von 4500 min übernimmt schließlich der zweite Schaltungszweig über die Primärstromkopplung am Strommeßwiderstand 28a und 28b die Zündauslösung durch Umsteuern des zweiten Steuertransistors 24 und einer damit verbundenen Sprungverstellung des Zündzeitpunktes in Richtung Frühzündung. Im oberen Drehzahlbereich wird durch den Widerstand 30 eine durch das drehzahlabhängige Widerstandsglied 26 verursachte Frühverstellung nach der Linie c' verhindert.
Die Erfindung ist nicht auf die dargestellten Ausführungsbeispiele nach Figur 1 und 2 beschränkt, da Abwandlungen im Schaltungsaufbau möglich sind. Wesentlich ist jedoch, daß zur Realisierung einer Sprungverstellung des Zündzeitpunktes im unteren Drehzahlbereich der Zündzeitpunkt von der Primärspannung abhängig durch einen ersten Schaltungszweig mit einem ersten Steuerschalter bestimmt wird, wogegen im oberen Drehzahlbereich der Zündzeitpunkt in Abhängigkeit vom Primärstrom ausgelöst wird. Dabei wird durch ein frequenz- bzw. drehzahlabhängig veränderbares Widerstandsglied die sogenannte Sprungdrehzahl bzw. der Sprungdrehzahlbereich bestimmt, bei dem die Kennlinie vom ersten, durch den ersten Schaltungszweig realisierten Teil b auf den zweiten, vom zweiten Schaltungszweig realisierten Teil c übergeht. Der Zündanker des Magnetgenerators wird zur Erzeugung einer möglichst kräftigen, zur Zündung verwendeten Spannungshalbwelle im Primärstromkreis auf den mittleren Schenkel eines E-förmigen Zündankers angeordnet. Eine ausreichende Zündungshalbwelle ist aber auch bei einem U-förmigen Eisenkern möglich. In vorteilhafter Weise wird die gesamte Schaltungsanordnung in einem Gehäusebecher des Zündankers 12 vergossen. Dabei ist es zur Realisierung der Erfindung unerheblich, welches Ende der Primärwicklung 13a auf Masse gelegt ist. Für die Kapazitäten der Schaltungsausführung können Kondensatoren in gedruckter Schaltung oder Chipkondensatoren verwendet werden. Da bei einem Zündanker mit einem E-Eisenkern die zur Zündung ausgenutzte mittlere Spannungshalbwelle wesentlich stärker ist als die vor- und nachgelagerten Spannung-shalbwellen entgegengesetzter Polarität, ist eine solche Zündanlage außerdem im erforderlichen Drehzahlbereich rücklaufsicher, da bei einer Potent ialumkehrung der schwächeren Halbwellen im Rücklauf keine Zündung ausgelöst wird. Ein Abgleich für den Übergang der Verstellinie zwischen den einzelnen Abschnitten der Kurven a , b und c aus Figur 2 kann dadurch verändert werden, daß die Widerstände 23, 27 und 35 in den drei Schaltungszweigen als Abgleichwiderstände ausgebildet werden.
Mit der erfindungsgemäßen Zündanlage können im Leerlaufund Arbeitsbereich hohe Zündspannungen von mehr als 15 KV erzielt werden. Durch die verschiedenen Kippkreise ist eine gute Einstellung der Verstellkennlinie möglich. Trotz geringer Leerlaufdrehzahl ist die Zündanlage rücklaufsicher. Da die Steuertransistoren 20, 24 und 33 sowie der Zündtransistor 16 im Schalterbetrieb arbeiten, werden sie durch Verstärkungsschwankungen in ihrer Funktion nicht beeinflußt. Bei guter Temperaturkompensation lassen sich außerdem unterschiedliche Verstellkennlinien durch die voneinander unabhängig arbeitenden Schaltungs zweige realisieren.

Claims

Ansprüche
1. Zündanlage für Brennkraftmaschinen mit einem Magnetgenerator, der einen Zündanker aufweist, welcher mit einem umlaufenden, von der Brennkraftmaschine angetriebenen Magnetsystem zusammenwirkt, in dessen Sekundärstromkreis mindestens eine Zündkerze liegt und in dessen Primärstromkreis ein elektronisches Zündschaltelement angeordnet ist, welches durch eine Steuerschaltung zum Zündzeitpunkt vom stromleitenden Zustand in den Sperrzustand gelangt, indem im unteren Drehzahlbereich ein erster Schaltungszweig mit parallel zum Zündanker liegenden Spannungsteiler und einem daran angeschlossenen ersten Steuerschalter das Zundschaltelement umsteuert und indem zur Sprungverstellung des Zündzeitpunktes in Richtung Frühzündung im oberen Drehzahlbereich ein zweiter Schaltungszweig mit einem drehzahlabhängigen Widerstandsglied und einem zweiten Steuerschalter das Zündschaltelement umsteuert, dadurch gekennzeichnet, daß der zweit e Schal tungs zwe i g e inen mit der S chalt strecke des Zündschaltelementes (16) in Reihe liegenden Strommeßwiderstand (18) aufweist, zu dem ein Spannungsteiler (26, 27) parallel geschaltet ist, dessen einer Zweig das drehzahlabhängige Widerstandselement (26) bildet und dessen Abgriff (25) mit dem Steueranschluß des zweiten Steuerschalters ( 24 ) verbunden ist.
2. Zündanlage nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das drehzahlabhängige Widerstandsglied (26) aus einem Widerstand (28) und einem dazu parallelen Kondensator (29) besteht und den mit dem Zündschaltelement (16) verbundenen Zweig des Spannungsteilers bildet.
3. Zündanlage nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Steueranschluß des zweiten Steuerschalters (24) über einen weiteren Widerstand (30) mit dem nicht am Meßwiderstand (18) liegenden Anschluß des Zündschaltelementes (16) verbunden ist.
4 . Zündanlage nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalt strecke des ersten und zweiten Steuerschalters (20, 24 ) zur Steuerstrecke des Zündschaltelementes (16) und mindestens einem Teil (18a) des Strommeßwiderstandes (18) parallel geschaltet sind.
5. Zündanlage nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein dritter, das Zündschaltelement (16) umsteuernder Schaltungszweig mit einem dritten Steuerschalter (33) zum ersten Schaltungszweig parallel geschaltet ist.
6. Zündanlage nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steueranschlüsse des ersten, zweiten und dritten Steuerschalters (20, 24 , 33) über je einen PTC-Widerstand (21a, 30, 36a) mit dem Kollektor eines Dreifach-Darlington-Transistors als Zündschaltelement (16) verbunden sind.
7. Zündanlage nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die PCT-Widerstände (21a, 30, 36a) und das Zündschaltelement (16) in einem ersten IC-Baustein (37) und die drei Steuerschalter (20, 24 und 33) in einem weiteren IC-Baustein (38) enthalten sind.
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