DE2933931A1 - System zum digitalisieren eines analogen signales - Google Patents

System zum digitalisieren eines analogen signales

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DE2933931A1
DE2933931A1 DE19792933931 DE2933931A DE2933931A1 DE 2933931 A1 DE2933931 A1 DE 2933931A1 DE 19792933931 DE19792933931 DE 19792933931 DE 2933931 A DE2933931 A DE 2933931A DE 2933931 A1 DE2933931 A1 DE 2933931A1
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packard
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Neil H K Judell
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HP Inc
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Hewlett Packard Co
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    • H03M1/06—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Analogue/Digital Conversion (AREA)

Description

Hewlett-Packard Company
Int. Az.: Case 1292
25. JuIi 1979
SYSTEM ZUM DIGITALISIEREN EINES ANALOGEN SIGNALES
Die Erfindung betrifft ein System zum Digitalisieren eines analogen Signales gemäß dem Oberbegriff von Patentanspruch 1.
Analoge Signale werden allgemein in ihre Digitalform durch einen A/D-Umsetzer umgesetzt, bevor sie für Berechnungen verwendet oder in anderer Weise verarbeitet werden. Die A/D-Umsetzer tasten die Amplitude des analogen Signales in Intervallen von t Sekunden ab und erzeugen digitale Wörter, welche diejenige Amplitude darstellen, welche der abgetasteten Amplitude am nächsten kommen, im Rahmen der durch den Aufbau des Umsetzers bestimmten Anzahl von Bits. Jeder Unterschied zwischen der tatsächlichen Amplitude des abgetasteten Analogwertes und der davon abgeleiteten, durch das DigitaTwort dargestellten Amplitude ist als "Digitalisierungsrauschen" bekannt.
Die höchste Frequenz des analogen Signales, das durch ein derartiges Abtastverfahren genau dargestellt werden kann, ist als "Nyquist-Frequenz" bekannt und ist gleich der halben Abtastfrequenz. Wenn das Analogsignal auch höhere Frequenzen enthält, so können sich diese mit der Abtastfrequenz und deren Harmonischen überlagern, und es können Signale unterhalb der Nyquist-Frequenz entstehen, welche also in das interessierende Frequenzband fallen ("aliasing"). Um dieses zu verhindem, ist es üblich geworden, das Analogsignal durch ein Tiefpaßfilter zu schicken, welches eine Eckfrequenz bei oder unterhalb der Nyquist-Frequenz hat. Je schärfer jedoch die Eckfrequenz ist,, desto größer ist die Phasenverzerrung. Deshalb wäre es erstrebenswert, die Verwendung eines Analogfilters zu vermeiden.
030 012/06 7 1
1JO' \ ''J 2333931
Hewlett-Packard Comp.
Int. Az.: Case 1292 B . '
Bei vielen Anwendungen können Einstreuungen von Versorgungsleitungen, welche Spannungen mit 50 oder 60 Hz führen, erhebliche Digitalisierungsfehler hervorrufen. Es können Kerbfilter verwendet werden, um diese Frequenzen im Analogsignal vor deren Zuführung zu einem A/D-Umsetzer zu schwächen, aber dadurch entstehen auch erhebliche Phasenfehler.
Der Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, ein System nemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 derart zu verbessern, daß der Digitalisierungsfehler vermindert wird. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch das Kennzeichen von Anspruch 1 gelöst.
Somit können das Digitalisierungsrauschen und der durch Frequenzüberlagerung bei der Digitalisierung entstehende Fehler vermindert werden und auch eine hohe Abschwächung der Wirkungen von Versorgungsleitungen erreicht werden, indem ein integrierender A/D-Umsetzer verwendet wird, an den sich ein Digitalfilter anschließt. Noch bessere Ergebnisse können erreicht werden durch einen integrierenden A/D-Umsetzer, obgleich dieser an sich mehr Rauschen verursacht als ein A/D-Umsetzer gemäß dem Abtast/Halteprinzip.
