DE10033575B4 - Verfahren und Vorrichtung zur Abschätzung der Frequenz eines digitalen Signals - Google Patents

Verfahren und Vorrichtung zur Abschätzung der Frequenz eines digitalen Signals Download PDF

Info

Publication number
DE10033575B4
DE10033575B4 DE10033575A DE10033575A DE10033575B4 DE 10033575 B4 DE10033575 B4 DE 10033575B4 DE 10033575 A DE10033575 A DE 10033575A DE 10033575 A DE10033575 A DE 10033575A DE 10033575 B4 DE10033575 B4 DE 10033575B4
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
impulse response
phase
filter
triangular
frequency
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
DE10033575A
Other languages
English (en)
Other versions
DE10033575A1 (de
Inventor
Kurt Dr. Schmidt
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Original Assignee
Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Rohde and Schwarz GmbH and Co KG filed Critical Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Priority to DE10033575A priority Critical patent/DE10033575B4/de
Priority to US09/901,644 priority patent/US6407684B1/en
Priority to JP2001211364A priority patent/JP2002090400A/ja
Publication of DE10033575A1 publication Critical patent/DE10033575A1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE10033575B4 publication Critical patent/DE10033575B4/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R23/00—Arrangements for measuring frequencies; Arrangements for analysing frequency spectra
    • G01R23/02—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage
    • G01R23/12—Arrangements for measuring frequency, e.g. pulse repetition rate; Arrangements for measuring period of current or voltage by converting frequency into phase shift
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00—Networks using digital techniques
    • H03H17/02—Frequency selective networks
    • H03H17/0283—Filters characterised by the filter structure
    • H03H17/0286—Combinations of filter structures

Abstract

Verfahren zur Abschätzung der Frequenz (f ^) eines komplexen, digitalen Eingangssignals (x(k)) mit folgenden Verfahrensschritten:
– Bestimmen (2) der Phase (φ(k) = arg (x(k))) des Eingangssignals (x(k)),
– Erzeugen (3) der Phasendifferenz (φdiff1(k)) zwischen benachbarten Abtastwerten der Phase (φ(k), φ(k – 1)),
– Mitteln der Phasendifferenz (φdiff1(k)) mit einem Filter (4), das eine trapezförmige Impulsantwort (hM(k)) hat,
– Umrechnen der Phasendifferenz-Werte in Frequenz-Werte,
dadurch gekennzeichnet,
daß die trapezförmige Impulsantwort (hM(k)) durch Überlagerung einer ersten dreieckförmigen Impulsantwort (h1(k)) mit einer gegenüber der ersten dreieckförmigen Impulsantwort (h1(k)) zeitlich verschobenen zweiten dreieckförmigen Impulsantwort (h2(k)) erzeugt wird.

Description

  • Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Abschätzung der Frequenz eines digitalen Signals.
  • Ein Verfahren nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 ist aus J.K. Wolf und J.W. Schwartz "Comparison of Estimators for Frequency Offset", IEEE Transactions on Communications, Vol. 38, Nr. 1, Januar 1990, Seiten 124–127 bekannt. In diesem Artikel wird vorgeschlagen, die Phase des komplexen digitalen Eingangssignals zu differenzieren und die differenzierte Phase einem Mittelungsfilter zuzuführen. In dem Artikel wird gezeigt, daß die ideale Impulsantwort des Mittelungsfilters parabelförmig ist. Der parabelförmige Verlauf der Impulsantwort des Mittelungsfilters kann durch einen trapezförmigen Verlauf mit einem ansteigenden Bereich, einem konstanten Bereich und einem abfallenden Bereich relativ gut approximiert werden. Die Standardabweichung des Schätzfehlers steigt gegenüber der Verwendung eines idealen Mittelungsfilters mit parabolischer Impulsantwort nur um etwa 6% an. Es kann deshalb von einem suboptimalen Frequenzschätzer gesprochen werden.
  • Würde man das in dem vorstehend genannten Artikel genannte Filter mit trapezförmiger Impulsantwort unmittelbar implementieren, so sind relativ viele Multiplikationen durchzuführen, da jeder Abtastwert innerhalb des Beobachtungsintervalls mit einem entsprechenden Koeffizienten zu multiplizieren ist.
  • Das aus der DE 43 02 679 A1 bekannte Verfahren zur Momentanfrequenz-Detektion geht ebenfalls davon aus, daß die Momentanfrequenz eines Signals die zeitliche Ableitung seines Phasenwinkelverlaufs darstellt. Aus den digitalen Abtastwerten eines Eingangssignals werden zu jedem Abtasttakt Phasenworte gebildet. Mittels eines 2er-Komplement-Kodierers werden aus jedem Phasenwort zwei kodierte Phasenworte ermittelt. Durch eine Verzögerungsschaltung werden verzögerte und unverzögerte kodierte Phasenworte erzeugt, deren digitale Addition zunächst vorläufige Frequenzworte ergibt, aus denen schließlich mittels einer digitalen Mittelwertbildung die endgültigen Frequenzworte berechnet werden.
  • Aus HOGENAUER, E.B.: "An Economical Class of Digital Filters for Decimation and Interpolation", IEEE Transactions on Acoustics, Speech and Signal Processing, April 1981, Vol. ASSP-29 No. 2, Seiten 155–162 sind kaskadierte Integrator-Differenzierfilter (CIC-Filter) bekannt, die zur Decimation, d. h. zur Abtastratenreduzierung verwendet werden. Eine Frequenzschätzung wird in dieser Druckschrift nicht angesprochen.
  • Die DE 198 10 695 A1 beschreibt ein Verfahren zur Detektion eines gepulsten Nutzsignals, bei dem aus dem Eingangssignal durch eine Phasen-/Digital-Wandlung zunächst eine Folge digitaler Phasenwerte gebildet wird, von jeweils zwei benachbarten Phasenwerten eine Folge von ersten Phasendifferenzen gebildet wird, aus jeweils zwei ersten Phasendifferenzen durch eine Differenzbildung eine Folge von zweiten Phasendifferenzen gebildet wird, zu den zweiten Phasendifferenzen die zugehörigen Absolutbeträge gebildet werden und schließlich die Absolutbeträge einem digitalen Tiefpaß mit vorgebbarer Integrationszeit, die an das zu detektierende Nutzsignal anpassbar ist, zugeleitet werden.
    •
  • Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Abschätzung der Frequenz eines digitalen Eingangssignals anzugeben, bei welchem die trapezförmige Impulsantwort des Mittelungsfilters in einfacher Weise möglichst ohne gatterintensive Multiplizierer erzeugt wird.
  • Die Aufgabe wird bezüglich des Verfahrens durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 und bezüglich der Vorrichtung durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 6 gelöst. In den Unteransprüchen sind vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung angegeben.