Im folgenden wird die Erfindung anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele erläutert; es stellen dar:
Fig. 1 ein Blockdiagramm eines A/D-Umsetzersystemes gemäß der Erfindung,
Fig. 2 ein Blockdiagramm eines A/D-Umsetzersystemes gemäß dem Stand der Technik,
Fig. 3 ein vereinfachtes Diagramm eines integrierenden A/D-Umsetzers, Fig. 3A ein Diagramm zur Erläuterung des Betriebs des integrierenden
A/D-Umsetzers gemäß Fig. 3,
Fig. 4 ein Diagramm zur Erläuterung des Betriebs des Systems gemäß der Erfindung und
Fig. 5 ein Diagramm zur Erläuterung des Betriebs eines Zweipunkt-Boxcar-Filters.
030012/0671
Hewlett-Packard Comp. '
Int. Az.: Case 1292
Anhand von Fig. 2 wird ein herkömmliches System eines A/D-Umsetzers erläutert. Eine Quelle 2 erzeugt ein Analogsignal, das Signalfrequenzen oberhalb der interessierenden Maximal frequenz l/2t sowie eine Einstreuung bei 50 oder 60 Hz von Versorgungsleitungen führen kann. Die Wirkungen der Interferenz können durch ein Kerbfilter 4 reduziert werden, das mit der Quelle 2 verbunden ist, und das Analogsignal kann bei der Nyquist-Frequenz von l/2t durch einen Tiefpaß oder ein sogenanntes Anti-Alias-Filter 6 ausgesiebt werden. Das Ausgangsignal vom Filter 6 wird einem A/D-Umsetzer 8 zugeführt, der das Analogsignal in Intervallen von t Sekunden abtastet und digitale Wörter erzeugt, welche die Amplituden des Analogsignales bei diesen Abtastzeitpunkten darstellen. Wie vorher erläutert wurde, bewirkt ein Analogfilter wie beispielsweise das Filter 6 unerwünschte Phasenverschiebungen im Analogsignal, die dem A/D-Umsetzer 8 zugeführt werden und verursacht Fehler im abgegebenen Digitalsignal.
Gemäß Fig. 2 wird eineAusführungsform des erfindungsgemäßen Systemes zur Analog/Digital-Umsetzung erläutert. Von einer Quelle 10 werden Analogsignale mit Signal komponenten, deren Frequenz höher als die höchste interessierende Signal frequenz sein kann und welche Einstreuungen von 50 Hz oder 60 Hz aus Versorgungsleitungen enthalten können, einem integrierenden A/D-Umsetzer 12 zugeführt. Das Ausgangssignal vom A/D-Umsetzer 12 wird einem digitalen Filter 14 zugeführt. Das Filter enthält ein Schieberegister mit Abschnitten r, bis r,, und r ,deren Ausgänge mit entsprechenden Multipliziergliedern 16 bis 36 oder X verbunden sind. Die Ausgangssignale der Multiplizierglieder werden über getrennte Leitungen 54 dem Eingang einer Addierschaltung 56 zugeführt. Die Faktoren jedes Multipliziergliedes 16 bis 36 sind jeweils für ein spezielles Digitalfilter zur Realisierung der Erfindung bemessen, obgleich auch andere Digitalfilter eingesetzt werden können.
In Fig. 3 ist ein integrierender A/D-Umsetzer vereinfacht und mit der Praxis nicht ganz entsprechenden Werten dargestellt, um das Funktionsprinzip besser erläutern,zu können. Ein zu digitalisierendes
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Hewlett-Packard Comp.
Int. Az.: Case 1292
Analogsignal V™, beispielsweise +1 V, wird über einen Widerstand 40 von 1 Ohm dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers U, zugeführt. Ein Taktgeber #1 liefert Impulse, deren Zeitabstand genau Is gegenüber dem Setzimpuls für eine Relais-Steuerungseinrichtung 42 beträgt, die unmittelbar eine Spannung an ihrer "Aus"-Klemme abgibt und damit die Relaisspule 44 speist und einen Ruheschalter s schließt. Dadurch werden dem. invertierenden Eingang des Operationsverstärkers U, -10 V über einen Widerstand 46 mit 1 Ohm zugeführt. Dessen nichtinvertierenderEingang ist mit einem Masseanschluß verbunden, und ein Kondensator C-mit 1 F ist zwischen dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers U-, und dessen Ausgang verbunden, so daß dieser Verstärker eine integrierte Spannung Vj,,T an den nicht-invertierenden Eingang eines Komparators U2 abgibt. Der invertierende Eingang des Komparators U~ ist mit einer Spannung -E /2 verbunden, wobei EQ die Spannung einer Umsetzerstufe ist, wie noch erläutert wird.
Bei jedem Takt des Taktgebers 1 wird ein schnellerer Taktgeber 2 ausgelöst, beispielsweise mit einer Frequenz von 1 000 Hz, welche Impulse an die Eingangsklemme eines Zählers 48 abgibt. Wenn die integrierte Spannung VjNT vom Komparator U, den Wert -EQ/2 erreicht, schaltet das Signal am Ausgang des Komparators Up in den hohen Pegelzustand um. Dieses Signal wird einem Eingang eines UND-Gliedes U3 zugeführt und ändert dessen Ausgangszustand erst, wenn der nächste Impuls vom Taktgeber 2 am anderen Eingang über die Leitung 50 eintrifft. Dann ändert sich der Schaltzustand am Ausgang des UND-Gliedes U3. Das Ausgangssignal vom UND-Glied U3 wird dem Rückstelleingang der Relais-Steuerungseinrichtung 42 zugeführt, wodurch die Relaisspule 44 abgeschaltet und der Schalter s geöffnet wird. Das .Ausgangssignal vom UND-Glied U3 wird auch einem Ausgang "Daten bereit" zugeführt, der mit einem Steuerglied 52 verbunden ist. Das Steuerglied 52 bewirkt, daß die Digitalwörter in den Stufen r-, bis r·,, des Schieberegisters jeweils zur nächsten Stufe verschoben werden und das Digitalwort am Augang des Zählers 48 in der Stufe r, gespeichert wird.
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Hewlett-Packard Comp.
Int. Az.: Case 1292
.":!**:■ : :- : 2333931
if
Die Multiplizierglieder 16 bis X multiplizieren dann die Ausgangssignale der entsprechenden Abschnitte des Schieberegisters, mit denen sie verbunden sind. Die Ausgangssignale der Multiplizierglieder 16 bis Xn werden dann über die Leitungen 54 der Addiereinrichtung 56 zugeführt. Wenn die Addition abgeschlossen ist, wird ein Signal über die Aufnahme der Daten an den Rückstelleingang des Zählers 48 abgegeben.
Der Betrieb des integrierenden A/D-Umsetzers wird unter Bezugnahme auf Fig. 3A erläutert: Darin bedeutet die horizontale Linie G Massepotential und die Sägezahnkurve VINT die Spannung am Ausgang des Verstärkers U-,. Wenn VjNT + 1 V beträgt und der Schalter s geöffnet ist, lädt der Kondensator C sich in negativer Richtung mit einer Ladegeschwindigkeit von 1 V/s auf. In.gleicher Weise ändert sich die Spannung V1n-J-. Wenn der Taktgeber 1 einen Taktimpuls abgibt, wird der Schalter s geschlossen, und der Kondensator C beginnt sich mit einer Geschwindigkeit von 9 V/s aufzuladen. Der Taktgeber beginnt Taktimpulse abzugeben, und der Zähler 48 beginnt mit deren Zählung. En ist die Spannung, um welche das Signal Vt,,,- mit positivem Vorzeichen erhöht wird zwischen den Taktsignalen. Wenn V^ -EQ/2 wird, ändert das Ausgangssignal des Komparators seinen Logikzustand, und dadurch wird die Spannung an einem der Eingänge des UND-Gliedes Uo erhöht. Das UND-Glied U- ändert seinen Schaltzustand'jedoch nicht, bis dessem anderen Eingang über die Leitung 50 das nächste Taktsignal des Taktgebers 2 zugeführt wird. Unter Bezugnahme auf Fig. 3A kann das irgendwann zwischen den unterbrochenen Linien -EQ/2 und +Eq/2 erfolgen. In diesem Fall wird der Taktgeber 2 angehalten, und der Zähler 48 gibt ein Digitalwort ab entsprechend seinem Zählerstand, d.h. der Amplitude von ντΝτ. Bis das UND-Glied U, ausgelöst wird, wird das Signal V^ erhöht, so daß es einen Wert zwischen -Eq/2 und +EQ/2 haben kann. Wenn das UND-Glied U3 ausgelöst wird, wird der Kondensator negativ aufgeladen, bis der Taktgeber 1 Taktimpulse im Abstand von 1 s abgibt. Somit können beide Enden des + 9 V/s Abschnitts von VIf,T verändert werden, wodurch die Anzahl der Impulse vom Taktgeber 2 sich ändern kann, die durch
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Hewlett-Packard Comp. Int. Az.: Case 1292
den Zähler 48 gezahlt werden. Diese Änderungen sind unabhängige Veränderliche, sie sind jedoch miteinander durch die Tatsache verknüpft, daß ein Anstieg in der Spannung am oberen Ende eines 9 V/s-Abschnitts von Vj,,T einen Anstieg der Spannung am unteren Ende des nächsten 9 V/s-Abschnitts von VINT bewirkt. Diese Änderun gen sind die Quelle für das Digitalisierungsrauschen. Das nigitalisierungsrauschen kann wie folgt beschrieben werden: Der Effektivwert·des Digitalisierungsrauschens in dem System gemäß Fig. 1 beträgt
(i) ^JL . γ£[h(D - h (L-I)]
dabei ist h(L) die Impulsantwort des Digital filters 14 und L die Digital zeit.