  • Die Erfindung macht sich die Erkenntnis zunutze, daß die trapezförmige Impulsantwort durch Überlagerung zweier zeitlich zueinander verschobener dreieckförmiger Impulsantworten erzeugt werden kann. Die dreieckförmigen Impulsantworten können durch Falten zweier rechteckförmiger Impulsantworten erzeugt werden, wobei die gegenüber der ersten dreieckförmigen Impulsantwort zeitlich verschobene zweite dreieckförmige Impulsantwort durch Falten mit einem Dirac-Impuls gewonnen werden kann. Die rechteckförmigen Impulsantworten können durch eine Kombination aus Integrierer und Differenzierer erzeugt werden, wobei der Differenzierer eine herabgesetzte Abtastrate hat, deren Abtastperiode der zeitlichen Länge der rechteckförmigen Impulsantwort, also einem Drittel der Beobachtungszeit, entspricht. Durch den Differenzierer wird deshalb der Anfangswert des Integrierers von dem Endwert des Integrierers abgezogen. Die zeitliche Breite der rechteckförmigen Impulsantwort entspricht einem Drittel der resultierenden trapezförmigen Impulsantwort.
    •
  • Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben. In der Zeichnung zeigen:
  • 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Frequenzabschätzers,
  • 2 ein detailliertes Blockschaltbild des Mittelungsfilters des in 1 dargestellten erfindungsgemäßen Frequenzabschätzers;
  • 3 die ideale Impulsantwort des Mittelungsfilters,
  • 4 die approximierte, trapezförmige Impulsantwort des Mittelungsfilters;
  • 5 und 6 zwei zeitlich verschobene, dreieckförmige Impulsantworten zur Erzeugung der in 1 dargestellten trapezförmigen Impulsantwort, und
  • 7 zwei rechteckförmige Impulsantworten deren Faltung die in 5 dargestellte dreieckförmige Impulsantwort ergibt.
  • 1 zeigt ein Blockschaltbild eine Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Frequenzschätzers. Ein digitales Eingangssignal x(k) sei durch ein unverrauschtes Eingangssignal y(k) mit
    Figure 00050001
    und ein gaußverteiltes, unkorreliertes Rauschsignal n(k) durch Addition in einem Addierer 1 zusammengesetzt. In der Formel (1) bedeutet f die abzuschätzende Frequenz, k den Zählindex für die Abtastwerte, Ta1 die Abtastperiode und φ0 eine konstante Phasenverschiebung.
  • Der unverrauschte Anteil y(k) hat dabei eine Leistung C und der Rauschanteil n(k) hat eine Leistung N, wobei jeweils N/2 auf den Realteil und den Imaginärteil fällt. Der Störabstand beträgt somit C/N.
  • Das Eingangssignal x(k) wird einer Phasenerfassungs-Einrichtung 2 zugeführt, die den Phasenanteil des komplexen Signals x(k) durch Anwendung der arg-Funktion ermittelt. Am Ausgang der Phasenerfassungs-Einrichtung 2 steht die Phase φ(k)/π auf π normiert zur Verfügung. In einem nachfolgenden Differenzbilder 3 wird die Differenz zweier benachbarter Abtastwerte φ(k)/π und φ(k – 1)/π der Phase berechnet. Hier kann ein Differenzbilder in Wrap-Arithmetik verwendet werden, dessen Wertebereich zwischen –1 und 1 liegt, so daß 2π-Phasensprünge automatisch korrigiert werden. Die Phasendifferenz-Werte φdiff1(k)/π, die am Ausgang des Differenzbilders 3 erzeugt werden, werden einem noch näher zu beschreibenden Filter 4 zugeführt, das eine Impulsantwort hM(k) hat. Oberhalb des Filters 4 ist die ideale Impulsantwort hid(k) des Filters 4 in ununterbrochener Linienführung dargestellt. Mit unterbrochener Linienführung ist eine daran angenäherte trapezförmige Impulsantwort hM(k) eines im Rahmen der Erfindung verwendeten Filters 4 dargestellt. In dem Filter 4 werden die Phasendifferenz-Werte φdiff1(k)/n über eine Beobachtungslänge Ta2 unter Berücksichtigung der sich durch die Impulsantwort h(k) ergebenden Gewichtung gemittelt. Die Gewichtung erfolgt über eine vorgegebene Anzahl (in den 3 und 4 beispielsweise 60) von Abtastwerten (Samples).
  • Nach dem Ablauf einer Beobachtungslänge Ta2 soll jeweils ein gemittelter Phasendifferenz-Wert φdiff2(k)/π ausgegeben werden. Deswegen ist noch in einem Abtast-Konverter 5 die Abtastrate um das Verhältnis aus Beobachtungszeit Ta2 und Abtastperiode Ta1 herabzusetzen. Dies ist sinnvoll, da sonst die Schätzfehler miteinander korreliert wären. In 1 ist dies auch dadurch angedeutet, daß vom Eingang bis zu dem Abtast-Konverter 5 mit einer Abtastrate bzw. Taktfrequenz fa1 = 1/Ta1 und ab dem Abtast-Konverter mit einer Abtastrate bzw. Taktfrequenz fa2 = 1/Ta2 gearbeitet wird.
  • Die am Ausgang des Abtast-Konverters 5 zur Verfügung stehenden, auf π normierten Phasendifferenz-Werte φdiff2(k)/π unterscheiden sich noch durch den Faktor 1/(2·Ta1) bzw. 1/2 fa1 von der abzuschätzenden Frequenz f. Deshalb muß in einem Multiplizierer 6 noch mit dem konstanten Faktor 1/2 fa1 multipliziert werden, um die Schätzwerte f ^(k) zur Verfügung zu stellen.
  • Die Erfindung betrifft eine Verbesserung der Arithmetik des Filters 4. Bevor auf diese Arithmetik anhand von 2 näher eingegangen wird, wird das grundsätzliche Konzept zunächst anhand der 3–7 erläutert.
  • In dem Artikel J.H. Wolf und J.W. Schwartz "Comparison of Estimators for Frequency Offset", IEEE Transactions on Communications, Vol. 38, Nr. 1, Januar 1990, Seiten 124–127, wird hergeleitet, daß für einen sogenannten Maximum-Likelihood-Schätzer, also einen Frequenzschätzer, bei welchem die Varianz des Phasenfehlers Δφdiff2(k) optimal klein ist, das Filter 4 folgende ideale Impulsantwort hid(k) haben muß:
    Figure 00070001
  • Hierin ist DownFreq = fa1/fa2.
  • Diese ideale Impulsantwort hid(k) ist in 3 für die Beobachtungszeit Ta2 = 60·Ta1 graphisch dargestellt. Es ergibt sich ein parabolischer Verlauf der Impulsantwort hid(k).
  • Eine direkte Implementierung der Formel (2) erfordert einen erheblichen Gatteraufwand. In dem vorstehend genannten Artikel wird deshalb vorgeschlagen, die in 3 dargestellt ideale Impulsantwort hid(k) durch eine in 4 dargestellte trapezförmige Impulsantwort hM(k) zu approximieren. Die approximierte Impulsantwort hM(k) lautet hM(k) = const·[δ–1(k) – δ–1(k – DownFreq/3)]·[δ–1(k) – δ–1(k – 2·DownFreq/3)] (3)
  • Dabei bedeutet δ–1 die Sprungfunktion. Bei Verwendung dieser Impulsantwort hM(k) entsteht ein suboptimaler Frequenzschätzer, wobei die Standardabweichung des Schätzfehlers gegenüber einem Frequenzschätzer, der ein Filter mit der in 3 dargestellten idealen Impulsantwort hid(k) verwendet nur um ca. 6% größer ist, so daß fast der theoretisch mögliche optimale Frequenz-Schätzwert f ^ erreicht wird.
  • Eine direkte Implementierung der Formel (3) ist aufgrund der Vielzahl der notwendigen Multiplikationen immer noch mit einem erheblichen Gatteraufwand verbunden, was die Hardwarerealisierung unter Echtzeitbedingungen erschwert. An dieser Stelle setzt die vorliegende Erfindung ein, indem eine einfache Erzeugung der in 4 dargestellten trapezförmigen Impulsantwort hM(k) vorschlägt.
  • Erfindungsgemäß wird vorgeschlagen, die in 4 dargestellte trapezförmige Impulsantwort hM(k) durch Überlagerung zweier in den 5 und 6 dargestellter dreieckförmiger Impulsantworten h1(k) und h2(k) der Länge 2/3 Ta2 zu erzeugen. Dabei ist die zweite dreieckförmige Impulsantwort h2(k) gegenüber der ersten dreieckförmigen Impulsantwort h1(k) zeitlich um 1/3 Ta2 verschoben, so daß durch Addition dieser beiden Impulsantworten die in 4 dargestellte trapezförmige Impulsantwort hM(k) entsteht. Die zeitliche Verschiebung und Addition der zweiten dreieckförmigen Impulsantwort h2(k) und der ersten dreieckförmigen Impulsantwort h1(k) läßt sich durch Faltung mit einem Dirac-Impuls mit einem entsprechenden Mittelungs-Filter erzeugen.
  • Die in 5 dargestellte dreieckförmige Impulsantwort läßt sich durch Faltung zweier in 7 dargestellter rechteckförmiger Impulsantworten h3(k) und h4(k) der zeitlichen Länge 1/3 Ta2 erzeugen. Die Amplitude der Impulsantworten h3(k) und h4(k) beträgt.
    Figure 00080001
    wobei AmplitudeDreieck die Amplitude der Impulsantworten h1(k) und h2(k) (im Beispiel 0,025) und N die Abtastwerte der Impulsantworten h1(k) und h2(k) (im Beispiel 20) bedeuten.
  • Eine bevorzugte Realisierung des anhand der 3–7 vorgestellten Konzepts zur Erzeugung der trapezförmigen Impulsantwort hM(k) wird nun anhand eines in 2 dargestellten Ausführungsbeispiels des Filters 4 und des Abtast-Konverters 5 näher beschrieben.