Falls das Signal vom integrierenden A/D-Umsetzer 12 ein Digitalfilter 1 durchläuft, welches einen Abschnitt für die Multiplikation mit 1 hat, findet definitionsgemäß keine Filterung statt. Die Impulsantwort eines derartigen Filters kann beschrieben werden durch die folgenden Werte zu den Abtastzeiten: 00100. Der Ausdruck innerhalb der Klammern stellt die Steigung in irgendeinem Digital-Zeitintervall L dar, weil die Digitalzeiten gleichförmig getrennt sind. Die Steigungswerte eines derartigen Filters können als die Differenz der Ausgangssignale zwischen aufeinanderfolgenden Zeitintervall en ausgedrückt werden. In diesem Fall handelt es sich um die Werte 0, 0, 1, -1, 0, 0 und die Summe der
2 2
Quadrate dieser Steigungswerte ist 1 + (-1) = 2, so daß sich
für Gleichung (V) ergibt:
E VF E
(2) ~=r- = ~=r = .41 E
K ' Vi2 VT
0.
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■Int. Az.: Case 1292
Der Effektivwert des Rauschens eines A/D-Umsetzers mit Abtast- und Halteglied mit nachgeschaltetem Digitalfilter kann ausgedrückt werden durch
(3, Λ . A/
■Ü2 VL
falls dieses "Filter" 1, welches eigentlich keine Filterfunktion hat, mit dem Ausgang eines A/D-Umsetzers mit Abtast- und Halteglied verbunden wird, beträgt der Mittelwert des Rauschens
E0 -i/T" - E0
(4) -^. "ΥΓ .- -μ = .29 E0.
-Vl2 Λ/12 υ
Somit ist ein derartiger A/D-Umsetzer naturgemäß weniger rauschanfall ig als ein integrierender A/D-Umsetzer. Wenn jedoch die gleichen Berechnungen bei jedem der A/D-Umsetzer eingestellt werden, denen Digitalfilter gemäß der nachfolgenden Tabelle nachgeschaltet sind, so ergeben sich folgende Resultate:
FILTER ,3,1) »14,11 ABTAST- UND
HALTEGLIED		 Eo INTEGRATION E0
(1) ,18,16 .1) .29 E0 .41 Eo
OJ) ,8,5,3 .41 .41 En
(1,1,1J, 1.1.1· .82 0
E0		 .41 0
Eo
(1,3,7,13 7.7 Eo 3.3 Eo
(1,2,4,7,
7,4,2,		 11.6 Eo 2.8 Eo
(1,3,5,8, 6.4 1.9
,16,13,7
11,14,
1)
10,10,
,16
,10
Beispielsweise betragen die Steigungswerte für das letzte Filter
1, 2, 2, 3, 2, 0, 0, -2, -3, -2, -2, -1, die Summe der Quadrate beträgt 44, und der Wert des Ausdrucks (1) für einen integrierenden A/D-Umsetzer wird
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Hewlett-Packard Comp. Int. Az.: Case 1292
(5)
6 ·6
· 1 9
Der Wert von Ausdruck (3) für den A/D-Umsetzer mit Abtast- und Halteglied bei der Koppelung mit dem gleichen Filter wird
E06.4.
Dieses Rauschen ist 3,4 mal größer.
Die folgende Tabelle zeigt das Verhältnis der Filterverstärkung zum Digitalisierungsrauschen an, wobei die Filterverstärkung sich aus der Multiplikation der Werte der getrennten Abschnitte ergibt.