  • Am Eingang 8 des Filters 4 befindet sich ein Multiplizierer 7, der die Phasendifferenz-Werte φdiff1(k)/π mit der Konstanten multin multipliziert. Diese Multiplikation hat die Aufgabe, den Verstärkungsfaktor der nachfolgenden Filterstufen, der wesentlich größer als 1 ist, so zu kompensieren, daß der resultierende Verstärkungsfaktor 1 ist. Dieser Multiplizierer ist durch einen arithmetischen Shift realisierbar. Es ist nur ein geringer Gatteraufwand notwendig.
  • An den Multiplizierer 7 schließt sich ein erster Integrierer 9 und ein zweiter Integrierer 10 an. Der in 1 dargestellte Abtast-Konverter ist bei dem in 2 dargestellten Ausführungsbeispiel in zwei Abtast-Konverter 5a und 5b zerlegt. In dem ersten Abtast-Konverter 5a findet zunächst eine Herabsetzung der Abtastrate um den Faktor DownHDF = DownFreq/3 = fa1/3fa2 statt. Dies ist notwendig, weil die in 7 dargestellten rechteckförmigen Impulsantworten h3(k) und h4(k) die zeitliche Länge 1/3 Ta2 haben.
  • An den ersten Abtast-Konverter 5a schließen sich ein erster Differenzierer 11 und ein zweiter Differenzierer 12 an. Auf die Integrierer und Differenzierer folgt ein Mittelungs-Filter 13, das die Aufgabe hat, die Ausgangsfolge der verzögerten Dreiecks-Impulsantworten h1(k) und h2(k) aufzuaddieren.
  • An das Mittelungs-Filter 13 schließt sich ein zweiter Abtast-Konverter 5b an, der die Abtastrate bzw. Taktfrequenz noch um den verbleibenden Faktor 3 herabsetzt, um insgesamt eine Reduzierung der Abtastrate bzw. Taktfrequenz im Verhältnis DownFreq = fa1/fa2 zu erreichen.
  • In den Filtern wird eine 2er-Komplement-Arithmetik mit begrenzter Wortlänge verwendet. Die Dimensionierung der Wortlänge muß so vorgenommen werden, daß im zweiten Differenzierer 12 kein Übertrag (overflow) auftritt. In den beiden Integrierern 9, 10 und dem ersten Differenzierer 11 treten Überträge auf, die jedoch aufgrund der 2er-Komplement-Arithmetik zu keinen Rechenfehlern führen.
  • Im dargestellten Ausführungsbeispiel haben die Integrierer 9 und 10 die Übertragungsfunktion H(z) = z/(z – 1), die Differenzierer 11 und 12 die Übertragungsfunktion H(z) = 1 – z–1 und das Mittelungs-Filter 13 die Übertragungsfunktion 1/2 (1 + z–1).
  • Der Integrierer 9 summiert die eingehenden Phasendifferenz-Werte φdiff1(k)/π der Reihe nach endlos auf. Der zugeordnete Differenzierer 11 zieht vom Endwert der Integration den um das Zeitintervall 1/3 Ta2 vorher vorliegenden Startwert des Integrierers 9 (im in 7 dargestellten Ausführungsbeispiel den Wert des Integrierers 9 20 Abtastzeitpunkte vorher) ab. Die Differenzbildung erfolgt also über die zeitliche Schrittweite 1/3 Ta2. Dies wird durch den vorgeschalteten ersten Abtast-Konverter 5a erreicht. Dadurch entsteht insgesamt die in 7 dargestellte rechteckförmige Impulsantwort h3(k).
  • Durch zweistufige Ausbildung der Hintereinanderschaltung von zwei Integrierern 9, 10 mit zwei Differenzierern 11, 12 wird die rechteckförmige Impulsantwort zweifach erzeugt (h3(k) und h4(k)) und die rechteckigen Impulsantworten (h3(k) und h4(k)) miteinander gefaltet, so daß die Elemente 9, 10, 5a, 11, 12 insgesamt die in 5 dargestellte dreieckförmige Impulsantwort h1(k) erzeugen. Indem das Ausgangssignal des zweiten Differenzierers 12 dem Mittelungs-Filter 13 zugeführt wird, entsteht eine Faltung an den Dirac-Impulsen der Impulsantwort des Mittelungs-Filters 13, so daß die dreieckförmige Impulsantwort h1(k) mit der um die Zeitspanne 1/3 Ta2 verschobenen Dreiecksfolge addiert wird (im in den 5 und 6 dargestellten Ausführungsbeispiel um 40 Abtastzeitpunkte verschoben). Die beiden überlappenden, in den 5 und 6 dargestellten, dreieckförmigen Impulsantworten h1(k) und h2(k) ergeben dann die in 4 dargestellte gewünschte trapezförmige, resultierende Impulsantwort hM(k).
  • Die in den 1 und 2 dargestellten Blockschaltbilder dienen nur zur Veranschaulichung eines Ausführungsbeispiels der Erfindung. Die Elemente 1 bis 13 werden vorzugsweise schaltungstechnisch (als Hardware) realisiert. Jedoch ist auch eine Realisierung in Form von Programmschritten (als Software) denkbar.

Claims (8)

  1. Verfahren zur Abschätzung der Frequenz (f ^) eines komplexen, digitalen Eingangssignals (x(k)) mit folgenden Verfahrensschritten: – Bestimmen (2) der Phase (φ(k) = arg (x(k))) des Eingangssignals (x(k)), – Erzeugen (3) der Phasendifferenz (φdiff1(k)) zwischen benachbarten Abtastwerten der Phase (φ(k), φ(k – 1)), – Mitteln der Phasendifferenz (φdiff1(k)) mit einem Filter (4), das eine trapezförmige Impulsantwort (hM(k)) hat, – Umrechnen der Phasendifferenz-Werte in Frequenz-Werte, dadurch gekennzeichnet, daß die trapezförmige Impulsantwort (hM(k)) durch Überlagerung einer ersten dreieckförmigen Impulsantwort (h1(k)) mit einer gegenüber der ersten dreieckförmigen Impulsantwort (h1(k)) zeitlich verschobenen zweiten dreieckförmigen Impulsantwort (h2(k)) erzeugt wird.
  2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste dreieckförmige Impulsantwort (h1(k)) durch Falten zweier rechteckförmiger Impulsantworten (h3(k), h4'(k)) erzeugt wird.
  3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite dreieckförmige Impulsantwort (h2(k)) aus einer Faltung der ersten dreieckförmigen Impulsantwort (h1(k)) mit einem Dirac-Impuls erzeugt wird.
  4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die rechteckförmigen Impulsantworten (h3(k), h4(k)) durch Integration (9, 10) und eine nachfolgende Differenzierung (11, 12) erzeugt werden, wobei zwischen der Integration (9) und der Differenzierung (11) eine Herabsetzung der Abtastrate (fa1) auf ein Drittel der inversen zeitlichen Länge (fa1 = 1/3·1/Ta2) der trapezförmigen Impulsantwort (hM(k)) des Filters (4) erfolgt.
  5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Falten der rechteckförmigen Impulsantworten (h3(k), h4(k)) dadurch erfolgt, daß die Integration (9, 10) und die Differenzierung (11, 12) jeweils 2-stufig vorgenommen wird.
  6. Vorrichtung zur Abschätzung der Frequenz (f) eines komplexen, digitalen Eingangssignals (x(k)) mit: – einer Phasenerfassungs-Einrichtung (2) zur Erfassung der Phase (φ(k) = arg(x(k)) des Eingangssignals (x(k)), – einem Differenzbilder (3) zur Erzeugung der Phasendifferenz (φdiff1(k)) zwischen benachbarten Abtastwerten der Phase (φ(k), φ(k – 1)), – einem Filter (4) zum Mitteln der Phasendifferenz (φdiff(k)), das eine trapezförmige Impulsantwort (hM(k)) hat, – einer Einrichtung (6) zum Umrechnen der Phasendifferenz-Werte in Frequenz-Werte, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (4) einen ersten Integrierer (9), einen dem ersten Integrierer (9) nachgeschaltet zweiten Integrierer (10), einen dem zweiten Integrierer (10) nachgeschalteten Abtast-Konverter (5a), einen dem Abtast-Konverter (5a) nachgeschaltet ersten Differenzierer (11), einen dem ersten Differenzierer (11) nachgeschalteten zweiten Differenzierer (12) und ein dem zweiten Differenzierer (12) nachgeschaltetes Mittelungs-Filter (13) umfaßt.
  7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Abtast-Konverter (5a) eine Herabsetzung der Abtastrate (fa1) auf ein Drittel der inversen zeitlichen Länge (fa1 = 1/3·1/Ta2) der trapezförmigen Impulsantwort (hM(k)) des Filters (4) erfolgt.
  8. Vorrichtung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsfunktion HK(z) des Mittelungs-Filters (13) HK(z) = ½(1 + z–1)beträgt.
DE10033575A 2000-07-11 2000-07-11 Verfahren und Vorrichtung zur Abschätzung der Frequenz eines digitalen Signals Expired - Lifetime DE10033575B4 (de)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE10033575A DE10033575B4 (de) 2000-07-11 2000-07-11 Verfahren und Vorrichtung zur Abschätzung der Frequenz eines digitalen Signals
US09/901,644 US6407684B1 (en) 2000-07-11 2001-07-11 Method and device for estimating the frequency of a digital signal
JP2001211364A JP2002090400A (ja) 2000-07-11 2001-07-11 ディジタル信号の周波数を評価するための方法およびデバイス