FILTER
(D
(1.1)
(1,1,1,1,1,1,1,1) (1,3,7,13,16,13,7,3,1)
(1,2,4,7,11,14,16,18,16,14,11 7,4,2,1)
(1,3,5,8,,10,10,10,8,5,3,1)
ABTAST- UND HALTEGLIED
3-45
INTEGRATION
2-45
Eo Eo
4-9 4-9
E0 Eo·
9-76 19-51
E0 E0
8-31 19-39
E0 E°
11-03 45-71
E0 E0
10 33-68
Wenn das Digitalisierungsrauschen problematisch ist und keine Filterung ausgeführt werden soll, sollte ein A/D-Umsetzer mit Abtast-und Halteglied verwendet werden. Falls das Digitalisierungsrauschen problematisch ist und eine Filterung erfolgen soll, sollte ein integrierender A/D-
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Int. Az.: Case 1292
Umsetzer verwendet werden.
Im folgenden werden Maßnahmen zur Unterdrückung der Fehler erläutert, welche bei der A/D-Umsetzung durch die Überlagerung mit Oberwellen der Abtastfrequenz entstehen. Das Frequenzverhalten eines A/D-Umsetzers mit Abtast- und Halteglied ist für alle Frequenzen gleich, wie durch die horizontale Linie 58 in Fig. 4 angedeutet wurde. Das bedeutet, daß unabhängig von. der Abtastfrequenz die Schwebungen mit irgendeiner anderen Frequenz stets die gleiche Amplitude haben. Daher würden Störfrequenzen infolge von Überlagerungen zwischen unerwünschten Eingangsfrequenzen und Harmonischen der Abtastfrequenz des A/D-Umsetzers in die Bandbreite der gewünschten Signale fallen. Daher wurde das Tiefpaßfilter 6 gemäß dem Stand der Technik bei der Anordnung gemäß Fig. 1 verwendet.
Das Frequenzverhalten für einen integrierenden A/D-Umsetzer kann wie folgt abgeleitet werden. Falls eine Analogschaltung eine Impulsantwort von ω (t)w-(-t + tQ) hat, wobei w_.(t) eine Stufenfunktion mit dem Wert 0 bis zum Zeitpunkt t und demWert 1 danach ist, und wobei ω_ (-t + tQ) eine Stufenfunktion mit dem Wert 1 von -α bis (t + tQ) und dem Wert 0 für spätere Zeitpunkte ist, beträgt der Frequenzgang
2e J- sin —«J°
Wenn dieser Schaltung ein Signal i(t) zugeführt wird und dieses über eine Periode von tQ integriert wird, ist das Resultat das gleiche wie für einen kontinuierlich integrierenden A/D-Umsetzer gemäß Fig. 3. Somit hat ein derartiger A/D-Umsetzer einen Frequenzgang Η(ω) gemäß Gleichung 6. Dieses entspricht der Linie Ηω in Fig. 4. Für ω = -^- folgt Ηω = 0, so daß die Kurve H bei dieser Frequenz gegen 0 gent. Dieses kann bei einem integrierenden A/D-Umsetzer gemäß Fig. 3 auch derart festgestellt werden, daß t das Abtastintervall von 1 s ist
2ir u
und die Abtastfrequenz T— ist. Wenn bei dieser speziellen Schaltung
1 0
VIf, eine Frequenz von — hat, ergibt sich im Ausgang der Wert 0
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Int. Az.: Case 1292
als Integral über eine volle Periode. Die Kurve H verläuft auch durch 0 bei allen Harmonischen der Abtastfrequenz ~. Da die meisten Frequenzkomponenten zwischen -ί- und -^- einen hinreichenden Amplitudenwert haben, ergibt sich nur ein unwesentlicher "aliasing Fehler.
Der Impuls u_,(t)u_, (-t + tQ) beschreibt jeden der Abtastwerte S-, bis S7 in Fig. 5. Falls der Ausgang eines integrierenden A/D-Umsetzers mit einem Zweipunkt-Boxcar-Filter verbunden wird, ergeben sich am Ausgang die Impulse S, + Sp, Sp + S3, S, + S. etc. Die Abtastfrequenz ist die gleiche, aber die Abtastwerte haben nun eine Dauer von 2tQ und eine Impulsantwort u ,(t)u_,(-t + 2tg). • Der Frequenzgang Η'/ω» des integrierenden A/D-Umsetzers, dem ein Zweipunkt-Boxcar-Filter nachgeschaltet ist, lautet
m h· - 2e"jü)t0 sin( ttftg)
und ist dargestellt durch die Linie H1/^ in Fig. 4. Ein solcher Frequenzgang vermindert den Aliasing-Fehler, da das Ausgangsignal bei Anregungsfrequenzen über -£— ziemlich gering ist.