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE10033575A DE10033575B4 (de) 2000-07-11 2000-07-11 Verfahren und Vorrichtung zur Abschätzung der Frequenz eines digitalen Signals

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE10033575A1 DE10033575A1 (de) 2002-01-24
DE10033575B4 true DE10033575B4 (de) 2005-04-21

Family

ID=7648483

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE10033575A Expired - Lifetime DE10033575B4 (de) 2000-07-11 2000-07-11 Verfahren und Vorrichtung zur Abschätzung der Frequenz eines digitalen Signals

Country Status (3)

Country Link
US (1) US6407684B1 (de)
JP (1) JP2002090400A (de)
DE (1) DE10033575B4 (de)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10334963A1 (de) * 2003-07-31 2005-03-03 PARTEMA GmbH Parallele Technologie für Modul-Algorithmen Verfahren und Vorrichtung zur Analyse von Signalen
US6972639B2 (en) * 2003-12-08 2005-12-06 Werlatone, Inc. Bi-level coupler
US7251577B2 (en) * 2004-07-19 2007-07-31 Tektronix, Inc. Realtime power mask trigger
KR101001382B1 (ko) * 2009-12-07 2010-12-14 엘아이지넥스원 주식회사 위상 차이에 기초해 주파수를 검출 방법 및 장치

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE4302679A1 (de) * 1993-02-01 1994-08-04 Deutsche Aerospace Verfahren zur Momentanfrequenz-Detektion
DE19534262A1 (de) * 1994-09-19 1996-03-28 Advantest Corp Verfahren und Vorrichtung zur Messung eines FM-Freuqenzhubs
DE19516449A1 (de) * 1995-05-04 1996-11-14 Siemens Ag Verfahren zum Bestimmen der Frequenzabweichung
US5835390A (en) * 1995-12-27 1998-11-10 Asahi Kasei Microsystems Co., Ltd Merged multi-stage comb filter with reduced operational requirements
DE19808874A1 (de) * 1998-03-03 1999-09-09 Henkel Verfahren zur Quantisierung von Binärsignalen
DE19810695A1 (de) * 1998-03-12 1999-09-16 Daimler Benz Aerospace Ag Verfahren zur Detektion eines gepulsten Nutzsignals

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3766545A (en) * 1971-02-06 1973-10-16 M Hikosaka Digital phase detector
US3789393A (en) * 1972-10-26 1974-01-29 Inductosyn Corp Digital/analog converter with amplitude and pulse-width modulation
JPS6147570A (ja) * 1984-08-14 1986-03-08 Nec Corp デイジタル周波数検出装置
US4983906A (en) * 1989-08-17 1991-01-08 Hewlett-Packard Company Frequency estimation system
US5134397A (en) * 1991-06-17 1992-07-28 Hughes Aircraft Company Phase compensation for electromagnetic resolvers
JP2785165B2 (ja) * 1992-01-10 1998-08-13 国際電気株式会社 バースト信号の位相検波回路
JP3015588B2 (ja) * 1992-05-18 2000-03-06 株式会社東芝 無整流子モータの通電波形発生回路
JPH05324873A (ja) * 1992-05-22 1993-12-10 Rohm Co Ltd メンバーシップ関数発生回路
JPH06209231A (ja) * 1993-01-11 1994-07-26 Hitachi Ltd 信号処理用アクティブフィルタの自動特性調整回路
JP2746068B2 (ja) * 1993-08-04 1998-04-28 ヤマハ株式会社 変調信号発生装置
WO1995022856A1 (fr) * 1994-02-21 1995-08-24 Teratec Corporation Convertisseur a/n
JP3540914B2 (ja) * 1997-05-19 2004-07-07 株式会社日立メディコ Ｘ線撮影装置
JP3015747B2 (ja) * 1996-10-29 2000-03-06 株式会社ミツトヨ エンコーダの内挿回路
US6049297A (en) * 1998-11-19 2000-04-11 Visidyne, Corp. Digital phase measuring system and method
US6236343B1 (en) * 1999-05-13 2001-05-22 Quantum Corporation Loop latency compensated PLL filter

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE4302679A1 (de) * 1993-02-01 1994-08-04 Deutsche Aerospace Verfahren zur Momentanfrequenz-Detektion
DE19534262A1 (de) * 1994-09-19 1996-03-28 Advantest Corp Verfahren und Vorrichtung zur Messung eines FM-Freuqenzhubs
DE19516449A1 (de) * 1995-05-04 1996-11-14 Siemens Ag Verfahren zum Bestimmen der Frequenzabweichung
US5835390A (en) * 1995-12-27 1998-11-10 Asahi Kasei Microsystems Co., Ltd Merged multi-stage comb filter with reduced operational requirements
DE19808874A1 (de) * 1998-03-03 1999-09-09 Henkel Verfahren zur Quantisierung von Binärsignalen
DE19810695A1 (de) * 1998-03-12 1999-09-16 Daimler Benz Aerospace Ag Verfahren zur Detektion eines gepulsten Nutzsignals