τ0
Im folgenden werden das Digital rauschen und der sogenannte Aliasing-Fehler erläutert. Wie aus den Tabellen und Rauschzahlen für den A/D-Umsetzer mit Abtast- und Halteglied und dem integrierenden A/D-Umsetzer ersichtlich ist, vermindert ein Zwei punkt-Boxcar-Filter das Rauschen nicht, obgleich es das Verstärkungs/Rauschverhältnis des Filters verbessert. Bei anderen Filtern können sich jedoch bessere Rauschzahlen für einen integrierenden A/D-Umsetzer ergeben. Eine gute Rauschzahl und eine weitgehende Unterdrückung des Aliasing-Fehlers können erreicht werden durch Verwendung eines Filters, welches den untersten Werten in der Tabelle entspricht. Dieses ist das Filter in Fig. 1. Dessen Frequenzverhalten ergibt sich aus der unterbrochenen Kurve 6Q. Je mehr Stufen ein Filter aufweist, desto größer ist die Dauer einer Abtastperiode und desto geringer ist die Frequenz des ersten Antwortsignales mit dem Wert
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Int. Az.: Case 1292
Falls die unterbrochene Linie 60 in einem großen Maßstab genau aufgezeichnet wird, ergäbe sich, daß die Kurve bei Frequenzen von 50 und 60 Hz einen sehr tiefen Wert für Abschnitte auf beiden Seiten aufwiese, so daß diese Frequenzen sehr wenig Interferenz erzeugen würden, falls sie geändert werden.
Bei der Anordnung in Fig. 1 könnte diejenige Anzahl von Abschnitten und die erforderliche Anzahl von Multipliziereinrichtungen für irgendein Filter vorgesehen werden, die gewünscht sind. Beispielsweise wären 15 Abschnitte erforderlich zur Ausbildung des Filters mit dem besten Verstärkungs/Rauschverhältnis von 45,71/En.
030Ö12/0671

Claims (3)

  1. HEWLETT ihp, PACKARD .-* ·>"' ": :: :' : ":
    HEWLETT- PACKARD GMBH- Postfach 1430 Γ) /0.10 Böblingen
    Hewlett-Packard Company
    Int. Az.: Case 1292 25. Juli 1979
    PATENTANSPRÜCHE
    \\ System zum Digitalisieren eines Analogsignales, dadurch gekennzeichnet, daß ein kontinuierlich integrierender A/D-Umsetzer vorgesehen ist und ein Digitalfilter mit dem Ausgang des A/D-Umsetzers verbunden ist, welches mehr als zwei Abschnitte aufweist und zur Verminderung des Rauschens und von Frequenzüberlagerungsfehlern mit einer Verstärkung von mehr als 2 ausgelegt ist.
  2. 2. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Digitalfilter mit den Steigungswerten 1, 2, 4, 7, 11, 14, 16, 18, 16, 14, It, 7, 4, 2, 1 ausgelegt ist.
  3. 3. System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Digitalfilter mit den Werten 1,3, 5, 8, 10, 10, 10, 8, 5, 3, 1 ausgelegt ist.
    030012/0671
    001
    Herrenberger Straße 110-7030 Böblingen Telex: 07-266739 Hep d-Telefon; 07031-6671
    (icsrHi, *.«■ ■·■!! /»■!■ ;··.|"ί!ι·( ;. llu.nq .·,.:.· AiNwrii ΛιιιΙ.μ)ι·ίι·Ι>γ «..Μ·,/,.ι /CiiicWw«»»" .'·'·> CiVii fufrwu/viv l!iflh.r,i Α.ι,Ή.ι,ί, '■ A,r// (I ■ ■..„· l.i . ·.·, .Vi- ..·.■·. .Wv, Hin ir·^ / .r> ii ΛΙ.1Μ·!/·
DE19792933931 1978-09-07 1979-08-22 System zum digitalisieren eines analogen signales Withdrawn DE2933931A1 (de)

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