Non-Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
CHU,S.,BURRUS,C.S.: Multirate Filter Designs Using Comb Filters. In:IEEE Transactions on Circuits and Systems,Nov.1984,Vol.CAS-31,No.11, S.913-924 *
HAGIWARA,M.,NAKAGAWA,M: Performance of Improved Tangent Type FM Demodulator Using Digital Signal Processing. In: Electronics and Communications in Japan,Okt.1984,Vol.67-B,No.10,S.66-74 *
HOGENAUER,E.B.: An Economical Class of Digital Filters for Decimation and Interpolation. In: IEEE Trans. on Acoustics, Speech and Signal Proce- ssing, April 1981, Vol. ASSP-29 No. 2, S. 155-162
HOGENAUER,E.B.: An Economical Class of Digital Filters for Decimation and Interpolation. In: IEEE Trans. on Acoustics, Speech and Signal Proce-ssing, April 1981, Vol. ASSP-29 No. 2, S. 155-162 *
WOLF,J.K.,u.a.: Comparsion of Estimators for Frequenzy Offset.In: IEEE Transactions on Communications,Jan.1990,Vol.COM-38,No.1,S.124- S.127 *

Also Published As

Publication number Publication date
US6407684B1 (en) 2002-06-18
US20020039019A1 (en) 2002-04-04
JP2002090400A (ja) 2002-03-27
DE10033575A1 (de) 2002-01-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE3121972C2 (de)
DE2501201C2 (de) Schaltungsanordnung zur Unterdrückung jener Anteile in einem Radarempfangssignal, die auf dem Radarbildschirm Störflecken (Clutter) verursachen
DE3121310C2 (de)
EP0215810B1 (de) Schaltungsanordnung zur mittelwertbildung
DE102004025471A1 (de) Verfahren bzw. adaptives Filter zum Verarbeiten einer Folge aus Eingabe-Daten eines Funksystems
DE10033575B4 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Abschätzung der Frequenz eines digitalen Signals
DE102011011978A1 (de) Verfahren und Vorrichtung zur gleichzeitigen Ermittlung des Amplituden- und Phasenrauschens eines Messobjekts
DE10039666B4 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Abschätzung der Frequenz und/oder der Phase eines digitalen Signals
EP0581059B1 (de) Verfahren und Anordung zur Rauschreduktion bei Fernseh-oder Videosignalen
DE4137404A1 (de) Verfahren zur reduktion von rauschen
DE2912745C2 (de) Monolithisch integrierte Ladungsverschiebeschaltung
DE2011772C3 (de) Filter mit einer periodischen Frequenzcharakteristik
EP0599144B1 (de) Verfahren zur Erzeugung eines modifizierten Videosignals
EP1586914B1 (de) Digitale Filter für NMR- und MRI-Anwendungen
DE2933931A1 (de) System zum digitalisieren eines analogen signales
DE4244144C1 (de) Verfahren zur Demodulation von frequenzmodulierten Signalen
DE10032520A1 (de) Interpolationsfilter und Verfahren zur digitalen Interpolation eines digitalen Signals
DE2260264C3 (de) Verfahren und Anordnung zur Schätzwertbildung in einem Codierer für Differenz-Pulscodemodulation
DE2618391B2 (de) Verfahren und Anordnung zur Reduzierung des Rauschens in Fernsehsignalen
DE69722719T2 (de) Interpolationsfilter
DE3120639C2 (de) Anordnung zur adaptiven Löschung von Sprecherechos
DE4135335C2 (de) Einrichtung zur Gewinnung zweier in Quadraturphasenbeziehung stehender Signale aus einem digitalen Signal
EP0909029B1 (de) Verfahren zur Adaption von Filterkoeffizienten und adaptive Digitalfiltereinrichtung
DE10055375A1 (de) Auswerteschaltung für Wechselspannungsimpulse
DE3406833C2 (de)

Legal Events

Date Code Title Description
OM8 Search report available as to paragraph 43 lit. 1 sentence 1 patent law
OP8 Request for examination as to paragraph 44 patent law
8364 No opposition during term of opposition
R071 Expiry of right